DE60128694T2

DE60128694T2 - Datenübertragung mittels pulsbreitenmodulation

Info

Publication number: DE60128694T2
Application number: DE60128694T
Authority: DE
Inventors: Chandra Carmel MOHAN; Jayanta Carmel MAJUMDAR
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 2000-07-25
Filing date: 2001-07-20
Publication date: 2008-02-07
Anticipated expiration: 2021-07-21
Also published as: TW524000B; HK1060229A1; WO2002009381A2; WO2002009381A3; MY129769A; MXPA03000760A; AU7704901A; BR0112747A; DE60128694D1; US6359525B1; CN1454421A; JP4745593B2; EP1303960A2; EP1303960B1; JP2004510362A; AU2001277049B2; CN1257633C; KR20040008108A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Modulationstechnik, die datenhochratige Mehrfachsignale durch einen bandbegrenzten Kanal überträgt.
Es ist immer wünschenswert, Daten mit höheren Datenraten durch Kanäle bereitzustellen, die eine begrenzte Bandbreite aufweisen. Es sind zahlreiche Modulationstechniken zur Erhöhung der Datenrate durch einen Kanal entwickelt worden. Zum Beispiel erlauben die m-wertige Phasenumtastungstechnik (PSK) und die Quadratur-Amplituden-Modulationstechnik (QAM) dadurch eine Komprimierung, daß eine Mehrzahl von Datenbits in jedem übertragenen Zeichnen kodiert wird.
Das Dokument mit dem Titel "Optical-fibre transmission of multiplexed video signals using pulse width modulation" von Wilson B u.a. betrifft ein Verfahren zum Übertragen eines multiplexierten Videosignals in einem Lichtwellenleiter unter Verwendung der Pulsbreitenmodulation.
US-A-4 070 550 betrifft ein pulsmoduliertes nichtsynchrones Kommunikationssystems für beschnittene Sprache, bei dem Pulse an den Nullüberkreuzungspunkten von Eingangswellenformen des Kanals in einem Mehrkanalsystem erzeugt werden. Die den Überkreuzungspunkten entsprechenden Pulse werden sodann kodiert und in bestimmte Zeitschlitze entsprechend den geeigneten Kanälen nach Bestimmung durch einen Zeitgeber eingesetzt.
WO 99/46861 beschreibt ein Variapertursystem zum Kodieren/Dekodieren, das zur Verwendung in einem Streuspektrumsystem geeignet ist und das eine Multiphasenkodierung eines Eingabe-NRZ-Bitstroms abgibt. Jedes Bit eines kodierten Ausgangssignals wird so kodiert, daß es eine vorbestimmte unterschiedliche Anzahl von Taktperioden in Abhängigkeit von dem Logikpegel des Eingangssignals umfaßt.
Derartige Systeme weisen mit ihnen verbundene Beschränkungen auf. Zunächst ist die mit solchen Systemen verbundenen Hardware aufwendig. Dies erklärt sich daraus, daß diese Techniken ein hohes Maß an Kanallinearität für einen ordnungsgemäßen Betrieb erfordern. Demgemäß muß eine umfängliche Signalbearbeitung zur Trägerermittlung, Zeichenrückgewinnung, Interpolation und für die Signalformung durchgeführt werden. Zweitens sind derartige Techniken empfindlich für Mehrwegeeffekte. Diese Effekte müssen im Empfänger kompensiert werden. Drittens erfordern diese Systeme häufig Bandbreiten über diejenigen hinaus, die in einigen Anwendungsfällen für die gewünschten Datenraten verfügbar sind (z.B. im kanalbezogenen Inband-Rundfunk-FM-Hilfsträgerbetrieb).
Es ist ferner wünschenswert, Vorkehrung für mehrere Datensignale durch einen Kanal zu treffen. Einige Modulationstechniken nutzen den Kanal vollständig, während andere einen Aspekt des Kanals ungenutzt lassen. Das Multiplexieren des Frequenzbereichs und das Multiplexieren des Zeitbereichs sind zwei Techniken zur gemeinsamen Nutzung eines Kanals bei einer Vielzahl von Signalen. Dadurch, daß der Kanal auf diese Weise gemeinsam genutzt wird, wird der Gesamtdurchsatz durch den Kanal erhöht.
Gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung weist ein Digitaldatenmodulator eine Quelle einer Mehrzahl von Digitaldatensignalen mit einer gemeinsamen Datenbitperiode auf. Mehrere Kodierer kodieren jeweils ein entsprechendes Signal aus der Mehrzahl von Digitaldatensignalen unter Verwendung eines Codes für einen Variablen Puls, für den Flanken in jeweiligen nicht-überlappenden Intervallen innerhalb der Datenbitperiode auftreten. Mehrere Pulssignalgeneratoren erzeugen jeweils die betreffenden Pulse, die die Flanken des entsprechenden Signals aus der kodierten Mehrzahl von Digitaldatensignalen darstellen. Ein Trägersignalgenerator erzeugt ein Trägersignal mit Trägerpulsen entsprechend den jeweiligen Pulsen.
Nach einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung umfaßt ein Digitaldatendemodulator eine Quelle eines aufeinanderfolgende Bitperioden umfassenden modulierten Signals, wobei jede Bitperiode eine Mehrzahl jeweils entsprechenden Intervallen in aufeinanderfolgenden Bitperioden zugeordneter nicht-überlappender Intervalle aufweist und jedes Intervall einen Trägerpuls, im Abstand zu Trägerpulsen in anderen zugehörigen Intervallen, beinhaltet und ein entsprechendes auf variable Pulsbreite kodiertes Digitaldatensignal darstellt. Ein Detektor demoduliert das modulierte Signal zur Erzeugung von Pulsen entsprechend den empfangenen Trägerpulsen. Mehrere Dekodierer dekodieren jeweils in einem betreffenden Intervall aus der Mehrzahl zugehöriger Intervalle in der Bitperiode empfangene Pulse zur Erzeugung des entsprechenden Digitaldatensignals.
Die Technik nach den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung bewerkstelligt eine gleichzeitige Übertragung einer Mehrzahl von unabhängigen Signalen mit hoher Datenrate durch einen einzigen Kanal. Ein System nach der vorliegenden Erfindung kann unter Verwendung einer verhältnismäßig preisgünstigen Schaltkreistechnik realisiert werden, ist dabei unempfindlich gegenüber Mehrwegestörungen und erreicht eine wesentliche Bandbreitenkomprimierung.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
In der Zeichnung zeigt:
1 ein Blockdiagramm eines Modulators zum Erzeugen eines Signals von verhältnismäßig hoher Datenrate in einer verhältnismäßig schmalen Bandbreite,
2 ein Wellenformdiagramm, geeignet zum Verständnis der Arbeitsweise des in 1 dargestellten Modulators,
3 ein Blockdiagramm eines Empfängers, der ein Signal empfangen kann, das entsprechend der Darstellung in 1 moduliert worden ist,
4 ein Spektrumdiagramm, das zum Verständnis einer Anwendung der in den 1 und 2 dargestellten Modulationstechnik geeignet ist,
5 ein Blockdiagramm eines FM-Rundfunksenders mit einem kanalbezogenen Inband-Digitalsendekanal, der unter Verwendung der in den 1 und 2 dargestellten Modulationstechnik realisiert worden ist,
6 ein Blockdiagramm eines FM-Rundfunkempfängers, der ein Signal empfangen kann, das durch einen in 5 dargestellten FM-Rundfunksender moduliert worden ist,
7 ein Wellenformdiagramm, das zum Verständnis der Arbeitsweise eines Modulators nach den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung geeignet ist,
8 ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform des Modulators nach den 1 und 2, um auch ein Hilfsdatensignal zusammen mit dem Datensignal hoher Datenrate zu senden,
9 ein Blockdiagramm eines Empfängers, der das durch den in 8 dargestellten Modulator produzierte Signal empfangen kann,
10 ein Wellenformdiagramm, das zum Verständnis der Arbeitsweise eines Modulators nach den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung geeignet ist,
11 ein Blockdiagramm eines Modulators nach den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung,
12 ein Blockdiagramm eines Empfängers, der das von dem in 11 dargestellten Modulator produzierte Signal gemäß der vorliegenden Erfindung empfangen kann.
Die 1 ist ein Blockdiagramm eines Modulators zum Erzeugen eine Signals bei hoher Datenrate und schmalem Frequenzband. In 1 empfängt ein Eingang IN ein digitales Signal hoher Datenrate. Der Eingang IN ist mit einem Ausgang eines Kodierers 10 verbunden. Ein Ausgang des Kodierers 10 ist mit einem Eingang eines Differenziergliedes 20 verbunden. Ein Ausgang des Differenziergliedes 20 ist mit einem Eingang eines Pegeldetektors 25 verbunden. Ein Ausgang des Pegeldetektors 25 ist mit einem ersten Eingang eines Mischers 30 verbunden. Ein lokaler Oszillator 40 ist mit einem zweiten Eingang des Mischers 30 verbunden. Ein Ausgang des Mischers 30 ist mit einem Eingang eines Bandpaßfilters (BPF) 50 verbunden. Ein Ausgang des BPF 50 ist mit einem Ausgang OUT verbunden, der ein moduliertes Signal erzeugt, das das digitale Signal am Eingang IN darstellt.
Die 2 ist ein Wellenformdiagramm, das zum Verständnis der Arbeitsweise des in 1 dargestellten Modulators geeignet ist. Die 2 ist nicht maßstabsgerecht gezeichnet, um die Wellenformen deutlicher zu veranschaulichen. Bei der dargestellten Ausführungsform ist das digitale Signal hoher Datenrate am Eingang IN ein zweistufiges Signal im Non-return-to-zero-Format (NRZ). Dieses Signal ist als die obere Wellenform in 2 veranschaulicht. Das NRZ-Signal trägt aufeinanderfolgende Bits, jeweils eine als Bitperiode bezeichnete vorbestimmte Periode andauernd, wie es durch gestrichelte Linien im NRZ-Signal gezeigt ist, und hat eine entsprechende als Bitrate bezeichnete Frequenz. Der Pegel des NRZ-Signals stellt den Wert dieses Bits dar, sämtlich in bekannter Weise. Der Kodierer 10 arbeitet zum Kodieren des NRZ-Signals unter Verwendung eines Codes für variable Pulsbreite. Bei der dargestellten Ausführungsform ist der Code für die variable Pulsbreite ein Variaperturcode. Das Variaperturkodieren ist im einzelnen in der internationalen Patentanmeldung PCT/US99/05301 von Chandra Mohan, eingereicht am 11. März 1999, beschrieben. Nach dieser Patentanmeldung wird ein NRZ-Signal auf folgende Weise phasenkodiert.
Jede Bitperiode im NRZ-Signal wird als ein Übergang im kodierten Signal kodiert. Ein Kodiertakt als ein mehrfaches M der Bitrate wird zum Phasenkodieren des NRZ-Signals verwendet. Bei der oben erwähnten Patentanmeldung läuft der Kodiertakt mit einer Rate M, die das Neunfache der Bitrate beträgt. Wenn das NRZ-Signal von einem Logisch-'1'-Pegel zu einem Logisch-'0'-Pegel übergeht, erfolgt ein Übergang im kodierten Signal 8 mit Kodierung von Taktzyklen (M – 1) aus dem vorhergehenden Übergang. Wenn das NRZ-Signal von einem Logisch-'0'-Pegel auf einen Logisch-'1'- Pegel übergeht, erfolgt ein Übergang im kodierten Signal 10 mit Kodierung von Taktzyklen (M + 1) aus dem vorherigen Übergang. Wenn das NRZ-Signal keinen Übergang hat, d. h., wenn aufeinanderfolgende Bits den gleichen Wert haben, dann erfolgt ein Übergang in dem kodierten Signal 9 unter Kodierung von Taktzyklen (M) von dem letzten Übergang. Das variaperturkodierte Signal (VAC) ist als zweite Wellenform in 2 dargestellt.
Das variaperturkodierte Signal (VAC) wird durch das Differenzierglied 20 zur Erzeugung einer Serie von Pulsen differenziert, die mit den Übergängen im VAC-Signal zeitlich abgestimmt sind. Das Differenzierglied vermittelt dem VAC-Modulationssignal ferner eine Phasenverschiebung von 90°. Übergänge mit vorauslaufender Flanke erzeugen positiv laufende Pulse und Übergänge mit nachlaufender Flanke erzeugen negativ laufende Pulse, sämtlich in bekannter Weise. Das differenzierte VAC-Signal ∂VAC / ∂t ist in 2 als das dritte Signal dargestellt. Das ∂VAC∂t -Signal wird vom Pegeldetektor 25 pegelmäßig zur Erzeugung einer Serie dreistufiger Pulse mit konstanten Applituden erkannt. Wenn das differenzierte VAC-Signal ∂VAC / ∂t einen Wert hat, der größer ist als ein positiver Schwellenwert, wird ein Pegelsignal mit einem hohen Wert erzeugt; wenn es einen Wert hat, der niedriger ist als ein negativer Schwellenwert, wird ein Pegelsignal mit einem niedrigen Wert erzeugt, ansonsten hat es einen Mittelwert, sämtlich in bekannter Weise. Das Pegelsignal ist als viertes Signal (LEVEL) in 2 gezeigt.
Das LEVEL-Signal moduliert ein Trägersignal vom lokalen Oszillator 40 im Mischer 30. Ein positiver Puls erzeugt einen Puls des Trägersignals mit einer ersten Phase und ein negativer Puls erzeugt einen Puls des Trägersignals mit einer zweiten Phase. Die erste und die zweite Phase sind vorzugsweise im wesentlichen 180° außer Phase. Dieser Trägersignalpuls ist vorzugsweise im wesentlichen eine Kodiertaktperiode lang und hat, bei der dargestellten Ausführungsform, eine Dauer von im wesentlichen 1/9 der NRZ-Bitperiode. Die Frequenz des Signals des lokalen Oszillators 40 wird so gewählt, daß vorzugsweise zumindest zehn Zyklen des Signals des lokalen Oszillators während der Pulstaktperiode des Trägersignals auftreten können. In 2 ist das Trägersignal CARR als untere Wellenform veranschaulicht, wobei das Trägersignal durch vertikales Stricheln in jeweils rechteckigen Rahmen dargestellt ist. Bei dem in 2 dargestellten CARR-Signal ist die Phase von Trägerpulsen, die als Antwort auf positiv gerichtete LEVEL-Pulse erzeugt werden, durch ein "+" dargestellt, und die Phase von Trägerpulsen, die als Antwort auf negativ gerichtete LEVEL-Pulse erzeugt werden, ist durch ein "–" dargestellt. Die "+" und "–" stellen Phasenunterschiede von lediglich im wesentlichen 180° dar und sollen nicht eine absolute Phase darstellen.
Der BPF 50 filtert sämtliche "Außenband"-Fourierkomponenten im CARR-Signal aus, wie auch die Trägerkomponente selbst und eines der Seitenbänder und beläßt nur ein einziges Seitenband. Das Ausgangssignal OUT vom BPF 50 ist somit ein Phasen- oder frequenzmoduliertes Einzelseitenband (SSB), das das NRZ-Datensignal am Eingang IN darstellt. Dieses Signal kann durch eine der zahlreichen bekannten Sendetechniken an einen Empfänger gesendet werden.
3 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, der ein Signal empfangen kann, das durch den in den 1 und 2 dargestellten Modulator moduliert worden ist. In 3 ist ein Eingang IN mit einer Quelle eines Signals verbunden, das wie oben unter Bezugnahme auf die 1 und 2 beschrieben moduliert worden ist. Der Eingang IN ist mit einem Eingang eines BPF 110 verbunden. Ein Ausgang des BPF 110 ist mit einem Eingang eines Integrierglieds 120 verbunden. Ein Ausgang des Integrierglieds 120 ist mit einem Eingang eines Begrenzungsverstärkers 130 verbunden. Ein Ausgang des Begrenzungsverstärkers 130 ist mit einem Eingang eines Detektors 140 verbunden. Ein Ausgang des Detektors 140 ist mit einem Eingang eines Dekodierers 150 verbunden. Ein Ausgang des Dekodierers 150 reproduziert das durch das modulierte Signal am Eingang IN dargestellte NRZ-Signal und ist mit einem Ausgang OUT verbunden.
Im Betrieb filtert der BPF 110 Außerbandsignale aus und läßt nur das modulierte SSB-Signal durch, wie oben beschrieben. Das Integrierglied 120 reversiert die 90° Phasenverschiebung, die durch das Differenzierglied 20 (aus 1) eingebracht worden ist. Der Begrenzungsverstärker 130 beschränkt die Amplitude des Signals vom Integrierglied 120 auf eine konstante Amplitude. Das Signal vom Begrenzungsverstärker 130 entspricht dem in 2 dargestellten Trägerpulssignal CARR. Der Detektor 140 ist entweder ein FM-Entscheider oder ein Phasenregelkreis (PLL) zum Demodulieren der FM- bzw. PM-modulierten Trägerpulssignale. Der Detektor 140 erkennt die Trägerpulse und erzeugt ein zweistufiges Signal mit durch die Phase und Zeitwerte dieser Pulse dargestellten Übergängen. Der Ausgang des Detektors 140 ist das Signal der variablen Bitweite entsprechend dem VAC-Signal in 2. Der Dekodierer 150 führt den umgekehrten Arbeitsgang des Kodierers 10 (aus 1) aus und erzeugt das NRZ-Signal entsprechend dem NRZ-Signal in 2 am Ausgang OUT. Die oben erwähnte US-Patentanmeldung (RCA 88,945) beschreibt einen Dekodierer 150, der bei 3 verwendet werden kann. Das NRZ-Signal am Ausgang OUT wird dann durch einen Anwendungsschaltkreis (nicht gezeigt) verarbeitet.
Da die Trägerpulse (Signal CARR in 2) an deutlich definierten Zeitpunkten in bezug zueinander auftreten und da diese Pulse in ihrer Dauer begrenzt sind, ist es möglich, den Detektor 140 nur zu Zeiten freizugeben, wenn Pulse erwartet werden. Z. B. hat bei der dargestellten Ausführungsform, wie oben im einzelnen beschrieben, jeder Puls eine Dauer von im wesentlichen 1/9 der Zeit zwischen den NRZ-Signalübergangszeiten. Nachdem ein Trägerpuls in 8/9 der Zeit zwischen NRZ-Signalübergängen seit dem vorhergehenden Trägerpuls (eine nachlaufende Flanke darstellend) empfangen worden ist, werden nachfolgende Pulse nur bei 9/9 (kein Übergang) oder 10/9 (vorauslaufende Flanke) der Zeit zwischen NRZ-Signalübergängen von diesem Puls erwartet. In gleicher Weise werden, nachdem ein Trägerpuls 10/9 der Zeit zwischen NRZ-Signalübergängen seit dem vorhergehenden Trägerpuls (eine vorauslaufende Flanke darstellend) empfangen wird, nachfolgende Pulse nur bei 8/9 (nachlaufende Flanke) oder 9/9 (kein Übergang) der Zeit zwischen NRZ-Signalübergängen von diesem Puls erwartet. Der Detektor 140 braucht nur freigegeben zu werden, wenn ein Trägerpuls erwartet wird, und nur in der zeitlichen Nähe der Dauer des erwarteten Pulses.
Ein bei 160 gestrichelt in 3 dargestellter Zeitfenstergeber hat einen mit einem Zustandsausgang des Detektors 140 verbundenen Eingang und einen mit einem Freigabeeingang des Detektors 140 verbundenen Ausgang. Der Zeitfenstergeber 160 überwacht die Signale vom Detektor 140 und gibt den Detektor nur dann frei, wenn ein Trägerpuls erwartet wird und nur in der zeitlichen Nähe der Dauer dieses Pulses, wie oben beschrieben.
Bei der dargestellten Ausführungsform liegt die Energie im modulierten Signal hauptsächlichen zwischen 0,44 (8/18) und 0,55 (10/18) mal der Bitrate und hat folglich eine Bandbreite von 0,11 mal der Bitrate. Dieses führt zu einer Erhöhung der Datenrate durch die Bandbreite um das Neunfache. Andere Komprimierungsverhältnisse können leicht durch Veränderung des Verhältnisses des Kodierungstaktes zur Bitrate bei den Abwägungen und Beschränkungen, die dem Fachmann geläufig sind, erreicht werden.
Das oben beschriebene System kann mit weniger komplizierter Schaltungstechnik als entweder m-wertige PSK- oder QAM-Modulationstechnik sowohl beim Sender als auch beim Empfänger realisiert werden. Im einzelnen können im Empfänger, nachdem das modulierte Signal extrahiert worden ist, Begrenzungsverstärker (z. B. 130) verwendet werden, was sowohl weniger aufwendig ist als auch Energie spart. Auch kann sowohl das Kodieren als auch das Dekodieren des NRZ-Signals mit nominell schnell programmierbaren logischen Geräten (PLDs) durchgeführt werden. Solche Geräte sind verhältnismäßig preiswert (gegenwärtig $1 bis $2). Außerdem gibt es bei diesem System keine Intersymbolstörung, so daß eine Formgebung der Wellenform nicht erforderlich ist. Des weiteren sind keine Folgeschleifen erforderlich, außer der Taktrückgewinnungsschleife.
Da, wie oben beschrieben, die Trägerübertragung nur an Bitgrenzen auftritt und sich nicht über die gesamte Bitperiode fortsetzt, kann im Empfänger eine Zeitfenstertechnik verwendet werden, um empfangenen Trägerpulse nur zu Zeiten zu erkennen, wenn Pulse erwartet werden. Demgemäß gibt es im vorliegenden System keine Mehrwegeprobleme.
Eine Anwendung für die oben beschriebene Modulationstechnik besteht im Übertragen von digitaler Musik in CD-Qualität gleichzeitig mit FM-Mono- und Stereo-Rundfunkaudiosignalen. Die 4 ist ein Spektrumdiagramm, das für das Verständnis dieser Anwendung der in den 1 und 2 veranschaulichten Modulationstechnik geeignet ist. 4A veranschaulicht den Energierahmen für FM-Rundfunksignale in den Vereinigten Staaten. In 4A stellt die horizontale Linie die Frequenz dar und gibt einen Bereich des VHF-Bandes irgendwo zwischen etwa 88 MHz und etwa 107 MHz wieder. Die Signalstärke ist in vertikaler Richtung dargestellt. Die zugelassenen Spektrumsrahmen zweier benachbarter Rundfunksignale sind dargestellt. Jeder Träger ist als ein vertikaler Pfeil dargestellt. Um jeden Träger herum befinden sich Seitenbänder, die das auf dem Träger FM-modulierte Rundfunksignal tragen.
In den Vereinigten Staaten können FM-Radiostationen Mono- und Stereo-Hörfunk mit voller Leistung in Seitenbändern innerhalb von 100 kHz des Trägers senden. In
4a sind diese Seitenbänder unschraffiert veranschaulicht. Der Programmanbieter kann andere Informationen in den Seitenbändern von 100 kHz bis 200 kHz senden, jedoch muß die in diesem Band übertragene Leistung 30 dB unter der vollen Leistung liegen. Diese Seitenbänder sind schraffiert dargestellt. Benachbarte Stationen (in demselben geographischen Gebiet) müssen um zumindest 400 kHz getrennt sein.
Das obere Seitenband über dem Träger des Sendesignals niedriger Frequenz in 4a ist im Spektrumdiagramm der 4b veranschaulicht. In 4b wird das Mono-Audiosignal L + R im Seitenband 0 bis 15 kHz beim Modulationspegel von 90 % gesendet. Das Audiosignal L – R wird als doppelseitenbandunterdrücktes Trägersignal um eine unterdrückte Hilfsträgerfrequenz von 38 kHz bei einem Modulationspegel von 45 % gesendet. Ein unteres Seitenband (lsb) geht von 23 kHz bis 38 kHz, und ein oberes Seitenband (usb) geht von 38 kHz bis 53 kHz. Ferner ist ein Pilotton von 19 kHz (einhalb der Frequenz des unterdrückten Trägers) in die Seitenbänder um den Hauptträger einbezogen. Damit bleiben 47 kHz sowohl im oberen Seitenband (4b) als auch im unteren Seitenband (nicht gezeigt) um den Hauptträger (d. h. von 53 kHz bis 100 kHz) für den Programmanbieter zum Senden zusätzlicher Informationen mit voller Leistung verfügbar. Wie oben beschrieben, muß von 100 kHz bis 200 kHz gesendete Leistung 30 dB unter der vollen Leistung liegen.
Unter Verwendung der in den 1 und 2 dargestellten oben beschriebenen Modulationstechnik kann ein 128-Kilobit-pro-Sekunde-Signal (kbps), das ein Audio-Signal von MP3-CD-Qualität enthält, kodiert und in einer Bandbreite von weniger als 20 kHz gesendet werden. Dieses digitale Audiosignal kann in den Raum zwischen 53 kHz und 100 kHz im oberen Seitenband (z. B.) gestellt und als Hilfsträgersignal zusammen mit dem regulären Rundfunk-Stereoaudiosignal, wie in 4b veranschaulicht, gesendet werden. In 4b ist das digitale Audiosignal das oben beschriebene bei 70 kHz zentrierte SSB-Singnal und läuft von etwa 60 kHz bis 80 kHz. Dieses Signal liegt innerhalb 100 kHz des Hauptträgers und kann somit mit voller Leistung gesendet werden.
5 ist ein Blockdiagramm eines FM-Rundfunksenders mit einem inbandkanalbezogenen digitalen Sendekanal, der nach der oben unter Bezugnahme auf die 1 bis 3 beschriebenen Modulationstechnik realisiert ist. In 5 sind diejenigen Elemente, die die gleichen sind wie die in 1 veranschaulichten, in ein mit "1" bezeichnetes gestricheltes Rechteck einbezogen, mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet und nachstehend nicht im einzelnen beschrieben. Die Kombination des Kodierers 10, des Differenzierglieds 20, des Pegeldetektors 25, des Mischers 30, des Oszillators 40 und des BPF 50 erzeugt ein SSB-phasen- oder frequenzmoduliertes Signal (CARR in 2), das ein digitales Eingangssignal (NRZ in 2) darstellt, wie sämtlich oben mit Bezug auf die 1 und 2 beschrieben. Ein Ausgang des BPF 50 ist mit einem Eingang eines Verstärkers 60 verbunden. Ein Ausgang des Verstärkers 60 ist mit einem ersten Eingang eines zweiten Mischers 70 verbunden. Ein zweiter Oszillator 80 ist mit einem zweiten Eingang des zweiten Mischers 70 verbunden. Ein Ausgang des zweiten Mischers 70 ist mit einem Eingang eines ersten Filters/Verstärkers 260 verbunden. Ein Ausgang des ersten Fil ters/Verstärkers 260 ist mit einem ersten Eingang eines Signalkombinators 250 verbunden.
Ein Ausgang eines Rundfunk-Basisbandsignalprozessors 210 ist mit einem ersten Eingang eines dritten Mischers 220 verbunden. Ein dritter Oszillator 230 ist mit einem zweiten Eingang des dritten Mischers 230 verbunden. Ein Ausgang des dritten Mischers 220 ist mit einem Eingang eines zweiten Filters/Verstärkers 240 verbunden. Ein Ausgang des zweiten Filters/Verstärkers 240 ist mit einem zweiten Eingang des Signalkombinators 250 verbunden. Ein Ausgang des Signalkombinators 250 ist mit einem Eingang eines Leistungsverstärkers 270 verbunden, der mit einer Sendeantenne 280 verbunden ist.
Im Betrieb empfängt der Kodierer 10 ein das digitale Audiosignal darstellendes digitales Signal. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist dieses Signal ein digitales Audiosignal, das MP3-konform ist. Speziell ist der digitale Audiodatenstrom in Vorwärts-Fehler-Korrektur (FEC) unter Verwendung eines Reed-Solomon-Codes (RS) kodiert. Sodann wird der FEC-kodierte Datenstrom pakettiert. Diese pakettierten Daten werden sodann durch den in 1 dargestellten Schaltkreis zu einem SSB-Signal komprimiert, wie es im einzelnen oben beschrieben ist.
Die Frequenz des vom Oszillator 40 erzeugten Signals wird so gewählt, daß sie 10,7 MHz beträgt, so daß die digitale Information vom Kodierer 10 um eine Mittenfrequenz von 10,7 MHz moduliert wird. Die Modulationsfrequenz kann irgendeine Frequenz sein, wird jedoch praktischerweise so gewählt, daß sie den Frequenzen be stehender niedrigpreisiger BPF-Filter entspricht. Z. B. haben typische BPF-Filter Mittenfrequenzen von 6 MHz, 10,7 MHz, 21,4 MHz, 70 MHz, 140 MHz usw. Bei der dargestellten Ausführungsform wird 10,7 MHz für die Modulationsfrequenz gewählt, und der BPF 50 wird als einer der bestehenden 10,7-MHz-Filter implementiert. Das gefilterte SSB-Signal vom BPF 50 wird vom Verstärker 60 verstärkt und durch die Kombination des zweiten Mischers 70 und zweiten Oszillators 80 aufwärtsgemischt. Bei der dargestellten Ausführungsform erzeugt der zweite Oszillator 80 ein Signal bei 77,57 MHz und das SSB wird auf 88,27 MHz aufwärtsgemischt. Dieses Signal wird gefiltert und durch den ersten Filter/Verstärker 260 weiter verstärkt.
Der Rundfunkbasisband-Signalprozessor 210 empfängt ein Stereoaudiosignal (nicht gezeigt) und führt die Signalverarbeitung aus, die notwendig ist zur Bildung des Basisband-Gesamtstereosignals, einschließlich des Signals L + R beim Basisband, des doppelseitenbandunterdrückten Trägersignals L – R bei einer (unterdrückten) Trägerfrequenz von 38 kHz und eines Pilottons von 19 kHz, sämtlich in bekannter Weise. Dieses Signal wird dann auf ein Trägersignal mit der zugeordneten Frequenz der FM-Station moduliert. Der dritte Oszillator 230 erzeugt ein Trägersignal mit der zugeordneten Rundfunkfrequenz, die, bei der dargestellten Ausführungsform, 88,2 MHz beträgt. Der dritte Mischer 220 erzeugt ein moduliertes Signal, das mit den Basisband-Gesamtmono- und Stereoaudiosignalen, wie in 4b veranschaulicht, moduliert ist. Das modulierte Signal mit einer Trägerfrequenz von 88,2 MHz und mit den in 4b veranschaulichten Standard-Rundfunkaudioseitenbändern, wird dann durch den zweiten Filter/Verstärker 240 gefiltert und verstärkt. Dieses Signal wird mit dem SSB-modulierten digitalen Signal bei einer Mittenfrequenz von 88,27 MHz vom ersten Filter/Verstärker 260 zur Bildung eines Gesamtsignals kombiniert. Dieses Gesamtsignal umfaßt somit sowohl die auf dem Träger bei 88,2 MHz modulierten Standard-Rundfunkstereoaudioseitenbänder als auch das SSB-modulierte Signal, das das bei 70 kHz über dem Träger (88,27 MHz) zentrierte digitale Audiosignal trägt, wie in 4b veranschaulicht. Dieses Gesamtsignal wird dann durch den Leistungsverstärker 270 leistungsverstärkt und an die Sendeantenne 280 zur Übertragung auf FM-Radioempfänger geliefert.
Die 6 ist ein Blockdiagramm eines FM-Rundfunkempfängers, der ein Signal empfangen kann, das von einem in 5 dargestellten FM-Rundfunksender moduliert worden ist. In 6 sind diejenigen Elemente, die die gleichen sind wie die in 3 veranschaulichten, mit einem mit "3" bezeichneten gestrichelten Rechteck angegeben, mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet und nachstehend nicht im einzelnen beschrieben. In 6 ist eine Empfangsantenne 302 mit einem RF-Verstärker 304 verbunden. Ein Ausgang des RF-Verstärkers 304 ist mit einem ersten Eingang eines ersten Mischers 306 verbunden. Ein Ausgang eines ersten Oszillators 308 ist mit einem zweiten Eingang des ersten Mischers 306 verbunden. Ein Ausgang des ersten Mischers 306 ist mit den jeweiligen Eingängen eines BPF 310 und eines durchstimmbaren BPF 110 verbunden. Ein Ausgang des BPF 310 ist mit einem Eingang eines Zwischenfrequenzverstärkers (IF) 312 verbunden, der ein Begrenzungsverstärker sein kann. Ein Ausgang des IF-Verstärkers 312 ist mit einem Eingang eines FM-Detektors 314 verbunden. Ein Ausgang des FM-Detektors 314 ist mit einem Eingang eines FM-Stereodekodierers 316 verbunden.
Im Betrieb empfängt und verstärkt der RF-Verstärker 304 RF-Signale von der Empfangsantenne 304. Der erste Oszillator 308 erzeugt ein Signal bei 98,9 MHz. Die Kombination des ersten Oszillators 308 und des ersten Mischers 306 mischt das Hauptträgersignal von 88,2 MHz abwärts auf 10,7 MHz und das SSB-Digitalaudiosignal von 88,27 MHz auf 10,63 MHz. Den BPF 310 passieren nur die 53 kHz der FM-Stereosignalseitenbänder (L + R und L – R) um die 10,7 MHz in bekannter Weise. Der IF-Verstärker 312 verstärkt dieses Signal und liefert es an einen FM-Detektor 314, der das Basisband-Gesamtstereosignal erzeugt. Der FM-Stereodekodierer 316 dekodiert das Basisband-Gesamtstereosignal zur Erzeugung von Mono- und/oder Stereoaudiosignalen (nicht gezeigt), die die gesendeten Audiosignale darstellen, sämtlich in bekannter Weise.
Bei der dargestellten Ausführungsform ist der durchstimmbare BPF 110 auf eine Mittenfrequenz von 10,63 MHz abgestimmt und läßt nur das digitale Audiosignal von 20 kHz um diese Frequenz passieren. Bei der dargestellten Ausführungsform geht der Durchlaßbereich des BPF 110 von 10,53 MHz bis 10,73 MHz. Die Kombination des BPF 110, des Integrierglieds 120, des Begrenzungsverstärkers 130, des Detektors 140, des Dekodierers 150 und des Fensterzeitgebers 160 wirkt in der Weise, daß das modulierte digitale Audiosignal extrahiert und dieses Signal zur Reproduktion des digitalen Audiosignals in der oberen mit Bezug auf in 3 beschriebenen Weise demoduliert und dekodiert wird. Die digitalen Audiosignale vom Dekodierer 150 werden in zweckmäßiger Weise durch weitere Schaltkreismittel (nicht gezeigt) zur Erzeugung von Audiosignalen entsprechend dem gesendeten digitalen Audiosignal verarbeitet. Speziell wird das Signal entpakettiert, und etwaige Fehler, die wäh rend der Übertragung eingetragen wurden, werden erkannt und korrigiert. Der korrigierte Bitstrom wird dann in ein Stereoaudiosignal umgewandelt, sämtlich in bekannter Weise.
Die oben beschriebene Ausführungsform bietet die äquivalente Komprimierungsleistung eines 1024-QAM-Systems. Jedoch sind in der Praxis die QAM-Systeme auf rund 256 QAM aufgrund der Schwierigkeit des Korrekturgeräusches und der Mehrwegeintersymbolstörung begrenzt, die aus der engen Konstellationsbeabstandung resultiert. Das obige System hat kein ISI-Problem wegen der schmalen und weit beabstandeten Trägerpulse. Kurz gesagt können höhere Datenraten in Kanälen schmalerer Bandbreite ohne eines der mit anderen Techniken, wie etwa QAM, verbundenen Probleme übertragen werden.
Zurückgreifend auf 2 ist ersichtlich, daß im CARR-Signal verhältnismäßig breite Lücken zwischen den Trägerpulsen vorhanden sind, während welcher kein Trägersignal gesendet wird. Diese Lücken können weiter genutzt werden. Die 7 ist ein detaillierteres Wellenformdiagramm des CARR-Signals, das zum Verständnis des Betriebs eines Modulators geeignet ist, der diese Lücken nutzen kann. Wie oben beschrieben, hat in dem in 1 veranschaulichten Kodierer 10 ein Kodierungstaktsignal eine Periode von einem Neuntel der Bitperiode des NRZ-Signals. Gestrichelte vertikale Linien in 7 stellen Kodierungstaktsignalperioden dar. In 7 ist eine Bitperiode von der Zeit t1 bis zur Zeit t10 dargestellt, um zu veranschaulichen, daß in einer Bitperiode neun Taktperioden sind. Jedoch ist diese Bitperiode nicht not wendigerweise zeitgleich mit dem NRZ-Eingangssignal und ist sehr wahrscheinlich in Bezug auf das NRZ-Signal verzögert.
Zugelassene Zeiträume von Trägerpulsen sind durch gestrichelte Rechtecke dargestellt. Ein Trägerpuls kann entweder 8, 9 oder 10 Taktpulse nach einem vorhergehenden erscheinen. Somit können Trägerpulse in einer beliebigen von drei benachbarten Taktperioden erscheinen. Der Trägerpuls A liegt angenommenermaßen 8 Taktpulse von dem vorausgegangenen, der Trägerpuls B liegt angenommenermaßen 9 Taktpulse von dem vorausgegangenen, und der Trägerpuls 10 liegt angenommenermaßen 10 Taktpulse von dem vorausgegangenen.
Wenn, wie oben beschrieben, ein Trägerpuls acht Taktpulse von dem vorhergehenden (A) liegt, zeigt dies eine nachlaufende Flanke im NRZ-Signal an und kann nur unmittelbar gefolgt werden von entweder einem Intervall (D) von neun Taktpulsen, was keine Veränderung im NRZ-Signal darstellt, oder einem Intervall (E) von zehn Taktpulsen, was eine vorauslaufende Flanke im NRZ-Signal darstellt. Wenn in gleicher Weise ein Trägerpuls zehn Taktpulse von dem vorhergehenden (C) liegt, zeigt dies eine nachlaufende Flanke im NRZ-Signal an und kann nur unmittelbar gefolgt werden von entweder einem Intervall (E) von acht Taktpulsen, was eine vorauslaufende Flanke im NRZ-Signal darstellt, oder einem Intervall (F) von neun Taktpulsen, was keine Veränderung im NRZ-Signal darstellt. Wenn ein Trägerpuls neun Taktpulse von dem vorhergehenden (B) liegt, zeigt dies keine Veränderung im NRZ-Signal an und kann unmittelbar gefolgt werden von entweder einem Acht-Takt-Puls-(D)-, was eine nachlaufende Flanke im NRZ-Signal darstellt, einem Neun-Takt-Puls-(E)-, was keine Veränderung im NRZ-Signal darstellt, oder einem Zehn-Takt-Puls-(F)-Intervall, was eine vorauslaufende Flanke im NRZ-Signal darstellt. Dieses alles ist in 7 veranschaulicht. Ersichtlich ist, daß von den neun Kodierungstaktperioden in einer NRZ-Bitperiode ein erstes Intervall der Bitperiode, das aus einer der drei benachbarten Taktperioden (t1-t4) besteht, potentiell einen Trägerpuls enthalten kann, während ein zweites Intervall, das aus den anderen sechs Taktperioden (t4-t10) besteht, einen Trägerpuls nicht haben kann.
Während des Intervalls, wenn keine Trägerpulse im CARR-Signal (t4-t10) erzeugt werden können, können andere Hilfsdaten auf dem Trägersignal moduliert werden. Dieses ist in 7 als ein abgerundetes Rechteck (AUX DATA) mit vertikaler Schraffur dargestellt. Jeweilige Schutzperioden von jeweils Δt, eine erste nach dem letzten potentiellen Trägerpuls (C) in einer Bitperiode und eine zweite vor dem nächsten nachfolgenden potentiellen Trägerpuls (D) in der nächsten Bitperiode, die Lükke umgebend, werden gewahrt, um eine potentielle Störung zwischen den das digitale Audiosignal tragenden Trägerpulsen (A-F) und der die Hilfsdaten tragenden Trägermodulation (AUX DATA) zu minimieren.
8 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Modulationssystems, das die Einbeziehung von Hilfsdaten in den modulierten kodierten Datenstrom realisieren kann. In 8 sind diejenigen Elemente, die die gleichen sind wie die in 1 dargestellten, mit der gleichen Bezugszahl bezeichnet und nachstehend nicht im einzelnen beschrieben. In 8 ist eine Quelle (nicht gezeigt) von Hilfsdaten (AUX) mit einem Eingang eines ersten FIFO-Puffers 402 verbunden. Ein Ausgang des FIFO- Puffers 402 ist mit einem ersten Dateneingang eines Multiplexers 404 verbunden. Ein Ausgang des Multiplexers 404 ist mit einem Eingang des Mischers 30 verbunden. Der Ausgang des Pegeldetektors 25 ist mit einem zweiten Dateneingang des Multiplexers 404 verbunden. Ein Zeitgeberausgang des Kodierers 10 ist mit einem Steuereingang des Multiplexers 404 verbunden.
Bei der dargestellten Ausführungsform wird angenommen, daß sich das Hilfsdatensignal in einem Zustand zum direkten Modulieren des Trägersignals befindet. Für den Fachmann versteht sich, wie ein Signal zu kodieren und/oder in sonstiger Weise zu behandeln ist, um einen Träger in der für die Eigenschaften dieses Signals zweckmäßigsten Weise zu modulieren. Zusätzlich wird bei der dargestellten Ausführungsform angenommen, daß das Hilfsdatensignal Digitalform hat. Dieses ist jedoch nicht notwendig. Das Hilfsdatensignal kann auch ein analoges Signal sein.
Im Betrieb weist der Kodierer ein internes Zeitglied (nicht gezeigt) auf, das die relative zeitliche Abstimmung der Pulse steuert. Dieses Zeitglied kann in für den Fachmann geläufiger Weise derart modifiziert werden, daß ein Signal mit einem ersten Zustand während der drei benachbarten Kodierungstaktperioden, t1-t4, erzeugt wird, wenn Pulse potentiell im CARR-Signal auftreten können, und ein zweiter Zustand während der verbleibenden Kodierungstaktperioden, t4-t10, erzeugt wird. Dieses Signal kann zum Steuern des Multiplexers 404 benutzt werden, um den Ausgang des Pegeldetektors 25 mit dem Eingang des Mischers 30 während der Perioden, t1-t4, wenn Pulse auftreten können, zu verbinden und den Ausgang des FIFO-Puffers 402 mit dem Mischer 30 ansonsten, t4-t10, zu verbinden. Während der Perioden, t1- t4, wenn der Ausgang des Pegeldetektors 25 mit dem Mischer 30 verbunden ist, befindet sich der Schaltkreis nach 8 in der in 1 veranschaulichten Konfiguration und arbeitet wie oben im einzelnen beschrieben.
Während der Perioden (t4 + Δt bis t10 – Δt), wenn der FIFO-Puffer 402 mit dem Mischer 30 (unter Berücksichtigung der Schutzbänder Δt) verbunden ist, modulieren die Daten aus dem FIFO-Puffer 402 das Trägersignal vom Oszillator 40. Der FIFO-Puffer 402 arbeitet in der Weise, daß er das digitale Hilfsdatensignal bei einer konstanten Bitrate empfängt und das Signal während der Zeitperioden (t1-t4), wenn Trägerpulse (A)-(C) erzeugt werden können, zwischenspeichert. Der FIFO-Puffer 402 liefert sodann die gespeicherten Hilfsdaten an den Mischer 30 als einen Datenausstoß mit einer höheren Bitrate während der Zeitperiode (t4 + Δt bis t10 – Δt), wenn die Hilfsdaten zu übertragen sind. Der Nettodurchsatz der Ausstöße von Hilfsdaten durch das CARR-Signal muß mit dem konstanten Nettodurchsatz von Hilfsdaten von der Hilfsdatensignalquelle (nicht gezeigt) übereinstimmen. Für den Fachmann versteht sich, wie die Durchsätze in Übereinstimmung zu bringen sind und auch für Überläufe und Unterschreitungen Sorge zu tragen ist, sämtlich in bekannter Weise.
Die 9 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, der das durch das in 8 veranschaulichte System hergestellte Signal empfangen kann. In 9 sind diejenigen Elemente, die die gleichen sind wie die in 3 veranschaulichten, mit der gleichen Bezugszahl bezeichnet und nachstehend nicht im einzelnen beschrieben. Nach 9 ist der Ausgang des Detektors 140 mit einem Eingang eines steuerbaren Schalters 406 verbunden. Ein erster Ausgang des steuerbaren Schalters 406 ist mit dem Eingang des Dekodierers 150 verbunden. Ein zweiter Ausgang des steuerbaren Schalters 406 ist mit einem Eingang eines FIFO 408 verbunden. Ein Ausgang des FIFO 408 erzeugt die Hilfsdaten (AUX). Der Ausgang des Zeitfenstergebers 160 ist nicht mit einem Freigabeeingang des Detektors 140, wie in 3, sondern statt dessen mit einem Steuereingang des steuerbaren Schalters 406 verbunden.
Im Betrieb ist der Detektor 140 in 9 stets freigegeben. Das Zeitfenstersignal vom Zeitfenstergeber 160 entspricht dem vom Kodierer 10 in 8 erzeugten Taktsignal. Das Zeitfenstersignal hat einen ersten Zustand während der Periode (t1-t4), wenn Trägerpulse (A)-(C) potentiell auftreten können, und ansonsten einen zweiten Zustand (t4-t10). Während der Periode (t1-t4), wenn Trägerpulse (A)-(C) potentiell auftreten können, versetzt der Zeitfenstergeber 160 den steuerbaren Schalter 406 in den Zustand zum Verbinden des Detektors 140 mit dem Dekodierer 150. Diese Konfiguration ist identisch mit der in 3 dargestellten und arbeitet wie oben im einzelnen beschrieben.
Während des übrigen Teils der Bitperiode (t4-t10) ist der Detektor 140 mit dem FIFO 408 verbunden. Während dieser Periode werden die modulierten Hilfsdaten demoduliert und an den FIFO 408 geliefert. In dem FIFO 402 (aus 8) entsprechender Weise empfängt der FIFO 408 die Hilfsdatenausstöße vom Detektor 140 und erzeugt ein Hilfsdatenausgangssignal AUX mit einer konstanten Bitrate. Das Hilfsdatensignal stellt die Hilfsdaten dar, wie zum Modulieren des Trägers kodiert. Eine wei tere Bearbeitung (nicht gezeigt) kann notwendig sein, um das empfangene Hilfsdatensignal auf das gewünschte Format zu dekodieren.
Nach den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung sind die in das Trägersignal eingefügten Hilfsdaten ein weiterer Satz von Trägerpulsen, die ein zweites, unabhängiges datenhochratiges Signal darstellen. Bei einigen Realisierungen kann es möglich sein, mehr als einen Satz von Trägerpulsen, die mehr als ein entsprechendes datenhochratiges Signal darstellen, als Hilfsdaten einzubeziehen. Bei der dargestellten Ausführungsform sind zwei zusätzliche datenhochratige Signale in den Kanal, für eine Gesamtzahl von drei Datensignalen, einbezogen.
In 10 veranschaulicht jede horizontale Linie den Zeitablauf von ein datenhochratiges Signal darstellenden Trägerpulsen. Die obere Linie, die mit DATA 1 bezeichnet ist, veranschaulicht den Zeitablauf von Trägerpulsen, die ein erstes datenhochratiges Signal DATA 1, ähnlich 7 darstellen. Die zweite Linie in 10 veranschaulicht den Zeitablauf der Trägerpulse, die ein zweites datenhochratiges Signal DATA 2 darstellen und die dritte Linie in 10 veranschaulicht den Zeitablauf von Trägerpulsen, die ein drittes datenhochratiges Signal DATA 3 darstellen. Wie ersichtlich ist, ist der das erste Datensignal DATA 1 darstellende Trägerpuls in einer der Taktperioden im Intervall von Zeit t1-t4 lokalisiert, während der das zweite Datensignal DATA 2 darstellende Trägerpuls in einer der Taktperioden im Intervall der Zeit t4-t7 lokalisiert ist und der das dritte Datensignal DATA 3 darstellende Trägerpuls in einer der Taktperioden in dem Zeitintervall t7-t10 lokalisiert ist. Die Trägerpulse von sämtlichen Datensignalen DATA 1, DATA 2 und DATA 3 werden zu einem einzigen Trägersignal CARR kombiniert, wie es unten in 10 veranschaulicht ist. Das einzige Trägersignal kann somit drei unabhängige datenhochratige Signale durch einen einzigen Kanal übertragen.
Es versteht sich für den Fachmann, daß jedes als Trägerpulse dargestellte Datensignal, wie oben im einzelnen beschrieben, ein Zeitintervall innerhalb der Bitperiode erfordert, das drei benachbarte Kodierungstaktperioden umfaßt. Bei der dargestellten Ausführungsform sind neun Kodierungstaktperioden in jeder Bitperiode vorhanden, so daß bis zu drei Datensignale gleichzeitig übertragen werden können. Allgemein gesprochen sind 3 • S Kodierungstaktperioden innerhalb einer Bitperiode erforderlich, um gleichzeitig S Datensignale zu kodieren. Für den Fachmann versteht sich weiter, daß nicht jede Kodierungstaktperiode innerhalb einer Bitperiode zum Kodieren von Datensignalen genutzt werden muß. Z. B. können bei der dargestellten Ausführungsform zwei Datensignale gleichzeitig kodiert werden. Ein erstes Intervall von drei benachbarten Kodierungstaktperioden ist dem ersten Signal zugeordnet, und ein zweites Intervall von drei benachbarten Kodierungstaktperioden, die die dem ersten Signal zugeordneten nicht überlappen, ist dem zweiten Signal zugeordnet. Die verbleibenden drei der Kodierungstaktperioden bleiben ungenutzt oder werden Hilfsdaten zugeordnet, wie in 7 veranschaulicht. Für den Fachmann ist des weiteren verständlich, daß die zum Kodieren der jeweiligen Datensignale verwendeten Kodierungstakte nicht die gleichen sein, die gleiche Periode haben oder zeitgleich sein müssen, solange wie die Zeitintervalle, wenn die gesonderten Signale darstellende Trägerpulse auftreten können, sich nicht überlappen.
11 ist ein Blockdiagramm eines Senders gemäß der vorliegenden Erfindung, der drei datenhochratige Signale gleichzeitig über einen einzigen Kanal senden kann. 11 entspricht 8. Elemente, die gleich den in 8 veranschaulichten sind, sind mit entsprechenden Bezugszahlen bezeichnet und nachfolgend nicht im einzelnen beschrieben. In 11 sind jeweilige Eingänge DATA 1, DATA 2 und DATA 3 mit Quellen (nicht gezeigt) von entsprechenden datenhochratigen Signalen verbunden. Der erste Eingang DATA 1 ist mit einem ersten Eingang eines Multiplexers 404' durch die Reihenschaltung eines Kodierers 10(1), eines Differenzierglieds 20(1) und eines Pegeldetektors 25(1) verbunden. Der zweite Eingang DATA 2 ist mit einem zweiten Eingang des Multiplexers 404' durch die Reihenschaltung eines Kodierers 10(2), eines Differenzierglieds 20(2) und eines Pegeldetektors 25(2) verbunden, und der dritte Eingang DATA 3 ist mit einem dritten Eingang des Multiplexers 404' durch die Reihenschaltung eines Kodierers 10(3), eines Differenzierglieds 20(3) und eines Pegeldetektors 25(3) verbunden. Ein Ausgang des Multiplexers 404' ist mit dem Eingang des Mischers 30 verbunden.
Im Betrieb erzeugen der Kodierer 10(1), das Differenzierglied 20(1) und der Pegeldetektor 25(1) ein dreistufiges Signal, entsprechend dem in 2 gezeigten und oben im einzelnen beschriebenen Signal LEVEL, das das erste datenhochratige Signal DATA 1 darstellt. In gleicher Weise erzeugen der Kodierer 10(2), das Differenzierglied 20(2) und der Pegeldetektor 25(2) ein dreistufiges Signal, das das zweite datenhochratige Signal DATA 2 darstellt, und der Kodierer 10(3), das Differenzierglied 20(3) und der Pegeldetektor 25(3) erzeugen ein dreistufiges Signal, das das dritte datenhochratige Signal DATA 3 darstellt. Der Zeitablauf der Pulse der jeweili gen dreistufigen Signale wird durch einen Systemzeitgeber (nicht gezeigt) für einen Ablauf entsprechend der Darstellung in 10 gesteuert. Für den Fachmann versteht sich, wie ein derartiger Zeitgeberschaltkreis auszubilden und zu realisieren ist. Der Multiplexer 404' kombiniert die dreistufigen Pulse zu einem einzigen dreistufigen Signal mit der beim unteren Signal CARR in 10 veranschaulichten zeitlichen Abstimmung. Dieses kombinierte Signal wird dann zum Modulieren des Trägersignals vom Oszillator 40 im Mischer 30 verwendet. Das resultierende Trägersignal wird im BPF 50 zur Bildung des SSB-Signals gefiltert, wie sämtlich oben beschrieben.
Es ist möglicht, daß der Zeitablauf der datenhochratigen Signale DATA 1, DATA 2 und DATA 3 nicht synchronisiert ist und/oder die Signale einen Zeitjitter zueinander aufweisen. Um diese Bedingungen zu kompensieren, sind entsprechende FIFO-Puffer 27(1), 27(2) und 27(3), die in 11 gestrichelt angegeben sind, zwischen den jeweiligen Pegeldetektoren 25(1), 25(2), 25(3) und den entsprechenden Eingang des Multiplexers 404' geschaltet. Die FIFO-Puffer 27(1), 27(2), 27(3) arbeiten derart, daß Unterschiede in der Datenrate zwischen den Eingabesignalen DATA 1, DATA 2 und DATA 3 und dem durch den Mischer 30 erzeugten Zeitablauf des Trägersignals CARR kompensiert werden, sämtlich in bekannter Weise.
12 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers nach der vorliegenden Erfindung, der geeignet ist, das vom Sender nach 11 produzierte modulierte Signal zu empfangen und die drei datenhochratigen Signale DATA 1, DATA 2 und DATA 3 zu reproduzieren. 12 entspricht 9. In 12 sind die Elemente gleich den in
9 dargestellten mit der gleichen Bezugszahl bezeichnet und nachfolgend nicht im einzelnen beschrieben. In 12 ist der Ausgang des Detektors 140 mit einem Eingang eines steuerbaren Schalters 406' verbunden. Ein erster Ausgang des steuerbaren Schalters 406' ist mit einem Eingang eines ersten Dekodierers 150(1) verbunden. Ein Ausgang des ersten Dekodieres 150(1) ist mit einem Ausgang DATA 1 verbunden. Ein zweiter Ausgang des steuerbaren Schalters 406' ist mit einem Eingang eines zweiten Dekodieres 150(2) verbunden. Ein Ausgang des zweiten Dekodierers 150(1) ist mit einem Ausgang DATA 2 verbunden, und ein dritter Ausgang des steuerbaren Schalters 406' ist mit einem Eingang eines dritten Dekodierers 150(3) verbunden. Ein Ausgang des dritten Dekodierers 150(3) ist mit einem Ausgang DATA 3 verbunden.
Im Betrieb erzeugt der Detektor 140 ein Signal entsprechend dem dreistufigen Gesamtsignal (CARR nach 10), das vom Multiplexer 404' (aus 11) erzeugt wird. Während des Intervalls von der Zeit t1-t4 befindet sich der steuerbare Schalter 406' im Zustand zum Verbinden des Detektors 140 mit dem ersten Dekodierer 150(1). Während des Intervalls von der Zeit t4-t7 befindet sich der steuerbare Schalter 406' in einem Zustand zum Verbinden des Detektors 140 mit dem zweiten Dekodierer 150(2), und während des Intervalls von der Zeit t7-t10 befindet sich der steuerbare Schalter 406' in einem Zustand zum Verbinden des Detektors 140 mit dem dritten Dekodierer 150(3). Ein Steuerkreis (nicht gezeigt) erzeugt ein Steuersignal zum Steuern des steuerbaren Schalters 406' für die oben beschriebene Arbeitsweise. Für den Fachmann versteht sich, wie ein derartiger Steuerkreis auszubilden und zu realisieren ist.
Der erste Dekoder 150(1) empfängt das dreistufige Signal während des Intervalls von der Zeit t1-t4 entsprechend dem Signal DATA 1 in 10. Der erste Dekoder 150(1) verarbeitet dieses Signal zum Regenerieren des ersten NRZ-Signals DATA 1 in bekannter Weise. In gleicher Weise regeneriert der zweite Dekodierer 150(2) das zweite NRZ-Signal DATA 2 vom dreistufigen Signal DATA 2 nach 10, und der dritte Dekodierer 150(2) regeneriert das dritte NRZ-Signal DATA 3 von dem dreistufigen Signal DATA 3 nach 10.

Claims

Digitaldaten-Modulationsverfahren mit den Schritten, daß – eine Mehrzahl von Digitaldatensignalen (DATA 1, DATA 2, DATA 3) bereitgestellt wird und – aus der Mehrzahl von Digitaldatensignalen (DATA 1, DATA 2, DATA 3) jeweilige Signale unter Verwendung eines Codes für variable Pulsbreite, für die Flanken in jeweiligen nicht-überlappenden Intervallen innerhalb der Datenbitperiode der Digitaldatensignale auftreten, kodiert werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Digitaldatensignalen (DATA 1, DATA 2, DATA 3) eine gemeinsame Datenbitperiode aufweisen und daß das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt: – Erzeugung jeweiliger Pulse, die die Flanken des entsprechenden Signals der kodierten Mehrzahl von Digitaldatensignalen (DATA 1, DATA 2, DATA 3) darstellen, und – Erzeugung eines Trägersignals mit Trägerpulsen entsprechend den jeweiligen Pulsen.
Digitaldatenmodulator, mit einer Quelle einer Mehrzahl von Digitaldatensignalen (DATA 1, DATA 2, DATA 3) und einer Mehrzahl von Kodierern (10(1), 10(2), 10(3)), die jeweils ein entsprechendes Signal der Mehrzahl von Digitaldatensignalen (DATA 1, DATA 2, DATA 3) unter Verwendung eines Codes für variable Pulsbreite kodieren, für die Flanken in jeweiligen nicht-überlappenden Intervallen innerhalb einer Datenbitperiode der Digitaldatensignale (DATA 1, DATA 2, DATA 3) auftreten, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Digitaldatensignalen (DATA 1, DATA 2, DATA 3) eine gemeinsamen Datenbitperiode aufweist und daß der Modulator – eine Mehrzahl von Pulssignalgeneratoren (20(1), 25(1), 20(2), 25(2), 20(3), 25(3)), die jeweils entsprechende Pulse erzeugen, die die Flanken des entsprechenden Signals der kodierten Mehrzahl von Digitaldatensignalen darstellen, und – einen Trägersignalgenerator (30, 40) zum Erzeugen eines Trägersignals mit Trägerpulsen entsprechend den jeweiligen Pulsen umfaßt.
Modulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Code für variable Pulsbreite ein Variaperturcode ist.
Modulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Flanken für jedes der Digitaldatensignale (DATA 1, DATA 2, DATA 3) in einer von drei benachbarten Perioden (t1-t4) innerhalb des jeweiligen Intervalls auftreten.
Modulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Datensignalquelle (DATA 1, DATA 2, DATA 3) eine Mehrzahl von S Digitaldatensignalen erzeugt und die Datenbitperiode in eine Mehrzahl von zumindest 3 • S Kodiertaktperioden einschließlich S nicht-überlappender Intervalle von jeweils drei benachbarten Kodiertaktperioden unterteilt ist, wobei Flanken für jedes der S Digitaldatensignale in einem jeweiligen der S nichtüberlappenden Intervalle auftreten.
Modulator nach Anspruch 2, ferner gekennzeichnet durch einen Multiplexer (404'), der zwischen die Mehrzahl von Pulssignalgeneratoren (20(1), 20(3), 25(1), 25(3)) und den Trägersignalgenerator (30, 40) geschaltet und aufbereitet ist zum Verbinden eines ausgewählten Generators aus der Mehrzahl von Pulssignalgeneratoren mit dem Trägersignalgenerator während des Intervalls, wenn Pulse von dem ausgewählten Pulssignalgenerator auftreten.
Modulator nach Anspruch 6, ferner gekennzeichnet durch eine Mehrzahl von FIFO-Puffern (27(1), 27(3)), die jeweils zwischen die Mehrzahl von Pulssignalgeneratoren und den Multiplexer (404') geschaltet sind.
Modulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Mehrzahl von Kodierern (10(1), 10(2), 10(3)) ein kodiertes Digitaldatensignal mit vorauslaufenden Flaken und nachlaufenden Flanken erzeugt, jeder der Mehrzahl von Pulssignalgeneratoren (20(1), 20(3), 25(1), 25(3)) positive Pulse als Antwort auf vorauslaufende Flanken in dem entsprechenden Digitaldatensignal und negative Pulse als Antwort auf nachlaufende Flanken in dem entsprechenden Digitaldatensignal erzeugt, und der Trägersignalgenerator (30, 40) einen Trägerpuls mit einer ersten Phase als Antwort auf einen positiven Puls und mit einer zweiten Phase als Antwort auf einen negativen Puls erzeugt.
Modulator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Phase im wesentlichen 180° außer Phase mit der zweiten Phase ist.
Modulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Mehrzahl von Pulssignalgeneratoren ein Differenzierglied (20(1), 20(3)), das mit dem entsprechenden der Mehrzahl von Kodierern verbunden ist, und einen Pegeldetektor (25(1), 25(2), 25(3)), der mit dem Differenzierglied verbunden ist, umfaßt.
Modulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Trägersignalgenerator einen Trägeroszillator (40) und einen Mischer (30) mit einem ersten mit dem Pulssignalgenerator verbundenen Eingang und einem zweiten mit dem Trägeroszillator verbundenen Eingang umfaßt.
Modulator nach Anspruch 11, ferner gekennzeichnet durch ein mit einem Ausgang des Mischers (30) verbunden Bandpaßfilter (50).
Digitaldatendemodulator, mit – einer Quelle (IN) eines modulierten Signals einschließlich aufeinander folgender Bitperioden, wobei jede Bitperiode eine Mehrzahl von nicht-überlappenden Intervallen aufweist, die jeweils entsprechenden Intervallen in aufeinanderfolgenden Bitperioden zugeordnet sind, und jedes Intervall einen Trägerpuls im Abstand zu Trägerpulsen in anderen zugeordneten Intervallen enthält, der ein entsprechendes auf variable Pulsbreite kodiertes Digitaldatensignal darstellt, – einem Detektor (140) zum Demodulieren des modulierten Signals zum Erzeugen von Pulsen entsprechend den empfangenen Trägerpulsen und – einer Mehrzahl von Dekodierern (150(1), 150(2), 150(3)), die jeweils in einem entsprechenden Intervall der Mehrzahl von zugeordneten Intervallen in der Bitperiode empfangene Pulse zum Erzeugen des entsprechenden Digitaldatensignals dekodieren.
Demodulator nach Anspruch 13, ferner gekennzeichnet durch einen steuerbaren Schalter (406') mit einem mit dem Detektor (14) verbundenen Eingang und einer Mehrzahl von Ausgängen, die mit entsprechenden der Mehrzahl von Dekodierern (150(1), 150(3)) verbunden und zum Verbinden des Dekodierers (150) mit einem entsprechenden Ausgang während eines jeweiligen der Mehrzahl zugeordneter Intervalle in der Bitperiode aufbereitet sind.
Demodulator nach Anspruch 13, wobei der Code für variable Pulsbreite ein Variaperturcode ist.
Demodulator nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerpulse einen einer ersten Phase und einer zweiten Phase aufweisen.
Demodulator nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Phase im wesentlichen 180° außer Phase mit der zweiten Phase ist.
Demodulator nach Anspruch 13, ferner dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Quelle modulierter Signale und den Detektor ein Bandpaßfilter (110), ein Integrierglied (120) und ein Begrenzungsverstärker (130) geschaltet ist.
Modulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß – die Quelle der Mehrzahl von Digitaldatensignalen (DATA 1, DATA 2, DATA 3) eine Quelle (DATA 1) eines ersten Digitaldatensignals mit der gemeinsamen Datenbitperiode umfaßt, – die Mehrzahl von Kodierern (10(1), 10(2), 10(3)) einen ersten Kodierer (10(1)) zum Kodieren des ersten Digitaldatensignals unter Verwendung eines Codes für variable Pulsbreite umfaßt, für das Flanken in einem ersten Intervall innerhalb der Datenbitperiode auftreten, – die Mehrzahl von Pulssignalgeneratoren (20(1), 25(1), 20(2), 25(2), 20(3), 25(3)) einen ersten Pulssignalgenerator (20(1), 25(1)) umfaßt, der jeweilige Pulse erzeugt, die die Flanken des kodierten ersten Digitaldatensignals (DATA 1, DATA 2, DATA 3) darstellen, – die Quelle der Mehrzahl von Digitaldatensignalen (DATA 1, DATA 2, DATA 3) ferner eine Quelle eines zweiten Digitaldatensignals (DATA 2) mit der gemeinsamen Datenbitperiode umfaßt, – die Mehrzahl von Kodierern (10(1), 10(2), 10(3)) ferner einen zweiten Kodierer (10(2)) zum Kodieren eines zweiten Digitaldatensignals unter Verwendung eines Codes für variable Pulsbreite umfaßt, für das Flanken in einem zweiten Intervall innerhalb der das erste Intervall nicht überlappenden Datenbitperiode auftreten, – die Mehrzahl von Pulssignalgeneratoren (20(1), 25(1), 20(2), 25(2), 20(3), 25(3)) ferner einen zweiten Pulssignalgenerator (20(2), 25(2)) umfaßt, der jeweilige Pulse erzeugt, die die Flanken des kodierten zweiten Digitaldatensignals darstellen, und – der Trägersignalgenerator (30, 40) geeignet ist zum Erzeugen eines Trägersignals mit Trägerpulsen entsprechend den jeweiligen ersten Pulsen während des ersten Intervalls und mit Trägerpulsen entsprechend den jeweiligen zweiten Pulsen während des zweiten Intervalls.