DE60102073T2

DE60102073T2 - Direktumsetz-sende-empfänger

Info

Publication number: DE60102073T2
Application number: DE60102073T
Authority: DE
Inventors: D. Anthony SAYERS; R. Paul MARSHALL
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2000-10-26
Filing date: 2001-10-16
Publication date: 2004-08-26
Anticipated expiration: 2021-10-17
Also published as: WO2002035718A2; DE60102073D1; EP1249076A2; WO2002035718A3; JP3961422B2; US7174136B2; ATE260000T1; US20020127972A1; CN1263227C; CN1404659A; EP1249076B1; JP2004512758A

Description

Technischer Bereich
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Funk-Sende-Empfänger und eine integrierte Schaltung mit einem Funk-Sende-Empfänger, die je einen niedrige ZF Empfänger und einen Sender haben und spezielle, aber nicht ausschließlich zur Verwendung in dem 2,4 GHz ISM Frequenzband geeignet sind.
Stand der Technik
Funkverneztungstandards wie FHSS 802.11 und SWAP-CA erfordern die Verwendung eines CSMA (Carrier Sense Multiple Access) Protokolls, wobei ein Funkterminal, das senden möchte, vor dem Senden den Funkkanal, in dem es zu senden wünscht, überwachen soll um zu überprüfen, ob er nicht bereits von einem anderen Funkterminal benutzt wird. Wenn der Kanal bereits verwendet wird, wird das Funkterminal auf das senden verzichten. Die Effizienz eines CSMA-Protokolls ist abhängig von der Geschwindigkeit, mit der ein Funkterminal von der Enpfangsmode in die Sendemode umschalten kann. Während das Terminal beim Umschalten ist, kann es nicht empfangen und kann folglich nicht detektieren, ob ein anderes Funkterminal im Senden begriffen ist, was zu einem Zusammenstoß von Sendungen führen kann. Eine kurze Empfangs/Sendeumschaltzeit ist erwünscht zum Minimieren der Zusammenstöße, wodurch die Funkkanalbenutzungseffizienz maximiert wird.
Funkstandarde, wie FHSS 802.11, erfordern die Verwendung eines Zeitvielfachzugriffprotokolls, wobei ein Funkterminal zwischen Senden und Empfangen wechselt. Auch hier ist wieder eine kurze Schaltzeit zwischen Empfangs- und Sendemoden erwünscht zum Minimieren der Totzeit, wenn das Funkterminal nicht kommunizieren kann.
Ein Verfahren zum Schalten zwischen den jeweiligen Moden ist die Verwendung einzelner Ortsozillatoren für den Sender und den Empfänger, aber dies ist kostspielig. Ein preisgünstigeres Verfahren zum Schalten zwischen den jeweiligen Moden ist, einen gemeinsamen Oszillator neu abzustimmen, aber dies ist zeitaufwendig.
Die Verwendung weitgehend integrierter Transceiver-Architekturen ist erwünscht zum Erzielen niedriger Kosten für ein Funkterminal. Eine Empfängerarchitektur, die auf einfache An und Weise integriert werden kann, ist die niedrige ZF-Architektur, wobei ein Polyphasen-ZF-Filter verwendet wird. Eine derartige Architektur ist in der Europäischen Patentanmeldung Nr. 99944448.2 (am Einreichungsdatum der vorliegenden Erfindung noch nicht veröffentlicht) beschrieben worden. Niedrige-ZF-Empfänger, die ein Polyphasen-ZF-Filter verwenden, können beeinflusst werden durch Interferenz von einem Sen- der, der auf einer nahe liegenden Frequenz arbeitet. Dieses Problem kann noch größer werden in Funkfrequenzbändern, wie dem 2,4 GHz ISM-Band, in dem es einen nicht koordinierten Gebrauch gibt.
Eine Lösung zur Linderung der Interferenz, die in der Europäischen Patentanmeldung Nr. 99944448.2 beschrieben worden ist, ist Ortsoszillator-Injektionsfrequenzen zu schalten, wodurch die Bildfrequenz des Empfängers verschoben wird. Ein in der Europäischen Patentanmeldung Nr. 99944448.2 beschriebenes Verfahren um dies zu Implementieren ist das injizierte Ortsoszillatorsignal für entweder den I- (phasengleichen) oder den Q-Anteil (Quadratur) des empfangenen Signals zu invertieren.
Es ist erwünscht, die Kosten eines Transceivers dadurch zu reduzieren, dass Schaltungsanordnungen für den Sender und den Empfänger möglicherweise neu verwendet werden. Eine Transceiver-Architektur, wobei eine Neuverwendung angewandt wird ist in dem US Patent Nr. 5. 392.460 beschrieben worden, wobei ein Bezugsfrequenzgenerator, der dem Sender sowie dem Empfänger gemeinsam ist, benutzt wird, wobei aber für den Sender und den Empfänger einzelne Frequenzsynthesizer verwendet werden. Bei dieser bekannten Architektur wird Modulation durch ein analoges Signal auf den Sendersynthesizer angewandt, und zwar vor der Aufwärtsmischung, und Modulation durch ein digitales Signal wird nach der Aufwärtsmischung angewandt.
Eine andere Transceiver-Architektur, ebenfalls in dem US Patent Nr. 5.392.460 beschrieben, verwendet den Synthesizer, der das Ortsoszillator-Injektionssignal für den Empfänger erzeugt, derart wieder, dass er auch das Orstozillator-Injektionssignal für den Sender erzeugt, kombiniert dies aber mit einem zweiten Sendersynthesizer zum Aufwärtsmischen zu der schlussendlich übertragenen Trägerfrequenz. Auch hier wird Modulation durch ein analoges Signal auf den Sendersynthesizer angewandt, und zwar vor der Aufwärtsmischung, und Modulation durch ein digitales Signal nach der Aufwärtsmischung.
Sollte eine dieser in dem US Patent Nr. 5. 392.460 beschriebenen Architekturen zum Implementieren der Technik des Ortsoszillatorschaltens, beschrieben in der Europäischen Patentanmeldung Nr. 99944448.2 oder für CSMA, oder für TDMA, verwendet werden, würde dies das Schalten des Empfängersynthesizers mit sich bringen, was zeitaufwendig wäre, was zu einer unerwünschten Periode führen würde, in der Empfang nicht möglich ist.
In dem Europäischen Patent Nr. 0601336 wird eine Transceiver-Architektur beschrieben, in der ein gemeinsamer Ortsoszillator für den Sender und den Empfänger verwendet wird, und der schnell von Empfang auf Senden geschaltet werden kann. Die beschriebene Architektur hat aber die Komplexität der Verwendung von drei Oszillatoren für einen Transceiver, benutzt zwei Frequenzumwandlungsstufen in dem Empfänger und hat keine Möglichkeit des Ortsoszillatorschaltens zum Verschieben der Bildfrequenz des Empfängers.
Beschreibung der vorliegenden Erfindung
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen verbesserten Transceiver zu schaffen, der imstande ist, schnelle Schaltzeiten zu verwirklichen und Schaltungselemente zwischen dem Sender und dem Empfänger neu zu verwenden, und der für einen hohen Integrationspegel geeignet ist.
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Halbduplex-Funktransceiver geschaffen, vorgesehen zum Senden und Empfangen auf einer gemeinsamen Frequenz, mit einem Sender und einem niedrige-ZF-Empfänger, der weiterhin Signalerzeugungsmittel aufweist, wobei diese Signalerzeugungsmittel einen ersten und einen zweiten Frequenzgenerator aufweisen, mit dem Kennzeichen, dass der erste Frequenzgenerator bei Empfang und bei Sendung ein Signal mit einer Nenn-Trägerfrequenz erzeugt, wobei der zweite Frequenzgenerator ein Offsetsignal erzeugt, das bei Empfang eine niedrige Zwischenfrequenz hat und wobei bei Empfang das von dem ersten Frequenzgenerator erzeugte Signal mit dem Offsetsignal vermischt wird zum Erzeugen eines Abwärtsmischsignals.
Durch Verwendung des ersten Frequenzgenerators zum Erzeugen eines Signals mit der Trägerfrequenz zur Verwendung durch den Sender und den Empfänger zum Senden bzw. Empfangen ohne Umschaltung der Frequenz des ersten Frequenzgenerators, können die Transceiver-Schaltzeiten zwischen den Sende- und Empfangsmoden kurz gehalten werden, und Schaltungselemente können zwischen dem Sender und dem Empfänger neu verwendet werden. Die Differenz zwischen der Trägerfrequenz und der Frequenz des Abwärtsmischsignals des Empfängers wird von dem zweiten Frequenzgenerator geliefert. Bei einigen Implementierungen kann der erste und der zweite Frequenzgenerator eine gemeinsame Frequenzbezugsquelle benutzen.
Beim Senden kann Modulation dem ersten oder dem zweiten Frequenzgenerator zugeführt werden.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird beim Senden das Signal mit der Nennträgerfrequenz, das von dem ersten Frequenzgenerator erzeugt worden ist, unmittelbar mit einem Informationssignal moduliert.
Bei einer weiteren Ausführungsform wird beim senden das von dem zweiten Frequenzgenerator erzeugte Offsetsignal mit dem Informationssignal moduliert und das von dem ersten Frequenzgenerator erzeugte Signal wird mit dem modulierten Offsetsignal moduliert, wodurch ein moduliertes Trägersignal erzeugt wird, und zwar durch indirekte Modulation des Trägerfrequenzsignals.
Bei wieder einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei die Modulation dem zweiten Frequenzgenerator zugeführt wird, wird der zweite Frequenzgenerator bei Empfang auf einen Frequenzbezugswert verriegelt, wird ein Steuersignal zu dem verriegelten zweiten Frequenzgenerator bei Empfang abgetastet und das abgetastete Steuersignal wird beim Senden zur Steuerung der Frequenzmodulationsabweichung benutzt.
Der zweite Frequenzgenerator kann ggf. einen spannungsgesteuerten Oszillator oder einen numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) enthalten.
Bei einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann das Empfänger-Abwärtsmischsignal zwischen Hochinjektion und Tiefinjektion geschaltet werden. Durch diese Mittel kann Interferenz auf den Bildkanal verringert werden.
Bei wieder einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Transceiver in einer integrierten Schaltung implementiert worden.
Kurze Beschreibung der Zeichnung
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im vorliegenden Fall näher beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines Transceivers, hergestellt nach der vorliegenden Erfindung,
2 ein Blockschaltbild einer komplexen Mischerstruktur, verwendet in dem Transceiver nach 1,
3 eine Tabelle der Transceivereinstellungen, erforderlich bei Sende- und Empfangsmoden für den Transceiver aus 1, und
4 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform eines Transceivers, hergestellt nach der vorliegenden Erfindung,
5 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform eines Transceivers, hergestellt nach der vorliegenden Erfindung.
In der Zeichnung sind entsprechende Blöcke durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
Art und Weise der Durchführung der Erfindung
Es werden drei Ausführungsbeispiele beschrieben. In 1, in der das erste Ausführungsbeispiel dargestellt ist, gibt es ein Signalerzeugungsmittel 2 mit einem Eingang 3 für ein zu übertragendes Eingangsinformationssignal, mit einem ersten Ausgang 4 und mit einem zweiten Ausgang 5. Das an diesen Ausgängen gelieferte Signal ist abhängig von der Betriebsart des Transceivers und wird nachstehend näher beschrieben. Der erste Ausgang 4 des Signalerzeugungsmittels 2 ist mit einem Senderleistungsverstärker 7 gekoppelt, dessen Ausgang mit einem Antennenschalter 8 gekoppelt ist. Der Antennenschalter 8 ist ebenfalls mit einem Empfängerverstärker 10 verbunden und die Einstellung des Antennenschalters 8 bestimmt, ob eine Antenne 9 mit dem Ausgang des Senderleistungsverstärkers 7 verbunden ist, wenn der Transceiver in einer Sendemode arbeitet, oder mit dem Eingang des Empfängerverstärkers 10, wenn der Transceiver in einer Empfangsmode arbeitet. Die Wirkung des Antennenschalters 8 wird von den Steuermitteln 100 gesteuert.
Der Ausgang des Empfängerverstärkers 10 ist mit einem ersten Eingang einer ersten Mischstufe 11 und mit einem ersten Eingang einer zweiten Mischstufe 12 gekoppelt. Ein zweiter Eingang der ersten Mischstufe 11 ist mit dem ersten Ausgang 4 des Signalerzeugungsmittels 2 gekoppelt, und ein zweiter Eingang der zweiten Mischstufe 12 ist mit dem zweiten Ausgang 5 des Signalerzeugungsmittels 2 gekoppelt. Ein Ausgangssignal der ersten Mischstufe 11, das dem phasengleichen (I) Anteil des empfangenen Signals entspricht, wird einem ersten phasengleichen Eingang eines Polyphasen-ZF-Filters 13 zugeführt. Ein Ausgangssignal der zweiten Mischstufe 12, das dem Quadraturanteil (Q) des Empfängersignals entspricht, wird einem ersten schaltbaren Inverter 16 zugeführt und ein Ausgangssignal des ersten schaltbaren Inverters 16 wird einem zweiten Quadratursignaleingang des Polyphasen-ZF-Filters 13 zugeführt. Das erste und das zweite phasengleiche bzw. Quadraturausgangssignal des Polyphasenfilters 13 werden über betreffende Verstärker 6 und 17 phasengleichen bzw. Quadratursignaleingängen eines Demodulators 14 zugeführt, der an einem Ausgang 15 ein Basisband-Informationssignal liefert.
Das Signalerzeugungsmittel 2 umfasst einen ersten Frequenzgenerator 40 und einen zweiten Frequenzgenerator 41. Die Struktur des Signalerzeugungsmittels 2 wird nachstehend beschrieben, und zwar zusammen mit dessen Verwendung zum Erzeugen mehrerer Signale, die erforderlich sind, damit der Transceiver in einer Sendemode und in einer Empfangsmode arbeiten kann.
Der erste Frequenzgenerator 40 umfasst ein Frequenzbezugselement 25, wie einen Kristalloszillator, einen Trägerfrequenzsynthesizer 26 und einen ersten 90° Phasenschieber 28. Ein Ausgangssignal des Frequenzbezugselementes 25 wird einem Eingang des Trägerfrequenzsynthesizers 26 zugeführt, der einen phasengleichen Signalanteil cosω_ct mit einer Funkträger-Nennfrequenz ω_c erzeugt, wobei dieser Signalanteil einem ersten Eingang einer komplexen Mischstufe 1 zugeführt wird. Der phasengleiche Signalanteil cosω_ct wird ebenfalls dem ersten 90° Phasenschieber 28 zugeführt, der einen Quadratursignalanteil sinω_ct mit der Träger-Nennfrequenz ω_c erzeugt, wobei dieser Signalanteil einem zweiten Eingang der komplexen Mischstufe 1 zugeführt wird.
Auf alternative Art und Weise kann für Applikationen mit einer festen Frequenz der ersten Frequenzgenerator 40 statt der Kombination des Frequenzbezugselementes 25 und des Trägerfrequenzsynthesizers 26 einen festen Trägerfrequenzoszillator enthalten.
Der zweite Frequenzgenerator 41 umfasst einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 27, der einen phasengleichen Signalanteil cosω_ot mit einer variablen Offsetfrequenz wo an einem ersten Ausgang 18 erzeugt, wobei dieser Anteil einem dritten Eingang der komplexen Mischstufe 1 zugeführt wird, und einen Quadratursignalanteil sinω_ot an einem zweiten Ausgang 19, wobei dieser Anteil einem vierten Eingang der komplexen Mischstufe 1 zugeführt wird. Weiterhin kann durch Steuerung des Spannungseingangs zu dem VCO 27 dieser VCO 27 gestoppt werden zu schwingen und derart umgekehrt werden, dass der Quadratursignalanteil an dem zweiten Ausgang 19 invertiert wird um –sinω_ot zu werden. Ein derartiger VCO ist in der Internationalen Patentanmeldung PCT/EP00/00514 beschrieben worden.
2 zeigt die Struktur der komplexen Mischstufe 1, wobei es eine dritte Mischstufe 30, eine vierte Mischstufe 31, eine fünfte Mischstufe 32 und eine sechste Mischstufe 33 gibt. Ein erster Eingang der vierten Mischstufe 31 und ein erster Eingang der sechsten Mischstufe sind derart geschaltet, dass sie den phasengleichen Signalanteil cosω_ct mit der Funkträgerfrequenz ω_c akzeptieren, wobei dieser Signalanteil dem ersten Eingang der komplexen Mischstufe 1 zugeführt wird. Ein erster Eingang der dritten Mischstufe 30 und ein erster Eingang der fünften Mischstufe 32 sind gekoppelt zum Akzeptieren des Quadratursignalanteils sinω_ct mit der Funkträgerfrequenz ω_c, wobei dieser Anteil dem zweiten Eingang der komplexen Mischstufe 1 zugeführt wird.
Ein zweiter Eingang der vierten Mischstufe 31 und ein erster Eingang der fünften Mischstufe 32 sind derart geschaltet, dass sie den VCO phasengleichen Signalanteil cosω_ot mit der Frequenz ω_o akzeptieren, wobei dieser Anteil dem dritten Eingang der komplexen Mischstufe 1 zugeführt wird.
Der Quadratursignalanteil sinω_ct, der an dem zweiten Ausgang 19 von dem VCO 27 dem vierten Eingang der komplexen Mischstufe zugeführt wird, wird einem zweiten schaltbaren Inverter 36 zugeführt, der unter Betrieb der Steuermittel 100 entweder die nicht invertierte oder die invertierte Version des VCO Quadratursignalanteils liefern kann. Der VCO Quadratursignalanteilausgang des zweiten schaltbaren Inverters 36 wird einem zweiten Eingang der sechsten Mischstufe 33 und einem nicht schaltbaren Inverter 29 zugeführt. Ein Ausgang des nicht schaltbaren Inverters 29 wird einem zweiten Eingang der dritten Mischstufe 30 zugeführt.
Die nachfolgenden Produkte werden geformt und an Ausgängen der dritten, vierten, fünften und sechsten Mischstufe geliefert, wenn der VCO vorwärts läuft (wobei cosω_ot und sinω_ot an dem ersten und zweiten Ausgang 18 bzw. 19 geliefert werden) und der zweite schaltbare Inverter 36 wird auf nicht invertieren gesetzt:
Ausgang der dritten Mischstufe 30 = –sinω_ct × sinω_ot
Ausgang der vierten Mischstufe 31 = cosω_ct × cosω_ot
Ausgang der fünften Mischstufe 32 = sinω_ct × cosω_ot
Ausgang der sechsten Mischstufe 33 = consω_ct × sinω_ot
Ein Ausgang der dritten Mischstufe 30 wird einem ersten Eingang einer ersten Summierstufe 34 zugeführt und ein Ausgang der vierten Mischstufe 31 wird einem zweiten Eingang der ersten Summierstufe 34 zugeführt. Ein Ausgang der ersten Summierstufe 34 liefert den ersten Ausgang 4 der komplexen Mischstufe 1 und ist der phasengleiche Anteil des Trägers plus VCO-Frequenz, d. h.: [cosωct × cosωot] – [sinωct × sinωot] = cos (ωc + ωo)twenn der VCO 27 vorwärts läuft, wodurch sinω_ot an dem zweiten Ausgang 19 geliefert wird und der zweite schaltbare Inverter 36 wird auf nicht invertieren gesetzt.
Ein Ausgang der fünften Mischstufe 32 wird einem ersten Eingang einer zweiten Summierstufe 35 zugeführt und ein Ausgang der sechsten Mischstufe 33 wird einem zweiten Eingang der zweiten Summierstufe 35 zugeführt. Ein Ausgang der zweiten Summierstufe 35 liefert den zweiten Ausgang 5 der komplexen Mischstufe 1 und ist der Quadraturanteil des Trägers plus der VCO-Frequenz, d. h.: [sinωct × cosωot] + [cosωct × sinωot] = sin (ωc + ωo)twenn der VCO 27 vorwärts läuft, wodurch sinω_ot an dem zweiten Ausgang 19 geliefert wird und der zweite schaltbare Inverter 36 auf nicht invertieren gesetzt wird.
Wenn der zweite schaltbare Inverter 36 auf invertieren gesetzt wird, wobei der VCO vorwärts läuft, liefert der Ausgang der ersten Summierstufe 34 dem ersten Ausgang 4 der komplexen Mischstufe 1 den phasengleichen Anteil des Trägers minus der VCO-Frequenz, d. h.: [cosωct × cosωot] + [sinωct × sinωot] = cos (ωc – ωo)tund der Ausgang der zweiten Summierstufe 35 liefert dem zweiten Ausgang 5 der komplexen Mischstufe 1 den Quadraturanteil des Trägers minus der VCO-Frequenz, d. h. [sinωct × cosωot] – [cosωct × sinωot] = sin (ωc – ωo)t.
Die oben beschriebenen Signalanteile werden verwendet, wenn der Transceiver sich in einer Empfangsmode befindet, was nachher noch näher beschrieben wird. Wenn der Transceiver sich in einer Sendemode befindet, wird der zweite schaltbare Inverter 36 auf nicht invertieren gesetzt und der VCO 27 kann ggf. umgekehrt werden, wodurch an dem phasengleichen und Quadratur-, ersten und zweiten Ausgang 18 bzw. 19 cosω_ot bzw. –sinω_ot geliefert wird. In diesem Fall liefert der Ausgang der ersten Summierschaltung 34 an dem ersten Ausgang 4 der komplexen Mischstufe 1 den phsengleichen Anteil des Trägers minus der VCO-Frequenz, d. h.: [cosωct × cosωot] + [sinωct × sinωot] = cos (ωc – ωo)t
Auf diese Weise hat das Umkehren des VCO 27 den Effekt der Umkehrung der Frequenzabweichung in dem Trägersignal. Wenn der Transceiver sich in der Sendemode befindet, wird das von dem zweiten Ausgang 5 der komplexen Mischstufe 1 gelieferte Signal nicht verwendet.
Die an dem ersten und an dem zweiten Ausgang 4 und 5 des Signalerzeugungsmittels 2 erzeugte Signal, wie dies für die Sende- und Empfangsmoden erforderlich ist, und die Einstellungen der schaltbaren Inverter 16, 36 sind in der Tabelle nach 3 zusammengefasst.
In 1 ist das Frequenzbezugselement 25 mit einem Teiler 24 gekoppelt, der das Frequenzbezugssignal zu einer niedrigen Zwischenfrequenz herunterteilt. Typischerweise ist die niedrige ZF gleich dem halben Kanalraum, aber andere bequeme Frequenzen können ebenfalls verwendet werden. Ein Ausgang des Teilers 24 ist mit einem ersten Eingang eines Phasendetektors 20 gekoppelt. Das von dem ersten Ausgang 18 des VCO 27 gelieferte phasengleiche Signal wird einem zweiten Eingang des Phasendetektors 20 zugeführt. Ein Ausgang des Phasendetektors 20 ist mit einem ersten Eingang eines Selektorschalters 23 gekoppelt und ein Ausgang des Selektorschalters 23 ist mit einem Spannungsregeleingang des VCOs 27 gekoppelt.
Ein dem Eingang 3 des Signalerzeugungsmittels 2 zugeführtes Eingangsinformationssignal wird einem Eingangsverstärker 22 zugeführt und ein Ausgangssignal des Eingangsverstärkers 22 wird einem zweiten Eingang des Selektorschalters 23 zugeführt.
Weiterhin wird das Ausgangssignal des Phasendetektors 20 einer Abtastund-Halteschaltung 21 zugeführt, und ein Ausgangssignal der Abtast-und-Halteschaltung 21 wird dem Eingangsverstärker 22 zugeführt, und zwar zur Steuerung des Pegels des dem Spannungsregeleingang des VCOs 27 zugeführten Eingangssignals.
Wenn der Transceiver in der Empfangsmode arbeiten soll mit hoher Ortsoszillator-Injektion, werden von den Steuermitteln 100 die nachfolgenden Einstellungen durchgeführt.

a) Der Selektorschalter 23 wird derart eingestellt, dass er an dem Ausgang das von dem Phasendetektor 20 gelieferte Signal liefert, wodurch eine derartige Steuerschleife gebildet wird, dass der VCO 27 auf dem geteilten Frequenzbezugssignal mit niedriger ZF verriegelt wird.
b) Der VCO 27 läuft vorwärts und der zweite schaltbare Inverter 36 wird auf nicht invertieren gesetzt, so dass der Generator 2 an den Ausgängen 4 und 5 den phasengleichen bzw. den Quadraturanteil des Trägers plus Offsetfrequenz liefert, die als hohe Abwärtsmischsignale von der ersten und der zweiten Mischstufe 11 bzw. 12 verwendet werden.
c) Der erste schaltbare Inverter 16 wird auf nicht invertieren gesetzt.

Wenn in dem Bildkanal ein Störsignal erscheint, wird der Empfänger dadurch auf niedrige Ortsoszillator-Injektion geschaltet, dass der erste und der zweite schaltbare Inverter 16, 36 auf invertieren gesetzt wird. Dadurch, dass der zweite schaltbare Inverter 36 geschaltet wird stattdessen, dass der VCO 27 umgekehrt wird um –sinω_ot zu erzeugen, wird eine Unterbrechung der Steuerschleife, was das empfangene Signal beeinträchtigen könnte, vermieden. Abhängig davon, wie da Polyphasenfilter implementiert ist, kann es sein, dass einige Filterkoeffizienten geändert werden müssen, wenn die Ortsoszillator-Injektion geschaltet wird.
Wenn dagegen in dem Bildkanal Interferenz auftritt, wenn der Empfänger für niedrige Ortsoszillator-Injektion eingestellt ist, kann der Empfänger dadurch auf hohe Ortsoszillator-Injektion geschaltet werden, dass der erste und der zweite schaltbare Inverter 16, 36 auf nicht invertieren gesetzt wird.
Wenn der Transceiver in der Sendemode arbeiten soll, werden die nachfolgenden Einstellungen durch die Steuermittel 100 durchgeführt.

a) Der Selektorschalter 23 wird eingestellt zum an dem Ausgang Liefern des Eingangsinformationssignals von dem Eingangsverstärker 22, wodurch es ermöglicht wird, dass der VCO 27 von dem Eingangssignal moduliert wird. Der Pegel des Eingangssignals bestimmt die Frequenz des VCOs 27 und folglich die Frequenzabweichung gegenüber dem übertragenen Trägersignal.
b) Die Abtast-und-Halteschaltung wird eingestellt zum Festhalten, wodurch es ermöglicht wird, dass die Spannung an der Abtast-und-Halteschaltung 21, die in der Empfangsmode abgetastet wird, nun als Bezugswert arbeitet zur Steuerung des Eingangsverstärkers 22 und folglich der von dem VCO 27 gelieferten Frequenzabweichung. Auf diese Weise werden Toleranzen in den VCO-Elementen kompensiert.
c) Der zweite schaltbare Inverter 36 wird auf nicht invertieren gesetzt. Die Frequenz des an dem ersten Ausgang 4 des Signalerzeugungsmittels 2 gelieferten Signals entspricht der Trägerfrequenz plus der durch das Eingangsinformationssignal verursachten Abweichung, wenn der VCO 27 vorwärts läuft, und entspricht der Trägerfrequenz minus der von dem Eingangsinformationssignal verursachten Abweichung, wenn der VCO 27 rückwärts läuft.

Gewünschtenfalls kann die Polarität der Abweichung dadurch umgekehrt werden, dass der zweite schaltbare Inverter 36 auf Invertieren gesetzt wird.
Wenn die Fähigkeit, zwischen niedriger und hoher Injektion in dem Empfänger zu schalten, nicht erforderlich ist, kann auf den ersten und den zweiten schaltbaren Inverter 16, 36 verzichtet werden, die dann durch direkte Verbindungen ersetzt werden. Weiterhin dürfte es dem Fachmann einleuchten, dass so eine feste Injektion durch eine geeignete Wahl der Signalpolarität entweder auf hoch oder auf niedrig gesetzt werden kann.
In 4 gibt es in einem zweiten Ausführungsbeispiel ein Signalerzeugungsmittel 2' mit dem Eingang 3 für ein Eingangsinformationssignal, das übertragen werden soll, mit dem ersten Ausgang 4 und dem zweiten Ausgang 5. Abgesehen von den Differenzen in der internen Struktur des Signalerzeugungsmittels 2' ist die Struktur des Transceivers dieselbe, wie für die erste Ausführungsform oben beschrieben wurde, so dass nur die Differenzen in der Struktur des Signalerzeugungsmittels 2' näher beschrieben werden.
Das Verfahren zum Erzeugen phasengleicher und Quadratursignalanteile cosω_ot und sinω_ot ist dasselbe wie bei der ersten Ausführungsform in 1 und wie oben beschrieben. Der phasengleiche Signalanteil cosω_ot wird einem ersten Eingang einer siebenten Mischstufe 43 zugeführt und der Quadratursignalanteil sinω_ot wird einem ersten Eingang einer achten Mischstufe 42 zugeführt.
Phasengleiche und Quadraturanteile mit der Trägerfrequenz, cosω_ct bzw. sinω_ct werden mit Hilfe der Phasenschieberschaltung 28' von dem ersten Frequenzgenerator 40 geliefert. Der phasengleiche Anteil cosω_ct wird einem zweiten Eingang der siebenten Mischstufe 43 zugeführt und der Quadraturanteil sinω_ct wird einem zweiten Eingang der achten Mischstufe 42 über einen dritten schaltbaren Inverter 49 zugeführt. Ein Ausgangssignal von der siebenten und der achten Mischstufe 43, 42 wird in einer Summierstufe 45 kombiniert und die resultierende Summe wird an dem ersten Ausgang 4 des Signalerzeugungsmittels 2' geliefert. Die resultierende Summe wird durch einen zweiten 90° Phasenschieber 48 hindurch geführt und die resultierende phasenverschobene Summe wird an dem zweiten Ausgang 5 des Signalerzeugungsmittels 2' geliefert.
Das Koppeln des Signalerzeugungsmittels 2' des zweiten Ausführungsbeispiels mit Hilfe der Ausgänge 4 und 5 zu dem restlichen Teil des Transceivers ist dasselbe wie das Koppeln des Signalerzeugungsmittels 2 des oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiels aus 1.
Wenn der Transceiver sendet, bildet die Kombination der siebenten und der achten Mischstufe 43 und 42 und der Summierstufe 45 die durchaus bekannte, direkte Aufwärtsmischtopologie und liefert an dem ersten Ausgang 4 der Signalerzeugungsmittel 2' ein Trägerfrequenzsignal, moduliert durch das Eingangsinformationssignal.
Wenn der Transceiver empfängt, und der dritte schaltbare Inverter 49 von den Steuermitteln 100 auf nicht invertieren gesetzt ist, liefert die Kombination der siebenten und der achten Mischstufe 43 und 42 und der Summierstufe 45 an dem ersten Ausgang 4 des Signalerzeugungsmittels 2' einen gleichphasigen Anteil eines Abwärtsmischsignals, und zwar: [cosωct × cosωot] + [sinωct × sinωot] = cos (ωc – ωo)tund nach der Phasenverschiebung in dem 90° Phasenschieber 48 wird an dem zweiten Ausgang 5 des Signalerzeugungsmittels 2' ein Quadraturanteil eines Abwärtsmischsignals, cos(ω_c – ω_o)t geliefert.
Auf diese Weise kann Abwärtsmischung durch niedrige Injektion implementiert werden. Auch wenn niedrige Injektion angewandt wird, wird der erste schaltbare Inverter 16 auf invertieren gesetzt, damit es ermöglicht wird, dass das Polyphasenfilter 13 das erforderliche empfangene Signal selektiert.
Zum Implementieren der hohen Injektion wird der dritte schaltbare Inverter 49 auf invertieren gesetzt, was dazu führt, dass an dem ersten und zweiten Ausgang 4 bzw. 5 des Signalerzeugungsmittels 2' cos (ω_c + ω_o)t und sin (ω_c + ω_o)t geliefert wird.
In 5 gibt es in einem dritten Ausführungsbeispiel ein Signalerzeugungsmittel 2'' mit dem Eingang 3 für ein Eingangsinformationssignal, das übertragen werden soll, und mit dem ersten Ausgang 4 und dem zweiten Ausgang 5. Abgesehen von Differenzen in der internen Struktur des Signalerzeugungsmittels 2'' ist die Struktur des Transceivers dieselbe, wie für die erste Ausführungsform beschrieben wurde, so dass nur die Differenzen in der Struktur des Signalerzeugungsmittels 2'' beschrieben werden. Beim senden wird das Eingangsinformationssignal nicht zugeführt zu Modulieren des zweiten Frequenzgenerators 41, sondern wird stattdessen zugeführt zum Modulieren des ersten Fre quenzgenerators 40, beispielsweise dadurch, dass das Eingangsinformationssignal in den Trägerfrequenzsynthesizer 26 injiziert wird, wodurch das Trägerfrequenzsignal unmittelbar moduliert wird. Bei dieser Ausführungsform liefert beim Senden der zweite Frequenzgenerator 41 keinen Beitrag zu der Modulation des Trägerfrequenzsignals, wodurch der zweite Frequenzgenerator 41 durch die Steuermittel 100 zum Schwingen gestoppt werden kann oder (nicht dargestellt) wodurch das erste und der zweite Ausgangssignal 4, 5 des Signalerzeugungsmittels 2 unmittelbar mit den gleichphasigen und Quadraturanteilen des modulierten Trägerfrequenzsignals, das von dem ersten Frequenzgenerator 40 geliefert werden kann stattdessen, dass es von der komplexen Mischstufe 1 geliefert wird.
In den Ausführungsbeispielen kann eventuell der zweite Frequenzgenerator 41 als ein numerisch gesteuerter Oszillator (NCO) implementiert werden, der digitale Versionen der phasengleichen und der Quadraturanteile cosω_ot und sinω_ot erzeugt, die dann durch eine Digital-Analogumwandlung und durch Tiefpassfilterung in die analoge Domäne umgewandelt werden.
Dem Fachmann dürften alternative Stellen zum Durchführen der Signalumwandlung, erforderlich wenn zwischen niedriger und hoher Injizierung umgeschaltet wird, einfallen.
Wenn die Fähigkeit zwischen niedriger und hoher Injizierung zu schalten nicht erforderlich ist, kann auf die schaltbaren Inverter 16, 36, 49 verzichtet werden und diese können durch eine direkte Kopplung ersetzt werden. Weiterhin dürfte es dem Fachmann einleuchten, dass eine derartige feste Injizierung durch eine geeignete Wahl der Signalpolarität entweder auf hoch oder auf niedrig gesetzt werden kann.
Eventuell kann der erste Frequenzgenerator 40 einen Oszillator enthalten, der mit einer Frequenz arbeitet, die höher ist als die Nennträgerfrequenz, beispielsweise mit einer Frequenz 2ω_c, und die Phasenschieberschaltung 28' kann eine Teilerfunktion haben, beispielsweise eine Halbierfunktion. Diese Option ist günstig für eine digitale Implementierung.
Eventuell, obschon nicht dargestellt, können Mittel vorgesehen sein zum Sperren von Senderteilen des Transceivers, wenn der Transceiver empfängt, beispielsweise um ein Weglecken aus dem Sender in den Empfänger zu vermeiden.
Eventuell kann der Senderleistungsverstärker 7 anstelle mit einem einzigen Ausgang des Signalerzeugungsmittels 2 gekoppelt zu sein (Ausgang 4 bei den oben be schriebenen Ausführungsformen) mit der Summe der Quadratursignale versehen sein, die an dem ersten und dem zweiten Ausgang des Signalerzeugungsmittels 2 geliefert werden.
Industrielle Anwendung

Funk-Transceiver

Text in der Zeichnung
1

0° oder 180°

2

0° oder 180°

Fig. 3
4

0° oder 180°

5

0° oder 180°

Claims

Halbduplex-Sender-Empfänger zum Senden und Empfangen mit einer gemeinsamen Frequenz, mit einem Sender und einem niedrigen ZF-Empfänger, weiterhin mit Signalerzeugungsmitteln (2), wobei diese Signalerzeugungsmittel einen ersten und einen zweiten Frequenzgenerator (40, 41) aufweisen, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Frequenzgenerator (40) bei Empfang und bei Sendung ein Signal mit einer Nenn-Trägerfrequenz erzeugt, wobei der zweite Frequenzgenerator (41) ein Offsetsignal erzeugt, das bei Empfang eine niedrige Zwischenfrequenz hat und wobei bei Empfang das von dem ersten Frequenzgenerator erzeugte Signal mit dem Offsetsignal vermischt wird zum Erzeugen eines Abwärtsmischsignals.
Sender-Empfänger nach Anspruch 1, wobei während der Übertragung das von dem ersten Frequenzgenerator (40) erzeugte Signal unmittelbar von einem Informationssignal moduliert wird.
Sender-Empfänger nach Anspruch 1, wobei während der Übertragung das Offsetsignal von einem Informationssignal moduliert wird und das von dem ersten Frequenzgenerator (40) erzeugte Signal von dem modulierten Offsetsignal moduliert wird, wodurch ein moduliertes Signal mit der Trägerfrequenz erzeugt wird.
Sender-Empfänger nach Anspruch 3, wobei der zweite Frequenzgenerator (41) bei Empfang auf einem Frequenzbezugswert (25) verriegelt wird, bei Empfang ein Steuersignal zu dem verriegelten zweiten Frequenzgenerator abgetastet (21) wird und das abgetastete Steuersignal bei der Übertragung zur Steuerung der Frequenzmodulationsabweichung (22) benutzt wird.
Sender-Empfänger nach Anspruch 3, wobei der zweite Frequenzgenerator (14) einen spannungsgesteuerten Oszillator (27) aufweist.
Sender-Empfänger nach Anspruch 3, wobei der zweite Frequenzgenerator (41) einen numerisch gesteuerten Oszillator aufweist.
Sender-Empfänger nach Anspruch 1, wobei der erste Frequenzgenerator (40) einen Oszillator aufweist, der mit einer Nenn-Trägerfrequenz arbeitet.
Sender-Empfänger nach Anspruch 1, wobei der erste Frequenzgenerator (40) einen Oszillator (25) aufweist, der mit einer Frequenz arbeitet, die höher ist als die Nenn-Trägerfrequenz, die mit einem Teilerelement (28) gekoppelt ist, das phasengleiche und Quadratursignalanteile mit der Nenn-Trägerfrequenz liefert.
Sender-Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei das Abwärtsumwandlungssignal zwischen Hochseiten- und Tiefseiteninjektion umgeschaltet (16, 36) werden kann.
Integrierte Schaltung mit dem Funk-Sender-Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 8.
Integrierte Schaltung mit dem Funk-Sender-Empfänger nach Anspruch 9.