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Hintergrund
der Erfindung
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Diese
Erfindung betrifft allgemein Schaltungen zur Verwendung mit einem
kapazitiven Sensor und insbesondere zur Verwendung mit einem mikromechanischen
Beschleunigungsmesser.
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Mikromechanische
Beschleunigungsmesser können
verwendet werden, um die Beschleunigung bei einer Vielzahl von Anwendungen
zu erfassen, einschließlich
der Erfassung der als Ergebnis eines Autounfalls auftretenden Beschleunigung
zum Auslösen
eines Airbags oder der als Ergebnis eines Erdbebens auftretenden
Beschleunigung zum automatischen Verschließen einer Gasleitung zur Verhinderung
von Feuer, und ein Typ mikromechanischer Verfahren wird als Oberflächenfeinbearbeitung
bezeichnet, ein Verfahren, bei welchem unter Verwendung von Halbleiter-Bearbeitungstechniken,
wie beispielsweise Ablagern und Ätzen,
eine Sensorstruktur in Schichten über einem Substrat gebildet
wird. Das US-Patent
Nr. 5,326,726 beschreibt ein solches Verfahren und ist hierin als
Referenz in seiner Gesamtheit für
alle Zwecke aufgenommen.
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Bei
einem Typ einer derzeit von dem Anmelder der vorliegenden Erfindung
hergestellten mikromechanischen Vorrichtung ist eine Polysilikon-Masse über einem
Substrat mittels Haltegurten aufgehängt. Die Masse, welche im Wesentlichen
parallel zu dem Substrat ist, umfasst einen entlang einer Achse
verlängerten
Balken und eine Anzahl von Fingern, die sich von dem Balken weg
in einer Richtung orthogonal zu der Achse des Balkens erstrecken.
Der Balken und die Finger sind bezüglich des Substrats entlang der
Achse lateral beweglich. Jeder dieser beweglichen Finger ist zwischen
zwei Polysilikon-Fingern positioniert, die sich in der Ebene der
Masse befinden und bezüglich
des Substrats befestigt sind. Jeder bewegliche Finger und die festen
Finger auf jeder Seite der beweglichen Finger bilden eine Differentialkondensator-Zelle.
Die Zellen bilden additiv einen Differentialkondensator. Eine Struktur
dieses Typs ist beispielsweise in dem US-Patent Nr. 5,345,824 gezeigt.
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Verschiedene
Ansätze
können
verfolgt werden, um eine Beschleunigung mit einem solchen Differentialkondensator
zu erfassen. Ein Ansatz besteht darin, eine Kraftrückkopplung
zu verwenden, wie in dem US-Patent Nr. 5,345,824 beschrieben ist.
Die beweglichen Finger (d.h. beweglich mit der Masse) sind jeweils
zwischen zwei festen Fingern zentriert. Alle festen Finger auf einer
Seite der beweglichen Finger sind elektrisch gekoppelt, und alle
festen Finger auf der anderen Seite der beweglichen Finger sind
ebenfalls elektrisch gekoppelt. Die zwei Sätze fester Finger weisen unterschiedliche
Gleichspannungspotentiale auf und sind mit Wechselspannungs-Trägersignalen
getrieben, die zueinander um 180° phasenverschoben
sind.
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Als
Reaktion auf eine externe Kraft/Beschleunigung entlang einer sensitiven
Achse bewegt sich die Masse mit beweglichen Fingern auf den einen
oder den anderen Satz fester Finger zu. Das Signal an dem Balken
wird verstärkt,
demoduliert und zu einem Ausgangsanschlussteil geleitet. Ein Rückkopplungsnetz
verbindet das Ausgangsanschlussteil und den Balken. Die Rückkopplung
bewirkt, dass die beweglichen Finger zwischen den zwei Sätzen fester Finger
zurückzentriert
werden. Das Signal an dem Ausgangsanschlussteil ist eine Messung
der Kraft, die erforderlich ist, um den Balken zu zentrieren, und ist
daher proportional zu der Beschleunigung.
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Eine
Alternative zu dieser Endlosschleifen-Kraftrückkopplungsschaltung ist eine
offene Schaltung. Wie in 1 nach dem Stand der Technik gezeigt,
umfasst eine Sensorzelle 10 eine bewegliche Elektrode 12 zwischen
einer ersten Elektrode 14 und einer zweiten Elektrode 16.
Wie auch in dem US-Patent Nr. 5,659,262 gezeigt, welches ausdrücklich hierin
zur Referenz in seiner Gesamtheit und für alle Zwecke aufgenommen ist,
sind die Elektroden 14 und 16 durch entsprechende
Treiber 18 und 20 angetrieben. Jeder Treiber sieht
eine 100 kHz Rechteckwelle vor, die zwischen zwei Spannungen, beispielsweise
0 Volt und 5 Volt, alterniert. Die Signale von den Treibern sind
zueinander um 180° phasenverschoben,
so dass sich ein Satz Finger bei 0 Volt befindet, während sich
der andere bei 5 Volt befindet.
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Als
Reaktion auf eine Beschleunigung bewegt sich der Balken auf einen
Satz Elektroden 14, 16 zu und bewirkt, dass ein
Wechselspannungsausgangssignal an dem Balken erscheint. Dieses Signal ist
ein Rechteckwellen-Signal, das phasengleich mit dem Treibersignal
der Elektrode 14 beziehungsweise der Elektrode 16 ist,
auf welche sich die Elektrode 12 zubewegt, und weist eine
Amplitude in der Größenordnung
von Millivolt auf. Die Amplitude ist proportional zu der Beschleunigung
für geringere
Verlagerungen angenähert.
Das zu einem Verstärker 22 und
zu einem Demodulator 26 gesendete Balkensignal erzeugt
ein Ausgangssignal als V/g an einem Ausgangsanschlussteil 28,
und zeigt dadurch die Beschleunigung an.
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Da
bei dieser offenen Struktur die Beschleunigung aus der Größe des Ausgangssignals
bestimmt wird, ist es wichtig, dass die Signalverarbeitungsschaltung,
welche ein Signal an ein Ausgangsanschlussteil (z.B. einen Verstärker und
Demodulator) ausgibt, präzise
ist. Beispielsweise sollte der Verstärker eine präzise Verstärkung aufweisen,
und die Schaltung sollte unempfindlich gegenüber Temperaturveränderungen
und anderen Faktoren sein, welche den Ausgang beeinflussen können.
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Die
zuvor beschriebene Kraftrückkopplungskonstruktion
reduziert die Notwendigkeit für
eine präzise
Schaltung und verringert Probleme, welche auf Grund parasitärer, kapazitiver
Effekte auftreten können,
ganz wesentlich. Aber die Kraftrückkopplung
hat andere Nachteile: Sie hat keine ratiometrische Operation und
eine Gleichspannungsvorspannung muss im Allgemeinen auf den Sensor
ausgeübt
werden, was zu ladungsinduzierter Abweichung und anderen unerwünschten
Effekten führen
kann. Da sich die mechanische Transferfunktion innerhalb der Schleife befindet,
kann es Probleme mit der Stabilität der Schleife geben.
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Die
offene Struktur hat ebenfalls Nachteile. Typischerweise hängt der
Skalierungsfaktor von der Parasitärkapazität der beweglichen Elektrode
und der damit verbundenen Schaltungen ab. Diese Kapazität umfasst
Verbindungskapazitäten,
die sich abhängig
von der Spannung und der Temperatur verändern, was zu Variationen des
Skalierungsfaktors führt.
Das erwünschte
ratiometrische Verhalten wird ebenso beeinträchtigt wie der Temperaturkoeffizient des
Skalierungsfaktors. Die Treibersignale an der ersten und dritten
Elektrode erzeugen ferner elektrostatische Kräfte, die sich abhängig von
der Position der zweiten Elektrode verändern und so wirksam die mechanische
Reaktion des Sensors verändern.
Da sich diese elektrostatischen Kräfte abhängig von der Versorgungsspannung
verändern,
ist der Ausgang nicht streng ratiometrisch.
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„An ASIC
for High-resolution Capacitiv Microaccelerometers", Leuthold and Rudolf,
Sensors and Actuators, Elsevier Sequoia S.A., Lausanne, Vol. A21/A23,
Seiten 278–281
offenbart einen Sensor zum Vorsehen eines Ausgangssignals, welches
eine Beschleunigungskraft anzeigt, wie in dem Oberbegriff in Anspruch
1 beschrieben.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
Erfindung sieht einen Sensor vor, wie in Anspruch 1 beschrieben,
und ein entsprechendes Verfahren, wie in Anspruch 9 beschrieben.
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Die
Ausführungsformen
sehen ein endloses, elektromechanisches System mit einem Rückkopplungsverfahren
vor, das ein Ausgangssignal eines Sensors unter Einwirkung einer
Beschleunigung elektrisch ausgleicht, ohne eine signifikante Kraft
auf den Sensor auszuüben.
Das System hat eine bewegliche Komponente, die bezüglich einer
anderen Komponente beweglich ist. Diese Rückkopplung erfolgt durch das
Ungleichgewicht von Taktsignalen, welche auf einige Komponenten
des Sensors angewendet werden, um den Ausgang an der beweglichen
Komponente derart elektrisch auf Null zu setzen, dass die Kräfte an der
beweglichen Komponente nicht merklich verändert werden. Diese Rückkopplung
bietet die Vorteile eines Endlosbetriebs ohne die Anwendung einer
Kräfterückkopplung
und minimiert die Effekte elektrostatischer Kräfte auf den Skalierungsfaktor.
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Die
Ausführungsformen
umfassen eine Rückkopplungs-
und Treiberschaltung, einen Sensor mit Rückkopplungs- und Treiberschaltungen
und Verfahren zur Durchführung
der Erfassung mit einem mikromechanischen Sensor vom Differentialkondensator-Typ. Bei dem Sensor
ist eine bewegliche Masse über
einem Substrat aufgehängt
und bezüglich
des Substrats in einer bei den zuvor erwähnten Sensoren ähnlichen
Weise beweglich.
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Eine
Ausführungsform
umfasst einen Sensor mit einer ersten, zweiten und dritten Elektrode,
wobei die zweite Elektrode bezüglich
der ersten und der dritten Elektrode zum Bilden eines Differentialkondensators
beweglich ist, einen ersten und einen zweiten Treiber zum Vorsehen
von Treibersignalen für
die erste und die dritte Elektrode, eine zwischen die erste Elektrode
und ein Ausgangsanschlussteil gekoppelte Signalverarbeitungsschaltung
und eine zwischen das Ausgangsanschlussteil und wenigstens den ersten Treiber
gekoppelte Rückkopplungsschaltung
zum Steuern der Amplitude des Treibersignals für die erste Elektrode. Die
Treibersignale von dem ersten und dem zweiten Treiber sind vorzugsweise
Rechteckwellen, wobei ein Treibersignal zu dem anderen Treibersignal
um 180° phasenverschoben
ist. Die Schaltung von der zweiten Elektrode zu dem Ausgangsanschlussteil
umfasst vorzugsweise einen Verstärker und
einen Demodulator.
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Die
Rückkopplung
passt die Amplitude beider Treiber an, um das Signal an der zweiten
Elektrode auf Null zu setzen. Die Rückkopplung bewirkt, dass die
Amplitude beider Treibersignale derart geregelt ist, dass im Wesentlichen
keine Wechselspannungs-Kraft und keine Veränderung der statischen Kraft
an der zweiten Elektrode vorliegen. Die Regulierung der Treiber,
die das zweite Elektrodensignal auf Null setzt, steht in einer präzisen Beziehung
zu der Bewegung der zweiten Elektrode, und das Ausgangssignal wird
präzise
aus dem Regulierungsumfang bestimmt. Als Folge der Nullsetzung sind
die Wirkungen elektrostatischer Kräfte auf den Skalierungsfaktor
signifikant minimiert.
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Die
Elektroden sind vorzugsweise Teil eines oberflächenmikromechanischen Beschleunigungsmessers,
bei welchem eine bewegliche Masse über dem Substrat aufgehängt ist
und welcher einen beweglichen Balken und eine Reihe von Fingern (wodurch
insgesamt eine zweite Elektrode gebildet ist) umfasst. Die erste
und die dritte Elektrode sind Finger, welche bezüglich des Substrats und an
jeder Seite der sich von dem beweglichen Balken erstreckenden Finger
befestigt sind. Die festen Elektroden sind mit Hochfrequenz-Trägersignalen
mit gegensätzlicher
Phase betrieben. Der Beschleunigungsmesser kann eine einzige Masse
umfassen, welche entlang einer Achse beweglich ist, oder zwei oder mehrere
Massen umfassen oder eine oder mehrere Massen umfassen, die entlang
mehrerer Achsen beweglich sind.
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Die
Ausführungsformen
umfassen auch ein Verfahren zum Erfassen der Beschleunigung mit
einem kapazitiven Sensor, der eine erste Elektrode, eine zweite
Elektrode und eine dritte Elektrode umfasst, wobei sich die zweite
Elektrode zwischen der ersten und der dritten Elektrode befindet
und bezüglich
der ersten und der dritten Elektrode beweglich ist, um einen Differentialkondensator
zu bilden, und Treiber zum Vorsehen von Treibersignalen für die erste und
die dritte Elektrode. Das Verfahren umfasst das Verarbeiten eines
Signals an der zweiten Elektrode und das Vorsehen einer Rückkopplung
zu beiden Treibern, um das Wechselspannungssignal an der zweiten
Elektrode auf Null zu setzen, ohne eine Wechselspannungskraft zu
erzeugen oder die elektrostatischen Kräfte an der zweiten Elektrode
zu verändern.
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Die
Ausführungsformen
umfassen auch einen mikromechanischen Sensor mit einem Substrat und
einer über
dem Substrat aufgehängten
ersten, zweiten und dritten Elektrode, wobei die zweite Elektrode
bezüglich
der ersten und der dritten Elektrode beweglich ist. Eine Schaltung,
die vorzugsweise in dasselbe Substrat integriert ist wie der Sensor,
umfasst Treiber zum Vorsehen von Signalen für die erste und die dritte
Elektrode, eine Schaltung zum Verarbeiten eines Signals an der zweiten
Elektrode und zum Vorsehen eines Signals von der zweiten Elektrode
an ein Ausgangsanschlussteil und einer Rückkopplungsschaltung zwischen
dem Ausgangsanschlussteil und dem Treiber zum Steuern des Signals des
Treibers. Die Treiber senden periodische Signale an die erste und
die dritte Elektrode, vorzugsweise Rechteckwellen, welche zueinander
um 180° Grad phasenverschoben
sind. Das Rückkopplungssignal steuert
die Treiber, um die Amplitude der periodischen Signale zu verändern, um
das Signal an der zweiten Elektrode auf Null zu setzen, ohne eine Wechselspannungskraft
zu bilden oder die statischen Kräfte
an der zweiten Elektrode zu verändern.
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Die
Schaltung der Ausführungsformen
kann eine Anzahl verschiedener Formen annehmen. Beispielsweise kann
die Schaltung einen oder mehrere Operationsverstärker zum Empfangen des Signals von
einem beweglichen Balken umfassen. Zusätzlich gibt es Ausführungsformen
mit einem oder mit zwei Transistor-Differentialpaaren und Ausführungsformen
ohne Operationsverstärker
oder Transistoren. Eine weitere Ausführungsform kombiniert die Verstärkungs-
und die Demodulationsschaltung mit einer Treiberschaltung. Diese
unterschiedlichen Schaltungen haben verschiedene Vorteile und Nachteile,
wie beispielsweise Genauigkeit, Empfindlichkeit, die Möglichkeit,
die Empfindlichkeit, den Raum und die Anzahl der Komponenten zu
verändern.
Den Ausführungsformen
der Schaltungen ist gemein, dass sie in der Lage sind, die Amplitude
wenigstens eines periodischen Signals, das zu einer Elektrode gelangt,
als Reaktionen auf ein Eingangssignal von einer anderen Elektrode
anzupassen.
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Der
beschriebenen Sensor und die Schaltung haben einer Reihe von Vorteilen.
Das System hat die Vorteile eines geschlossenen Rückkopplungsnetzes
und kann ratiometrisch gemacht werden (der Skalierungsfaktor der
Spannung verändert
sich im Verhältnis
zu der Versorgungsspannung), ist unabhängig von mechanischen Kräften und
vermeidet die Notwendigkeit einer Gleichspannungsvorspannung bezüglich der
Treibersignale an dem Balken. Die Rückkopplung gelangt zu jedem
Treiber, um das Signal an einem beweglichen Balken auf Null zu setzen,
sodass das Signal keine Wechselspannungskomponente als Reaktion
auf eine erfasste Beschleunigung aufweist. Mit im Wesentlichen keiner solchen
Wechselspannungskomponente haben Parasitärkapazitäten an der beweglichen Elektrode
einen minimalen Effekt auf das resultierende Ausgangssignal. Bei
diesem System ist im Vergleich zu anderen Konstruktionen insofern
eine geringere Präzision
bei der Verarbeitungsschaltung erforderlich, als der Verstärker keine
präzise
Zunahme aufweisen muss, und die Zunahme der Schaltung muss nicht temperaturunempfindlich
sein. Entsprechend kann die Verarbeitungsschaltung gegenüber der
beispielsweise bei einer offenen Schleife verwendeten Verarbeitungsschaltung
vereinfacht werden. Andere Merkmale und Vorteile werden aus der
folgenden detaillierten Beschreibung, den Zeichnungen und Ansprüchen deutlich.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
ein schematisches Blockdiagramm, das einen offenen Regelkreis nach
dem Stand der Technik zeigt.
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2 ist
ein schematisches Blockdiagramm eines Sensors mit einer Schaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Die 3, 4, 5, 8, 9 und 10 sind
schematische Ausführungsformen
der Treiberschaltung in 2.
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3A zeigt
Grafiken der Wellenformen an den Elektroden für die Schaltung in den 3 und 4.
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5A zeigt
Grafiken der Wellenformen an den Elektroden für die Schaltung in 5.
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6 ist
eine bildhafte Darstellung, die die Maße und Kräfte an dem Balken erläutert.
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7 ist
eine Draufsicht eines mikromechanischen Sensors gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Die 11 und 11A sind schematische Darstellungen, die einen
Teil der Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung mit zwei Differentialkondensatoren zeigen.
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Die 12 und 14 sind
schematische Darstellungen einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung mit kombiniertem Verstärker,
Demodulator und Treiberschaltungen.
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13 ist
ein partielles Blockdiagramm der Schaltung in 12,
verwendet mit einem Zweiachsensensor.
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Detaillierte
Beschreibung
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Die
nachfolgend beschriebene Ausführungsform
ist für
die Verwendung mit einem oberflächenmikromechanischen
Beschleunigungsmesser gedacht, aber sie könnte auch mit anderen kapazitiven Sensoren
verwendet werden.
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Mit
Bezug zu 2 umfasst in einem System gemäß der vorliegenden
Erfindung ein Sensor 40 eine bewegliche Elektrode 42,
die sich zwischen einer ersten Elektrode 44 und einer zweiten
Elektrode 46 befindet, um einen Differentialkondensator
zu bilden. Die erste und die zweite Elektrode 44, 46 sind bezüglich einander
befestigt, während
sich die Elektrode 42 zwischen den Elektroden 44, 46 als
Reaktion auf eine externe Kraft bewegt. Die bewegliche Elektrode 42 ist
an einen hochverstärkenden
Wechselspannungsverstärker 50 und
einen Demodulator 54 gekoppelt, deren Ausgang zu einem
Ausgangsanschlussteil 56 geleitet wird.
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Die
Treiber 60 und 62 sehen beide einen Hochfrequenz
(z.B. 100 kHz)-Träger
vor, vorzugsweise eine Rechteckwelle. Die Trägersignale weisen eine gleiche
oder ähnliche
Amplitude auf und sind um 180° phasenverschoben.
Das Ausgangsanschlussteil 56 ist an den Treiber 60 gekoppelt
und ist auch an den Treiber 62 gekoppelt, wie durch die
gestrichelte Linie 63 angezeigt. Würde die Rückkopplung nur für einen
Treiber vorgesehen, was außerhalb
des Rahmens der Ansprüche
ist, so könnte
der andere Treiber ein abzugleichender Treiber sein, ähnlich dem
in dem integrierten US-Patent Nr. 5,659,262 beschriebenen, zum Ausgleichen
elektrostatischer Kräfte
zwischen der Elektrode 42 und den Elektroden 44 und 46 und
zum auf Null setzen des Versatzes.
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3 zeigt
eine genauere Ansicht der Treiber 60 und 62 (kombiniert
gezeigt) zum Bereitstellen von Signalen für eine erste und zweite feste
Elektrode 88 und 94 gemäß einer ersten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung. Eine Rückkopplungsspannung
Vf ist für
nicht invertierende Eingänge
von Operationsverstärkern 70 und 72 bereitgestellt.
Die Ausgänge
der Operationsverstärker 70 und 72 sind mit
den Gattern des Transistors vom n-Typ 74 beziehungsweise
des Transistors vom p-Typ 76 verbunden. Bei dem Transistor 74 ist
ein Ableitungsanschlussteil mit einer Versorgungsspannung VDD durch einen Widerstandskörper R1
gekoppelt. Ein Zuführungsanschlussteil 80 des
Transistors 74 ist an das invertierende Anschlussteil des
Operationsverstärkers 70 und
an die entsprechenden Widerstandskörper R2 und R3 gekoppelt. Der
Ableiter des Transistors 74 und ein Knoten 84 zwischen
den Widerstandskörpern
R2 und R3 sind jeweils an einen getakteten Schalter 86 gekoppelt,
dessen Ausgang mit der ersten festen Elektrode 88 verbunden
ist.
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Der
Transistor 76 umfasst ein Zuführungsanschlussteil 78,
welches an die Versorgungsspannung VDD durch
die Widerstandskörper
R4 und R5 gekoppelt ist und an das invertierende Anschlussstück des Operationsverstärkers 72 gekoppelt
ist. Der Ableiter des Transistors 76 ist durch den Widerstandskörper R6
mit dem Bezugspotential verbunden. Der Ableiter des Transistors 76 und
ein Knoten 92 zwischen den Widerstandskörpern R4 und R5 sind jeweils
an einen getakteten Schalter 90 gekoppelt, dessen Ausgang mit
der zweiten festen Elektrode 94 verbunden ist.
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Während diese
Schaltung zwei Operationsverstärker
umfasst, ist die Konstruktion der Operationsverstärker eher
einfach, da die Operationsverstärker
bei dieser Konstruktion keine ohmsche Last treiben müssen.
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Der
Betrieb der Schaltung in 3 ist auch mit Bezug auf die
Wellenformen in 3A beschrieben. Liegt keine
externe Beschleunigung an der beweglichen Elektrode 98 vor,
entspricht das Signal Vf, welches rückgekoppelt
wird, VDD/2. Die Spannung Vf erscheint
auch an der Zuführung
des Transistor 74, was bedeutet, dass die Spannung am Widerstandskörper R3
(Vf)(R3)/(R2 + R3) entspricht. Da R3 = R1, sind
die Spannungsabfälle
an den Widerstandskörpern
R3 und R1 dieselben. Der Widerstandskörper R2 hat einen Wert, der
viel höher
ist als derjenige des Widerstandskörpers R3, sodass die Spannung
an den Widerstandskörpern
R1 und R3 bezüglich
Vf gering ist. Ist der Spannungsabfall an
den Widerstandskörpern
R1 und R3 gleich x, so erzeugt der getaktete Schalter 86 eine
Rechteckwelle, die in der Amplitude zwischen x und VDD–x alterniert.
Die Schaltung zum Vorsehen der Spannung an dem getakteten Schalter 90 ähnelt derjenigen
für den
getakteten Schalter 86, mit der Ausnahme, dass in diesem
Fall Vf auf die Versorgungsspannung VDD bezogen ist und nicht auf das Bezugspotential.
Wie in 3 gezeigt ist, sind Beispiele für die Widerstandswerte
R1 = R3 = R4 = R6 = 1 kohm und R2 = R4 = 40 kohm. Gehen wir davon aus,
dass VDD 5 Volt entspricht und daher ohne
Beschleunigung Vf = 2,5 Volt, so ist die
Spannung x an den Widerstandskörpern
R1 und R3 ungefähr
60 Millivolt, sodass die getakteten Signale zwischen 0,06 Volt und
4,94 Volt alternieren. Mit Bezug auf 3A ist
zu sagen, dass wenn Vf in Reaktion auf eine
Bewegung der Elektrode 98 abnimmt oder zunimmt, eine der
Rechteckwellen ein höheres
Maximum und ein geringeres Minimum aufweist und die andere ein geringeres
Maximum und ein höheres
Minimum aufweist. Bei jeder Elektrode ist die Spannung weiterhin auf
VDD/2 zentriert.
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Ein
positiver Vf bedeutet, dass sich die bewegliche
Elektrode 98 näher
an die feste Elektrode 88 heran bewegt, so dass ein stärkeres Treibersignal an
der festen Elektrode 94 erforderlich ist, um die Gleichheit
der elektrostatischen Kräfte
zwischen der beweglichen Elektrode und jeder der festen Elektroden
ohne eine Differentialspannungsausgabe an der Elektrode 98 beizubehalten.
Bei einem mikromechanischen Sensor kann ein vollständiger Ausgangsbereich
in der Größenordnung
von 10–20
Millivolt liegen, so dass die 60 Millivolt über dem Bezugspotential und
unter VDD genügend Raum für einen solchen Ausgang lassen.
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4 zeigt
eine zweite Ausführungsform
der Treiberschaltung, die nur einen Operationsverstärker und
keine Steuerungstransistoren erfordert. Der Operationsverstärker wäre in diesem
Fall relativ komplizierter als jene, die in der Schaltung in 3 verwendet
werden, da der Operationsverstärker
in der Schaltung in 4 eine ohmsche Last antreiben muss.
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Die
Spannung Vf ist für das invertierende Anschlussteil
des Operationsverstärkers 140 durch
einen Widerstandskörper
R7 vorgesehen. Der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 140 ist
an eine Spannungsquelle VDD/2 gekoppelt.
Der Ausgang des Operationsverstärkers 140 wird
zu dem invertierenden Anschlussteil durch den Widerstandskörper R8
zurückgeführt. Die
Spannung Vf ist durch die Widerstandskörper R9
und R10 auch mit der Versorgungsspannung VDD verbunden
und ist mit dem Bezugspotential durch die Widerstandskörper R11 und
R12 verbunden. Zwischen den Widerstandskörpern R9 und R10 befindet sich
ein Knoten 142; und zwischen den Widerstandskörpern R11
und R12 befindet sich ein Knoten 144.
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Der
Ausgang des Operationsverstärkers 140 befindet
sich an einem Knoten 150, welcher an die Versorgungsspannung
VDD durch die Widerstandskörper R13
und R14 und an das Bezugspotential durch die Widerstandskörper R15
und R16 gekoppelt ist. Zwischen den Widerstandskörpern R13 und R14 befindet
sich ein Knoten 152; und zwischen den Widerstandskörpern R15
und R16 befindet sich ein Knoten 154.
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Der
Sensorabschnitt umfasst eine bewegliche Elektrode 168 zwischen
den Elektroden 164 und 166, die bezüglich einander
fest sind. Das Antriebssignal durch die Elektrode 164 ist
durch einen getakteten Schalter 160 vorgesehen, der zwischen
Eingängen
von dem Knoten 144 und dem Knoten 152 alterniert.
Die Elektrode 166 empfängt
ein Antriebssignal durch den getakteten Schalter 162, das
zwischen den Signalen von dem Knoten 142 und dem Knoten 154 alterniert.
Die resultierenden Antriebssignale sind daher Rechteckwellen, die
von gleicher oder ähnlicher
Amplitude sind und um 180° phasenverschoben
sind.
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Die
Wellenformen für
die Schaltung in 4 sind im Wesentlichen die gleichen
wie jene in 3A. Im Fall der 4 alterniert
der getaktete Schalter 162 beispielsweise zwischen (a)
VDD minus dem Spannungsabfall über den
Widerstandskörper R10
und (b) dem Spannungsabfall über
den Widerstandskörper
R16 während
der getaktete Schalter 160 zwischen (c) VDD minus
dem Spannungsabfall über
den Widerstandskörper
R14 und (d) den Spannungsabfall über
den Widerstandskörper
R12 alterniert. In ähnlicher
Weise alternieren die Rechteckwellen zwischen 0,06 Volt und 4,94
Volt.
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Bei
den beiden Ausführungsformen
der 3 und der 4 ist ein
Rückkopplungssignal
an beide Treiber vorgesehen, wobei die Rechteckwellen um VDD/2 zentriert sind, um die Treiberamplituden
in komplementärer
Weise zu verändern.
Das heißt, dass
die Amplitude eines Treibers um den gleichen Betrag zunimmt, um
den die andere Amplitude abnimmt. Bei solchen Ausführungsformen sind
die Wechselspannungs-elektrostatischen Kräfte vernachlässigbar,
und die Veränderung
der elektrostatischen Kräfte
mit Balkenposition ist vernachlässigbar. Diese
Eigenschaft verringert die Wahrscheinlichkeit von Hochfrequenzkräften und
macht die Ausgangsreaktion ratiometrischer.
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Bei
der Schaltung in 5 sind weder Operationsverstärker noch
Steuerungstransistoren erforderlich, obwohl in diesem Fall nur die
Hälfte
des Treibers angepasst ist. Die Schaltung ist weniger komplex; anders
als bei den Ausführungsformen
in 3 und 4 bleiben die Treibersignale
jedoch nicht symmetrisch um VDD/2, wenn
sich der Balken als Reaktion auf eine Beschleunigung bewegt.
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Folglich
liegen einige Wechselspannungs-elektrostatischen Kräfte vor
sowie der elektrische Federeffekt, der zwar verringert, nicht aber
eliminiert ist. Die Spannung Vf ist durch
die Widerstandskörper
R17 und R18 an die Versorgungsspannung VDD gekoppelt,
und an das Bezugspotential durch die Widerstandskörper R19
und R20. Ein Knoten 170 befindet sich zwischen den Widerstandskörpern R17
und R18, und ein Knoten 172 befindet sich zwischen den
Widerstandskörpern
R19 und R20. Die Versorgungsspannung VDD ist
durch die Widerstandskörper
R21, R22 und R23 auch an das Bezugspotential gekoppelt, mit einem
Knoten 174 zwischen den Widerstandskörpern R21 und R22 und einem
Knoten 176 zwischen den Widerstandskörpern R22 und R23.
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Der
Sensor hat feste Elektroden 178 und 180 und eine
bewegliche Elektrode 182 zwischen den Elektroden 178 und 180 zum
Bilden eines Differentialkondensators. Die Elektrode 178 empfängt ein
Treibersignal durch einen getakteten Schalter 184, der zwischen
dem Empfang von Signalen von dem Knoten 170 und dem Knoten 176 alterniert.
Die Elektrode 180 ist an den getakteten Schalter 186 gekoppelt,
der zwischen den Signalen an den Knoten 172 und 174 alterniert.
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Wie
in 5A gezeigt, sind die Treibersignale als Reaktion
auf eine Ladung nicht auf VDD/2 zentriert.
Ein Treibersignal ist um einen Betrag y erhöht, so dass das Treibersignal
leicht über
dem Nennbetrag während
der hohen Zyklen liegt, und die andere Wellenform ist als Reaktion
auf die Rückkopplung während des
kleinen Wertes des Treibersignals um einen Betrag y verringert.
Die Wirkungen dieser Veränderungen
sind durch die gestrichelten Linien gezeigt. Wie gezeigt, gibt es
ein periodisches Signal mit der Amplitude y, wobei y << VDD ist.
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Wie
in den 3, 4 und 5 gezeigt, kann
eine Anzahl verschiedener Techniken verwendet werden, obgleich diesen
gemein ist, dass eine Treiberspannung an einer festen Elektrode
durch Rückkopplung
gesteuert wird. Die Ausführungsformen
der 3 und 4 haben ferner miteinander gemein,
dass der Unterschied zwischen den elektrostatischen Kräften zwischen
jeder festen Elektrode und der beweglichen Elektrode eliminiert
ist, so dass der elektrische Federeffekt eliminiert ist. Diese Eliminierung
der elektrostatischen Kräfte
ist mit Bezug zu 6 dargestellt. Eine bewegliche
Elektrode 180 ist nominal um eine Distanz d von den festen
Elektroden 182 und 184 beabstandet, und es gibt
eine Nominalspannung V zwischen jeder der Elektroden 182 und 184 und
der Elektrode 180. Eine extern ausgeübte Beschleunigung bewirkt,
dass sich der bewegliche Balken um eine Entfernung x auf den festen
Balken 182 zu bewegt. Mit der Rückkopplung gemäß der vorliegenden
Erfindung verändert
das zu den Treibern zurückgeführte Signal
die Amplitude der beiden getakteten Treibersignale um den Betrag
z, wobei das eine um z vergrößert und
das andere um z verkleinert wird. Da die Kraft ungefähr proportional
zu V2/d2 ist, gilt
zum Ausgleichen der elektrostatischen Kräfte (V – z)2/(d – x)2 = (V + z)2/(d +
x)2. Durch Regulieren der Spannungen der
getakteten Treibersignale können
die Kräfte
bei ungefähr
derselben Amplitude ausgeglichen werden, die das Wechselstromsignal an
dem beweglichen Balken 180 auf Null setzt. Die Kräfte werden
so minimiert und wesentlich elektrisch verringert (z.B. um wenigstens
den Faktor 10), im Gegensatz zu einem mechanischen Ansatz des Rückzentrierens
der Elektrode mit Kraftrückkopplung.
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7 zeigt
wie die Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung mit einem oberflächenmikromechanischen
Beschleunigungsmesser verwendet würde. 7 ist eine
stark vereinfachte Draufsicht des Sensorabschnitts eines bekannten
Typs eines mikromechanischen Beschleunigungsmessers (detailliertere
Ansichten sind in den eingeschlossenen Patenten gezeigt), die hier
zu Erläuterungszwecken gezeigt
wird, obgleich andere Strukturen mit Differentialkondensatoren verwendet
werden könnten.
Die Sensorstruktur 100 ist über einem Substrat 102 mit Riemen 104 aufgehängt, die
mit Verankerungen 106 verbunden sind, welche sich orthogonal
zu dem Substrat erstrecken. Die Sensorstruktur 100 umfasst
einen zentralen Balken 108, der entlang der x-Achse beweglich
ist, und bewegliche Finger 110 (die sich mit dem Balken 108 bewegen
und bezüglich
des Substrats beweglich sind) erstrecken sich in einer Richtung,
die zu der x-Achse orthogonal ist.
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Die
Finger 110 befinden sich jeweils zwischen zwei festen Fingern 112 und 114 zum
Bilden eines Differentialkondensators. Schaltungen zum Bilden der
Treiber und der Leseschaltung, wie oben beschrieben, sind ebenfalls
an dem Substrat integriert und sind im Allgemeinen als Schaltung 116 integriert. Als
Reaktion auf eine Beschleunigung entlang der x-Achse steuert die
Schaltung 116 die für
die Finger 112 und 114 vorgesehenen Signale, vorzugsweise derart,
dass das Signal an dem Balken keine Wechselstromkomponente aufweist.
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Die 8–10 sind
schematische Darstellungen weiterer Beispiele der Treiberschaltungen. Die
Schaltung 200 in 8 ähnelt insofern
der in 5 gezeigten als die Rückkopplung eine Veränderung
eines der Treibersignale bewirkt. Bei der Schaltung 200 ist
das Eingangssignal von der beweglichen Elektrode für einen
Operationsverstärker 202 vorgesehen,
dessen Ausgang für
einen FET 204 vorgesehen ist. Die Widerstandskörper R24
= R25 = R26 = R27; und diese Widerstandskörper haben einen geringeren
Widerstand als die Widerstandskörper
R28 und R29. Bei dieser Ausführungsform
stellt der Widerstandskörper
R28 die Vorspannung, den Versatz und die Skalierung ein. Die Signale
A, B, C und D entsprechen den vier Signalen, die für die Schalter 184 und 186 in 5 vorgesehen
sind. Die resultierenden Wellenformen ähneln den in 5A gezeigten.
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Die 9 und 10 zeigen
Beispiele einer Schaltung mit zwei Differentialverstärkern beziehungsweise
einem Differentialverstärker.
Die Schaltung in 9 umfasst im Wesentlichen zwei
Differentialverstärker 212 und 214,
wobei jeder ein Differentialtransistorpaar aufweist, wobei einer
der Transistoren das Eingangssignal empfängt und der andere eine feste
Spannung von VDD/2 an seiner Basis empfängt. Die
Widerstandskörper
R30, R31, R32 und R33 sind alle gleich und verglichen mit den Widerstandskörpern R34
und R35 relativ klein. Die Widerstandskörper R34 und R35 werden verwendet,
um die Empfindlichkeit der Schaltung zu regulieren. Ein Vorteil
der Schaltung besteht darin, dass die Empfindlichkeit verändert werden
kann, ohne andere Komponenten der Schaltung zu verändern.
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10 umfasst
eine Schaltung 220 ähnlich der
in 9 gezeigten, mit der Ausnahme, dass ein einzelnes
Differentialpaar vorliegt, welches im Wesentlichen zwei Stromspiegel
verwendet, um den Strom durch die Widerstandskörper R38 und R40 und durch
die Widerstandskörper
R39 und R41 vorzusehen. Diese Schaltung ermöglicht auch eine Empfindlichkeitsregulierung
mit dem Widerstandskörper
R42. Dieses Beispiel vermeidet auch die Verwendung von Operationsverstärkern, ist
kompakt und ermöglicht
eine Empfindlichkeitsregulierung ohne den Rest der Schaltung zu
verändern.
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Die
im Zusammenhang mit den 3–5 und 8–10 oben
beschriebenen Ausführungsformen
und Beispiele weisen alle vier Signale auf, wobei zwei Signale für einen
an eine Elektrode gekoppelten Schalter vorgesehen sind und zwei
andere Signale an einen zweiten an eine zweite Elektrode gekoppelten
Schalter gekoppelt sind. Wie in 11 gezeigt,
kann die Schaltung mit einem Paar differentialkapazitiver Strukturen
verwendet werden. Die Signale A, B, C und D stellen das Niveau der Rechteckwellen-Treibersignale
ein, die die differentialkapazitiven Strukturen steuern. Diese Anordnung sieht
Differentialausgänge
von dem Paar vor. 11 zeigt eine Schaltung 240 mit
einem ersten Differentialkondensator 242 und einem zweiten
Differentialkondensator 244. Diese Kondensatoren umfassen bewegliche
Elektroden 246 und 248 und feste Elektroden 250, 252, 254 und 256.
Die Schalter 260, 262, 264 und 266 sind
jeweils an die festen Elektroden 250, 252, 254 und 256 gekoppelt.
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Mit
Bezug zu 12 sind bei einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung der Verstärker, der Demodulator und der
Treiber wirksam in einer einzigen Schaltung 300 mit einer
Verstärkerstufe 302,
einer Demodulatorstufe 304 und einer Treiberstufe 306 kombiniert.
Die Verstärkerstufe 302 umfasst
ein Differentialtransistorenpaar 310, einen Stromspiegel 312 und
einen Kaskodentransistor 314. Die Ableitung des Kaskodentransistors 314 befindet sich
an dem Knoten 316, welcher ein Hochimpedanzeingang zu der
Demodulatorstufe 304 ist. Das Signal an dem Knoten 316 ist
für die
Schalter 318 und 320 vorgesehen, welche das Signal
in alternierender Weise für
die Integratoren 322 und 324 vorsehen. Diese Integratoren
umfassen entsprechende Kondensatoren C2 und C1, welche die Demodulierung durchführen und
die Schleifenbandweite steuern. Die Quellen der Transistoren in
den Demodulatoren 322 und 324 sind miteinander
und mit einem Gatter des Transistors 336 verbunden. Die
Ableitung des Transistors 336 ist an die Quelle des Kaskodentransistors 314 gekoppelt.
Der Transistor 336 sieht eine Rückkopplung vor, um Strom von
der Quelle des Transistors 314 zu ziehen, um die Gleichspannung
an den Quellen der Transistoren 320 und 322 auf
eine feste Vorspannung einzustellen.
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Die
demodulierten Signale an den Knoten 326 und 328 sind
für jeweilige
Gatter der MOS-Transistoren 330 und 332 in der
Treiberstufe 306 vorgesehen. Die resultierenden Ausgangssignale
V01 und V02 sind
an den Quellen der Transistoren 330 und 332 vorgesehen.
Diese Quellen sind auch mit der Versorgungsspannung Vdd durch die
Transistoren R46 und R47 beziehungsweise durch die Transistoren
R49 und R50 gekoppelt. Die Ableitungen der Transistoren 330 und 332 sind
an das Substrat durch die jeweiligen Widerstandskörper R48
und R51 gekoppelt. Die Widerstandskörper R47 und R50 sind vorzugsweise signifikant
größer als
die Widerstandskörper
R46, R48, R49 und R51, welche wiederum vorzugsweise gleich sind.
Beispielsweise können
die Widerstände der
Widerstandskörper
R47 und R46 ein Verhältnis von
ungefähr
14:1 aufweisen. Die resultierenden Signale A, B, C und D sind für getaktete
Schalter vorgesehen, wie oben beschrieben.
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Die
Operation ähnelt
im Wesentlichen anderen oben beschriebenen Ausführungsformen. Das Wechselspannungssignal
an dem Balken wird durch die Differentialverstärkerstufe verstärkt und
demoduliert, um ein Signal zu erhalten, das als ein Ausgang vorgesehen
ist und durch das Verhältnis
der Widerstandskörper
in der Treiberstufe abwärts
skaliert wird.
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Die
Schaltung in 12 kann mit einem einzelnen
beweglichen Balken, welcher sich entlang einer Achse bewegt, verwendet
werden, mit mehreren Balken in einer Achse oder mit einem Balken,
der sich entlang mehrerer Achsen bewegt. Bei einer Ausführungsform
mit einem Balken, bei der sich der Balken entlang einer Achse bewegt,
ist einer der Eingänge
in die Schaltung 300 an VDD/2 gekoppelt,
während der andere
an den Balken gekoppelt ist. Bei der Ausführungsform mit zwei Balken,
ist jeder Balken an einen der Eingänge in die Schaltung 300 gekoppelt.
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Eine
Ausführungsform
für einen
einzelnen Balken, der sich entlang zwei Achsen bewegt, ist in vereinfachter
Form in 13 gezeigt. Der Balken 350 hat
Erfassungsfinger an jeder Seite, um eine Bewegung entlang einer
X-Achse und einer Y-Achse zu erfassen. Das Signal von dem Balken 350 ist
für eine Verstärkungsstufe 352 vorgesehen,
und dann für zwei
im Wesentlichen identische Demodulator-Stufen 354 und 356,
von denen jede mit der Stufe 304 in der Ausführungsform
in 12 vergleichbar ist. Der demodulierte Ausgang,
in Quadratur, um die Signale an den zwei Achsen zu trennen, ist
dann für
die Treiberstufen 358 beziehungsweise 360 vorgesehen, von
denen jede im Wesentlichen der Treiberstufe 306 in der
Ausführung
in 12 ähnlich
ist. So bietet die Schaltung in 12 Flexibilität für unterschiedliche Typen
von Beschleunigungsmessern.
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14 ist
eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform ist in vielerlei
Hinsicht der Ausführungsform
in 12 ähnlich,
insofern als eine einzelne Schaltung 400 mit einer Verstärkerstufe 402,
einer Demodulatorstufe 404 und einer Treiberstufe 406 vorliegt.
Die Verstärkerstufe 402 umfasst
ein Differentialtransistorenpaar 408, einen Stromspiegel 412 und
einen Kaskodentransistor 410. Der Betrieb ähnelt im
Wesentlichen dem oben im Zusammenhang mit 12 beschriebenen.
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Die
Schaltung der 12 und 14 weist einige
Vorteile gegenüber
einigen der anderen Ausführungsformen
auf. Die gesamte Schaltung in der Rückkopplungsschleife ist im
Wesentlichen zu einer vereinten Schaltung kombiniert, die nicht
wesentlich mehr als ein Operationsverstärker mit einem einzelnen Pol
ist. Die Konstruktion hat eine geringe Leistung, arbeitet mit einem
großen
Versorgungsbereich einschließlich
einer geringen Spannung und verfügt über eine
große
Bandweite. Die Verstärkerstufe
und die Demodulatorstufe in dieser Ausführungsform müssen nicht
besonders präzise
sein, solange der Skalierungsfaktor akkurat gestaltet werden kann.
Da die Schaltung nur einen einzelnen Pol aufweist, ist sie leicht
zu kompensieren. Dieser Rückkopplungsansatz entfernt
eine mechanische Transferfunktion zweiten Grades von der Schleife,
wodurch die Schleife für
eine Balken-Resonanzfrequenz oder Q stabil gemacht wird.
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Bei
der Beschreibung der Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung sollte ersichtlich werden, dass Veränderungen
möglich
sind, ohne vom Rahmen der Erfindung, wie sie in den beiliegenden
Ansprüchen
definiert ist, abzuweichen. Beispielsweise sind die Strukturen des
Beschleunigungsmessers beispielhaft, es könnten jedoch andere Elektrodenstrukturen
verwendet werden.