DE4192408C1 - Funkempfänger und Verfahren zum Reduzieren von Interferenz - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Funkempfänger gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und auf ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 4.

Funkempfänger sind so ausgestaltet, daß sie Signale von einer gewünschten Signalquelle, welche mit einer Funkfrequenz ausstrahlt, empfangen und Signale von einer ungewünschten Signalquelle, welche mit einer anderen Funkfrequenz ausstrahlt, unterdrücken. Ein Element, welches eine solche Unterscheidung zwischen einem gewünschten Signal und einem ungewünschten Interferenzsignal ermöglicht, ist das Empfangskanalfilter. In herkömmlichen Empfängern wird ein relativ engbandiger Bandpaßfilter auf die Frequenz nahe der gewünschten Signalfrequenz (oder der Frequenz, in welche die gewünschte Signalfrequenz in einem superheterodynen Empfänger umgewandelt wird) zentriert, um die gewünschten Signale zu übertragen und die Signale auf danebenliegenden oder anderen Kanälen zu unterdrücken.

Gewöhnlicherweise werden Kommunikationsempfangsgeräte so ausgestaltet, daß sie ein Empfangskanalfilter oder Filter aufweisen, welche schaltbar einstellbar bezüglich der Bandbreite sind, und welche einstellbar bezüglich der zentrierten Frequenz sind. Der Bediener eines solchen Kommunikationsempfängers kann manuell die Bandbreite des Empfangskanalfilters variieren, um das Spektrum des zu empfangenden Kanals einzustellen, wodurch Interferenz von einem danebenliegenden Kanal vermieden wird. Darüber hinaus ist es dem Bediener möglich, die empfangenen Frequenzbänder in den Konsumenten-Empfangsgeräten und Fernsehempfängern umzuschalten, um dadurch die Auswahl von verschiedenen Filtern oder verschiedenen Filterbandbreiten zu bewirken.

Kommerziell erhältliche Zwei-Wege-Sende- und Empfangsgeräte (transceiver) verwenden in dem Empfänger einen Rauschunterdrückungsschaltkreis, oft ein Rauschunterdrücker genannt, welcher Rauschen bei einer Frequenz, welche verschieden von der Frequenz des gewünschten Signals ist, erkennt und kurzzeitig den Empfänger während des Rauschens stummschaltet. Solche Schaltkreise verändern jedoch nicht die empfangene Kanalbandbreite und bewirken keinen Schutz gegen Interferenz von danebenliegenden Kanälen.

Funktelefon-Transceiver, welche von Funktelefonteilnehmern in analogen zellularen Systemen verwendet werden, besitzen geeigneten Schutz gegen die Interferenz der danebenliegenden Kanäle, welche durch das Empfangskanalfilter und einen geografischen Kanalzuteilungsplan, welcher nebeneinanderliegende Kanäle mit einem Abstand voneinander plaziert, erreicht. In einigen Anwendungen kann der Funktelefonservice von zwei Systemen mit verschiedenen Funkcharakteristika erreicht werden. Die US 4972455 beschreibt ein solches Funktelefon. Das digitale zelluläre System, welches für den Gebrauch in den Vereinigten Staaten vorgeschlagen wurde, verwendet eine digitale Modulation, welche im Durchschnitt gesehen einen breiteren Abschnitt der zugeteilten 30 kHz Kanalbandbreite beansprucht, verglichen mit demjenigen, den die analoge zellulare Modulation verwendet. Diese vollständigere Kanalbeanspruchung reduziert die Schutzränder gegenüber Interferenz von danebenliegenden Kanälen und in einigen Fällen führt diese dazu, daß unakzeptable Interferenz von dem Benutzer eines digitalen zellularen Funktelefons gehört wird.

Aus der DE 38 18 751 A1 ist ein Funkempfänger bekannt, der zur Reduzierung des Störspektrums im empfangenen Signal Filter mit variabler Bandbreite aufweist. Die Steuereingänge der Filter mit variabler Bandbreite werden über die Ausgänge von Erkennungsschaltungen angesteuert. Die Erkennungsschaltungen bestimmen bevorzugt Nachbarkanalstörungen, Nachbarkanalüber­ nahmen, Reflexionsstörungen sowie den Feldstärkepegel.

Nachteilig an diesem Empfänger ist es, daß die Anpassung der Charakteristik des Empfangsfilters nicht den Anforderungen genügt, die an digitale Empfänger gestellt werden. Digitale Modulationsarten benutzen in der Regel einen größeren Anteil der zugewiesenen Kanalbreite als analoge Modulationsarten.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Funkempfänger der in Rede stehenden Art und ein Verfahren anzugeben, bei welchem die Interferenz zwischen nebeneinanderliegenden Kanälen gering gehalten werden kann.

Diese Aufgabe wird von einem Funkempfänger mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 sowie einem Verfahren mit den Schritten des Patentanspruchs 4 gelöst.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Die vorliegende Erfindung wird noch vollständiger verstanden von der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungs­ formen der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen. Darin zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines digitalen Funkempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2A ein Blockdiagramm eines Empfangskanalfilters mit variabler Bandbreite, welches in der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann;

Fig. 2B ein schematisches Äquivalent des Empfangskanalfilters der Fig. 2A;

Fig. 3 ein Diagramm, bei dem für das Filter der Fig. 2 die Dämpfung gegen die Frequenz für verschiedene Bandbreiten aufgezeichnet ist;

Fig. 4 ein Blockdiagramm eines Energie- Schätzwertbildners, welcher in der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann;

Fig. 5 ein Flußdiagramm, welches ein Verfahren beschreibt zum Bestimmen des Vorliegens von Interferenz und Variieren des Empfangskanal­ filters, welches in der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.

Ein digitaler Empfänger, welcher in einem digitalen zellulären Funktelefonnetzwerk verwendet werden kann, ist in dem Blockdiagramm der Fig. 1 gezeigt. Dieser Funkempfänger ist typischerweise so ausgestaltet, um die Spezifikationen für das digitale zelluläre Netzwerk der Vereinigten Staaten zu erfüllen, wie detailliert in IS-54 "Dual-Mode Mobile Station-Base Station Compatibility Standard", Electronic Industries Association, Dezember 1989 beschrieben. In dem Empfänger gemäß Fig. 1 ist eine Messung der Interferenz für ein gewünschtes Signal durch die Berechnung der Bitfehlerrate (BER) des empfangenes Signals und einer Bestimmung der Stärke des empfangenen Signals erhältlich. Wenn die Steuerfunktionen des Funkempfängers sowohl eine schlechte Bitfehlerrate BER und gleichzeitig eine starke Signalstärke erkennen, kann daraus geschlossen werden, daß die schlechte BER aus der Interferenz mit einem Signal eines danebenliegenden Kanals resultiert. In typischer Weise würde man erwarten, daß eine starke Signalstärke zu einer guten BER führt, wenn keine Interferenz vorliegt. Um die Interferenz eines danebenliegenden Kanals zu reduzieren, verringert gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel das Filter oder die Filter, welche eine Grundauswahl in dem Empfänger bewerkstelligen, ihre Bandbreite, so daß die Interferenz des danebenliegenden Kanals, welche sich an der Kante des Filterdurchlaßbandes befindet, weiter unterdrückt wird, durch die Verengung des Filters. Wenn keine Interferenz von einem danebenliegenden Kanal vorliegt, würde man erwarten, daß die Verengung des Durchlaßbandes des Filters über sein Optimum hinaus in einer Verschlechterung der BER resultiert. Neben der Verschlechterung der BER, welche deshalb geschieht, weil das Durchlaßband des Filters enger als sein Optimum ist, wird eine Gesamtverbesserung in der Gesamtbitfehlerrate gemäß der vorliegenden Erfindung realisiert, da die Interferenz vermindert wird. Wenn das Filterdurchlaßband einmal verengt ist, wird es periodisch aufgeweitet, um zu bestimmen, ob die Interferenz verschwunden ist. In der TDMA-Anwendung des digitalen zellulären Systems der Vereinigten Staaten wird das Aufweiten des Filterdurchlaßbandes auf der Basis der Zeitschlitze (timeslot) durchgeführt und nach jedem N-ten Zeitschlitz wird das verbreiterte Filter getestet, um zu sehen, in welchem Filterzustand die BER am niedrigsten ist. Um eine feinere Abstufung der Steuerung zu ermöglichen, kann das Empfangskanalfilter verschiedene Zustände der Verengung des Durchlaßbandes besitzen und das Steuerungsfilter das Durchlaßband auswählen, mit welchem die optimale BER erreicht wird.

Ein Funksignal, welches von einem digitalen Empfänger der Fig. 1 empfangen wird, wird von einem herkömmlichen Hochfrequenzverstärker 103 mit variabler Verstärkung verstärkt und den herkömmlichen Quadraturmischern 105 und 107 zugeführt. Ein gleichphasiges Mischsignal wird von einem lokalen Oszillator 109 erzeugt und ein quadratur-phasenverschobenes Signal, welches von einem Phasenverschieber 111 von einem gleichphasigen Signal erzeugt wird, wird den Mischern 105 und 107 respektive zugeführt, um die Quadratursignale I und Q aus dem empfangenen Funksignal zu erzeugen.

Das I-Signal wird einem Empfangskanalfilter 113 mit variablem Durchlaßband zugeführt, um eine Grundempfangsauswahl für das I-Signal zu erhalten. Ebenso wird das Q-Signal, welches von dem Mischer 107 ausgegeben wird, einem Empfangskanalfilter 115 mit variablem Durchlaßband zugeführt, um eine Grundempfangsauswahl für das Q-Signal zu erhalten.

In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel, in dem die Umwandlung des empfangenen Signals durch die Mischer 105 und 107 direkt in das Basisband erfolgt, sind die Empfangskanalfilter 113 und 115 als Tiefpaßfilter mit einstellbarem Durchlaßband realisiert, welche 7 Pole und eine Nullstelle besitzen. Ein Filter, welchem als Empfangskanalfilter 113 und 115 verwendet werden kann, wird anhand der Fig. 2 erläutert.

Das Diagramm illustriert ein OTA-Filter, bei dem jeder Abschnitt (durch den Abschnitt 201 dargestellt), einen Induktanzwert von

aufweist.

Der Induktanzwert kann daher durch Einstellen von (gm) variiert werden und der Gesamtinduktanzwert aller gleichen Induktanzen kann durch Einstellen der Bank (gm), wie gezeigt, verändert werden. Der Äquivalenzschaltkreis des OTA-Filters der Fig. 2A (mit einer gewählten Induktanz) ist in Fig. 2B gezeigt.

Die Antwort jeder dieser Filter ist in dem Graph der Fig. 3, in welcher die Dämpfung gegen den Frequenzgang aufgetragen ist, gezeigt. Das optimierte Durchlaßband für das Empfangskanalfilter ist in der Kennlinie 301 gezeigt, welche einen 3dB-Filterauswahlpunkt bei einer Frequenz von 11 kHz besitzt. Frequenzgänge für zunehmend verengte Filter sind in den Kennlinien 302 bis 305 gezeigt, wo der 3dB-Filterauswahlpunkt bei 10 kHz, 9 kHz, 8 kHz und 7 kHz respektive, liegt. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel kann das Empfangskanalfilter mit dem optimalen Frequenzgang der Kennlinie 301 zu jeder der anderen vier Filtergänge des Filters verengt werden, in Abhängigkeit von einer gemessenen BER, deren Verbesserung oder deren Abwesenheit.

Wiederum bezugnehmend auf Fig. 1, wird das gefilterte I-Signal des Empfangskanalfilters 113 und das gefiltere Q-Signal vom Empfangskanalfilter 115 an den Equalizer 117 eingekoppelt. Der Equalizer kompensiert adaptiv die Verzerrung der digitalen Signale durch das Übertragungsmedium des Funkkanals. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein linearer adaptiver Equalizer mit einem Schätzwertbildner für die maximal wahrscheinliche Sequenz verwendet. Grundliegende Information über einen solchen Equalizer können z. B. der "The Theory and Practice of Modem Design" von John Bingham, John Wiley and Sons, 1988, Seiten 237 bis 252, entnommen werden.

Die korrigierten I- und Q-Signale des Equalizers 117 werden dem Dekodierer 119 zugeführt. Die Betriebsweise eines solchen Dekodierers ist in IS-54 "Dual-Mode Mobile Station-Base Station Compatibility Standard", Electronic Industries Association, Dec. 1989, Abschnitt 2.2.2.2.4 ff. spezifiziert. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der Dekodierer unter Verwendung eines Viterbi Algorithmus für einen Faltungscode verwendet, der sowohl einen dekodierten Datenausgang, mit einem längstmöglichen metrischen Pfad und einen Ausgang der "Distanz" des metrischen Pfades. Weitere Beschreibungen eines Viterbi Algorithmus Dekodierer kann der Druckschrift Lin. et al. "Error Control Coding", Prentice-Hall, Inc., 1983, Seiten 315 bis 322, entnommen werden. Die Distanz ist ein Ausdruck der Bitfehlerrate und wird in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel in Übereinstimmung mit dem vorhergenannten IS-54 Standard, Abschnitt 2.4.5.4.1.1.1 verarbeitet.

Der dekodierte Datenausgang des Dekodierers 119 ist mit einem herkömmlichen digitalen/analogen Vocoder 121 verbunden zur Umwandlung in ein analoges Ausgangssignal, welches einem herkömmlichen Lautsprecher 123 zugeführt werden kann. Das Ausgangssignal des Dekodierers 119 wird darüber hinaus einer herkömmlichen Transceiver-Steuerlogik 125 zugeführt, so daß Befehlssignale, welche der Empfänger empfängt, für den Betrieb des Transceivers verarbeitet werden können.

Das gefilterte I-Signal des Empfangskanalfilters 113 und das gefilterte Q-Signal des Empfangskanalfilters 115 werden darüber hinaus einem Energieschätzwertbildner 127 zugeführt (welcher, zusammen mit dem Verstärker 103 mit einstellbarer Verstärkung, einen AGC-Schaltkreis bildet). Ein zellulärer Funktelefontransceiver, welcher in Übereinstimmung mit IS-54 aufgebaut ist, muß einen Schätzwert der empfangenen Signalfeldstärke bestimmen und ihn in Übereinstimmung mit Abschnitt 2.4.5.4.1.2.1 verarbeiten. Unter Bezugnahme auf Fig. 4 werden die I- und Q-Signale einem Mittelwertbildner 402 zugeführt, welcher einen Mittelwert für die Signalenergie aus der Addition von paarweisen Abtastwerten der quadrierten I- und Q-Amplituden berechnet. Das gemittelte Ausgangssignal wird dem variablen Rückkopplungsverstärkungsschaltkreis 404 zugeführt, welcher die Werte so einstellt, daß die I² und Q² normalisiert werden. Ein Logarithmus (Basis 10) wird normalerweise verwendet (in 406), um ein Signal zu erzeugen, welches eine logarithmische Kennlinie hat, um es in Übereinstimmung mit den Kennwerten der exponentiellen Steuerfunktion des Verstärkers 103 mit variabler Verstärkung zu bringen. Das Ausgangssignal des log₁₀ (x)-Rechners 406 wird dem steuerspannungsempfindlichen Schätzwertbildner 408 und dem Mischer 410 zugeführt. Der Ausgang des Mischers 410, welcher ein Steuersignal repräsentiert, welches für die Steigungskennlinien des Verstärkers 103 mit variabler Verstärkung korrigiert ist, wird der Verzögerungs- und Vergleichsfunktion 412 zugeführt. Das Ausgangssignal der Verzögerungs- und Vergleichsfunktion 412 wird zurück an den steuerspannungsempfindlichen Schätzwertbildner 408 zurückgekoppelt, um Fehler des Schätzwertes für die Steigung der Steuerspannung des Verstärkers 103 mit variabler Verstärkung zu korrigieren und wird auch an andere Funktionen des Empfängers ausgegeben.

Dieses Ausgangssignal des Energieschätzwertbildners 127 wird als automatische Verstärkungssteuerung (AGC) einem Hochfrequenzverstärker 103 zugeführt, sowie der Transceiver Steuerlogik 125 zur Bestimmung der empfangenen Signalstärke und wird einem Filtersteuerbaustein 129 zur Verwendung bei der Bestimmung, ob Interferenz vorliegt oder nicht, zugeführt. Der steuerspannungsempfindliche Schätzwertbildner 408 und der Energieschätzwertbildner 127 sind weitergehend in der US-Patentanmeldung Nr. 589,946 beschrieben.

In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Filtersteuerbaustein 129 als ein digitaler Signalprozessor (DSP) beispielsweise vom Typ DSP 56001, welcher eine Serie von vorprogrammierten Programmschritten ausführt, um zu bestimmen, ob Interferenz von naheliegenden Kanälen vorliegt. Der Filtersteuerbaustein 129 akzeptiert die Bitfehlerrate (Distanz) des Dekodierers 119 und das AGC- Signalstärkeausgangssignal des Engergieschätzwertbildners 127, um aus einem Bereich von Empfangsfilterdurchlaßbereichen auszuwählen, um die BER zu optimieren, wenn eine schlechte BER und eine starke Signalstärke simultan empfangen werden.

Der Filtersteuerbaustein 129 führt das Verfahren, welches in Form des Flußdiagramms in Fig. 5 gezeigt ist, aus. Der empfangene Signalstärkekennwert (RSSI) des Energieschätzwertbildners 127 wird mit einem RSSI- Schwellwert gemäß Schritt 501 verglichen. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der RSSI-Schwellwert auf einen Pegelwert festgelegt, welcher einer Signalstärke entspricht, welche ein Signal/Rauschpegel von 24 db bewirkt. Wenn der RSSI-Wert den RSSI-Schwellwert in 501 nicht übersteigt, wird-die Signalstärke nicht als ein "starkes" Signal angesehen und keine weiteren Schritte werden in dem Verfahren unternommen mit Ausnahme, daß das Überprüfen der RSSI-Stärke fortgesetzt wird. Wenn RSSI den RSSI-Schwellwert überschreitet, wird gemäß 503 ein Test durchgeführt, um zu bestimmen, ob die Bitfehlerrate (BER) einen BER-Schwellwert überschreitet. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das Messen der BER durch das Überprüfen des Ausgangssignals des metrischen Pfades des Viterbi Decoders erreicht. Falls die BER 1% nicht übersteigt, wird die Fehlerrate als nicht groß genug angesehen, daß sich eine Modifikation des Filterdurchlaßbandes lohnt. Das Verfahren kehrt damit zurück zu der Messung der RSSI. Wenn die BER den BER-Schwellwert überschreitet, werden die Durchlaßbänder der Empfangskanalfilter 113 und 115 gemäß 505 mit einem Durchlaßbandinkrement reduziert. Beim nächsten TDMA-Zeitschlitz wird die BER getestet (bei 507) und falls die BER besser ist, wird die Filterbandbreite erhalten und das Verfahren kehrt zurück zur RSSI-Messung bei 501. Wenn die BER sich bei 507 nicht verbessert hat, werden die Empfangskanalfilter 113 und 115 bezüglicher ihrer Filterbandbreite mit einem Filterbandbreiteninkrement für den nächsten TDMA-Zeitschlitz bei 509 erhöht.

Dadurch wird die Audioqualität des Empfangskanals verbessert werden, wenn Interferenz von naheliegenden Kanälen vorliegt, und zwar durch das Messen der Interferenz und Einstellen der Bandbreite des Empfangskanalfilters für die netto kleinste BER.

Claims (5)

1. Funkempfänger mit einem Empfangskanalfilter (113, 115) mit variabler Bandbreite zum Durchlassen eines gewünschten Signals und zum Unterdrücken eines unerwünschten Signals, wobei der Funkempfänger umfaßt:
einen Schätzwertbildner (127) zur Erzeugung eines ersten Signalwertes, der abhängig ist von der Signalstärke des gewünschten Signals, welches von dem Empfänger empfangen wird;
einen ersten Komparator zum Vergleichen des ersten Signalwertes mit einem vorbestimmten Schwellenwert;
eine Steuereinheit (129) zum Einstellen der Bandbreite des Empfangskanalfilters (113; 115) in Antwort auf das Komparator- Ausgangssignal, dadurch gekennzeichnet,
daß das gewünschte Signal eine Vielzahl von Zeitschlitzen aufweist,
daß der Funkempfänger weiterhin umfaßt:
einen Dekodierer (119) zum Bestimmen der Bitfehlerrate des gewünschten Signals während eines ersten Zeitschlitzes,
einen zweiten Komparator zum Vergleichen der ermittelten Bitfehlerrate mit einer vorbestimmten Bitfehlerrate,
daß in der Steuereinheit (129) ein gemeinsames Ausgangssignal erzeugt wird, wenn der Wert des ersten Signals den vorbestimmten Schwellenwert erreicht und gleichzeitig die bestimmte Bitfehlerrate die vorbestimmte Bitfehlerrate übersteigt, und
daß die Steuereinheit (129) in Antwort auf das gemeinsame Ausgangssignal die Bandbreite zum Durchlassen eines zweiten Zeitschlitzes des erwünschten Signals einstellt.

2. Funkempfänger nach Anspruch 1, dessen Steuereinheit (129) weiterhin eine Einrichtung zum Reduzieren der Bandbreite des Empfangskanalfilters umfaßt.

3. Funkempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dessen Empfangskanalfilter ein weiteres Empfangskanalfilter umfaßt, das eine Vielzahl von diskreten Filterbandbreiten hat.

4. Verfahren zum Reduzieren der Interferenz von benachbarten Kanälen in einem Funkempfänger, der ein Empfangskanalfilter mit variabler Bandbreite hat, um ein gewünschtes Signal durchzulassen und ein unerwünschtes Signal zu unterdrücken, welches die Schritte aufweist:
Erzeugen eines ersten Signalwertes, der abhängig von der Signalstärke des gewünschten Signals ist, welches von dem Empfänger empfangen wird,
Vergleichen des ersten Signalwertes mit einem vorbestimmten Schwellenwert (501),
Erzeugen eines Ausgangssignals mindestens in Abhängigkeit von diesem Vergleichsergebnis;
Einstellen der Bandbreite des Empfangskanalfilters in Antwort auf das Ausgangssignal, dadurch gekennzeichnet, daß
das gewünschte Signal eine Vielzahl von Zeitschlitzen aufweist und das Verfahren weiterhin die Schritte umfaßt:

• - Bestimmen der Bitfehlerrate des gewünschten Signals während eines ersten Zeitschlitzes;
• - Vergleichen der ermittelten Bitfehlerrate mit einer vorbe­ stimmten Bitfehlerrate (503);
• - Erzeugen des Ausgangssignals, wenn der erste Signalwert den vorbestimmten Schwellenwert erreicht und gleichzeitig die er­ mittelte Bitfehlerrate die vorbestimmte Bitfehlerrate über­ steigt, und
• - Einstellen der Bandbreite des Empfangskanalfilters in Antwort auf das Ausgangssignal derart, daß ein zweiter Zeitschlitz des erwünschten Signals durchgelassen wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei der Schritt des Einstellens der Bandbreite des Empfangskanalfilters weiterhin umfaßt:
Reduzieren der Bandbreite des Empfangskanalfilters (505).