DE4328968C2 - Transistor amplifier circuit - Google Patents

Transistor amplifier circuit

Info

Publication number
DE4328968C2
DE4328968C2 DE19934328968 DE4328968A DE4328968C2 DE 4328968 C2 DE4328968 C2 DE 4328968C2 DE 19934328968 DE19934328968 DE 19934328968 DE 4328968 A DE4328968 A DE 4328968A DE 4328968 C2 DE4328968 C2 DE 4328968C2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
transistor
amplifier circuit
power loss
feedback device
circuit according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
DE19934328968
Other languages
German (de)
Other versions
DE4328968A1 (en
Inventor
Alfons Gottwald
Eduard Schurack
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Schurack Eduard Dr-Ing 83607 Holzkirchen De
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Priority to DE19934328968 priority Critical patent/DE4328968C2/en
Priority to EP94926886A priority patent/EP0715781A1/en
Priority to PCT/EP1994/002817 priority patent/WO1995006355A1/en
Publication of DE4328968A1 publication Critical patent/DE4328968A1/en
Application granted granted Critical
Publication of DE4328968C2 publication Critical patent/DE4328968C2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
    • H03F1/342—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback in field-effect transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H03F1/301—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in MOSFET amplifiers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Transistor-Verstärkerschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The present invention relates to a transistor amplifier circuit according to the Preamble of claim 1.

Eine derartige Transistor-Verstärkerschaltung ist bekannt aus der DE 33 35 170 C2.Such a transistor amplifier circuit is known from DE 33 35 170 C2.

Die vorliegende Erfindung beschäftigt sich insbesondere damit, die äußere Rück­ koppeleinrichtung derart zu schalten, daß die innere thermische von der zeitabhän­ gigen Verlustleistung abhängige Rückwirkung des Transistors, der in einer Schaltung ein Signal überträgt, aufgehoben werden soll, so daß auch die Effekte der inneren thermischen verlustleistungsabhängigen Transistorrückwirkung aufgehoben werden. Dabei handelt es sich um Effekte, die sich in einer zusätzlichen frequenzabhängigen Nichtlinearität des Übertragungsverhaltens manifestieren können, zusätzlich zur Nichtlinearität der für konstante Transistorkristalltemperatur maßgeblichen Übertra­ gungsfunktion.The present invention is particularly concerned with the outer back to switch coupling device in such a way that the internal thermal depends on the time General power loss-dependent feedback of the transistor in a circuit transmits a signal to be canceled so that the effects of the inner thermal loss-dependent transistor feedback can be canceled. These are effects that result in an additional frequency-dependent Can manifest nonlinearity of the transmission behavior, in addition to Nonlinearity of the transmissions relevant for constant transistor crystal temperature supply function.

Nach dem allgemeinen Stand der Technik läßt sich die Nichtlinearität des Über­ tragungsverhaltens reduzieren, indem Rückkopplung als lineare, in der Regel frequenzunabhängige Gegenkopplung realisiert wird. Gegenkopplung - soweit sie ohne Gefahr der Erregung elektrischer Schwingungen im Verstärker verwirklicht werden kann - verringert jedoch in erheblichem Maße auch die angestrebte lineare Verstärkung. Die lineare Gegenkopplung ist auch aus dem folgenden Dokument bekannt: D. R. G. Self, "Ultra-Low-Noise Amplifiers and Granularity Distortion", Journal of the Audio Engineering Society, Bd. 35, Nr. 11, Nov. 1987, New York, USA, S. 907 -915. According to the general state of the art, the non-linearity of the over Reduce wearing behavior by using feedback as a linear, usually frequency-independent negative feedback is realized. Negative feedback - insofar as it realized without risk of excitation of electrical vibrations in the amplifier can - but also significantly reduces the desired linear Reinforcement. The linear negative feedback is also from the following document known: D.R.G. Self, "Ultra-Low-Noise Amplifiers and Granularity Distortion", Journal of the Audio Engineering Society, Vol. 35, No. 11, Nov. 1987, New York, USA, p. 907 -915.  

Nach der bereits erwähnten DE 33 35 170 C2 wird eine Reduzierung der Nicht­ linearität des Übertragungsverhaltens angestrebt durch Rückkopplung einer Signal­ größe, die durch Gleichrichtung eines Bruchteils der HF-Ausgangsenergie des Ver­ stärkers bzw. einer Endstufenverstärkerelementeinheit gewonnen wird, wobei die gleichrichtende Gleichrichterschaltung Zeitkonstanten in der Größenordnung von 1 bis 100 msec aufweist.According to DE 33 35 170 C2 already mentioned, a reduction in the non linearity of the transmission behavior is aimed for by feedback of a signal size obtained by rectifying a fraction of the RF output energy of the ver amplifiers or a power amplifier element unit is obtained, the rectifying rectifier circuit time constants in the order of 1 up to 100 msec.

Der Nachteil dieser Vorgehensweise besteht darin, daß die innere thermische Tran­ sistorrückwirkung tatsächlich nicht zu einer Ausgangssignalgröße proportional ist, insbesondere nicht proportional zum Ausgangsstrom oder zur Ausgangsspannung oder zum Mittelwert der gleichgerichteten Ausgangsspannung.The disadvantage of this procedure is that the internal thermal trans feedback is actually not proportional to an output signal size, especially not proportional to the output current or the output voltage or the mean value of the rectified output voltage.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine gattungsgemäße Transistor-Verstärkerschaltung derart weiterzubilden, daß eine bessere Verminderung der durch die innere thermische verlustleistungsabhängige Transistorrückwirkung bewirkten Effekte ermöglicht wird.Starting from this prior art, the invention is based on the object to further develop a generic transistor amplifier circuit such that a better reduction of the loss due to the internal thermal loss Effects caused by transistor feedback is enabled.

Diese Aufgabe wird gelöst, durch eine Transistorverstärkerschaltung mit den Merk­ malen von Patentanspruch 1.This problem is solved by a transistor amplifier circuit with the Merk paint claim 1.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die innere thermische Transistor­ rückwirkung von der zeitabhängigen Transistorverlustleistung als Differenz zwischen der aus der Stromversorgung aufgenommenen Leistung und der abgegebenen Leistung abhängt, die hauptsächlich als Ausgangsleistung an den Verbraucher gelangt, wobei ein kleiner Anteil auf andere Elemente der Verstärkerschaltung entfallen kann. Insbesondere wird der zeitabhängige innere Wärmestrom, her­ vorgegangen aus der zeitabhängigen Transistorverlustleistung, als ein nunmehr thermisches Signal, welches gleichsam die innere thermische Rückwirkung speist, als weiterhin zeitabhängige Größe im Transistor durch die thermische Impedanz Zth gleichsam tiefpaßgefiltert. Bei elektrischer Aussteuerung des Transistors verursacht die zeitabhängige Transistorverlustleistung an der thermischen Impedanz Zth Schwankungen der Kristalltemperatur, die sich als im Transistor rückgekoppeltes thermisches Signal interpretieren lassen, das mit dem elektrischen Eingangssignal konkurriert, dies gemäß einem Temperaturdurchgriff DT. The invention is based on the finding that the internal thermal transistor reaction depends on the time-dependent transistor power loss as the difference between the power consumed from the power supply and the output power, which mainly reaches the consumer as output power, a small proportion of other elements of the amplifier circuit can be omitted. In particular, the time-dependent internal heat flow, proceeding from the time-dependent transistor power loss, as a now thermal signal, which feeds the internal thermal reaction, as it were, as a further time-dependent variable in the transistor, as it were, by the thermal impedance Z th, as it were low-pass filtered. When the transistor is electrically driven, the time-dependent transistor power loss at the thermal impedance Z th causes fluctuations in the crystal temperature, which can be interpreted as a thermal signal fed back in the transistor, which competes with the electrical input signal, according to a temperature penetration D T.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.Advantageous developments of the invention are defined in the subclaims.

Im Folgenden werden Ausführungsbeispiele unter Hinweis auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es stellen dar:The following are exemplary embodiments with reference to the attached Drawings described in more detail. They represent:

Fig. 1: in schematischer Darstellung ein Blockschaltbild zur Definition des der Erfindung zugrundeliegenden Prinzips; FIG. 1 shows in a schematic representation a block diagram of the definition of the principle underlying the invention;

Fig. 2: ein Schaltbild einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform; FIG. 2 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention;

Fig. 3: in Blockschaltbilddarstellung eine besondere Konfiguration von Mitteln zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistorverlustleistung; FIG. 3 shows in block diagram representation of a particular configuration of means for electrically simulating the emergence of the transistor power dissipation;

Fig. 4: Meßergebnisse an einer realisierten Schaltung gemäß der erfindungs­ gemäßen Ausführungsform von Fig. 2; und Fig. 4: measurement results on a realized circuit according to the Invention embodiment of Fig. 2; and

Fig. 5: ein Schaltbild einer zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform. FIG. 5 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.

Gemäß Fig. 1 ist dem "Transistor in der Schaltung" eine äußere Rückkoppelein­ richtung zugeschaltet, die versehen ist mit Mitteln zum weitgehend korrekten elektrischen Nachbilden der inneren thermischen verlustleistungsabhängigen Tran­ sistorrückwirkung. Diese äußere Koppeleinrichtung wird dem "Transistor in der Schaltung" eingangsseitig so zugeschaltet, daß das außen rückgekoppelte elek­ trische Signal das innere, gleichsam innen rückgeführte thermische Signal in seiner Wirkung aufhebt. Mit Bezug auf Fig. 2 ist die äußere Rückkoppeleinrichtung ver­ sehen mit Mitteln 5, 6, 7, 8, 9 zum Erfassen der Transistor-Ausgangsspannung und/oder des Transistorausgangsstroms sowie der Transistor-Eingangsspannung und/oder des Transistoreingangsstroms sowie zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistorverlustleistung abhängig von einer oder mehreren erfaßten Größen und zur Erzeugung eines aus der Nachbildung abgeleiteten Signals, Mitteln 9 zum elektrischen Nachbilden des Tiefpaßverhaltens der thermischen Transistor- Impedanz 4 und Mitteln 4, 9 zur Skalierung eines Signals in der Rückkoppel­ einrichtung, so daß die quantitative Kompensationsbedingung, gegeben ist durch den die Beziehung zwischen einer Änderung der Kristalltemperatur und einem äquivalenten Steuersignal beschreibenden Temperaturdurchgriff DT.Referring to FIG. 1, the direction of the "transistor in the circuit" an outer Rückkoppelein connected, which is provided with means for sistorrückwirkung largely correct electrical replication of the inner thermal power loss dependent Tran. This outer coupling device is connected to the "transistor in the circuit" on the input side in such a way that the externally fed-back electrical signal cancels the inner, as it were internally returned thermal signal in its effect. With reference to FIG. 2, the external feedback device is provided with means 5 , 6 , 7 , 8 , 9 for detecting the transistor output voltage and / or the transistor output current as well as the transistor input voltage and / or the transistor input current and for electrically simulating the formation the transistor power loss depending on one or more detected quantities and for generating a signal derived from the simulation, means 9 for electrically simulating the low-pass behavior of the thermal transistor impedance 4 and means 4 , 9 for scaling a signal in the feedback device, so that the quantitative Compensation condition is given by the temperature penetration D T describing the relationship between a change in the crystal temperature and an equivalent control signal.

Bei der Dimensionierung von Mitteln zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung abhängig von den Transistorspannungen- und Strö­ men ist dieses Entstehen wirklichkeitsgetreu als nichtlinearer Prozeß zu berück­ sichtigen. Hierbei kann häufig die Transistor-Eingangsleistung, welche durch das Produkt aus Basis-Emitter- Spannung mal Basis-Strom beim Bipolartransistor bzw. Gate- Source-Spannung mal Gate-Strom beim Feldeffekttransistor gegeben ist, vernachlässigt werden, wodurch vorteilhaft der Aufwand für die Realisierung der Mittel zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung verringert wird. Wo das elektrische Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung mit Mitteln zur Multiplikation leicht realisiert werden kann, bietet diese Realisierung den Vorteil struktureller Einfachheit. Wo das elektrische Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung abhängig entweder vom Kollektor- bzw. Drain-Strom oder stattdessen von der Kollektor- bzw. Drain-Spannung realisiert werden soll, kann die hiermit verknüpfte Aufgabe der Quadrierung vorteilhaft mit Mitteln der analogen Schaltungstechnik gelöst werden, nämlich mit Hilfe entweder eines Feldeffekttransistors oder von zwei Feldeffekt­ transistoren, weil beim Feldeffekttransistor die Abhängigkeit des Drain-Stroms von der Gate-Source-Spannung näherungsweise durch eine Halbparabel als Kennlinie gegeben ist. Neben dem quadratisch abhängigen Anteil sind/ist im allgemeinen ein konstanter Anteil und/oder ein linear abhängiger Anteil zu erzeugen, deren Überlagerung in einer eigenen Schaltung realisiert werden kann. Vorteilhaft kann diese Überlagerung zusammengefaßt werden mit Mitteln zum Nachbilden des Tiefpaßverhaltens der thermischen Impedanz, beispielsweise in einer aktiven RC-Filterschaltung. Was in der thermischen Transistorimpedanz (Zth in Fig. 1) repräsentiert ist und demgemäß nachzubilden ist, die thermische Schaltung des Transistors allein (also: zwischen Transistorkristall und Transistorgehäuse) oder die thermische Schaltung des Transistors einschließlich Kühlkörper (also: zwischen Transistorkristall und Umgebung), hängt davon ab, worauf die mit der Einstellung des Transistor-Arbeitspunkts AP (schematisch angedeutet in Fig. 1 links unten), verknüpfte herkömmliche AP-Stabilisierung bezogen ist: entweder auf die Gehäusetemperatur oder auf die Umgebungstemperatur. Wenn bei Bipolartransistoren von der äußeren Rückkoppeleinrichtung her am Transistoreingang eine kompensierende Signalspannung eingekoppelt ist, ist der Temperaturdurchgriff DT näherungsweise gleich 2 mV/°K: dieser Maßstabsfaktor kann vorteilhaft in die Dimensionierung der Mittel zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung und/oder des Tiefpaßverhaltens der thermischen Transistorimpedanz einbezogen werden. Wenn zwei oder mehr Transistoren im wesentlichen parallel wirken, insbesondere z. B. in Gegentaktschaltungen, kann vorteilhaft die äußere Rückkoppeleinrichtung, in der die Nachbildung der inneren thermischen verlustleistungsabhängigen Transistorrückwirkung des einen Transistors realisiert ist, auch für den zweiten Transistor bzw. für weitere Transistoren genutzt werden. Wenn bei Bandpaßverstärkern zwischen dem Tiefpaßbereich der thermischen Transistorimpedanz und dem Übertragungsfrequenzbereich ein so weiter Zwischenbereich vorhanden ist, daß eine unterhalb des Übertragungsfrequenzbereichs liegende Frequenzabhängigkeit des Übertragungsverhaltens näherungsweise nur in diesem weiten Zwischenbereich verläuft, kann das Entstehen der Transistor- Verlustleistung vorteilhaft in zwei im wesentlichen parallel wirkenden elektrischen Komponenten nachgebildet werden, wie in Fig. 3 angedeutet: in einer Komponente ETV(HF) für den Übertragungsfrequenzbereich und in einer Komponente ETV(NF) für den Tiefpaßbereich der thermischen Transistorimpedanz; infolgedessen braucht die Lastimpedanz des Transistors, die beim elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistor­ verlustleistung abhängig entweder nur von der Kollektor- bzw. Drain-Spannung oder nur vom Kollektor- oder Drain-Strom zu berücksichtigen ist, nicht für den gesamten Frequenzbereich nachgebildet zu werden, sondern nur einerseits für den Übertragungsfrequenzbereich, andererseits für den Tiefpaßbereich der thermischen Impedanz; häufig können für diese Bereiche reelle und konstante Lastwiderstandswerte angesetzt werden.When dimensioning means for electrically simulating the emergence of the transistor power loss depending on the transistor voltages and currents, this emergence must be taken into account realistically as a non-linear process. The transistor input power, which is given by the product of base-emitter voltage times base current in the case of the bipolar transistor or gate-source voltage times gate current in the case of the field-effect transistor, can often be neglected, which advantageously means that the outlay for implementation the means for electrically simulating the emergence of the transistor power loss is reduced. Where the electrical simulation of the emergence of the transistor power loss can easily be implemented with multiplication means, this implementation offers the advantage of structural simplicity. Where the electrical simulation of the emergence of the transistor power loss is to be realized depending on either the collector or drain current or instead of the collector or drain voltage, the associated task of squaring can advantageously be achieved using means of analog circuitry , namely with the help of either a field effect transistor or two field effect transistors, because in the field effect transistor the dependence of the drain current on the gate-source voltage is approximately given by a semi-parabola as a characteristic curve. In addition to the square-dependent component, a constant component and / or a linear-dependent component are / should generally be generated, the superimposition of which can be implemented in a separate circuit. This superposition can advantageously be combined with means for emulating the low-pass behavior of the thermal impedance, for example in an active RC filter circuit. What is represented in the thermal transistor impedance (Z th in FIG. 1) and is accordingly to be simulated, the thermal switching of the transistor alone (i.e.: between the transistor crystal and the transistor housing) or the thermal switching of the transistor including the heat sink (i.e.: between the transistor crystal and the environment) , depends on what the conventional AP stabilization associated with the setting of the transistor operating point AP (indicated schematically at the bottom left in FIG. 1) is related: either to the housing temperature or to the ambient temperature. If a compensating signal voltage is coupled in at the transistor input from the outer feedback device in the case of bipolar transistors, the temperature penetration D T is approximately equal to 2 mV / ° K: this scale factor can advantageously be used in the dimensioning of the means for electrically simulating the generation of the transistor power loss and / or of the low-pass behavior of the thermal transistor impedance. If two or more transistors act substantially in parallel, especially e.g. B. in push-pull circuits, the outer feedback device, in which the simulation of the internal thermal loss-dependent transistor feedback of the one transistor is realized, can also be used for the second transistor or for further transistors. If an additional intermediate region is present in Bandpaßverstärkern between the low-pass range of the thermal transistor impedance and the transmission frequency range such that a temperature below the transmission frequency range of frequency dependency of the transmission characteristics approximately extends only in this broad intermediate region, the E T can ntstehen ransistor- Power loss advantageous in two essentially parallel electrical components are simulated, as indicated in FIG. 3: in a component ETV (HF) for the transmission frequency range and in a component ETV (NF) for the low-pass range of the thermal transistor impedance; As a result, the load impedance of the transistor, which is to be taken into account either electrically only as a result of the collector or drain voltage or only as a function of the collector or drain current, does not have to be simulated for the entire frequency range, but only on the one hand for the transmission frequency range, on the other hand for the low-pass range of the thermal impedance; Real and constant load resistance values can often be used for these areas.

Anmerkungannotation

Eine unterhalb des Übertragungsfrequenzbereichs liegende Frequenzabhängigkeit kann verursacht werden durch die Lastimpedanz oder durch eine induktive und/oder kapazitive Ankopplung der Lastimpedanz oder durch ein eigenes Bandpaßfilter für den Übertragungsfrequenzbereich.One below the transmission frequency range lying frequency dependence can be caused by the  Load impedance or by an inductive and / or capacitive Coupling the load impedance or by your own Bandpass filter for the transmission frequency range.

Im Beispiel des Eintaktverstärkers 1, 2, 3 gemäß Fig. 2 wird dem Verstärkertransistor T1 über die Induktivität L1 aus der Gleichspannungsquelle UB1 der Arbeitspunkts- oder Ruhe- Kollektorstrom Ico zugeführt. Lastimpedanz des Transistors ist die Parallelschaltung aus L1 und der Eingangsimpedanz der Anpassungsschaltung 2, diese bestehend aus der Induktivität L2 und den Kapazitäten C2a und C2b. Diese Anpassungsschaltung transformiert im Übertragungsfrequenzbereich mit der Bandmittenfrequenz bei etwa 16 MHz und der Bandbreite etwa 4 MHz den Verbraucherwiderstand 3, Rv = 50 Ω, in einen Lastwiderstand etwa 4,25 Ω. Der Spannungsteiler 4, bestehend aus den Widerständen R4a, R4b und R4c, führt Anteile der Kollektor-Spannung des Verstärkertransistors dem Hochpaß 5 und dem Tiefpaß 6 zu, mit deren Hilfe das elektrische Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung aufgeteilt wird auf einerseits die Komponente ETV(HF) für den Übertragungsfrequenzbereich, andererseits die Komponente ETV(NF) für den Tiefpaßbereich der thermischen Impedanz, vgl. Fig. 3; die Übergangsflanken des Hochpasses 5 und des Tiefpasses 6 liegen in einem weiten Zwischenbereich zwischen dem Tiefpaßbereich der thermischen Impedanz und dem Übertragungsfrequenzbereich. Die elektrische Nachbildung des Entstehens der Transistor-Verlustleistung, begonnen im Spannungsteiler 4, wird für den Anteil ETV(HF), vgl. Fig. 3, fortgeführt in der Verstärkerstufe 7 mit dem Feldeffekttransistor T7, diese betrieben mit den konstanten Betriebsgleichspannungen UB7a und UB7b. Die Spannung am Arbeitswiderstand der Stufe 7, welche abhängig von ihrer Eingangsspannung im allgemeinen einen konstanten, einen linearen und einen quadratischen Anteil enthält, ist über den gegengekoppelten Differenzverstärker 8, der mit gleichen Widerständen R ausgestattet ist, weitergeführt zur Komponente 9. Die Komponente 9 ist als Summierer/Subtrahierer und zugleich als aktive Tiefpaßschaltung ausgebildet. Mit den RC- Gliedern im Rückkoppelzweig des Verstärkerelements OpV9, also mit den Widerständen R9a, R9b, . . . R9n und mit den Kapazitäten C9a, C9b, . . . C9n, ist die Tiefpaßcharakteristik der thermischen Transistorimpedanz nachgebildet; in der Regel sind n = 3 oder n = 4 oder n = 5 RC-Glieder ausreichend. Der Temperaturdurchgriff als Maßstabsfaktor ist im gesamten Rückkoppelwiderstand, Summe der Widerstände R9a, R9b . . . R9n, berücksichtigt und/oder in den Teilerfaktoren des Spannungsteilers 4. Zur Nachbildung des Entstehens der Transistor-Verlustleistung ist für den Anteil ETV(NF), vgl. Fig. 3, der Komponente 9 als Summierer auch die Ausgangsspannung des Tiefpasses 6 zugeführt, ferner - falls eine Korrektur des konstanten Anteils erforderlich ist - eine Gleichspannung U9. Zur Einstellung des Arbeitspunkts- oder Ruhe-Kollektorstroms Ico ist der Komponente 9 eingangsseitig auch eine temperaturabhängige Gleichspannung zugeführt, nämlich vom Abgriff des Potentiometers P10 her, welches in der Komponente 10 parallel zur Diode D10 angeordnet ist. Dieser Parallelschaltung ist aus der Betriebsgleichspannungsquelle UB10 über den seriellen Widerstand R10 ein Gleichstrom zugeführt. Die Diode ist mit der thermischen Bezugsmasse der Schaltung thermisch gut gekoppelt. Über den Verstärker 11 sind die Signalspannung der Quelle 12 und die zu überlagernde Ausgangsspannung der Komponente 9 dem Eingang des Verstärkertransistors T1 zugeführt. An einem im wesentlichen gemäß Fig. 2 realisierten Verstärker ist die Leistungsfähigkeit des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung durch Zweifrequenzmessungen bestätigt worden, das heißt durch Spektralanalyse bei der Übertragung der Summe aus zwei Sinusvorgängen, deren Frequenzen im Abstand Δf im Übertragungsfrequenzbereich des Verstärkers liegen. Durch Nichtlinearitäten werden in der Ausgangsspannung Spektralanteile in Seitenbändern beiderseits der originalen Meßfrequenzen verursacht; der Mittelwert Usb solcher Verzerrungsprodukte abhängig von Δf kann als Kriterium angesehen werden für rein elektrische Verursachung beziehungsweise für elektrische und thermische Verursachung. Denn durch Nichtlinearitäten entstehen Spektralanteile ja auch bei der Differenzfrequenz f = Δf; bei f = Δf ist thermische leistungsabhängige innere Rückwirkung aber nur möglich, wenn Δf im Tiefpaßbereich der thermischen Impedanz Zth liegt. In Fig. 4 sind für den Arbeitspunkts-Kollektorstrom Ico = 5 mA Meßergebnisse für Usb abhängig von Δf dargestellt. Ohne Kompensation der inneren thermischen leistungsabhängigen Transistorrückwirkung, Kurve (a), zeigt Usb starke Frequenzabhängigkeit; die Werte bei großen Δf entsprechen rein elektrischer Verursachung, die Werte zu kleinen Δf hin entsprechen elektrischer und thermischer Verursachung. Mit Kompensation zeigt Usb nur mehr geringe Frequenzabhängigkeit; die Werte der Kurve (b) bei allen Frequenzen entsprechen denen der Kurve (a) bei hohen Frequenzen. Offenbar ist die innere thermische verlustleistungsabhängige Transistorrückwirkung mittels der ihr nachgebildeten und kompensierenden äußeren Rückkoppeleinrichtung weitgehend aufgehoben.In the example of the single-ended amplifier 1 , 2 , 3 according to FIG. 2, the amplifier transistor T 1 is supplied with the operating point or idle collector current I co via the inductance L 1 from the direct voltage source U B1 . The load impedance of the transistor is the parallel connection of L 1 and the input impedance of the matching circuit 2 , which consists of the inductance L 2 and the capacitances C 2a and C 2b . This adaptation circuit transforms the consumer resistance 3 , R v = 50 Ω, into a load resistance of approximately 4.25 Ω in the transmission frequency range with the band center frequency at approximately 16 MHz and the bandwidth approximately 4 MHz. The voltage divider 4 , consisting of the resistors R 4a , R 4b and R 4c , supplies portions of the collector voltage of the amplifier transistor to the high-pass 5 and the low-pass 6 , with the aid of which the electrical simulation of the occurrence of the transistor power loss is divided on the one hand the component ETV (HF) for the transmission frequency range, on the other hand the component ETV (NF) for the low-pass range of the thermal impedance, cf. Fig. 3; the transition edges of the high pass 5 and the low pass 6 lie in a wide intermediate range between the low pass range of the thermal impedance and the transmission frequency range. The electrical simulation of the emergence of the transistor power loss, started in the voltage divider 4 , is used for the ETV (HF) component, cf. Fig. 3, continued in the amplifier stage 7 with the field effect transistor T 7 , these operated with the constant operating voltages U B7a and U B7b . The voltage across the load resistor of stage 7 , which, depending on its input voltage, generally contains a constant, a linear and a quadratic component, is passed on to component 9 via the negative feedback differential amplifier 8 , which is equipped with the same resistors R. The component 9 is designed as a summer / subtractor and at the same time as an active low-pass circuit. With the RC elements in the feedback branch of the amplifier element OpV9, ie with the resistors R 9a , R 9b ,. , , R 9n and with the capacities C 9a , C 9b,. , , C 9n , the low-pass characteristic of the thermal transistor impedance is simulated; As a rule, n = 3 or n = 4 or n = 5 RC elements are sufficient. The temperature penetration as a scale factor in the entire feedback resistor is the sum of the resistors R 9a , R 9b . , , R 9n , taken into account and / or in the divider factors of the voltage divider 4 . To simulate the emergence of the transistor power loss, ETV (NF) is used for the share, cf. 3, the component 9 as summing the output voltage of the low-pass filter 6, further -. If a correction of the proportion constant is required - a DC voltage U 9. To set the operating point or quiescent collector current I co , the component 9 is also supplied with a temperature-dependent direct voltage on the input side, namely by tapping the potentiometer P 10 , which is arranged in the component 10 parallel to the diode D 10 . This parallel connection is supplied with a direct current from the operating direct voltage source U B10 via the serial resistor R 10 . The diode is thermally well coupled to the thermal reference ground of the circuit. Via the amplifier 11 , the signal voltage of the source 12 and the output voltage of the component 9 to be superimposed are fed to the input of the amplifier transistor T 1 . At a substantially according to FIG. 2 realized amplifier, the performance of the method is confirmed in accordance with the present invention by two-frequency measurements, that is, by spectral analysis in the transmission of the sum of two sine operations whose frequencies are at a distance .DELTA.f in the transmission frequency range of the amplifier. Due to non-linearities in the output voltage spectral components in S nits bä change both sides of the original measurement frequencies caused; the mean value U sb of such distortion products depending on Δf can be regarded as a criterion for purely electrical causation or for electrical and thermal causation. Because nonlinearities give rise to spectral components even at the difference frequency f = Δf; at f = Δf, thermal power-dependent internal reaction is only possible if Δf is in the low-pass range of the thermal impedance Z th . In FIG. 4, for the operating point collector current I co = 5 mA measurement results for U sb depending on .DELTA.f shown. Without compensation of the internal thermal power-dependent transistor feedback, curve (a), U sb shows a strong frequency dependence; the values for large Δf correspond to purely electrical causes, the values for small Δf correspond to electrical and thermal causes. With compensation, U sb shows only little frequency dependence; the values of curve (b) at all frequencies correspond to those of curve (a) at high frequencies. Apparently, the internal thermal transistor feedback, which is dependent on the power loss, is largely eliminated by means of the external feedback device which is simulated and compensated for.

Im Beispiel des Gegentaktverstärkers gemäß Fig. 5 ist zur Kompensation der inneren thermischen verlustleistungsabhängigen Transistorrückwirkung für die im Gegentakt arbeitenden Verstärkertransistoren T1 und T2 nur eine einzige äußere Rückkoppeleinrichtung zugeschaltet; einerseits wird dem Eingang der äußeren Rückkoppeleinrichtung, nämlich dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP1, ein Signal von nur einem der zwei Verstärkertransistoren her zugeführt, nämlich die Spannung, welche der Transistor T1 am Widerstand Rea erzeugt; andererseits wird von der äußeren Rückkoppeleinrichtung her, nämlich vom Ausgang des Operationsverstärkers OP4, ein und dasselbe Signal sowohl dem Verstärkertransistor T1 über die Induktivität L4 als auch den Verstärkertransistor T2 über die Induktivität L3 zugeführt.In the example of the push-pull amplifier according to FIG. 5, only a single external feedback device is connected in order to compensate for the internal thermal loss-dependent transistor feedback for the push-pull amplifier transistors T 1 and T 2 ; on the one hand, the input of the external feedback device, namely the non-inverting input of the operational amplifier OP 1 , is supplied with a signal from only one of the two amplifier transistors, namely the voltage which the transistor T 1 generates across the resistor R ea ; on the other hand, one and the same signal is supplied both to the amplifier transistor T 1 via the inductor L 4 and the amplifier transistor T 2 via the inductor L 3 from the external feedback device, namely from the output of the operational amplifier OP 4 .

Claims (14)

1. Transistor-Verstärkerschaltung, die jeweils im A-Betrieb oder A/B-Betrieb oder B-Betrieb arbeitet, wobei mindestens ein Transistor (T1) mit einer äußeren Rückkoppeleinrichtung beschaltet ist, wobei die äußere Rückkoppeleinrichtung versehen ist mit
  • a) Mitteln (4, 5, 6, 7, 8, 9) zum Erfassen der Transistor-Ausgangsspannung und/oder des Transistor-Ausgangsstroms sowie der Transistor- Eingangsspannung und/oder des Transistor-Eingangsstroms sowie zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung abhängig von einer oder mehreren erfaßten Größen und zur Erzeugung eines aus der Nachbildung abgeleiteten Signals;
  • b) Mitteln (OpV9, C9a, C9n, R9a, R9n) zur Tiefpaßfilterung des aus der Nach­ bildung des Entstehens der Transistorverlustleistung abgeleiteten Si­ gnals mittels einer elektrischen Nachbildung des Tiefpaßverhaltens der thermischen Transistorimpedanz (Zth); und
  • c) Mitteln (4; 9) zur Skalierung eines Signals in der äußeren Rückkoppeleinrichtung;
dadurch gekennzeichnet,
daß sie weiterhin umfaßt:
  • a) Mittel (4, 5, 6, 7, 8, 9) zur Bildung der quantitativen Kompensations­ bedingung, die durch die Beziehung zwischen einer Änderung der Kristalltemperatur und einem äquivalenten elektrischen Steuersignal (OpV11) gegeben ist.
1. transistor amplifier circuit, each operating in A mode or A / B mode or B mode, at least one transistor (T 1 ) being connected to an external feedback device, the external feedback device being provided with
  • a) means ( 4 , 5 , 6 , 7 , 8 , 9 ) for detecting the transistor output voltage and / or the transistor output current and the transistor input voltage and / or the transistor input current and for electrically simulating the formation of the transistor Power loss dependent on one or more detected quantities and for generating a signal derived from the simulation;
  • b) means (OpV9, C 9a , C 9n , R 9a , R 9n ) for low-pass filtering of the signals derived from the formation of the emergence of the transistor power loss by means of an electrical simulation of the low-pass behavior of the thermal transistor impedance (Z th ); and
  • c) means ( 4 ; 9 ) for scaling a signal in the external feedback device;
characterized by
that it further includes:
  • a) means ( 4 , 5 , 6 , 7 , 8 , 9 ) for forming the quantitative compensation condition, which is given by the relationship between a change in crystal temperature and an equivalent electrical control signal (OpV11).
2. Transistor-Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die äußere Rückkoppeleinrichtung ganz oder teilweise in analoger Schaltungstechnik realisiert ist. 2. transistor amplifier circuit according to claim 1, characterized, that the outer feedback device in whole or in part in analog Circuit technology is realized.   3. Transistor-Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die äußere Rückkoppeleinrichtung ganz oder teilweise in digitaler Schal­ tungstechnik realisiert wird, wobei jeweils beim digitalen Schaltungsabschnitt eingangsseitig Mittel zur Analog-Digital-Umsetzung installiert werden sowie ausgangsseitig Mittel zur Digital-Analog-Umsetzung.3. transistor amplifier circuit according to claim 1, characterized, that the outer feedback device in whole or in part in digital scarf tion technology is realized, in each case in the digital circuit section means for analog-digital conversion are installed on the input side as well output means for digital-analog conversion. 4. Transistor-Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß in der äußeren Rückkoppeleinrichtung bei der Dimensionierung der Mittel zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung nur die ausgangsseitige Verlustleistung des Transistors berücksichtigt wird, die beim Bipolartransistor durch das Produkt aus Kollektorspannung und -strom gegeben ist, beim Feldeffekttransistor durch das Produkt Drainspannung und - strom.4. transistor amplifier circuit according to one of claims 1 to 3, characterized, that in the outer feedback device when dimensioning the means for the electrical simulation of the emergence of the transistor power loss only the output power loss of the transistor is taken into account in the case of the bipolar transistor, the product of the collector voltage and current is given in the field effect transistor by the product drain voltage and - electricity. 5. Transistor-Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß in der äußeren Rückkoppeleinrichtung bei der Dimensionierung der Mittel zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung Multiplikatoreigenschaften implementiert werden, wobei die miteinander zu multiplizierenden Signale einerseits von der maßgeblichen Spannung, ande­ rerseits vom maßgeblichen Strom abhängen.5. transistor amplifier circuit according to one of claims 1 to 3, characterized, that in the outer feedback device when dimensioning the means for electrical simulation of the emergence of the transistor power loss Multiplier properties are implemented, with each other multiplying signals on the one hand from the relevant voltage, other depend on the relevant electricity on the one hand. 6. Transistor-Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß in der äußeren Rückkoppeleinrichtung bei der Dimensionierung der Mittel zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung zur Berücksichtigung der Verlustleistungskomponente, welche durch das Produkt aus der Transistor-Eingangsspannung und dem Transistor-Eingangsstrom gegeben ist, und/oder der Verlustleistungskomponente, welche durch das Produkt aus der Transistor-Ausgangsspannung und dem Transistor- Ausgangsstrom gegeben ist, entweder die Abhängigkeit der jeweiligen Kom­ ponente von der betreffenden Transistorspannung oder stattdessen die Abhängigkeit der jeweiligen Komponente vom betreffenden Transistorstrom herangezogen wird, wobei jeweils einer elektronischen Komponente (T7) mit einem quadratischen Anteil ihrer Übertragungskennlinie sowie einem linearen Anteil ihrer Übertragungskennlinie eingangsseitig ein von der betreffenden Transistorspannung beziehungsweise vom betreffenden Transistorstrom abhängiges Signal zugeführt wird, bei dessen quadratischer beziehungsweise linearer Übertragung durch diese elektronische Komponente gegebenenfalls eine Frequenzabhängigkeit der Lastimpedanz (L1, 2, 3) des Transistors (T1) berücksichtigt wird.6. transistor amplifier circuit according to one of claims 1 to 3, characterized in that in the outer feedback device in the dimensioning of the means for electrical simulation of the emergence of the transistor power loss to take into account the power loss component, which is caused by the product of the transistor input voltage and the transistor input current is given, and / or the power loss component, which is given by the product of the transistor output voltage and the transistor output current, either the dependency of the respective component on the relevant transistor voltage or instead the dependency of the respective component on the relevant one Transistor current is used, an electronic component (T 7 ) with a square portion of its transmission characteristic and a linear portion of its transmission characteristic on the input side referring to the transistor voltage in question Signal that is dependent on the transistor current in question is supplied, in the case of its quadratic or linear transmission by this electronic component, a frequency dependence of the load impedance (L 1 , 2, 3) of the transistor (T 1 ) is possibly taken into account. 7. Transistor-Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die quadratische Übertragungskennlinie mit zwei geeigneten Feldeffekt- Transistoren (F1, F2) realisiert wird, deren Übertragungskennlinien, die den Drainstrom abhängig von der Gate-Source-Spannung angeben, als Halbpara­ beln zu einer ganzen Parabeln zusammengesetzt werden.7. transistor amplifier circuit according to claim 6, characterized in that the square transfer characteristic with two suitable field effect transistors (F 1 , F 2 ) is realized, the transfer characteristics, which indicate the drain current depending on the gate-source voltage, as a half-pair balls to be assembled into a whole parabola. 8. Transistor-Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der quadratische Anteil der Übertragungskennlinie mit nur einem Feld­ effekt-Transistor (T7) realisiert wird, welcher, je nach Wahl des Arbeitspunkts des Feldeffekt-Transistors, im Drainstrom abhängig von der Drain-Source- Spannung entweder nur einen quadratischen Anteil liefert, diesen lediglich in Form einer Halbparabel, oder auch einen konstanten und einen linearen Anteil zusätzlich zu einem quadratischen Anteil.8. transistor amplifier circuit according to claim 6, characterized in that the square portion of the transmission characteristic with only one field effect transistor (T 7 ) is realized, which, depending on the choice of the operating point of the field effect transistor, in the drain current depending on the drain -Source- either supplies only a quadratic component, this only in the form of a semi-parabola, or also a constant and a linear component in addition to a quadratic component. 9. Transistor-Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,
daß mit induktiver und/oder kapazitiver Ankopplung (2) der Verbraucherimpe­ danz (Rv), bestimmt für einen Übertragungsfrequenzbereich, dessen untere Grenze oberhalb des Tiefpaßbereichs der thermischen Transistorimpedanz (Zth) liegt, und,
daß die Ankopplung so dimensioniert ist, daß die Lastimpedanz des Transistors einerseits im Tiefpaßbereich der thermischen Transistorimpedanz, andererseits im Übertragungsfrequenzbereich jeweils näherungsweise als frequenzunabhängig und reell anzusehen ist, und für das elektrische Nachbil­ den des Entstehens der Transistorverlustleistung je eine Komponente im­ plementiert wird einerseits (ETV(NF)) für den Tiefpaßbereich der thermischen Impedanz, andererseits (ETV(HF)) für den Übertragungsfrequenzbereich.9. transistor amplifier circuit according to one of claims 1 to 3, characterized in that
that with inductive and / or capacitive coupling ( 2 ) the consumer impedance (R v ), determined for a transmission frequency range, the lower limit of which lies above the low-pass range of the thermal transistor impedance (Z th ), and,
that the coupling is dimensioned so that the load impedance of the transistor on the one hand in the low-pass range of the thermal transistor impedance, on the other hand in the transmission frequency range is to be regarded as approximately independent of frequency and real, and for the electrical simulation of the occurrence of the transistor power loss, one component is implemented on the one hand (ETV (NF)) for the low-pass range of the thermal impedance, on the other hand (ETV (HF)) for the transmission frequency range. 10. Transistor-Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das rückzukoppelnde elektrische Signal am Eingang desjenigen Transi­ stors (T1) eingekoppelt wird, dessen innere thermische verlustleistungsabhängi­ ge Rückwirkung kompensiert werden soll.10. transistor amplifier circuit according to one of claims 1 to 3, characterized in that the electrical signal to be fed back is coupled at the input of the transistor (T 1 ), the internal thermal loss-performance-dependent ge reaction is to be compensated. 11. Transistor-Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das rückzukoppelnde elektrische Signal nicht am Eingang desjenigen Transistors eingekoppelt wird, dessen innere thermische verlustleistungs­ abhängige Rückwirkung kompensiert werden soll, sondern an einer anderen geeigneten Stelle in der Transistor-Verstärkerschaltung.11. transistor amplifier circuit according to one of claims 1 to 3, characterized, that the electrical signal to be fed back is not at the input of the one Transistor is coupled, its internal thermal power loss dependent feedback is to be compensated, but on another appropriate location in the transistor amplifier circuit. 12. Transistor-Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 mit zwei im Gegentakt arbeitenden Transistoren (T1, T2), dadurch gekennzeichnet, daß die äußere Rückkoppeleinrichtung des einen (T1) der beiden Transistoren (T1, T2) auch für den zweiten Transistor (T2) genutzt wird, indem das Aus­ gangssignal der äußeren Rückkoppeleinrichtung nicht nur dem einen Transistor (T1) zugeführt wird, sondern auch dem zweiten Transistor (T2), so daß eine eigene Rückkoppeleinrichtung für den zweiten Transistor (T2) nicht erforderlich ist.12. transistor amplifier circuit according to one of claims 1 to 3 with two push-pull transistors (T 1 , T 2 ), characterized in that the external feedback device of one (T 1 ) of the two transistors (T 1 , T 2 ) also is used for the second transistor (T 2 ) in that the output signal from the external feedback device is not only fed to one transistor (T 1 ), but also to the second transistor (T 2 ), so that a separate feedback device for the second transistor ( T 2 ) is not required. 13. Transistor-Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, daß in der Rückkoppeleinrichtung bei der Dimensionierung der Mittel zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Transistor-Verlustleistung für eine gegebenenfalls zu realisierende Summierung und/oder Subtrahierung von Signalanteilen eine eigene Summierkomponente (OpV9) implementiert wird, wobei bei den einzelnen Eingängen gegebenenfalls Maßstabsfaktoren berücksichtigt werden.13. transistor amplifier circuit according to one of claims 1 to 3, that in the feedback device when dimensioning the means for electrical replica of the emergence of the transistor power loss for a summation and / or subtraction of A separate summing component (OpV9) is implemented, scale factors may be used for the individual inputs be taken into account. 14. Transistor-Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß in der Rückkoppeleinrichtung bei der Dimensionierung der Mittel zum elektrischen Nachbilden des Entstehens der Verlustleistung die Summierung und/oder Subtrahierung von Signalanteilen mit der Nachbildung der Lei­ stungsformung und/oder mit der Nachbildung der thermischen Tiefpaßfilterung zusammengefaßt wird.14. transistor amplifier circuit according to one of claims 1 to 3, characterized, that in the feedback device when dimensioning the means for electrical replication of the generation of the power loss the summation and / or subtracting signal components with the simulation of the lei stungformung and / or with the simulation of the thermal low-pass filtering is summarized.
DE19934328968 1993-08-27 1993-08-27 Transistor amplifier circuit Expired - Fee Related DE4328968C2 (en)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19934328968 DE4328968C2 (en) 1993-08-27 1993-08-27 Transistor amplifier circuit
EP94926886A EP0715781A1 (en) 1993-08-27 1994-08-25 Regenerative amplifier circuit
PCT/EP1994/002817 WO1995006355A1 (en) 1993-08-27 1994-08-25 Regenerative amplifier circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19934328968 DE4328968C2 (en) 1993-08-27 1993-08-27 Transistor amplifier circuit

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE4328968A1 DE4328968A1 (en) 1995-03-02
DE4328968C2 true DE4328968C2 (en) 2001-09-20

Family

ID=6496240

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19934328968 Expired - Fee Related DE4328968C2 (en) 1993-08-27 1993-08-27 Transistor amplifier circuit

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP0715781A1 (en)
DE (1) DE4328968C2 (en)
WO (1) WO1995006355A1 (en)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6441685B1 (en) 2000-03-17 2002-08-27 Jl Audio, Inc. Amplifier circuit and method for providing negative feedback thereto

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3335170C2 (en) * 1983-09-28 1986-08-21 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Power amplifier for short electromagnetic waves

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE1934103A1 (en) * 1969-07-04 1971-01-14 Standard Elek K Lorenz Ag Circuit arrangement for a high frequency amplifier
US4180781A (en) * 1978-06-05 1979-12-25 Rca Corporation Biasing and drive circuitry for quasi-linear transistor amplifiers
JPS57206105A (en) * 1981-06-12 1982-12-17 Shinshirasuna Denki Kk Protecting device for output device of amplifier
US4485349A (en) * 1983-04-08 1984-11-27 Varian Associates, Inc. Stabilized microwave power amplifier system

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3335170C2 (en) * 1983-09-28 1986-08-21 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Power amplifier for short electromagnetic waves

Also Published As

Publication number Publication date
EP0715781A1 (en) 1996-06-12
WO1995006355A1 (en) 1995-03-02
DE4328968A1 (en) 1995-03-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7511577B2 (en) DC coupled microwave amplifier with adjustable offsets
DE60025479T2 (en) INPUT CONTROL LIMITER FOR OPTIMIZING A LINEAR HAND DRIVE AMPLIFIER
DE2713953C3 (en) Harmonic generator for generating the third harmonic
DE102016216576A1 (en) A high frequency common mode rejection technique for large dynamic common mode signals
EP0418753B1 (en) Offset voltage compensated operational amplifier
DE3516603C2 (en)
DE3939616A1 (en) AMPLIFIER CIRCUIT FOR PULSE WIDTH MODULATION
DE3024142C2 (en)
DE102013013521B4 (en) Power amplifier circuit
DE2641581C3 (en) Voltage measuring device for high voltages
DE4328968C2 (en) Transistor amplifier circuit
EP1490655B1 (en) Circuit arrangement for rectifying the output voltage of a sensor that is fed by an oscillator
DE10054540B4 (en) Amplifier circuit, in particular line driver and method for amplifying a signal, in particular method for driving a line signal
DE2937912C2 (en) Operational amplifier arrangement
DE3026551C2 (en)
DE2819087A1 (en) AMPLIFIER CIRCUIT WITH TWO TRANSISTORS
DE10124114A1 (en) Circuit arrangement for voltage stabilization
EP0687397B1 (en) Electric power amplifier and process for its operation
DE69816719T2 (en) amplifier
EP0821472B1 (en) Circuit device for adjusting the operating point
DE19524409C1 (en) Active audio filter having initial HF fall off 20 dB per decade with constant attenuation thereafter
EP0822656B1 (en) Circuit arrangement with an operational amplifier
DE60133668T2 (en) CIRCUIT
DE1914260C3 (en) Electrical circuit with two at least approximately equal two-pole connections
DE19822814A1 (en) Electronic signal amplification method especially for battery circuit in automotive application

Legal Events

Date Code Title Description
ON Later submitted papers
8110 Request for examination paragraph 44
8127 New person/name/address of the applicant

Owner name: SCHURACK, EDUARD, DR.-ING., 83607 HOLZKIRCHEN, DE

8181 Inventor (new situation)

Free format text: GOTTWALD, ALFONS,PROF.DR.-ING.DR.-ING.HABIL., 83229 ASCHAU, DE SCHURACK, EDUARD,DR.ING., 80469 MUENCHEN, DE

D2 Grant after examination
8364 No opposition during term of opposition
8339 Ceased/non-payment of the annual fee