DE4344709A1 - Verfahren zur Umwandlung von unterschiedlich großen Gleich- oder Wechselspannungen in eine beliebig vorgegebene Spannung - Google Patents

Verfahren zur Umwandlung von unterschiedlich großen Gleich- oder Wechselspannungen in eine beliebig vorgegebene Spannung

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Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Umwandlung von Gleich- oder Wechseleingangsspannungen nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, sowie eine Anordnung zur Realisierung des Verfahrens.
Für die Energieübertragung, bei welcher verschiedene Speisespannungen mit unterschiedlichen Frequenzen in eine einheitliche, von dem einspeisenden System potentialgetrennte Versorgungsspannung umgewandelt werden sollen, sind in letzter Zeit Mittelfrequenzübertragungssysteme mit resonantschaltenden Stromrichtern bekannt geworden. Dabei werden Gleich- oder Wechselspannungen zunächst in eine mittelfrequente Wechselspannung von beispielsweise 25 kHz gewandelt und auf der Verbraucherseite in unterschiedlicher Form zur Verfügung gestellt. In Stromrichtern, welche den Verbrauchern zugeordnet sind, werden die jeweils benötigte Spannung und Frequenz ein letztes Mal gewandelt. Diese Energieübertragung hat folgende Vorteile: Einmal haben alle zur Potentialtrennung und Spannungsanpassung benötigten Transformatoren sowie die in Stromversorgungsgeräten eingesetzten Induktivitäten und Kondensatoren bei der hohen Frequenz nur einen Bruchteil des Volumens, Gewichts und damit der Verluste von leistungsgleichen 50 Hz-Bauelementen. Außerdem können bei der hohen Frequenz ohne Beeinträchtigung der dynamischen Eigenschaften von Regelungen Schaltpunkte der Leistungshalbleiter in die Nulldurchgänge von Strömen oder Spannungen der Mittelfrequenz­ schwingungen gelegt werden.
Dieses resonante Schalten reduziert die Schaltverluste der Leistungshalbleiter und die von Schaltvorgängen ausgehenden elektromagnetischen Störungen erheblich. Darüberhinaus werden die bei nichtresonanten Schaltvorgängen erforderlichen Beschaltungen der Leistungshalbleiter eingespart.
Von P.K. Sood und T.A. Lipo: "Power Conversion Distribution System Using a Resonant High Frequency AC Link", IEEE-IAS, Annual Conference Record 1986, pp. 533 ist ein Mittelfrequenzübertragungssystem nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt. Danach werden Gleichspannungen oder Wechselspannungen eines ersten als Eingangskreis bezeichneten Stromkreises, in welchem eine Induktivität Energie speichert und die Änderungsgeschwindigkeit des Eingangsstromes begrenzt, in davon galvanisch getrennte Gleich- oder Wechselspannungen eines zweiten als Ausgangskreis bezeichneten Stromkreises gewandelt, wobei die galvanische Trennung über ein Transformatorglied erfolgt, daß mit einem parallelgeschalteten Parallelschwingkreis einen zwischen Eingangskreis und Ausgangskreis liegenden Wechselspannungszwischenkreis bildet. Die Frequenz des Zwischenkreises wird durch die Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises gegeben, welche wesentlich höher als die höchste vorkommende Frequenz der Eingangswechselspannung ist. Elektronische Schalter, welche zu Stromrichtern nach Art eines Wechsel- oder Direktumrichters zusammen geschaltet sind, steuern den Leistungsfluß zwischen Eingangskreis und Parallelschwingkreis.
An den Parallelschwingkreis eines derartigen Mittelfrequenzübertragungssystems können mehrere Verbraucher über weitere Stromrichter angeschlossen werden. Die für jeden Verbraucher individuell benötigte Spannung und Frequenz kann dabei nach dem Verfahren der Pulsdichtemodulation durch Aneinanderreihen und Auslassen von Halbschwingungen der Mittelfrequenz gebildet werden.
Der hier zugrunde liegende Gedanke besteht darin, daß eine halbe Periode der hochfrequenten Spannung als Einheit für die Synthese des Mittelwertes einer niederfrequenten Spannung benutzt wird, um in einer Induktivität jeden gewünschten Stromverlauf zu erzeugen.
Sind die Spannungen der Eingangs- und Ausgangskreise Wechselspannungen, so sind die elektronischen Schalter bidirektionale Schalter, die beispielsweise aus Kombinationen von GTOS oder Transistore und Dioden, bzw. IGBTs und Dioden bestehen.
Die Veröffentlichung von O. Wasynczuk und P.C. Krause: "Simulation and Dynamic Performance of a 20 kHz Spacekraft Power System", IEEE 1990, CH2881-1/90, pp. 343 zeigt ein Mittelfrequenzübertragungssystem, an das als Lasten ein Gleichrichter über einen Transformator und ein Mittelfre­ quenz-Drehstrom-Direktumrichter zur Speisung eines Induktionsmotors angeschlossen sind. Die Leistungseinspeisung in das Mittelfrequenz­ leistungssystem mit dem Parallelschwingkreis erfolgt durch paarweise über Ausgangstransformatoren in Reihe geschaltete als "Maphaminverter" bezeichnete Thyristorwechselrichter. Jedes Wechselrichterpaar speist über ein in Reihe geschaltetes Filter Leistung in den Parallelschwingkreis. Die Schwingkreisspannung und die Höhe der Speiseströme der Wechselrichter­ paare werden durch Verändern der Phasenwinkel der Teilwechselrichter­ spannungen eines Maphaminverters untereinander und der Phasenwinkel zwischen den Ausgangsströmen der Wechselrichterpaare eingestellt.
Ein wesentlicher Nachteil dieser bekannten Mittelfrequenzübertragungs­ systeme ist die Begrenzung der Speisespannung des Eingangskreises durch die Sperrspannung der als elektronische Schalter oder Stromrichter verwendeten Leistungshalbleiter bei Übertragungsleistungen im 10 kW- Bereich und darüber.
Die begrenzte Eingangsspannung führt bei großen Leistungen zu hohen Stromstärken und damit zu aufwendigen Parallelschaltungen von Leistungshalbleitern und großen Leitungsquerschnitten von Verbindungs­ leitungen und Wicklungen, die wegen der hohen Frequenz aus einer aufwendig hergestellten und daher teuren Mittelfrequenzlitze bestehen. Die realisierbare Eingangsspannung muß umso niedriger gewählt werden, je höher die angestrebte Übertragungsfrequenz und damit der Volumen- und Gewichtsvorteil bei den elektromagnetischen Bauelementen und Kondensa­ toren ist. Das liegt daran, daß aufgrund physikalischer Gesetze die Sperrspannungen der Leistungshalbleiter umso kleiner sind, je höher die Schaltgeschwindigkeit und Frequenz ist, für welche die Leistungshalbleiter ausgelegt werden.
Der Nachteil der begrenzten Eingangsspannung wird besonders gravierend, wenn sie durch die Normung der Speisespannung beispielsweise der Netzspannung einen hohen Wert hat. So liegen beispielsweise die Eingangsspannungen der Stromversorgung von Reisezugwagen im europäischen Eisenbahnnetz zwischen 1.000 und 5.000 V. Grundsätzlich sind Stromrichter für hohe Eingangsspannungen mit in Reihe geschalteten Leistungshalbleitern realisierbar, doch dabei muß die gleichmäßige Spannungsaufteilung auf die Leistungshalbleiter während der Schaltvorgänge, die weniger als 1 µs dauern, durch aufwendige Beschaltungen sichergestellt werden.
Das Mittelfrequenzübertragungssystem nach Lipo hat einen weiteren Nachteil, der in seinen Regeleigenschaften und den davon ausgehenden Auswirkungen auf die Dimensionierung begründet ist. Bei diesem Prinzip werden in den Zuleitungen zum speisenden Netz sinusförmige Ströme nach der von Lipo beschriebenen Methode der Pulsdichtemodulation eingestellt. Hierbei steigt der Strom in den Induktivitäten der Eingangsleitungen an, wenn der Stromrichter den Parallelschwingkreis vom Eingang abtrennt und den Eingang kurzschließt. Werden dagegen Halbschwingungen der Schwingkreisspannung der treibenden Speisespannung entgegengeschaltet, nimmt der Eingangsstrom ab. Nach der selben Methode ist auch das Verhältnis zwischen der Speisespannung und der Mittelfrequenzspannung am Parallelschwingkreis in beschränkten Grenzen einstellbar. Große Änderungen der Eingangsspannungen bei beispielsweise annähernd konstanter Mittelfrequenzspannung können nach dieser Methode nur ausgeregelt werden, wenn der Energieinhalt des Parallelschwingkreises und der Eingangsinduktivitäten so bemessen wird, daß er ein Vielfaches der in einer Halbperiode der Mittelfrequenz übertragbaren Energie ausmacht. In der Praxis muß man mit dem Zehnfachen dieses Energiebetrages rechnen. Bei niedrigen Eingangsspannungen betragen nämlich die Zeiten in den Lücken zwischen den vom Stromrichter in den Eingangskreis eingespeisten Spannungshalbschwingungen ein Vielfaches der Halbschwingungsdauer. In diesen Lücken wird dem Parallelschwingkreis keine Energie über den Eingangskreis zugeführt. Der Parallelschwingkreis muß daher soviel Energie gespeichert haben, daß er ohne größeren Spannungseinbruch die Verbraucher in den Zeiten der Lücken speisen kann.
Die Forderung nach der großen Speicherkapazität der Eingangsinduk­ tivitäten folgt aus der Begrenzung der Welligkeit des Eingangsstromes.
Bei dem Übertragungssystem nach Wasynczuk und Krause erfolgt die Einstellung der Spannung am Parallelschwingkreis und der Speiseströme über die Winkellage der Schwingungen in den Teilwechselrichtern und damit quasi stetig innerhalb jeder Halbperiode. Der Energieinhalt des Parallelschwingkreises kann daher kleiner bemessen sein als bei dem Übertragungssystem nach Lipo, allerdings ist dafür der Stromrichteraufwand erheblich höher. Außerdem müssen die Maphaminverter an eine Spannungsquelle mit niedriger Eingangsimpedanz angeschlossen sein. Die angestrebten oberschwingungsarmen Speiseströme sind jedoch mit einer Induktivität im Eingangskreis einfacher realisierbar.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens der durch den Oberbegriff des Patentanspruchs 1 gekennzeichneten Art zu schaffen, wobei der Energieinhalt des Parallelschwingkreises und der Eingangsinduktivität und somit das Volumen, Gewicht und die Verluste dieser Bauelemente bei beschränkten Schwankungen der Schwingkreisspannung möglichst klein bleiben sollen. Auch die Oberschwingungen des Eingangsstromes sollen begrenzt bleiben.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 aufgeführten Merkmale gelöst.
Weiterbildungen und besondere Ausgestaltungen, sowie Schaltungen zur Durchführung des Verfahrens sind in den Unteransprüchen angegeben.
Mit der Erfindung werden die folgenden Vorteile erzielt:
  • - Die hohe Eingangsspannung teilt sich an den elektronischen Schaltern ohne Beschaltungsmaßnahmen in exakt gleiche Teilspannungen auf.
  • - An den Leistungshalbleitern treten nach dem Abschalten des Stromes keine sprunghaften Spannungsänderungen auf, welche Verluste und elektromagnetische Störungen verursachen. Es sind daher auch keine Beschaltungsmaßnahmen zur Begrenzung der Spannungsanstiegsgeschwin­ digkeit erforderlich.
  • - Die zur potentialfreien Übertragung der Leistung vorhandenen Mittel­ frequenztransformatoren werden in besonders vorteilhafter Weise auch zur Übertragung der für die Leistungshalbleiter auf unterschiedlichen Potentialen benötigten Steuerleistung verwendet.
  • - Die Speisespannungen können Gleich- oder Wechselspannungen verschie­ dener Frequenzen sein und hohe unterschiedliche Spannungswerte auf­ weisen, die ein Vielfaches der Sperrspannung der schnell schaltenden Leistungshalbleiter betragen können.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert.
Dabei zeigt:
Fig. 1 ein verallgemeinertes Schaltprinzip einer Anordnung zur Durch­ führung des Verfahrens;
Fig. 2 die Zuordnung der Symbole des verallgemeinerten Schaltprinzips zu den Bauelementen eines Ausführungsbeispiels einer Wandler­ anordnung;
Fig. 3 das zur Erläuterung der Wirkungsweise benutzte Schaltprinzip der Wandleranordnung;
Fig. 4 einen Regelvorgang nach der Methode der Pulsdichtemodulation, ausgelöst durch eine Erhöhung der Eingangsspannung;
Fig. 5 die Pulsdichtemodulation bei der Regelung des Eingangsstromes, welcher die sinusförmige Kurvenform der Netzspannung annehmen soll;
Fig. 6 ein weiteres Beispiel für ein Schaltprinzip der erfindungsge­ mäßen Wandleranordnung, bei der eine einphasige Eingangswechsel­ spannung über in Reihe geschaltete Direktumrichter mit Trans­ formator-Mittelpunktschaltung in eine Ausgangsgleichspannung gewandelt wird;
Fig. 7 eine mit einer besonders vorteilhaften Hilfsstromversorgung ausgerüstete Wandleranordnung, welche die Speisung des mittel­ frequenten Zwischenkreises aus dem Ausgangskreis und einer Hilfsspannungsquelle ermöglicht und
Fig. 8 eine mit einer Umschalteinrichtung ausgerüstete Wandleranordnung, welche bei systembedingten Änderungen der Netzspannung eine auswählbare Reihen- und Parallelschaltung von Teilwandlern ermöglicht.
In dem verallgemeinerten Schaltprinzip nach Fig. 1 können die Eingangsspannung UE und die Ausgangsspannung UA Gleichspannungen beliebiger Polarität oder Wechselspannungen sein. Der Eingangsstrom iE sowie der Ausgangsstrom iA können Gleichströme beliebiger Richtung oder Wechselströme sein. Dabei muß beachtet werden, daß die verallgemeinert dargestellten Schalter, S11-S1n und SA1-SA4 elektronische Schalter wie beispielsweise Leistungshalbleiter sind, die in den benötigten Richtungen Spannungen sperren und Ströme leiten. Grundsätzlich ist daher auch der Leistungsfluß zwischen der Eingangsspannung UE und der Ausgangsspannung UA in beiden Richtungen möglich.
Bei Verwendung von bidirektionalen Halbleiterschaltern, die z. B. entsprechend Fig. 2e aus je zwei Dioden und Transistoren oder IGBTs bestehen, sind nach dem erfindungsgemäßen Verfahren mit der selben Anordnung alle Umwandlungen zwischen den verschiedenen Spannungsarten bei beliebiger Richtung des Leistungsflusses möglich.
Wie in Fig. 1 dargestellt, kann die Wandleranordnung in vier Teile gegliedert werden: den Eingangskreis EK, den Zwischenkreis ZK, den Ausgangskreis AK und die Steuer- und Regeleinheit SR. Zunächst wird der Eingangskreis EK beschrieben. Er besteht aus der Eingangsspannungsquelle UE einer Eingangsdrossel LE und einer Anzahl n in Reihe geschalteter Schaltergruppen Bi , wobei elektronische Schalter Si1-Si4 zu Stromrichtern in Brückenschaltung nach Art eines Wechsel­ richters oder Direktumrichters zusammengeschaltet sind. An die Ausgänge Ai1, Ai2 der Stromrichter sind Primärwicklungen wi von Transformatoren TRi angeschlossen. Die Schalter der Stromrichter können den Eingangsstrom iE durch die Primärwicklungen der Transformatoren oder an diesen vorbeileiten.
Wenn beispielsweise die Schalter auf der linken oder rechten Seite einer Stromrichterbrücke Bi geschlossen sind, wird der Strom an der entspre­ chenden Wicklung Wi vorbeigeleitet. Dies ist beispielsweise bei B₂ in Fig. 1 der Fall. Bei Bn in Fig. 1 sind hingegen die Schalter abwechselnd geöffnet oder geschlossen. Dadurch ist die Wicklung Wn vom Strom iE durchflossen.
Der Zwischenkreis ZK besteht im wesentlichen aus dem Parallelschwing­ kreis CP und LP und den parallel angeschlossenen Sekundärwicklungen WS1 der Transformatoren. Die Schwingungen des Parallelschwingkreises werden durch die Steuer- und Regeleinheit SR als Spannung Us und Strom iSM erfaßt und zur synchronen Steuerung der Schalter auf der Eingangsseite des Transformatorgliedes verwendet. Der zeitliche Mittelwert des Eingangsstrom iE ist in erster Näherung während der Dauer einer Halbschwingung des Parallelschwingkreises konstant bzw. nur langsam veränderlich. Vorzugsweise besteht das Transformatorglied, wie in Fig. 1 dargestellt, aus einer Reihe identischer Transformatoren, es könnten jedoch in einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung auch alle n Transformatoren zu einem Transformator mit n Primär- und einer Sekundärwicklung zusammengefaßt werden.
Der Ausgangskreis AK besteht aus den zu einem Stromrichter BA in Brückenschaltung verbundenen elektronischen Schaltern SA1-SA4, einer zu dem Stromrichter in Reihe geschalteten Ausgangsdrossel LA und der Ausgangsspannungsquelle. Die Ausgangsspannung UA ist z. B. bei der Leistungsflußrichtung von der Eingangsspannungsquelle zur Ausgangs­ spannungsquelle die Gegenspannung der Last. Die Steuer- und Regeleinheit SR erfaßt entsprechend der regelungstechnischen Aufgabe neben der Eingangsspannung UE und der Ausgangsspannung UA weitere Meßgrößen, welche den inneren Zustand des Wandlers darstellen. Ihr wird außerdem die Sollwertgröße UAS der Ausgangsspannung UA zugeführt. In Abhängigkeit von diesen Größen werden über die Steuersignale K₁₁-Kn4 die Schalter S₁₁-Sn4 der Stromrichter in der Weise betätigt, daß die Anzahl α der in den Parallelschwingkreis einspeisenden Stromrichter im zeitlichen Mittel so verändert wird, daß sich die gewünschte Schwingkreisspannung Us und Ausgangsspannung UA sowie ein gewünschter zeitlicher Verlauf, z. B. eine Sinusform des Eingangsstromes iE, einstellen.
In Fällen, in denen ein variables Verhältnis zwischen Schwingkreis­ spannung und Ausgangsspannung, eine Ausgangswechselspannung oder eine Änderung der Energieflußrichtung vorkommen, werden auch die elektronischen Schalter SA1-SA4 des Ausgangsstromrichters BA von der Steuer- und Regeleinheit SR über die Steuersignale KA1-KA2 gesteuert.
Die Fig. 2a bis 2d ordnen den Symbolen des allgemeinen Schaltprinzips nach Fig. 1 für die häufigste Anwendung, der Umwandlung unterschied­ licher Gleich- und Wechselspannungen in eine Ausgangsgleichspannung mit nur zu letzterer gerichtetem Leistungsfluß, die Funktionen realer Schaltelemente zu.
Nach Fig. 2a ist die Eingangsspannung UE eine Gleichspannung bestimmter Polarität, die ein Brückengleichrichter aus Wechselspannungen oder Gleichspannungen beliebiger Polarität bildet.
In Teil b der Figur sind die Schalter S₁₁. . .Sn4 als IGBTs mit vorgeschalteten Sperrdioden beispielhaft dargestellt. Die Sperrdioden sind nötig, da die IGBTs keine Spannung entgegen der Schaltrichtung aufnehmen können.
Fig. 2c zeigt eine Diode als Beispiel für einen der Schalter SA1 bis SA4, die im Ausgangskreis AK für die Bildung einer Ausgangsgleichspannung zu einer Gleichrichterbrückenschaltung BA verbunden sind.
Nach Fig. 2d wird die Ausgangsgleichspannung UA an dem Lastwiderstand RA durch Glätten des Ausgangsgleichstroms iA mit Hilfe des Pufferkondensators CA gebildet.
Mit diesen Zuordnungen entsteht aus Fig. 1 das in Fig. 3 dargestellte vereinfachte Schaltprinzip, das zur weiteren Erklärung der Wirkungsweise verwendet wird. Nach dem hier dargestellten Schaltprinzip wird aus einer hohen stark schwankenden Eingangsspannung UE eine geregelte Ausgangs­ gleichspannung UA gebildet. Bei sinusförmiger Eingangsspannung |UE| kann auch der Eingangsstrom iE sinusförmig moduliert werden, so daß der Wandler das speisende Netz wie ein ohmscher Verbraucher belastet. Für die hohe Schwingkreisfrequenz von beispielsweise 25 kHz ist eine sich sinusförmig mit der Netzfrequenz ändernde Eingangsspannung UE wie eine sich langsam ändernde Gleichspannung zu behandeln.
Die Verluste des Wandlers werden in Fig. 3 durch die ohmschen Wider­ stände RVE im Eingangskreis und RVA im Ausgangskreis berücksichtigt.
Bei dem dargestellten Beispiel sind n = 3 Stromrichter in Brückenschaltung im Eingangskreis in Reihe geschaltet und über n = 3 gleiche Transforma­ toren mit dem Übersetzungsverhältnis ü = Wi/Wsi an den Parallelschwing­ kreis LP, CP angeschlossen. Der Ausgangskreis besteht in dem dargestellten Beispiel aus einer Gleichrichterbrücke BA mit der Glättungsdrossel LA und einem Pufferkondensator CA, dessen Kapazität so groß bemessen ist, daß Welligkeiten des Gleichrichterausgangsstromes iA und des Laststromes iLA keine nennenswerte Änderung der Ausgangsgleichspannung UA verursachen. Anhand der Fig. 3 und der Diagramme in Fig. 4 wird nun gezeigt, daß die Steuerung des Leistungsflusses über mehrere im Eingangskreis EK in Reihe geschaltete Stromrichter B₁. . .Bn in der Weise erfolgt, daß die Stromrichter den gemeinsamen Eingangsstrom iE wahlweise und unabhängig voneinander entweder über je eine eigene Wicklung des Transformatorgliedes TR parallel in den Parallelschwingkreis einspeisen oder an den Transformator­ primärwicklungen und dem Parallelschwingkreis vorbeileiten.
Die Anzahl α der in den Parallelschwingkreis einspeisenden Stromrichter wird in Abhängigkeit von der Eingangsspannung UE im zeitlichen Mittelwert so verändert, daß sich die gewünschte Ausgangsspannung UA einstellt.
Das Diagramm α in Fig. 4 zeigt die Eingangsspannung UE mit einer willkürlichen Änderung ΔUE sowie einen angenommenen Eingangsstrom iE der sich in Folge der Änderung der Eingangsspannung bei gleichbleibenden Ausgangsgrößen UA und iLA um den Betrag ΔiE ändert. Im Diagramm 4b ist der zeitliche Verlauf der auf die Primärseite der Transformatoren TR übertragenen Schwingkreisspannung Us′ = Us · ü dargestellt. Die Amplitude der Schwingkreisspannung weicht nur vorübergehend um den Betrag ΔÛs′ von der sonst konstanten Amplitude Ûs′ ab.
Die Diagramme c, d und e der Fig. 4 zeigen die von den Stromrichter­ brücken B1, B2, B3 der Fig. 3 in den Eingangskreis EK eingefügten Spannungen U₁, U₂, U₃, die sich aus Folgen von Halbschwingungen der Schwingkreisspannung zusammensetzen. Durch die Ansteuerung der Schalter Si1-Si4 einer Stromrichterbrücke wird festgelegt, ob die vom Stromrichter in den Eingangskreis eingefügte Spannung Ui während der Dauer einer Halbschwingung, wie in Fig. 4 dargestellt, positiv ist und damit dem Eingangsstrom iE entgegengerichtet ist, so daß dem Parallelschwingkreis Energie zugeführt wird, oder ob diese Spannung Ui gleich Null ist.
In letzterem Falle wird der Eingangsstrom iE durch zwei untereinander liegende leitende Schalter an dem zugehörigen Transformator TRi vorbei­ geleitet. Grundsätzlich können auch negative Halbschwingungen der Spannungen Ui in den Eingangskreis eingefügt werden, wobei dem Schwingkreis Energie entzogen und der Eingangsinduktivität LE zugeführt wird. Das Umschalten der elektronischen Schalter S₁₁-Sn4 erfolgt vorzugsweise möglichst nahe am Nulldurchgang der Schwingkreisspannung. Hierdurch werden Schaltverluste der Leistungshalbleiter sowie elektromagnetische Störungen, die beim Schalten größerer Spannungen auftreten, vermieden. Nach dem Abschalten eines Halbleiterschalters steigt die von diesem in der Vorwärts- oder Leitrichtung aufzunehmende Spannung nur langsam mit der durch die Schwingkreisspannung vorgegebenen Anstiegsgeschwindigkeit du/dt an.
Dadurch werden die bei bestimmten Halbleiterschaltern wie GTOs und Thyristoren bestehende Gefahr des fehlerhaften Einschaltens infolge zu hoher du/dt-Werte vermieden und die nach der Stromführung durch "Nachströme" (bzw. tailcurrents) bedingten Verluste klein gehalten. Der parallele Anschluß aller Transformatorsekundärseiten an den Parallel­ schwingkreis bewirkt außerdem, daß in alle Teilstromrichter die gleiche Spannung ü · Us übertragen wird und an den elektronischen Schaltern der Teilstromrichter gleiche Sperrspannungen auftreten.
Die Summe der von den Teilstromrichtern in den Eingangskreis eingefügten Spannungen bildet die Gegenspannung Ug = U₁ + U₂ + . . .Ui zur Eingangs­ spannung UE. Bezeichnet man die Anzahl der in den Parallelschwingkreis einspeisenden und eine Gegenspannung hervorrufenden Teilstromrichter mit α und setzt exaktes Umschalten der Leistungshalbleiter im Nulldurchgang der Schwingkreisspannung Us voraus, so beträgt der arithmetische Mittelwert der Gegenspannung U₉ während einer Halbschwingung
Ug = Ûs · α · ü · 2/π
Die Eingangsinduktivität LE ist so bemessen, daß sich der Eingangsstrom iE nur im Verlaufe mehrerer Halbschwingungen nennenswert ändern kann. Für die Änderung des Eingangsstromes ist dann nur der über mehrere Halb­ schwingungen gemittelte Wert g der Gegenspannung Ug maßgebend.
Unter der Voraussetzung, daß die Amplitudenänderung ΔÛs der Schwing­ kreisspannung bei dynamischen Vorgängen auf kleine Werte begrenzt bleiben, bestimmt der arithmetische Mittelwert der Zahl der in den Schwingkreis einspeisenden Teilumrichter die mittlere Gegenspannung
Diagramm f in Fig. 4 zeigt ausgezogen den Verlauf der Gegenspannung Ug und gestrichelt deren Mittelwert g.
Im eingeschwungenen Zustand ist der arithmetische Mittelwert des Eingangsstromes E konstant und an der Eingangsinduktivität LE der Spannungsmittelwert L = 0, so daß für die Spannung des Eingangs­ kreises gilt:
Die entsprechende Gleichung für den Ausgangskreis lautet:
UA = Ûs · 2/π - A · RA.
Bei konstanter Amplitude im Parallelschwingkreis muß die diesem zugeführte Leistung im zeitlichen Mittel der abgeführten Leistung gleich sein. Daraus folgt die Beziehung zwischen dem Mittelwert von Eingangsstrom iE und Ausgangsstrom iA:
Durch Eliminieren der Schwingkreisspannung Us und des Ausgangsstroms A erhält man aus den letzten drei Gleichungen für den Eingangsstrom E die Beziehung:
Die linke Seite dieser Gleichung drückt den Spannungsabfall über dem Wandler im eingeschwungenen Zustand aus und ist in der Regel gegenüber den Spannungen der rechten Seite eine kleine Größe. Bei konstanter Eingangsspannung UE und konstanter Ausgangsspannung UA genügen daher kleine Änderungen von um den Eingangsstrom iE und somit auch die vom Eingang auf den Ausgang zu übertragende Leistung in einem größeren Bereich einzustellen.
Ist dagegen die Eingangsspannung UE veränderlich, dann folgt bei Vernachlässigung des stromabhängigen Einflusses aus der rechten Seite der obigen Gleichung für die mittlere Anzahl der in dem Parallelschwingkreis einspeisenden Teilstromrichter
Die Diagramme in Fig. 4 zeigen am Anfang und Ende der Zeitskala je einen eingeschwungenen Zustand für zwei unterschiedliche Werte der Eingangsspannung UE. Bei dem kleineren Wert am Anfang der Zeitskala folgen abwechselnd die Werte α = 2 und α = 1 aufeinander, so daß ₁ = 1,5 beträgt. Lange nach der Erhöhung der Eingangsspannung am Ende der Zeitskala speisen abwechselnd α = 3 und α = 2 Teilwechselrichter in den Parallelschwingkreis ein, der Mittelwert beträgt nun ₂ = 2,5.
Da bei der Erhöhung der Eingangsspannung um die Größe ΔUE die zu übertragende Leistung unverändert bleibt, nimmt der Eingangsstrom um ΔiE ab. Nach dem Induktionsgesetz muß für jede Stromänderung in einer Induktivität an dieser eine Spannungszeitfläche entsprechender Größe anliegen. In Fig. 4f ist diese Spannungszeitfläche
∫ULdt = ΔiE · LE
schraffiert. Mit den Teilspannungen im Eingangskreis lautet diese Gleichung:
∫(UE - iE · RVE - αÛs · ü · 2/π) dt = ΔiE · LE.
Diese Beziehung und das Diagramm f in Fig. 4 zeigen, daß die Anzahl α der in den Parallelschwingkreis einspeisenden Teilstromrichter vorübergehend zusätzlich geändert werden muß, um die für die Strom­ änderung ΔiE erforderliche Spannungszeitfläche an der Induktivität LE zu erzeugen. Da sich mit α auch der in den Schwingkreis eingespeiste Strom iE · ü · α ändert, bis sich ein neuer eingeschwungener Zustand eingestellt hat, tritt vorübergehend eine Abweichung Δs der Schwingkreisamplitude auf.
Die Anzahl a der Teilumrichter, welche die Schwingkreisspannung Us mit dem Faktor α · ü in den Eingangskreis einfügen, ist die Stellgröße des Wandlerverfahrens.
Der arithmetische Mittelwert bestimmt das Verhältnis der Eingangs­ spannung UE zur Ausgangsspannung UA und der augenblickliche Wert α die Änderung des Eingangsstromes während der Halbschwingungsdauer. Bei einer hinreichend großen Kapazität CA am Ausgang des Wandlers oder einer Spannungsquelle am Ausgang, deren Spannung sich gegenüber der Mittelfrequenzspannung am Parallelschwingkreis nur langsam verändert, ist es daher möglich, durch dynamische Änderungen der Größe α den zeitlichen Verlauf des Eingangsstromes zu bestimmen.
Hat beispielsweise die Eingangsspannung UE den zeitlichen Verlauf einer gleichgerichteten sinusförmigen Netzspannung mit der Kreisfrequenz Ω und soll die Ausgangsgleichspannung UA konstant bleiben, dann gibt die Steuer- und Regeleinrichtung SR bei unbelastetem Wandler, d. h. der Ausgangsstrom iA und der Eingangsstrom iE sind annähernd Null, den Mittelwert in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung UA und der Eingangsspannung UE nach folgender Beziehung vor:
Weicht die Spannung UA von dem der Steuer- und Regeleinrichtung vorgegebenen Ausgangsspannungssollwert UAS beispielsweise in Folge eines den Ausgang belastenden Stromes iLA ab, dann nimmt die Steuer- und Regeleinrichtung SR eine kleine Änderung Δ des Wertes gegenüber dem im Leerlauf auftretenden Wert vor, so daß ein Strom vom Eingangskreis auf den Ausgangskreis übertragen wird, bis die Abweichung der Ausgangsspannung UA von ihrem Sollwert UAS ein Minimum wird. Bei sinusförmiger Eingangsspannung UE ist in der Regel auch ein sinusförmiger Verlauf des Eingangsstromes iE erwünscht. Die Steuer- und Regeleinrichtung SR beeinflußt daher die Änderung Δ in ihrem zeitlichen Verlauf, beispielsweise mit Hilfe einer der Ausgangsspannungsregelung unterlagerten Stromregelung in der Weise, daß der Eingangsstrom iE folgenden zeitlichen Verlauf hat:
E = |E · sin Ωt|.
Aus den beiden letzten Beziehungen und der Gleichung für den mittleren Wert A des Stromes im Ausgangskreis oder auch aus der Gleichheit von Eingangs- und Ausgangsleistung berechnet sich der zeitliche Verlauf des Stromes A zu
Fig. 5 zeigt beispielhaft die Modulation eines mit dem zeitlichen Verlauf der Eingangsspannung UE übereinstimmenden gleichgerichteten sinusför­ migen Eingangsstromes iE.
Im Diagramm 5a ist die Schwingkreisspannung Us und in den Diagrammen 5b, 5c und 5d sind die infolge der Modulation an den Teilwechselrichtern gebildeten Spannungen U₁, U₂ und U₃ dargestellt. Die Summe der Spannungen U₁ + U₂ + U₃ ergibt den im Diagramm 5e gezeigten Verlauf der Spannung UG. Ihr arithmetischer Mittelwert entspricht bei Vernachlässigung des ohmschen Spannungsabfalls UR in Fig. 3 der gestrichelt dargestellten Eingangsspannung UE, die ebenso wie der Eingangsstrom iE den Verlauf einer gleichgerichteten Sinusfunktion hat. Das Diagramm 5f zeigt den Ausgangsstrom IA des Gleichrichters BA in Fig. 3. Er hat bei konstanter Ausgangsspannung gegenüber der Netzspannung und dem Netzstrom die doppelte Frequenz. Der Mittelwert von iA stimmt mit dem konstanten Laststrom iLA überein.
Das erfindungsgemäße Wandlerverfahren wurde an Anordnungen nach Fig. 1 und 3 erklärt, bei denen im Eingangskreis EK n Stromrichter in Brückenschaltung in Reihe geschaltet sind. Anhand der Fig. 6 wird ein abgewandeltes Verfahren beschrieben, das auf der Reihenschaltung von Stromrichtern, kombiniert mit Transformatoren mit stromrichterseitigem Mittelabgriff basiert.
Die den Schwingkreis speisenden sekundärseitig parallelgeschalteten Transformatoren TRi weisen auf der Primärseite zwei gleiche in Reihe geschaltete Wicklungen Wi1, Wi2 auf, an deren Verbindungspunkt der allen Stromrichtern Bi , i = 1 - n, gemeinsame Eingangsstrom iE zugeführt wird. Über die an die äußeren Enden der Primärwicklungen angeschlossenen elektronischen Schalter wird der Stromweg zu dem primärseitigen Transformator-Mittelabgriff des nachfolgenden in Reihe geschalteten Stromrichters geschaltet.
Bei der in Fig. 6 angenommenen Richtung des Eingangsstromes iE, fließt dieser entweder über die obere Primärwicklung Wi1, wenn der Schalter Si1, oder über die untere Primärwicklung W₁ wenn der Schalter Si2 geschlossen ist. Dabei kann die augenblickliche, von der Sekundärseite auf die Primärseite transformierte Schwingkreisspannung Us′ , wie beispielsweise an den oberen Teilwicklungen Wi1, dem Eingangsstrom iE entgegenwirken oder wie bei den unteren Teilwicklungen Wi2 in Richtung des Eingangsstromes treibend wirken. Entsprechend dieser Zuordnungen der Strom- und Spannungsrichtungen wird entweder Energie auf den Parallelschwingkreis übertragen oder dem Parallelschwingkreis entzogen. Für die das Spannungsverhältnis bestimmende resultierende Anzahl α der in den Parallelschwingkreis einspeisenden Stromrichter gilt nun α = n - 2 · e wobei n die Anzahl der insgesamt vorhandenen Stromrichter mit Transformatoren in Mittelpunktschaltung und e die Anzahl der Stromrichter ist, die dem Schwingkreis Energie entziehen.
Die in Fig. 6 dargestellte Anordnung weist im Eingangskreis EK eine Wechselspannungsquelle mit der Spannung UE auf, deren Frequenz wesentlich niedriger ist als die durch die Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises bestimmte Stromrichterfrequenz und beträgt beispielsweise 50 Hz oder 16 2/2 Hz. Da im Eingangskreis der Fig. 6 kein Gleichrichter vorhanden ist, ändert auch der den Stromrichtern und Transformatoren zugeführte Eingangsstrom iE seine Richtung mit der niedrigen Frequenz der Spannung UE. Die an die äußeren Anschlüsse der Transformatoren-Primärwicklungen angeschlossenen elektronischen Schalter müssen daher für das Schalten von Strömen in beiden Stromflußrichtungen geeignet sein. Während beispielsweise für die in Fig. 6 dargestellte Richtung des Stroms iE, die Schalter Si1 und Si2 in Kombination mit in Reihe geschalteten Dioden nach Fig. 2b alleine die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens ermöglichen, müssen für die entgegengesetzte Richtung des Stromrichters iE zusätzliche Schalter Si3, Si4 und Dioden entsprechend der Fig. 2e angeordnet sein. Dadurch entstehen bidirektionale Halbleiterschalter.
Bekanntlich müssen elektronischen Schaltern sowohl die Schaltinformationen, welche die Zeitpunkte des Schalters bestimmen als auch eine bestimmte Leistung oder Energie zugeführt werden, um einen Schaltvorgang durchzuführen oder einen Schaltzustand, wie z. B. den leitenden Zustand eines Transistors oder IGBTs, aufrecht zu erhalten.
Die Schaltinformationen und die Steuerleistung können, wie allgemein bekannt ist, entweder als einheitliche Steuersignale, beispielsweise als Impulse, mit ausreichend hoher elektrischer Leistung über dieselben Leitungen und Potentialtrenntransformatoren oder auf physikalisch getrennten Wegen zu den elektronischen Schaltern übertragen werden. Die nahezu verzögerungsfreie Übertragung der Schaltinformationen über Lichtwellenleiter und die Übertragung der Steuerleistung über Transformatoren sind ein Beispiel für physikalisch getrennte Übertragungswege zu den elektronischen Schaltern Si1-Si4 der in Reihe geschalteten Stromrichter B. Für die Durchführung des Wandlerverfahrens ist die Unterscheidung zwischen einheitlicher und getrennter Übertragung der Schaltinformationen und Steuerleistung ohne Bedeutung. Die Signale K₁₁-Kn4 der Fig. 1, 3 und 5 zeigen daher nur die Schaltinformationen.
Es gibt jedoch, wie das Ausführungsbeispiel in Fig. 7 zeigt, in Verbindung mit dem erfindungsgemäßen Wandlerverfahren eine besonders vorteilhafte Methode zum Übertragen der Steuerleistung, welche die im allgemeinen aufwendige Isolation von Steuerleistungstransformatoren überflüssig macht. Hierbei wird die innerhalb eines Stromrichters Bi zum Steuern der elektronischen Schalter Si1-Si4 benötigte Leistung an den Anschlüssen Ai1, Ai2 der in den Parallelschwingkreis einspeisenden Transformatoren TRi angegriffen und in Verstärkerstufen Vi1-Vi4, welche die z. B. durch Lichtwellenleiter zugeführten Schaltinformationen Ki1-Ki4 der elektronischen Schalter verstärken, über Potentialtrenntransformatoren Ti1-Ti4, eingespeist. Die Isolation dieser Potentialtrenntransformatoren muß lediglich für die innerhalb eines Stromrichters an den elektronischen Schaltern auftretenden Potential unterschiede bemessen sein.
Bei der in Fig. 7 gezeigten Steuerleistungsversorgung wird die Steuerleistung über die Transformatoren TRi, welche auch die Isolation für die maximalen, in der Reihenschaltung aller Stromrichter auftretenden Potentialdifferenzen gewährleisten, dem Parallelschwingkreis LP, CP, entzogen. Dabei ist zu berücksichtigen, daß dem Parallelschwingkreis, in Anordnungen beispielsweise nach Fig. 3 oder 6, wie die Diagramme in Fig. 5e und Fig. 5f zeigen, in den Nulldurchgängen der Eingangsspannung UE und des Eingangsstromes iE keine Leistung zugeführt wird und daher auch keine Leistung entzogen werden kann, ohne daß die Schwingung abklingt.
Die Schwingung im Parallelschwingkreis muß beim Aussetzen der Energiezufuhr aus dem Eingangskreis zumindest für eine beschränkte Zeitdauer auch dann mit annähernd konstanter Amplitude der Spannung Us bestehen bleiben, wenn dem Parallelschwingkreis durch die Verstärkerstufen Vi1-Vi4, (i = 1 - n) und weitere an die Sammelleistung SL (s. Fig. 7) angeschlossene Verbraucher VB Energie entzogen wird. Daher speist ein aus steuerbaren Leistungshalbleitern SH₁-SH₄ bestehender Hilfswechselrichter BH die benötigte Differenzleistung aus dem Ausgangskondensator CA in den Parallelschwingkreis ein.
Der Hilfswechselrichter BH kann außerdem über die Steuersignale KH₁-KH₄, insbesondere durch Verändern des Phasenwinkels zwischen diesen Signalen und der Schwingkreisspannung U so gesteuert werden, daß er über die in Reihe geschalteten Induktivitäten LH/2 dem Ausgangskondensator CA stets einen Strom iH entnimmt und in den Parallelschwingkreis einspeist. Er fließt dann als Teilkomponente des Ausgangsstromes iA über den Ausgangsstromrichter BA und die Induktivitäten LA/2 zum Ausgangskondensator CA zurück. Die so gebildeten Kreisströme iK1, iK2 gewährleisten auch bei kleinen, gegen Null gehendem Laststrom iLA einen kontinuierlichen Strom iA über den Ausgangsgleichrichter BA und somit ein konstantes, lastunabhängiges Verhältnis Us/UA = π/2 zwischen der Schwingkreisspannung Us und der Ausgangsspannung UA.
Der Hilfswechselrichter dient außerdem zur Inbetriebnahme des Wandlers, wenn die Steuerleistung für die elektronischen Schalter der Stromrichter Bi, wie oben gezeigt, über die Transformatoren TRi dem Parallelschwingkreis entnommen wird. Zu diesem Zweck wird der Ausgangskondensator CA über eine Umschalteinrichtung SU und einen Widerstand RH durch eine Hilfsspannung UH soweit aufgeladen, bis die Steuer- und Regeleinrichtung den Hilfswechselrichter BH über die Signale KH₁-KH₄ in Betrieb setzt. Damit wird die Schwingung des Parallelschwingkreises sowie die Spannungsversorgung der Verstärkerstufen Vi1-Vi4 zur Steuerung der Stromrichter Bi eingeleitet. Um mit einem möglichst kleinen Ladestrom iR auszukommen, ist der über den Kontakt 1 der Umschalteinrichtung SU fließende Laststrom iLA während der Aufladung des Kondensators über den Kontakt 2 unterbrochen.
Prinzipiell ist es auch möglich, den Kondensator CA anstatt aus einer Hilfsspannung aus der Eingangsspannung UE für die Inbetriebnahme des Wandlers zu laden.
Da es für Anwendungen in verschiedenen Ländern darauf ankommt, daß Netzgeräte automatisch auf die andere Netzspannung umschalten, ist hier ein Schalter vorgesehen, welcher die einzelnen Schalterbrücken in verschiedener Weise parallel und hintereinander schaltet. Die Schaltungsart und die entsprechenden Schalterstellungen sind in Fig. 8 schematisch wiedergegeben. Je nach Stellung der Schalter UK₁, UK₂ UK₃ lassen sich sechs dieser Module B1. . .B6 hintereinander schalten oder jeweils zwei parallel oder jeweils drei parallel schalten. Nimmt man drei Dioden RD1, RD2, RD3 zu Hilfe, so kann man sich bei den Schaltern auch ein Kontaktpaar sparen.
Durch die zusätzlich vorgesehenen Schalter UK₁, UK₂, UK₃ wird eine Anpassung an eine systembedingte Änderung der Netzspannung U₀ durchgeführt. Die an den Schalterbrücken insgesamt anliegende Eingangsspannung (UE) wird auf eine Reihen-Parallelschaltung mit entsprechend zahlreichen Schalterbrücken so aufgeteilt, daß nach der Anpassung der Spannungsabfall über jeder Schalterbrücke (Bi) die gleiche Größenordnung hat wie vor der Umschaltung, wobei die Schalterbrücken bezüglich der Reihen- bzw. Parallelschaltung zu Gruppen gleicher Anzahl von Schalterbrücken zusammengefaßt werden.
Die Umschaltung der Anzahl parallel und in Reihe geschalteter Brücken beim Übergang auf eine andere Netzspannung wird durchgeführt, wenn sich die Spannung UE um beispielsweise mehr als 100 V über eine Zeit von mindestens 10 ms geändert hat. Die Umschaltung wird durch einen Spannungsdetektor ausgelöst und die Anpassung an die neue Netzspannung erfolgt nach dem Ergebnis der Auswertung in einem Diskriminator durch Ansteuerung eines Schaltwerks.

Claims (19)

1. Verfahren zur Umwandlung von unterschiedlich großen Gleich- oder Wechselspannungen (UE) eines ersten als Eingangskreis (EK) bezeich­ neten Stromkreises, in welchem eine Induktivität (LE) Energie spei­ chert und die Änderungsgeschwindigkeit des Eingangsstromes (iE) be­ grenzt, in davon galvanisch getrennte Gleich- oder Wechselspannungen (UA) eines zweiten als Ausgangskreis (AK) bezeichneten Stromkreises, wobei die galvanische Trennung über ein Transformatorglied (TR) er­ folgt, das mit einem parallelgeschalteten Parallelschwingkreis (LP, CP) eines zwischen Eingangskreis und Ausgangskreis liegenden Wechsel­ spannungszwischenkreis (ZK) bildet, dessen Frequenz durch die Reso­ nanzfrequenz des Parallelschwingkreises gegeben und welche wesentlich höher als die höchste vorkommende Frequenz der Eingangswechsel­ spannung (UE) ist, und wobei elektronische Schalter (S₁₁ . . . Sn4), welche zu n Stromrichtern (B₁ . . . Bi . . . Bn) nach der Art eines Wechsel- oder Direktumrichters zusammengeschaltet sind, den Leistungsfluß zwischen dem Eingangskreis und dem Parallelschwingkreis steuern, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung des Leistungsflusses über mehrere im Eingangskreis (EK) in Reihe geschaltete Stromrichter (B₁ . . . Bn) in der Weise erfolgt, daß die Stromrichter den gemeinsamen Eingangsstrom (iE) wahlweise und unabhängig voneinander entweder über je eine eigene Wicklung des Transformatorgliedes (TR) parallel in den Parallelschwingkreis einspeisen oder an den Transformatorprimärwicklungen und dem Parallelschwingkreis vorbeileiten, und daß die Anzahl (α) der in den Parallelschwingkreis einspeisenden Stromrichter in Abhängigkeit von der Eingangsspannung (UE) im zeitlichen Mittelwert so verändert wird, daß sich die gewünschte Schwingkreisspannung (Us) oder Ausgangsspannung (UA) einstellt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zeitliche Verlauf des Eingangsstroms (iE) durch in einer Steuer- und Regeleinrichtung (5e) gebildete Abweichungen (α) des zeitlichen Mittelwerts (I) der Anzahl der in den Schwingkreis einspeisenden Stromrichter vom Verhältnis der Eingangsspannung (UE) zur Ausgangsspannung (UA) bestimmt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuer- und Regeleinrichtung (SR) die Anzahl (α) der in den Schwingkreis einspeisenden Stromrichter in der Weise beeinflußt, daß der Eingangsstrom (iE) den gleichen zeitlichen Verlauf wie die Eingangsspannung (UE) annimmt.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplituden von Einschwingvorgängen begrenzt werden, indem in der Steuer- und Regeleinheit (SR) die Änderung der Anzahl (α) der in den Zwischenkreis (ZK) einspeisenden Stromrichter (Bi) in der Zeiteinheit beschränkt wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuer- und Regeleinrichtung (SR) die elektronischen Schalter (Si1-Si4; i = 1. . .n) in den Zeitpunkten der Nulldurchgänge der Schwingkreisspannung (Us) ein- und ausschaltet.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuer- und Regeleinrichtung (SR) zur stufenlosen Regelung der Ausgangsspannung die Phasenlage der Schaltzeitpunkte gegenüber den Nulldurchgängen der Schwingkreisspannung um einen stetig veränderbaren Phasenwinkel verschiebt.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung des Leistungsflusses über mehrere im Eingangskreis (EK) in Reihe geschaltete Stromrichter (B₁. . .Bn) und Transformatoren (TR₁. . .TRn) mit Mittelabgriff an der Eingangswicklung in der Weise erfolgt, daß die elektronischen Schalter (S₁₁. . .Sn4) der Stromrichter den jedem Mittelabgriff der Transformatoren zugeführten gemeinsamen Eingangsstrom (iE) wahlweise und unabhängig voneinander über eine der beiden Eingangsteilwicklungen (Wi1, Wi2) leiten und dabei dem Parallelschwingkreis über die Transformatoren Energie zuführen oder entziehen, je nachdem ob die auf die Transformatoreingangsseite transformierte Spannung Us′ des Parallelschwingkreises dem Eingangsstrom entgegengerichtet oder diesem gleichgerichtet ist, wobei für die resultierende Anzahl (α) der in den Parallelschwingkreis einspeisenden Stromrichter α = n - 2 · e gilt, und wobei n die Gesamtzahl der Stromrichter und e die Anzahl der Stromrichter ist, die dem Parallelschwingkreis Energie entziehen.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die zum Steuern der elektronischen Schalter (Si1. . .Si4) der Stromrichter (Bi) benötigte Leistung an den stromrichterseitigen Anschlüssen (Ai1, Ai2) der in den Parallelschwingkreis einspeisenden Transformatoren (TRi) abgegriffen und in Verstärkerstufen (Vi1. . . Vin), welche die Steuersignale (Ki1. . .Ki4) der elektronischen Schalter verstärken, über Potentialtrenntransformatore (Ti1. . .Ti4) eingespeist wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß beim Aussetzen der Energiezufuhr vom Eingangskreis zum Parallelschwingkreis, beispielsweise im Nulldurchgang des Eingangsstromes (iE) bei sinusförmiger Eingangsspannung (UE), ein aus steuerbaren Leistungshalbleitern (SH₁. . .SH₄) bestehender Hilfswechselrichter (BH) Leistung dem auf eine Ausgangsspannung (UA) aufgeladenen Ausgangskondensator (LA) entnimmt und in den Parallelschwingkreis einspeist, so daß auch bei fehlender Leistungszufuhr aus dem Eingangskreis die Spannung (Us) des Parallelschwingkreises als kontinuierliche und annähernd konstante Versorgungsspannung für die Verstärkerstufen (Vi1 . . . Vi4, i = 1 - n), die Steuer- und Regeleinrichtung (SR) oder weitere über die Sammelleitung (SL) an den Parallelschwingkreis angeschlossenen Verbraucher (VB) bestehen bleibt.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß bei gegen Null gebendem Laststrom (iLA) des Ausgangskreises der Hilfswechselrichter (BH) dem Ausgangskondensator (LC) stets soviel Leistung und damit einen Strom (iH) entnimmt und in den Parallelschwingkreis zurückspeist, daß über den Hilfswechselrichter und den Ausgangsstromrichter sowie über die zu diesen zur Glättung der Ströme (iH, iA) in Reihe geschalteten Induktivitäten (LH/2, LA/2) Kreisströme (iK1, iK2) fließen, die einen kontinuierlichen Strom (iA) über den Ausgangsstromrichter (BA) und damit ein konstantes, lastunabhängiges Verhältnis zwischen der Schwingkreisspannung (Us) und der Ausgangsspannung (UA) gewährleisten.
11. Verfahren nach den Ansprüchen 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Inbetriebnahme der Ausgangskondensator (LA) über eine Umschaltung (SU) und einen Widerstand (RH) aus einer Hilfsspannungsquelle (UH) aufgeladen wird, wobei die Umschalteinrichtung gleichzeitig das Fließen eines Laststroms (iLA) und Entladen des Ausgangskondensators (CA) verhindert, und daß, nachdem der Ausgangskondensator auf eine ausreichend hohe Ausgangsspannung (UA) aufgeladen ist, die Steuer- und Regeleinrichtung (SR) über Signale (KH1. . .KH4) zuerst den Hilfswechselrichter (BH) in Betrieb setzt und damit die Schwingung des Parallelschwingkreises sowie die Spannungsversorgung der Verstärkerstufen (Vi1. . .Vin), zur Steuerung der Leistungshalbleiter der Stromrichter (Bi) des Eingangskreises einleitet.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung in der Diagonalen der zugeordneten Schalterbrücke (Bi), welche kontaktlose Schalter (Si1, Si2, Si3, Si4) aufweist, durch kreuzweises Schließen der Schalter eingeschaltet wird, wobei die Stromrichtung durch Wechseln der Brückenzweige geändert wird.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (Si1, Si2, Si3, Si4) zum Abschalten der Primärwicklung i derart betätigt werden, daß der Strom an der betreffenden Wicklung vorbei geleitet wird.
14. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß insbesondere durch zusätzlich vorgesehene Schalter (UK₁, UK₂, UK₃) zur Anpassung an eine systembedingte Änderung der Netzspannung U₀ die an den Schalterbrücken insgesamt anliegende Eingangsspannung (UE) auf eine Reihen-Parallelschaltung mit entsprechend zahlreichen Schalterbrücken so aufgeteilt wird, daß nach der Anpassung der Spannungsabfall über jeder Schalterbrücke (Bi) die gleiche Größenordnung hat wie vor der Umschaltung, und daß die Schalterbrücken bezüglich der Reihen- bzw. Parallelschaltung zu Gruppen gleicher Anzahl von Schalterbrücken zusammengefaßt werden.
15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltung der Anzahl parallel und in Reihe geschalteter Brücken beim Übergang auf eine andere Netzspannung durchgeführt wird, wenn sich die Spannung UE um mehr als 100 V über eine Zeit von mindestens 10 ms geändert hat.
16. Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltung durch einen Spannungsdetektor ausgelöst und die Anpassung an die neue Netzspannung nach dem Ergebnis der Auswer­ tung in einem Diskriminator durch Ansteuerung eines Schaltwerks durchgeführt wird.
17. Anordnung zur Umwandlung von unterschiedlich großen Gleich- oder Wechselspannungen (UE) eines ersten als Eingangskreis (EK) be­ zeichneten Stromkreises, in welchem eine Induktivität (LE) Energie speichert und die Änderungsgeschwindigkeit des Eingangsstromes (iE) begrenzt, in davon galvanisch getrennte Gleich- oder Wechselspan­ nungen (UA) eines zweiten als Ausgangskreis (AK) bezeichneten Stromkreises, wobei die galvanische Trennung über ein Transfor­ matorglied (TR) erfolgt, das mit einem parallelgeschalteten Parallelschwingkreis (LP, CP) eines zwischen Eingangskreis und Ausgangskreis liegenden Wechselspannungszwischenkreis (ZK) bildet, dessen Frequenz durch die Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises gegeben und mindestens eine Größenordnung höher als die höchste vor­ kommende Frequenz der Eingangswechselspannung (UE) ist, und wobei kontaktlose Schalter (S₁₁. . .S₁₄), welche zu n Stromrichtern (B₁. . .Bi. . .Bn) nach der Art eines Wechselrichters oder Direktumrichters zusammen geschaltet sind, den Leistungsfluß zwischen dem Eingangskreis und dem Parallelschwingkreis über das Transformatorglied (TR) steuern, zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß Schalterbrücken Br vorgesehen sind, welche durch zusätzliche Schalter S parallel und/oder hintereinandergeschaltet sind, wobei in der Brückendiagonalen die Primärwicklungen (w₁. . .wn) eines Transformatorglieds (TR) liegen, dessen Sekundärseite Energie in einen Parallelschwingkreis einspeist, und daß ein Schaltkreis vorgesehen ist, der die Auskopplung von Energie an die Last L ermöglicht.
18. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß das Transformatorglied (TR) aus einem Transformator mit n Primärwicklungen und einer Sekundärwicklung besteht.
19. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß das Transformatorglied (TR) aus n Transformatoren mit parallel geschalteten Sekundärwicklungen besteht.
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