DE4290412C2 - Verfahren zur Wiedergewinnung von Information aus einem differentiell codierten GMSK-Signal und entsprechende nicht-kohärente Demodulationsempfangseinrichtung - Google Patents
Verfahren zur Wiedergewinnung von Information aus einem differentiell codierten GMSK-Signal und entsprechende nicht-kohärente DemodulationsempfangseinrichtungInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Wiederge
winnung von Information aus einem differentiell codierten GMSK-
Signal sowie eine entsprechende nicht-kohärente Demodulations
empfangseinrichtung.
Die erhöhte Nachfrage nach digital codierter Sprache und Daten
dienstleistungen im Bereich von zellularen Funkübertragungen
hat zu einem effizienteren Gebrauch des Spektrums durch die
Entwicklung einer Anzahl von neuen digitalen Modulationstechni
ken für die Verwendung über mobile Funkkanäle geführt. Mehrere
dieser spektraleffizienten Modulationstechniken verwenden kohä
rente Quadraturmodulation, welche eine größere Effizienz als
ein Bit pro Hertz erreichen kann.
Dies ist der Fall im von der Group Speciale Mobile (GSM) erar
beiteten TDMA digitalen zellularen Funktelefonstandard, welcher
in Europa verwendet wird. GSM verwendet eine Modulation vom Typ
"Gaussche Codierung mit minimaler Verschiebung (GMSK)" für die
Übertragung von Funktelefonsignalen. Das Format der Daten, wel
che übertragen werden, ist in Fig. 3 illustriert. Die digital
abgetastete Sprechinformation (201 und 302) ist auf beiden Sei
ten einer
26-Bit-Trainingssequenz oder eines Mittelbereichs
(midamble) (303) angeordnet.
Die Trainingssequenz wird von dem das Signal empfangende
Funktelefon verwendet, um das Funktelefon bezüglich der
Zeit mit dem Signal zu synchronisieren. Typischerweise
gibt es acht mögliche Trainingssequenzen, welche
verwendet werden können, wobei jedes mobile Funktelefon
alle acht zu empfangenden Muster in einem Speicher
gespeichert besitzt. Das Funktelefon weiß, welche
Trainingssequenz verwendet werden muß durch den
Basisstationfarbcode (BCC), welcher von der Basis
bereitgestellt wird.
Da GSM ein TDMA-Architektur-Nachrichtenübertragungssystem
ist, ist der Zeitschlitz mit acht Zeitschlitzen pro
TDMA-Rahmen orientiert. Der bekannte aktive
Empfangszeitschlitz in einem Funktelefon steuert ein
RxAcq-Signal, welches während der zu empfangenen
Zeitschlitzdaten auf einem hohen Pegel angesteuert wird.
Das RxAcq-Signal besitzt ein 1/8-Tastverhältnis.
Eine typische Übertragungseinrichtung, welche in einem
zellularen Funktelefonsystem eines GMSK-Typs verwendet
wird, ist in Fig. 4 illustriert. Die digitalisierten
Sprechsymbole werden zunächst differentiell codiert
(401), woraus sich logische Symbole (δi) ergeben, bevor
sie algebraisch abgebildet werden (402), um Kanalsymbole
(αi) zu erzeugen. Das algebraische Abbilden geschieht
folgendermaßen:
0 → + 1 → + Δf
1 → - 1 → - Δf
1 → - 1 → - Δf
wobei + Δf die Änderung der Frequenz des empfangenen
Signals ist.
Diese Kanalsymbole werden dann GMSK-moduliert (403), was am be
sten von einem Gausschen Tiefpaßfilter, gefolgt von einem span
nungsgesteuerten Oszillator, nachgebildet und zu der Trägerfre
quenz (404) hinzugemischt wird, bevor sie übertragen werden.
Die physikalische Übertragungsebene ist näher in GSM-
Empfehlungen 05.04 Ausgabe 3.1.1, veröffentlicht Januar 1990,
beschrieben.
Die GMSK-kohärente Quadratur- Phasen-Modulationstechnik, welche
verwendet wird, wirft schwerwiegende Probleme auf, da die Ko
sten unzulässig hoch sind und die Implementierung in einem ko
härenten Quadratur-Phasenempfänger komplex ist. Daraus ergibt
sich ein Bedürfnis nach einem relativ billigen GMSK-
Demodulator, welcher es erlaubt, ein GMSK kohärentes quadratur
phasenmoduliertes Signal in Echtzeit zu empfangen und zu demo
dulieren.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren
und eine Vorrichtung anzugeben, mit denen es möglich ist, die
in einem GMSK-Signal enthaltene Information mittels eines
nicht-kohärenten Empfängers wiederzugewinnen.
Diese Aufgabe wird durch die Gegenstände der Patentansprüche 1,
2 und 3 gelöst.
Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen unter Bezug
nahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Dabei
zeigen die Zeichnungen im einzelnen:
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Verfahrens gemäß der
vorliegenden Erfindung.
Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm eines nicht-kohärenten FN-
Empfängers in Übereinstimmung mit der vorliegenden
Erfindung.
Fig. 3 zeigt das Datenformat, das in einem Zeitschlitz
eines zellularen Funktelefonsystems vom GMSK-Typ
übertragen wird.
Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm eines typischen kohärenten
Senders, welcher in einem zellularen Funktelefon
system vom GMSK-Typ verwendet wird.
Fig. 5 zeigt ein Verfahren zur Implementierung eines
differentiellen Decoders in Übereinstimmung mit
dem Verfahren nach der vorliegenden Erfindung.
Fig. 6 zeigt einen differentiellen Decoder
schaltkreis.
Fig. 7 zeigt das Eingangssignal und Ausgangssignal des
Nulldurchgangsdetektors gemäß der vorliegenden
Erfindung.
Fig. 8 zeigt einen invertierenden Schwellenkomparator
schaltkreis.
Das Verfahren und die Vorrichtung der vorliegenden
Erfindung demoduliert ein kohärentes Quadratur-GMSK-Signal
in Echtzeit unter Verwendung eines nicht-kohärenten
Empfängers. Dies ermöglicht, den Empfänger eines digitalen
Funktelefon kostengünstiger zu gestalten und reduziert
stark die Komplexität der Implementierung verglichen mit
relativ teuren kohärenten Empfängern, welche gegenwärtig
verwendet werden.
Das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung, welches in
Fig. 1 illustriert ist, bestimmt den ΔΦi Term der
differentiellen Demodulationsgleichung, Φi = Φi-1 + ΔΦi
anstatt des Φi Terms, welcher von kohärenten
Quadatur-Demodulationstechniken bestimmt wird. Das
differentielle Demodulationsverfahren untersucht den
Phasenbeitrag jedes Symbols separat voneinander, wenn diese
in den Frequenzbereich abgebildet werden.
Bevor das Verfahren der vorliegenden Erfindung ausgeführt
wird, wird das empfangene Signal von einem typischen nicht
kohärenten frequenztrennenden FM-Empfänger verarbeitet. Ein
Blockdiagramm dieser Vorrichtung ist in Fig. 2 in
Zusammenhang mit dem Verfahren der vorliegenden Erfindung
illustriert. Das Signal wird verstärkt (201), bevor der
Frequenzdiskriminator (202) die Frequenz des Signals in eine
entsprechende Spannung verwandelt. Das resultierende Signal
wird gefiltert (203), bevor ein koppelnder Kondensator (204)
den FM-Empfänger (200) an einen Null-Durchgangsdetektor (205)
koppelt. Der Null-Durchgangsdetektor (205) ist im
wesentlichen ein Ein-Bit-A/D-Umwandler, welcher Abtastwerte
erzeugt, konvertiert und in eine positive Eingangsspannung
auf +5 Volt (logische 1) und eine negative Eingangsspannung
auf 0 Volt (logische 0) beschränkt. Dieser Vorgang ist in
Fig. 7 illustriert. Dank der Begrenzungswirkung wirkt der
Null-Durchgangsdetektor (205) wie ein
Verstärkungskompensator. In dem bevorzugten
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird das
logische Pegelsignal einem digitalen Signalprozessor (DSP)
eingegeben, welcher das Verfahren gemäß der vorliegenden
Erfindung ausführt.
Das logische Pegelsignal wird von dem DSP mit einer
vierfachen Überabtastrate abgetastet (101) und durch RxAcq
geschaltet. Es ist notwendig, die Symbole überabzutasten, da
kein synchroner Takt vorhanden ist. In dem bevorzugten
Ausführungsbeispiel hat das logische Signal eine Frequenz von
270.833 kHz. Das FM-Ausgangssignal wird daher mit einer
Abtastrate von 1.0833 MHz abgetastet. Bezugnehmend auf die
Fig. 1 führt das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung
zunächst eine übersetzende Abbildung (102) des einer
"hard-decision" unterworfenen überabgetasten logischen Signals in andere
repräsentierende Symbole von -1 für eine logische 0 und +1
für eine logische 1 durch. Diese Abbildungsfunktion ist
erforderlich, um das differentiell codierte, algebraisch
abgebildete empfangene Signal zu rekonstruieren, das von dem
FM-Empfänger verändert wurde. Die Abbildung erlaubt eine
korrekte Cross-Korrelation des Signals.
Das Verfahren der vorliegenden Erfindung führt als nächstes
eine parametrische Skalierungsfunktion (103) durch. Um eine
nicht gesättigte Cross-Korrelationen sicherzustellen und
dynamische Bereichsprobleme zu eliminieren, werden diese
abgetasteten Datenwerte vor dem Cross-Korrelationsverfahren
durch einen Faktor 16 geteilt.
Nach der Skalierungsfunktion (103) werden die
überabgetasteten Symbole cross-korreliert (104) mit einem der
acht 26-Bit-Trainingsmuster, die in dem Empfänger der
vorliegenden Erfindung gespeichert sind. Diese
Trainingsmuster in dem Empfänger werden differentiell codiert
gespeichert, skaliert und algebraisch abgebildet für
eine passende Korrelation. Die Cross-Korrelationsoperation
(104) gewinnt den Takt aus dem Signal und synchronisiert das
Funktelefon mit dem Signal in dem Zeitbereich. Die
Synchronisation ist aufgrund der variablen
Übertragungsverzögerungen erforderlich, die von dem Zeitpunkt
aus, zu dem das Signal ausgesandt wird, bis zu dem Zeitpunkt,
wenn das Funktelefon wirklich das Signal empfängt,
entstehen. Zu dem Zeitpunkt, wenn das Signal von dem
Funktelefon empfangen wird, wird der Zeitschlitz, welcher von
dem Funktelefon verwendet wird und das RxAcq-Signal bezüglich
der Zeit verschoben. Wie durch den GSM-Standard festgelegt, darf die
Übertragungsverzögerung des Kanals nicht ± 5 Bit-Zeitdauern
(± 5T) übersteigen.
Die Cross-Korrelationsfunktion (104) bewegt die
Trainingssequenz x(n) über die abgetasteten Daten y(n) mit
einer Überabtastrate (4X), da das Datensignal ein vierfach
überabgetastetes Signal ist. Die Cross-Korrelation wird
wie folgt dargestellt:
wobei k die Überabtastrate ist.
Bei dieser Überabtastrate gibt es viermal so viele Bits
in einem T-Space wie normal, wodurch sichergestellt wird,
daß die Zeitbereichssynchronisation innerhalb 1/8 einer
Symbolperiode ist. Die T-beabstandete
Cross-Korrelationsfunktion erzeugt eine Sequenz von
Zahlen, von denen der Spitzenwert und die damit verbundene
Referenzposition in dem Datenstrom gespeichert werden. Es
ist an diesem Spitzenwertpositionen, wo die gespeicherte
Trainingssequenz am besten mit dem abgebildeten
Datensignal übereinstimmt. Dieser Korrelationsspitzenwert
wird aufgrund der Skalierung nahezu gleich Eins sein. Da
das abgetastete Datensignal vom Typ "hard-decision" war,
wird die diskrete Korrelation zu mehreren Spitzenwerten
des gleichen Wertes führen, jedoch an verschiedenen, aber
fortlaufenden Positionen, wie durch die
Überabtastrate bestimmt worden ist. In dem bevorzugten
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die
maximale Anzahl der Spitzenwerten vier, aber normalerweise
wird sie aufgrund der Signalübergangsperioden drei
betragen.
Eine Mittelwertbestimmungsfunktion (106) ist erforderlich,
um den Taktgewinnungsvorgang zu vervollständigen und die
richtige Abtastwertbestimmung pro Symbolperiode zu
ermöglichen. In dieser Funktion wird der mittlere
Spitzenabtastwert (normalerweise der mittlere von
dreien) ausgewählt, um die maximale Augenöffnung in der
Symbolperiode zu repräsentieren. Ist einmal dieser
Abtastwert ausgewählt worden, und das korrespondierende
Symbol bestimmt worden, wird seine Position die
Referenzabtastposition. Ist einmal dieses Symbol
ausgewählt worden, hat das Verfahren gemäß der
vorliegenden Erfindung den Takt wiedergewonnen und ist im
Zeitbereich völlig synchronisiert.
Eine Dezimierungsfunktion (107) nimmt dann jeden
vierten Abtastwert relativ zu der Referenzabtastposition
und markiert ihn als den ersten Abtastwert für seine
Symbolperiode.
Aufgrund von Rayleigh-Fading, des Dopplereffekts und Kristall
oszillator Instabilitäten kann die Frequenz des empfangenen
Signals von der nominalen Frequenz verschieden sein. Die
nächste Funktion in dem Verfahren gemäß der vorliegenden
Erfindung kompensiert die verschobene Frequenz durch
Ausführen einer T-beabstandeten gewichteten Mehrheitswahl
(108). Diese Funktion ist nicht erforderlich, wenn die
Frequenzverschiebung vernachlässigbar im Vergleich zu
einer T/2-Periode ist, da die Frequenzverschiebung eine
minimale Verschiebung zwischen dem Abtasttakt und dem
Datentakt erzeugt. Falls die drei umgebenden Abtastwerte
verschieden von dem ersten Abtastwert sind, wird in dieser
Funktion der Entscheidungsschwellwert erhöht und der Wert
dieser drei Abtastwerte dem Symbol zugeordnet. Zusätzlich
wird die Position des mittleren der drei Abtastwerte nun
als eine erneuerte Referenzabtastposition verwendet.
Jegliche weitere Dezimierung wird außerhalb dieser
Referenzposition durchgeführt. Diese Funktion erlaubt es,
eine Frequenzverschiebung erfolgreich zu verfolgen, wobei
der Waschtrogeffekt der Symbolwiedererkennungsfehler
vermieden wird. Sind einmal alle Symbole ausgewählt, ist das
Verfahren der vorliegenden Erfindung sowohl bezüglich der
Zeit- als auch der Frequenzbereiche mit dem empfangenen
Signal synchronisiert.
Das synchronisierte Signal muß nunmehr algebraisch
abgebildet werden (109). Die folgende definierte Funktion:
δi = (1 - αi)/2
wobei
(δi ε {0,1});
und
(αi ε {-1, +1})
bildet die Kanalsymbole (αi) auf die logischen Symbole
(δi) ab. Eine algebraische Abbildung dieser Art verwendet
einen impliziten Entscheidungsschwellwert von Null. Diese
Funktion kehrt die Abbildung, welche in dem
Modulationsverfahren verwendet wird, um.
Die Endfunktion des Verfahrens der vorliegenden Erfindung
ist ein differentielles Decodieren (110) des
synchronisierten Signals. Das differentielle Decodieren
kehrt den inherenten Integrationsprozeß um, welcher vor
der Übertragung des Signals von der GMSK-Modulation
durchgeführt wird, durch einzelnes Überprüfen der
Phasenbeiträge jedes Symbols. Die differentielle
Decodierungsfunktion ist im wesentlichen ein Integrator
der logischen Symbole, welcher den ursprünglichen
Symbolstrom produziert, welcher moduliert und zu dem
Empfänger der vorliegenden Erfindung übertragen wurde.
Diese differentielle Decodierungsfunktion, welche in Fig.
5 illustriert ist, wird durch eine XOR-Verknüpfung von yn
dem synchronisierten Eingangssignal mit xn-1 dem
verzögerten Rückführungssignal, erreicht. Ein alternatives
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann in
Hardware implementiert werden, wobei jeder Schritt des
Verfahrens in Hardware implementiert wird.
GMSK-Demodulation ist aus dem Stand der Technik bekannt
und in IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol.
VT-33, No. 3, August 1984, Multilevel Decision Method for
Band-Limited Digital FM with Limiter-Discriminator
Detection von M. Hirono, T. Miki und K. Murota,
illustriert. Die Hardware-Implementierung des
GMSK-Demodulators wird durch einen Hardware-Korrelator,
RAM, und verknüpfter Logik ausgeführt. Um eine nicht
kohärente GMSK-Erfassung eines kohärenten GMSK-Signals zu
ermöglichen, sind die zusätzlich benötigten
Hardware-Schaltkreise der algebraische Abbilder und der
differentielle Decoder. Das algebraische Abbilden wird
durch einen Schwellwert-Komparator, welcher in Fig. 6
illustriert wird, erreicht. Der differentielle Decoder
wird durch eine XOR-Verknüpfung (601) der logischen
Symbole mit einem verzögerten Rückführungssignal (602)
erreicht.
Ein alternatives Ausführungsbeispiel zur Ausführung der
"hard-decision" ist es, eine "soft-decision"
durchzuführen. Ein mögliches Verfahren, die
"soft-decision" zu implementieren, ist
"integrate-and-dump". "Integrate-and-dump" ist in IEEE
Transactions on Vehicular Technology, Vol. VT-33, No. 3,
August 1984, Multilevel Decision Method for Band-Limited
Digital FM with Limiter-Discriminator Detection von M.
Hirono, T. Miki und K. Murota illustriert.
Zusammenfassend stellt das Verfahren und die Vorrichtung
der vorliegenden Erfindung eine differentielle
Demodulation eines GMSK-Signals in Echtzeit bereit unter
Verwendung eines nicht-kohärenten Empfängers. Das
Verfahren synchronisiert den Empfänger in den Zeit- und
Frequenzbereichen mit dem empfangenen Signal und
demoduliert die Informationssymbole, ohne daß dafür die
teuere und komplexe Hardware für einen kohärenten
Empfänger notwendig ist.
Claims (3)
1. Verfahren zur Wiedergewinnung von Information aus einem
differentiell codierten GMSK-Signal in Echtzeit durch einen
nicht-kohärenten Empfänger, wobei der Empfänger wenigstens
eine gespeicherte Synchronisationssequenz besitzt und ein
Signal empfängt, welches digitale Information enthält, die in
Kanalsymbole codiert wurde und wobei das Verfahren folgende
Schritte aufweist:
- a) Frequenzdemodulieren des empfangenen Signals, um ein Basis bandsignal zu erzeugen, welches die Kanalsymbole repräsen tiert (202);
- b) Digitalisieren des Basisbandsignals, um ein abgetastetes Basisbandsignal zu erzeugen (101);
- c) Synchronisieren der Symbolwiedergewinnung mit dem Basis bandsignal durch Vergleichen des Basisbandsignals mit einer der mindestens einen Synchronisationssequenz (104, 105);
- d) Wiedergewinnung der Kanalsymbole durch Vergleichen der ab getasteten Basisbandsignale mit einem Entscheidungsschwell wert (107, 108);
- e) Umwandeln der Kanalsymbole in logische Symbole, welche die Kanalsymbole repräsentieren (109); und
- f) Integrieren der logischen Symbole, um die digitale Infor mation wiederzugewinnen (110).
2. Verfahren zur Wiedergewinnung der Information von einem
differentiell codierten GMSK-Signal in Echtzeit durch einen
nicht-kohärenten Empfänger, wobei der Empfänger wenigstens
eine gespeicherte Synchronisationssequenz besitzt und ein
Signal empfängt, welches digitale Information enthält, die in
Kanalsymbole codiert wurde und wobei das Verfahren die folgen
den Schritte aufweist:
- a) Demodulieren des empfangenen Signals unter Verwendung eines Frequenzmodulationsempfängers mit einem Frequenzdiskriminator, um ein Basisbandisignal, welches die Kanalsymbole repräsen tiert, zu erzeugen (202);
- b) Begrenzen des Basisbandsignals auf logische Pegelwerte, welche von einem vorbestimmten Schwellwert bestimmt sind, zur Erzeugung eines Signals, welches die Kanalsymbole ent hält (205);
- c) Abtasten des Signals, welches die Kanalsymbole enthält, um eine diskrete logische Kanalsymbolsequenz zu erzeugen, wobei die Sequenz eine Vielzahl von logischen Eins-Werten und logischen Null-Werten enthält (101);
- d) Umwandeln der Vielzahl von logischen Null-Werten in nega tive Eins-Werte und der logischen Eins-Werte in positive Eins-Werte, wodurch eine überabgetastete, übersetzt abgebil dete Sequenz erzeugt wird (102);
- e) Korrelieren der überabgetasteten, übersetzt abgebildeten Sequenz mit einer Vielzahl von gespeicherten Synchronisa tionssequenzen, um eine Vielzahl von Korrelationswerten für die überabgetastete, übersetzt abgebildete Sequenz zu erzeu gen (104, 105);
- f) Bestimmen von wenigstens einem Korrelationsspitzenwert aus einer Vielzahl von Korrelationswerten;
- g) Bestimmen eines mittleren Korrelationsspitzenwertes von we nigstens einem Korrelationsspitzenwert und seiner Position in der überabgetasteten, übersetzt abgebildeten Sequenz, wobei die Position einen Referenzpunkt in der überabgetasteten, übersetzt abgebildeten Sequenz definiert (106);
- h) Dezimieren der überabgetasteten, übersetzt abgebildeten Sequenz, beginnend an dem Referenzpunkt zur Erzeugung von wiedergewonnenen Kanalsymbolen (107);
- i) Umwandeln der Kanalsymbole in logische Datensymbole, welche die Kanalsymbole repräsentieren (101); und
- j) Differentielles Decodieren der logischen Datensymbole, um die digitale Information wiederzugewinnen (110).
3. Nicht-kohärente Demodulationsempfangseinrichtung zur
Demodulierung eines GMSK-Signals in Echtzeit, wobei die Ein
richtung wenigstens eine gespeicherte Synchronisationssequenz
besitzt und ein Signal empfängt, welches digitale Information
enthält, die in Kanalsymbole codiert wurde, wobei die Einrich
tung aufweist:
- a) eine Frequenzdemodulationseinrichtung (201, 202, 203, 204, 205), der das GMSK-Signal zugeführt wird, um ein Basisband signal aus dem GMSK-Signal zu erstellen, welches die Kanal symbole repräsentiert;
- b) eine Abtasteinrichtung (101), welche mit der Frequenzmo dulationseinrichtung verbunden ist, zur Digitalisierung des Basisbandsignals, um ein abgetastetes Basisbandsignal zu erzeugen;
- c) eine erste Vergleichseinrichtung (103, 104, 105, 106), welche mit der Abtasteinrichtung gekoppelt ist, zum Ver gleichen des abgetasteten Basisbandsignals mit einer der wenigstens einen Synchronisationssequenzen;
- d) eine Entscheidungsvergleichseinrichtung (107, 108), welche mit der ersten Vergleichseinrichtung verbunden ist, zum Ver gleichen des abgetasteten Basisbandsignals mit einem Ent scheidungsschwellwert, wodurch die Kanalsymbole zurückge wonnen werden können;
- e) eine Schwellwertvergleichseinrichtung (109), welche mit der Entscheidungsvergleichseinrichtung verbunden ist, zum Verglei chen der Kanalsymbole mit einem vorbestimmten Schwellwert, wo bei logische Symbole erzeugt werden können, welche die Kanal symbole repräsentieren; und
- f) eine Integrationseinrichtung (110), welche mit der Schwell wertvergleichseinrichtung verbunden ist, zur Integration der logischen Symbole, um die digitale Information wiedergewinnen zu können.
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