DE4336609A1

DE4336609A1 - Prädikative Schutzschaltung für elektroakustische Schallsender

Info

Publication number: DE4336609A1
Application number: DE4336609A
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Dr Klippel
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1993-10-27
Filing date: 1993-10-27
Publication date: 1995-05-04
Also published as: US5528695A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Schutz elektroakustischer Schallsender vor der Zerstörung bei großen Signalamplituden. Die Anordnung ist an die elektrischen Klemmen des Schallsenders angeschlossen und bewirkt eine Veränderung des Antriebssignales, falls eine Überlastung des Schallsenders droht.

Hochwertige Schallsender erfordern zusätzliche Maßnahmen, um eine mechanische oder thermische Überlastung und einen dadurch bedingten frühen Funktionsausfall zu verhindern. Bei einigen Anwendungen (z. B. im Konsumerbereich) ist es möglich, Lautsprecher mit einer ausreichend hohen Belastbarkeit zu verwenden und mit einem Verstärker zu betreiben, dessen maximale Leistungsabgabe unter der zulässigen Leistungsaufnahme des Lautsprechers liegt. Ein Eingangssignal mit einer hohen Amplitude wird in diesem Fall durch den Verstärker begrenzt und gefährdet den Lautsprecher nicht. Ein solches überdimensioniertes Schallsendersystem besitzt natürlich eine höhere Masse und ein größeres Gehäusevolumen als notwendig. Diese Lösung ist bei professionellen Beschallungsaufgaben unbefriedigend und führte zur Entwicklung von geeigneten Ansteuerungssystemen (controller), die nicht nur das elektrische Signal verstärken, sondern auch den Schallsender vor Überlastung schützen. In diesen Systemen wird eine physikalische Größe (z. B. Temperatur, Auslenkung der Schwingspule) des Schallsenders überwacht, die eine thermische oder mechanische Überlastung des Schallsenders anzeigt.

Die Temperatur der Schwingspule kann durch Messung des Schwingspulenwiderstandes direkt bestimmt werden. In der Praxis ist es jedoch einfacher, die Temperatur mit einem elektrischen Modell aus dem elektrischen Eingangssignal abzuleiten. Da die Erwärmung der Schwingspule der zugeführten elektrischen Leistung proportional ist, führt das Produkt aus Eingangsstrom und Klemmenspannung und eine anschließende Tiefpaßfilterung zu einem Signal, das der Temperatur proportional ist. Anschließend wird das Meßsignal mit einem zulässigen Grenzwert verglichen und im Fall der Überschreitung ein Stellglied im elektrischen Übertragungsweg des Lautsprechers aktiviert. Als Stellglieder eignen sich z. B. steuerbare Verstärker, die die Amplitude des elektrischen Klemmensignales reduzieren, oder veränderliche Filter, die die Bandbreite des übertragenen Signales vermindern. Bei einem konstanten Steuersignal weisen diese Stellglieder ein lineares Übertragungsverhalten auf.

Eine zu große Auslenkung der Schwingspule führt zu einer mechanischen Zerstörung des Schwingspulenträgers oder der Aufhängung. Die Auslenkung hängt sowohl von der spektralen Leistungsdichte des elektrischen Signales als auch von dem Übertragungsverhalten des Schallsenders ab. Die direkte Messung der Auslenkung der Schwingspule erfordert einen speziellen Sensor. Einfacher ist es auch hier, mit einer elektrischen Schaltung den Schallsender zu modellieren und ein auslenkungsäquivalentes Signal mit Hilfe eines linearen Filters aus dem elektrischen Eingangssignal zu erzeugen,

Während das Temperatursignal einen exponentiellen An- und Abklingvorgang mit Zeitkonstanten von 1-30 s darstellt, ist die Auslenkung ein tiefpaßgefiltertes Signal, dessen spektrale Leistungsdichte mit 12 dB pro Oktave oberhalb der Resonanzfrequenz (z. B. 70 Hz) des elektrodynamischen Lautsprechers abfällt. Das Spektrum des Auslenkungssignales stellt hohe Anforderungen an die Steuerschaltung, die erst beim Überschreiten eines Schwellwertes das Stellglied aktivieren soll. Bei einem Einschaltvorgang eines tieffrequenten Tones hoher Amplitude ist aufgrund der notwendigen Reaktionszeit der Steuerschaltung ein Überschwingen der resultierenden Auslenkung über den Schwellwert kaum zu vermeiden. Erst wenn sich die Steuerschaltung auf das stationäre Signal eingestellt hat, liegt die Amplitude der Auslenkung unter dem geforderten Schwellwert. Zum Schutz des Schallsenders gegen transiente Signale muß der Ansprechschwellwert der Steuerschaltung bedeutend kleiner als der zulässige Grenzwert der Auslenkung gewählt werden. Das führt bei stationären, tieffrequenten Signalen zu einem sehr frühen Einsatz der Schutzschaltung und zu einer unnötigen Verminderung des abgestrahlten Schalldruckpegels. Diese Nachteile sollen durch die hier vorgestellte Erfindung beseitigt werden.

Es ist das Ziel der Erfindung, eine Schutzschaltung für elektroakustische Schallsender zu entwickeln, die in den elektrischen Übertragungsweg geschalten ist und die mit Hilfe einer Meßeinrichtung eine physikalische Größe x(t) des Schallsenders beobachtet. Ist der Spitzen- und Talwert von x(t) kleiner als ein vorgegebener Schwellwert S, dann soll das elektrische Eingangssignal des Schallsenders durch die Schutzschaltung nicht verändert werden. Im Falle, daß die physikalische Größe x(t) einen vorgegebenen Schwellwert S mit hoher Wahrscheinlichkeit überschreiten wird und eine Zerstörung des Wandlers droht, soll die Detektorschaltung die Steuerschaltung aktivieren. Das Stellglied in der Steuerschaltung (Filter oder Verstärker) soll das elektrische Eingangssignal des Wandlers so verändern, daß die physikalische Größe x(t) den Schwellwert S nicht überschreitet.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist der Ausgang der Meßeinrichtung, die am Schallsender die physikalische Größe x(t) direkt mißt oder aus dem elektrischen Antriebssignal ableitet, mit dem Eingang einer Detektorschaltung verbunden. Die Detektorschaltung ist ein prädikatives Filter, das den zu erwartenden Maximalwert x_max der physikalischen Größe x(t) voraussagt. Der Ausgang der Detektorschaltung ist mit dem Steuereingang der Steuerschaltung verbunden, die bei einer zu erwartenden Überschreitung des zulässigen Schwellwertes (x_max<S) das Stellglied rechtzeitig aktiviert. Hierbei wird vorausgesetzt, daß die zu überwachende physikalische Größe x(t) ein bandbegrenztes oder tiefpaßgefiltertes Signal darstellt (z. B. Auslenkung der Schwingspule), so daß eine Vorhersage des Signalverlaufes möglich ist.

Das prädikative Filter kann durch zwei verschiedene Konzepte realisiert werden. Das erste Konzept bildet aus dem reellen Signal x(t) die analytische Erweiterung

x_a(t)=x(t)+jx_i(t)=A(t)e^j ^Φ ^(t) (1)

mit der zeitveränderlichen Amplitude

A(t)=(x²(t)+x_i²(t)^1/2 (2)

und Phase

Die momentane Amplitude A(t) beschreibt die Hüllkurve des reellen Signals und eignet sich zur Schätzung des Maximalwertes x_max(t) des Signales x(t). Das konjugierte Signal x_i(t) wird mit Hilfe eines Hilbertransformers aus dem reellen Signal x(t) gebildet. Die Hilbertransformation verknüpft im Zeitbereich die Zeitsignale x(t) und x_i(t) durch die Beziehung

und im Frequenzbereich die Fouriertransformierten X(jω) und X_i(jω) durch die Beziehung

X_i(jω)=-jsgn(ω)X(jω). (5)

Der ideale Hilberttransformer kann mit Hilfe eines zeitdiskreten Transversalfilters (FIR-Filter) angenähert realisiert werden (A. Oppenheim und R. W. Schafer: Discrete-time Signal Processing, Prentice Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1989). Das Übertragungsverhalten des Filters zeigt neben der gewünschten konstanten 90°-Phasendrehung und der konstanten Amplitude einen zusätzlichen Phasenanteil, der linear mit der Frequenz ansteigt. Dieser Phasenanstieg entspricht einer Laufzeit, die für die Realisierung einer kausalen Filterfunktion erforderlich ist. Bei tiefen Signalfrequenzen erfordert die Realisierung des Hilberttransformers mit einem FIR-Filter viele Filterkoeffizienten und versucht erhebliche Verzögerungszeiten. Im Falle, daß die zu überwachende physikalische Größe x(t) die Auslenkung der Schwingspule ist und ein tiefpaßgefiltertes Signal darstellt, ist die Realisierung des Hilberttransformers mit Hilfe rekursiver, zeitdiskreter IIR-Filter (I. J. Gold, et al.: Theory and Implementation of the Discrete Hilbert Transform, Proc. Symp. Computer Processing in Communications, Band 19, Polytechnic Press, New York, 1970) günstiger als mit einem Transversalfilter. Auch hier ist nur eine approximative Realisierung der Hilberttransformation möglich und eine zusätzliche Signalverzögerung unvermeidlich. Die zusätzliche Signalverzögerung des Hilberttransformers vermindert die Vorhersagezeit, d. h. die Zeit zwischen Erkennung und Eintreffen eines Überlastungszustandes, und erfordert eine Steuerschaltung mit kürzerer Reaktionszeit.

Die Detektorschaltung enthält entsprechend Gl. (2) einen Hilberttransformer, zwei Quadrierer, einen Addierer und ein statisch nichtlineares Übertragungsglied, das das Summensignal radiziert.

Das alternative Konzept verwendet an Stelle des konjugierten Signales x_i(t) in Gl. (1) die zeitliche Ableitung der physikalischen Größe x(t). Die physikalische Größe x(t) und ihre Ableitung werden als Real- und Imaginärteil einer komplexen Größe aufgefaßt, das Betragssignal wird gebildet und wird an den Ausgang der Detektoranordnung geführt. Ist die überwachte physikalische Größe x(t) die Auslenkung der Schwingspule, dann entspricht dx/dt der Schnelle v(t) der Schwingspule und f_R der Resonanzfrequenz des Lautsprechers. Bei stationärer,

sinusförmiger Erregung des Lautsprechers bei seiner Resonanzfrequenz f_R liefert die Meßeinrichtung am Eingang der Detektorschaltung das Auslenkungssignal

x(t)=X₀sin(2πf_Rt) (7)

und am Ausgang der Detektorschaltung entsteht ein konstanter Wert, der exakt mit der Amplitude X₀ der Auslenkung übereinstimmt. Für sinusförmige Anregungstöne mit einer Frequenz f≠f_R besteht der Schätzwert aus einem konstanten Wert und einer überlagerten Schwingung mit der Frequenz 2f. Am Scheitelpunkt (v(t)=0) entspricht der Schätzwert A(t) gleich der Amplitude X₀, allerdings findet hier keine Vorhersage statt. Am Nulldurchgang der Auslenkung erfolgt die Vorhersage über ein Viertel der Periodenlänge und der Vorhersagefehler erreicht den Maximalwert

Bei Signalbestandteilen unterhalb der Resonanzfrequenz (f<f_R) erhöt sich mit der Periodendauer die Vorhersagezeit und die Detektorschaltung kann trotz vergrößertem Vorhersagefehler rechtzeitig das Stellglied aktivieren. Spektralanteile oberhalb der Resonanzfrequenz (f<f_R) leisten nur einen geringen Beitrag für die Auslenkung, da ihre Amplitude mit 12 dB pro Oktave abfällt.

Bei der praktischen Realisierung der Detektorschaltung ist es vielfach zweckmäßig, den Betrag der komplexen Größe nicht nach Gl. (2) bzw. Gl. (6) zu bilden, sondern durch die Summe der Beträge des Real- und Imaginärteiles

A(t)=|x(t)|+|x_i(t)| (9)

bzw.

zu approximieren. Die Betragsbildung der Teilsignale kann z. B. durch einen Zweiweggleichrichter einfach ausgeführt werden. Gl. (10) läßt sich anschaullich interpretieren: Für jeden Zeitpunkt t₀ wird für die Umgebung des Zeitpunktes

der maximale Betrag der Auslenkung x(t) mit Hilfe des Gradienten der Auslenkung x(t) geschätzt. Zur rechtzeitigen Aktivierung der Schutzschaltung ist vor allem die Vorhersage von Bedeutung.

Das Differenzierglied läßt sich ohne bzw. mit einer sehr geringen zusätzlichen Laufzeit realisieren, so daß nahezu die gesamte Vorhersagezeit T=1/2πf_R, die bis zum Eintreten des Ereignisses verbleibt, als Reaktionszeit für die Steuerschaltung genutzt werden kann.

Die praktische Ausführung soll anhand der folgenden Abbildungen näher erläutert werden:

Fig. 1 prädikative Schutzschaltung ohne Signalrückführung.

Fig. 2 prädikative Schutzschaltung mit Rückführung des elektrischen Klemmensignales.

Fig. 3 prädikative Schutzschaltung mit Rückführung einer am Lautsprecher gemessenen mechanischen oder akustischen Größe.

Fig. 4 Ausführungsbeispiel für eine rückgekoppelte Schutzschaltung.

Die Schutzschaltung kann als rückgekoppelte oder als rückkopplungsfreie Schaltung ausgeführt werden. Fig. 1 zeigt eine rückkopplungsfreie Schutzschaltung (1), die in den elektrischen Übertragungsweg des Lautsprechers (2) geschalten ist. Die Schutzschaltung (1) enthält ein lineares Filter (3), eine prädikative Detektorschaltung (4) und eine Steuerschaltung (5). Der Eingang (6) der Schutzschaltung ist sowohl mit dem Eingang des linearen Filters (3) als auch mit dem Signaleingang (7) der Steuerschaltung (5) verbunden. Das lineare Filter (3) erzeugt an seinem Ausgang (10) ein Signal, das der zu überwachenden physikalischen Größe x(t) des Lautsprechers entspricht. Zur Überwachung der Auslenkung der Schwingspule eines Kompaktlautsprechers ist das Filter (3) z. B. ein Tiefpaß zweiter Ordnung, dessen Eckfrequenz und Güte mit der Resonanzfrequenz und Güte des Lautsprechers (2) übereinstimmt. Der Ausgang (10) ist über die prädikative Detektorschaltung (4) mit dem Steuereingang (8) der Steuerschaltung (5) verbunden. Die Detektorschaltung (4) erzeugt an seinem Ausgang ein Signal A(t), das die zu erwartende Amplitude des Signales x(t) beschreibt. Der Ausgang (9) der Steuerschaltung (5) ist über den Ausgang (11) der Schutzschaltung mit den Eingangsklemmen des Lautsprechers (2) verbunden. Übersteigt die amplitude A(t) einen Schwellwert S, dann wird innerhalb der Steuerschaltung (5) ein Stellglied aktiviert, das das Eingangssignal u_L(t) des Lautsprechers verändert.

Fig. 2 zeigt eine alternative Ausführung der prädikativen Schutzschaltung als rückgekoppelte Regelschaltung (14). Sie ist ebenfalls mit ihrem Eingang (12) und Ausgnag (13) in den elektrischen Signalweg zum Lautsprecher (2) verschalten. Die Schutzschaltung (14) enthält eine Steuerschaltung (15), ein Filter (16) und eine prädikative Detektorschaltung (17). Der Eingang (12) der Schutzschaltung ist mit dem Signaleingang (18) der Steuerschaltung (15) verschalten. Der Ausgang (19) der Steuerschaltung ist sowohl über den Ausgang (13) der Schutzschaltung mit dem Lautsprecher (2) als auch mit dem Eingang des Filters (16) verbunden. Der Ausgang des Filters (16) ist über die prädikative Detektorschaltung (17) mit dem Steuereingang (20) der Steuerschaltung verbunden.

Fig. 3 zeigt eine dritte mögliche Form der Realisierung der prädikativen Schutzschaltung mit Hilfe einer zusätzlichen Sensoreinrichtung (21). Die Sensoreinrichtung mißt am Lautsprecher eine mechanische oder akustische Größe und stellt an ihrem Meßausgang das zu überwachende Signal x(t) bereit. Die Schutzschaltung in Fig. 3 enthält eine Steuerschaltung (22) und eine prädikative Detektorschaltung (23). Die Steuerschaltung (22) ist mit ihrem Signaleingang (25) und ihrem Signalausgang (26) in den elektrischen Übertragungsweg zum Lautsprecher (2) geschalten. Der Meßausgang der Sensoreinrichtung (21) ist über die prädikative Detektorschaltung (23) mit dem Steuereingang (27) der Steuerschaltung (22) verbunden.

Fig. 4 zeigt eine Ausführungsvariante der rückgekoppelten Schutzschaltung (14). Die Detektorschaltung (17) enthält ein lineares System (28), einen Addierer (31) und zwei Multiplizierer (29, 30), die als Quadrierer benutzt werden. Das lineare System (28) ist entweder ein Hilberttransformer oder ein Differenzierer erster Ordnung. Der Eingang (32) der Detektorschaltung (17) ist sowohl mit den Eingängen des Multiplizierers (29) als auch über das lineare System (28) mit den Eingängen des zweiten Multiplizierers (30) verbunden. Die Ausgänge beider Multiplizierer (29, 30) sind mit den Eingängen des Addierers (31) verschalten. Der Ausgang des Addierers (31) ist über den Ausgang (33) der Detektorschaltung mit dem Eingang (20) der Steuerschaltung verbunden.

Die Steuerschaltung (15) enthält ein Stellglied (34), einen Integrierer (35) und ein statisches, nichtlineares Übertragungsglied (36). Das Stellglied (34) ist in Fig. 4 als steuerbarer Verstärker ausgeführt. Die Ausgangsspannung des Verstärkers

u_L(t)=(1-u_S(t))u(t) (12)

kann durch das Steuersignal u_S(t) am Steuereingang (37) des Verstärkers verändert werden. Diese Lösung ist für einen Lautsprecher zweckmäßig, der nur ein bandbegrenztes Signal (z. B. Baßlautsprecher eines Mehrwegesystems) überträgt. Für einen Breitbandlautsprecher wäre ein Filter mit steuerbaren Übertragungseigenschaften (z. B. veränderbarer unterer Eckfrequenz) zweckmäßiger. Der Eingang (18) der Steuerschaltung ist über den Verstärker (34) mit dem Ausgang (19) verbunden. Der Eingang (20) der Steuerschaltung ist über das nichtlineare, statische Übertragungsglied (36) und den nachfolgenden Integrierer (35) mit dem Steuereingang (37) des veränderlichen Verstärkers (34) verschalten.

Das System (36) realisiert mit seiner nichtlinearen Übertragungsfunktion die gewünschte Ansprechcharakteristik der Schutzschaltung. Im einfachsten Fall ist das System (36) ein Schwellwertschalter (z. B. ein Diodennetzwerk). Ist das quadrierte Amplitudensignal A(t)² am Ausgang (33) kleiner als der Schwellwert S², dann ist das Ausgangssignal des Systems (36) gleich Null. Übersteigt dagegen das Amplitudensignal den Schwellwert, dann entsteht am Ausgang des Systems (36) ein Signal, das im Integrierer (35) integriert wird und die Verstärkung von (34) vermindert. Durch eine geeignete Gestaltung der nichtlinearen Übertragungscharakteristik von (36) und der Steuercharakteristik von (34), entsprechend Gl. (12), erübrigt sich die Radizierung des Signales A(t)² entsprechend Gl. (2) bzw. Gl. (6).

Der Integrierer (35) führt einen selbständigen Entladevorgang aus (leakage integrator). Die Anstiegskonstante wird so gewählt, daß die Reaktionszeit der Steuerschaltung bedeutend kleiner als die Vorhersagezeit T=1/2πf_R ist, wobei f_R die Resonanzfrequenz des Lautsprechersystems ist. Die Abklingkonstante τ₀ des Integrators (35) wird jedoch so groß gestaltet (τ₀<1s), daß Modulationen des Audiosignales durch das Steuersignal unhörbar sind.

Die Erfindung wurde am Beispiel eines diskreten, analogen Schaltungsnetzwerkes ausgeführt. Der heutige Stand der Technik erlaubt es, diese prädikative Schutzschaltung in einem digitalen Signalprozessorsystem zu implementieren.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß auch bei transienten, tieffrequenten Signalen der Lautsprecher sicher vor mechanischer Zerstörung geschützt werden kann. Hierdurch wird es möglich, den Lautsprecher an den Grenzen seiner Belastbarkeit zu betreiben, den Arbeitsbereich des Lautsprechers besser auszunutzen und mit Lautsprechern, die kleinere Gehäuseabmessungen und ein geringeres Gewicht besitzen, den erforderlichen Schalldruckpegel zu erzeugen.

Die benutzten Symbole bedeuten:

u(t) Eingangssignal der Schutzschaltung,
u_L(t) Klemmenspannung am Lautsprecher,
x(t) überwachte physikalische Größe des Lautsprechers (z. B. Schwingspulenauslenkung),
A(t) momentane Amplitude (Hüllkurve) des Signales x(t),
v(t) Schnelle der Schwingspule,
T=1/2πf_R Vorhersagezeit,
S Ansprechschwellwert der Schutzschaltung,
sgn(n) Signumfunktion {sgn(n)=1 für n<0, sgn(0)=0, sgn(n)=-1 für n<0},
f_R Resonanzfrequenz des Lautsprechersystems.

Claims

1. Anordnung zum Schutz elektroakustischer Schallsender vor der Zerstörung bei großen Signalamplituden, die Anordnung enthält eine Meßeinrichtung, eine Detektor- und eine Steuerschaltung, die Steuerschaltung besitzt einen Signaleingang, einen Signalausgang und einen Steuereingang, die Steuerschaltung ist unter Benutzung ihres Signaleinganges und des Signalausganges in den elektrischen Übertragungsweg geschalten, d. h. ausgangsseitig mit den Klemmen des Schallsenders verbunden, die Meßeinrichtung besitzt entweder einen elektrischen Eingang, der mit dem Signaleingang oder Signalausgang der Steuerschaltung verbunden ist, oder enthält einen zusätzlichen Sensor, der eine akustische oder mechanische Größe am Wandler mißt, die Meßeinrichtung erzeugt an ihrem Ausgang ein Signal, das der zu überwachenden physikalischen Größe des Schallsenders entspricht, der Ausgang der Meßeinrichtung ist über die Detektorschaltung mit dem Steuereingang der Steuerschaltung verbunden, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorschaltung ein prädikatives Filter ist, das die zu erwartende Amplitude der überwachten physikalischen Größe voraussagt und im Falle einer vorhersagbaren Überschreitung des zulässigen Grenzwertes die nachgeschaltete Steuerschaltung aktiviert, die das elektrische Wandlereingangssignal rechtzeitig verändert, so daß eine Überschreitung des Grenzwertes und eine Überlastung des Schallsenders verhindert werden kann.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des prädikativen Filters sowohl direkt über ein statisches, nichtlineares Übertragungsglied, das eine Gleichrichtung des Signals bewirkt, mit dem einen Eingang eines Addierers verbunden ist als auch über ein Differentierglied und ein zweites staitsches, nichtlineares Übertragungsglied, das ebenfalls eine Gleichrichtung des Signals bewirkt, mit dem anderen Eingang des Addierers verbunden ist, und der Ausgang des Addierers direkt oder über ein nichtlineares Übertragungsglied, das eine Radizierung des Signales bewirkt, mit dem Ausgang des prädikativen Filters verbunden ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des prädikativen Filters sowohl direkt über ein statisches, nichtlineares Übertragungsglied, das eine Gleichrichtung des Signals bewirkt, mit dem einen Eingang eines Addierers verbunden ist, als auch über einen Hilberttransformer und ein zweites statisches, nichtlineares Übertragungsglied, das ebenfalls eine Gleichrichtung des Signals bewirkt, mit dem anderen Eingang des Addierers verbunden ist, und der Ausgang des Addierers direkt oder über ein nichtlineares Übertragungsglied, das eine Radizierung des Signales bewirkt, mit dem Ausgang des prädikativen Filters verbunden ist.

4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die statischen, nichtlinearen Übertragungsglieder, die eine Gleichrichtung des Signales bewirken, Quadrierer sind.

5. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die statischen, nichtlinearen Übertragungsglieder, die eine Gleichrichtung des Signales bewirken, Zweiweggleichrichter sind, die am Ausgang den Betrag der Eingangsgröße liefern.