DE4139720C1 - Pulse-width modulating circuitry e.g. for controlling motor vehicle solenoid valves - has comparator blocking switching transistor when voltage on capacitor is below reference value but otherwise makes conductive - Google Patents

Pulse-width modulating circuitry e.g. for controlling motor vehicle solenoid valves - has comparator blocking switching transistor when voltage on capacitor is below reference value but otherwise makes conductive

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Abstract

The circuitry includes the inductive load, e.g. a solenoid valve (5), as well as a switching transistor (9) and a current-source (3). The appliance load channel of the switching transistor (9) and a current source (3) are connected in series between a supply potential (US) and ground. A capacitor (4) is connected across the series-circuits of the consumer (5) and the transistor (9) load channel. The specified value selected at terminal (1) is set via a control device (2) in relation to the comparator's (10) output signal in order to generate a proportional output signal with a pulse-width modulated (PWM) control signal derived from the comparator's output signal and used to drive the controlled current source (3) providing a constant current for charging either capacitor (4) or the inductive consumer, i.e. solenoid valve (5). ADVANTAGE - Precise control of appliance current with low circuitry easily integratable.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Pulswei­ tenmodulation gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.The invention relates to a circuit arrangement for pulse white tenmodulation according to the preamble of claim 1.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus DE 33 45 026 A1 bekannt.Such a circuit arrangement is known from DE 33 45 026 A1.

Eine weitere Schaltungsanordnung bei der im Lastkreis ein induktiver Verbraucher und die Laststrecke eines Schalttran­ sistors in Reihe geschaltet sind, ist z. B. aus "Schaltungen mit integrierten Halbleiterbauelementen", Anwendungsbeispiele Teil 2, von Güntner, Pelka und Wetzel, 1978, S. 69 in Bild 2.14 bekannt. Die dargestellte Anordnung eignet sich im wesentlichen zum Ein- und Ausschalten eines Magnetventils.Another circuit arrangement in which an inductive load in the load circuit and the load path of a switching transistor are connected in series is, for. B. from "Circuits with integrated semiconductor components", application examples part 2, from Güntner, Pelka and Wetzel, 1978, p. 69 in Figure 2.14. The arrangement shown is essentially suitable for switching a solenoid valve on and off.

Sollen im Kfz-Bereich z. B. Magnetventile geschaltet werden, in denen der Mittelwert des Ventilstrom genau geregelt werden muß, so wäre eine elektronische Schaltung zum getakteten Be­ trieb sehr aufwendig. Ein elektromagnetisches Ventil kann ver­ einfacht durch eine Induktivität und einen Widerstand darge­ stellt werden. Soll nun der Strom zur Vermeidung hoher Verlust­ leistungen durch eine Pulsweitenmodulation eingestellt werden, so bereitet die Erfassung des mittleren Ventilstroms und die Umwandlung des vorgegebenen Sollwerts in eine Pulsweite große Schwierigkeiten. Insbesondere ist die Erfassung des Ventil­ stroms, der sich aus dem Schaltstrom und dem Freilaufstrom zusammensetzt, die Mittelwertbildung und die Umsetzung in ein Tastverhältnis aufwendig und mit Ungenauigkeiten behaftet.Should in the automotive sector z. B. solenoid valves are switched, in which the mean value of the valve current is precisely regulated must be an electronic circuit for clocked loading was very expensive. An electromagnetic valve can ver simply by an inductor and a resistor darge be put. Now the current is to avoid high loss powers are set by pulse width modulation, so prepares the acquisition of the mean valve current and the Conversion of the specified setpoint into a large pulse width Difficulties. In particular, the detection of the valve current, which consists of the switching current and the freewheeling current composed, the averaging and the implementation in one Duty cycle expensive and fraught with inaccuracies.

Durch den in Bild 2.14 dargestellten Schalter BD 675 fließt nur zeitweise Strom, nämlich wenn er leitend geschaltet ist. In der Impulspause, also wenn der Schalter BD 675 sperrt, fließt dagegen der Ventilstrom ausschließlich im Freilauf­ kreis. Dieser ist in Bild 2.14 durch das Magnetventil und die Freilaufdiode BAY 41 dargestellt. Eine direkte Messung des Ventilstroms im Ventilstromkreis würde eine hohe Verlust­ leistung verursachen. Eine Regelung lediglich des Spitzen­ stroms im Schalter bedeutet ungenaue Regelung und kann nicht für stufenlose Stellventile verwendet werden. Eine Erfassung des Ventilstroms mit Spezialverstärker, Mittel­ wertbildung und speziellen Pulsweitenmodulatoren bedeuten hohen Aufwand und trotzdem noch große Ungenauigkeit.Current flows through the BD 675 switch shown in Figure 2.14 only intermittently, namely when it is switched on. In contrast, in the pulse pause, i.e. when the BD 675 switch locks, the valve current flows exclusively in the free-running circuit. This is shown in Figure 2.14 by the solenoid valve and the freewheeling diode BAY 41. A direct measurement of the valve current in the valve circuit would cause a high power loss. Controlling only the peak current in the switch means inaccurate control and cannot be used for stepless control valves. Recording the valve current with a special amplifier, averaging and special pulse width modulators means a lot of effort and still great inaccuracy.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zur Pulsweitenmodulation mit einem im Lastkreis befindlichen induktiven Verbraucher anzugeben, der eine genaue Regelung des Verbraucherstroms ermöglicht.The object of the invention is to provide a circuit arrangement for Pulse width modulation with one in the load circuit Inductive consumer specify a precise regulation of the consumer flow.

Diese Aufgabe wird durch den kennzeichnenden Teil des An­ spruchs 1 gelöst. Weiterbildungen sind Kennzeichen der Un­ teransprüche.This task is performed by the characteristic part of the To spell 1 solved. Further training is a hallmark of the Un claims.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von drei Figuren nä­ her erläutert.The invention is based on three figures ago explained.

Fig. 1 zeigt ein erfindungsgemäßes Prinzipschaltbild, Fig. 1 shows an inventive principle diagram,

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform eines Teil der Schal­ tungsanordnung nach Fig. 1, Fig. 2 shows an embodiment 1 of a part of the sound processing arrangement according to Fig.

Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße Ausführungsform eines Teils der Schaltung zur Pulsweitenmodulation. FIG. 3 shows an embodiment of the present invention shows a portion of circuit for pulse width modulation.

Die in Fig. 1 gezeigte Prinzipschaltungsanordnung zeigt eine Anschlußklemme 1, die mit einer Steuereinrichtung 2 verbunden ist. Die Steuereinrlchtung 2 weist einen Ausgang auf, der mit dem Steuereingang einer steuerbaren Strom­ quelle 3 verbunden ist. Ein Anschluß der steuerbaren Stromquelle 3 ist mit Masse verschaltet. Der andere An­ schluß ist zum einen mit dem ersten Anschluß eines Zwi­ schenkreiskondensators 4 sowie mit dem Sourceanschluß ei­ nes MOS-Transistors 9 verbunden. Der zweite Anschluß des Zwischenkreiskondensators 4 ist mit einer Versorgungsspan­ nungsklemme US verbunden. Zwischen der Versorgungsklemme US und dem Drainanschluß des MOS-Transi­ stors 9 ist eine Reihenschaltung bestehend aus der Induktivi­ tät 7 und dem Widerstand 8 geschaltet. Diese Reihenschaltung stellt das Ersatzschaltbild eines induktiven Verbrauchers 5 dar, wie z. B. ein Magnetventil. Parallel zur Induktivität 7 und dem Widerstand 8 ist eine Freilaufdiode 6 geschaltet. Der Gateanschluß des MOS-Transistors 9 ist mit dem Ausgang eines Komparators 10 verbunden. Weiterhin wird das Ausgangssignal des Komparators 10 einem Steuereingang der Steuereinrichtung 2 zugeführt. Dem positiven Eingang des Komparators 10 wird eine Referenzspannung zugeführt. Diese wird über die Reihenschal­ tung zweier Widerstände 11 und 12, die zwischen der Versor­ gungsspannungsklemme US und Masse geschaltet sind, abgegrif­ fen. Der Knotenpunkt der Reihenschaltung der Widerstände 11 und 12 ist hier also mit dem positiven Eingang des Komparators 10 verbunden. Der negative Eingang des Komparators 10 ist mit dem Sourceanschluß des MOS-Transistors 9 verschaltet.The basic circuit arrangement shown in FIG. 1 shows a connection terminal 1 which is connected to a control device 2 . The control device 2 has an output which is connected to the control input of a controllable current source 3 . A connection of the controllable current source 3 is connected to ground. The other circuit is connected on the one hand to the first terminal of an intermediate circuit capacitor 4 and to the source terminal of a MOS transistor 9 . The second connection of the intermediate circuit capacitor 4 is connected to a supply voltage terminal U S. Between the supply terminal U S and the drain terminal of the MOS transistor 9 , a series circuit consisting of the inductance 7 and the resistor 8 is connected. This series connection represents the equivalent circuit diagram of an inductive consumer 5 , such as. B. a solenoid valve. A freewheeling diode 6 is connected in parallel with the inductance 7 and the resistor 8 . The gate terminal of the MOS transistor 9 is connected to the output of a comparator 10 . Furthermore, the output signal of the comparator 10 is fed to a control input of the control device 2 . A reference voltage is fed to the positive input of the comparator 10 . This is tapped over the series circuit device two resistors 11 and 12 , which are connected between the supply voltage terminal U S and ground. The node of the series connection of the resistors 11 and 12 is here connected to the positive input of the comparator 10 . The negative input of the comparator 10 is connected to the source terminal of the MOS transistor 9 .

An der Anschlußklemme 1 liegt ein beliebiger Sollwert an. Die­ ser wird durch die Steuereinrichtung 2 ins Verhältnis zum Aus­ gangssignal des Komparators 10 gesetzt und ein dazu proportio­ nales Ausgangssignal erzeugt. Das Ausgangssignal des Kompara­ tors 10 ist ein pulsweiten moduliertes Steuersignal. Das pro­ portionale Ausgangssignal steuert die steuerbare Stromquelle 3. Diese steuerbare Stromquelle 3 liefert somit einen konstan­ ten Strom, der entweder den Zwischenkreiskondensator 4 auflädt oder im Lastkreis des induktiven Verbrauchers 5 über die Last­ strecke des Schalttransistors 9 fließt. Der leitend geschalte­ te Schalttransistor 9 benötigt nicht nur den Strom der steuer­ baren Stromquelle 3, sondern entnimmt zusätzlich Strom aus dem Zwischenkreiskondensator 4, dessen Spannung damit etwas sinkt. Der Komparator 10 schaltet in Abhängigkeit von der am Zwischen­ kreiskondensator 4 anliegenden Spannung den Schalttransistor 9 leitend oder sperrend. Dadurch stellt sich selbsttätig ein Tastverhältnis ein. Der zugeführte Konstantstrom ist dann pro­ portional dem mittleren im Lastkreis durch die induktive Last 5 fließenden Strom. Der Proportionalfaktor ist gegeben durch das sich selbsttätig einstellende Tastverhältnis, in dem der Widerstand 8 und die am Zwischenkreiskondensator 4 anliegende Spannung berücksichtigt sind.Any desired value is present at terminal 1 . The water is set by the control device 2 in relation to the output signal of the comparator 10 and a proportional output signal is generated. The output signal of the comparator 10 is a pulse-width modulated control signal. The proportional output signal controls the controllable current source 3 . This controllable current source 3 thus provides a constant current, which either charges the intermediate circuit capacitor 4 or in the load circuit of the inductive consumer 5 over the load path of the switching transistor 9 flows. The conductive switching te switching transistor 9 not only requires the current of the controllable current source 3 , but also takes current from the intermediate circuit capacitor 4 , the voltage of which thus drops somewhat. The comparator 10 switches the switching transistor 9 in a conductive or blocking manner depending on the voltage present at the intermediate circuit capacitor 4 . This automatically sets a duty cycle. The constant current supplied is then proportional to the average current flowing in the load circuit through the inductive load 5 . The proportional factor is given by the automatically setting duty cycle, in which the resistor 8 and the voltage applied to the intermediate circuit capacitor 4 are taken into account.

Verwendet man einen beliebigen Sollwert, so wird dieser mit demselben Tastverhältnis, wie der getaktete Laststrom, ge­ teilt. Der so erhaltene Wert dient zur Steuerung der Strom­ quelle 3, wodurch ein Konstantstrom erzeugt wird. Der dann im getakteten Betrieb durch die induktive Last 5 fließende Last­ strom ist dann proportional zu dem vorgegebenen Sollwert.If you use any setpoint, it is shared with the same duty cycle as the clocked load current. The value obtained in this way is used to control the current source 3 , whereby a constant current is generated. The load current then flowing in clocked operation through the inductive load 5 is then proportional to the predetermined target value.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform der in Fig. 1 mit 13 bezeich­ neten Schaltungsteil. Die Anschlußklemme 1 ist mit dem ersten Anschluß eines Widerstands 14 verbunden. Dessen zweiter An­ schluß ist über einen zweiten Widerstand 15 mit dem positiven Eingang eines Operationsverstärkers 17 verschaltet. Zwischen positivem Eingang des Operationsverstärkers 17 und Masse ist eine Kapazität 18 geschaltet. Der Ausgang des Operationsver­ stärkers 17 ist mit dem Gateanschluß eines MOS-Transistors 19 verschaltet. Dessen Drainanschluß bildet einen Anschluß der Stromquelle. Der Sourceanschluß des MOS-Transistors bildet den anderen Anschluß und ist über einen Widerstand 20 mit Masse verbunden. Weiterhin ist der Sourceanschluß des MOS-Transi­ stors 19 mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 17 verschaltet. Das vom Komparator 10 gelieferte Ausgangssi­ gnal wird einem Treiber 16 zugeführt, welcher z. B. einen Open-Kollektor-Ausgang aufweist. Der Open-Kollektor-Ausgang der Treiberstufe 16 ist mit dem Knotenpunkt der Reihenschal­ tung der beiden Widerstände 14 und 15 verbunden. Die am Ein­ gang 1 anliegende Sollwertspannung wird durch das Ausgangs­ signal der Treiberstufe 16 im gleichen Verhältnis getaktet wie das durch den Komparator 10 bestimmte Taktverhältnis. Das so getaktete Sollwertsignal wird über den Widerstand 15 und den Kondensator 18 gemittelt. Der so gebildete Mittelwert wird dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 17 zugeführt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 17 steuert dann den MOS-Tran­ sistor 19. Der über die Laststrecke des MOS-Transistor 19 flie­ ßende Strom ist dann der Ausgangsstrom der Stromquelle 3. Fig. 2 shows an embodiment of the designated in Fig. 1 with 13 designated circuit part. Terminal 1 is connected to the first terminal of a resistor 14 . Whose second circuit is connected via a second resistor 15 to the positive input of an operational amplifier 17 . A capacitance 18 is connected between the positive input of the operational amplifier 17 and ground. The output of the operational amplifier 17 is connected to the gate terminal of a MOS transistor 19 . Its drain connection forms a connection of the current source. The source terminal of the MOS transistor forms the other terminal and is connected to ground via a resistor 20 . Furthermore, the source terminal of the MOS transistor 19 is connected to the negative input of the operational amplifier 17 . The output signal provided by the comparator 10 is fed to a driver 16 which, for. B. has an open collector output. The open collector output of the driver stage 16 is connected to the node of the series circuit of the two resistors 14 and 15 . The setpoint voltage present at input 1 is clocked by the output signal of driver stage 16 in the same ratio as the clock ratio determined by comparator 10 . The setpoint signal clocked in this way is averaged via the resistor 15 and the capacitor 18 . The mean value thus formed is fed to the positive input of operational amplifier 17 . The output of the operational amplifier 17 then controls the MOS transistor 19 . The current flowing over the load path of the MOS transistor 19 is then the output current of the current source 3 .

Wird die Stromquelle 3 so dimensioniert, daß an ihr der Span­ nungsabfall kleiner als 0,8 V ist, kann der Transistor 19 mit einer Diode überbrückt oder verpolt eingesetzt werden. Auf diese Weise wird Verpolungsschutz erreicht. Im Verpolfall, wenn das Stromquellentransistor 19 gesperrt ist, kann so auch die parasitäre Diode nicht leiten und verhindert den Kurzschluß­ strom über dem Schalttransistor und der Freilaufdiode. Die Ver­ lustleistung im Normalbetrieb bleibt sehr klein und entspricht dem Verlust in einer sonst erforderlichen externen Verpol­ schutzdiode.If the current source 3 is dimensioned such that the voltage drop at it is less than 0.8 V, the transistor 19 can be bridged with a diode or with reverse polarity. In this way, reverse polarity protection is achieved. In the event of a polarity reversal, when the current source transistor 19 is blocked, the parasitic diode cannot conduct and prevents the short circuit current through the switching transistor and the freewheeling diode. The power loss in normal operation remains very small and corresponds to the loss in an otherwise required reverse polarity protection diode.

Fig. 3 zeigt eine weitere Ausführungsform der in Fig. 1 gezeig­ ten Prinzipschaltung betreffend die Ansteuerung des Schalt­ transistors 9. Zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 10 und dem Gateanschluß des Schalttransistors 9 ist eine Schaltungsanordnung bestehend aus einem Flip-Flop 21 und einem UND-Gatter 22 vorgesehen. Der Ausgang des Operationsverstär­ kers ist dabei mit dem Setzeingang des Flip-Flops 21 verbun­ den. Dessen negierender Ausgang Q ist mit dem ersten Eingang eines UND-Gatters 22 verschaltet. Der Ausgang des UND-Gatters 22 ist mit dem Gateanschluß des Schalttransistors 9 verbunden. Weiterhin ist ein Taktgenerator 23 vorgesehen. Dessen Ausgangs­ signal ist zum einen mit dem zweiten Eingang des UND-Gatters 25 und mit dem Rücksetzeingang R des Flip-Flops 21 verschal­ tet. Fig. 3 shows a further embodiment of the gezeig th in Fig. 1 is a basic circuit concerning the driving of the switching transistor 9. A circuit arrangement consisting of a flip-flop 21 and an AND gate 22 is provided between the output of the operational amplifier 10 and the gate terminal of the switching transistor 9 . The output of the operational amplifier is connected to the set input of the flip-flop 21 . Its negating output Q is connected to the first input of an AND gate 22 . The output of the AND gate 22 is connected to the gate terminal of the switching transistor 9 . A clock generator 23 is also provided. Whose output signal is connected on the one hand with the second input of the AND gate 25 and with the reset input R of the flip-flop 21 .

Durch die Erweiterung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 wird die Pulsweitenmodulation mit einem zusätzlichen externen oder internen Takt überlagert. Daß sich einstellende Tastverhält­ nis wird davon nicht berührt. Vorteilhaft stellt sich so aber eine konstante Pulsweitenmodulationsfrequenz ein. Der verpol­ te Transistor 19 in der Stromquelle erfüllt eine weitere wich­ tige Funktion. Er hält den Kondensator 4 auch im nichteinge­ schwungenen Zustand aufgeladen. Die Schaltung kann also pro­ blemlos anschwingen.By expanding the circuit arrangement according to FIG. 3, the pulse width modulation is superimposed with an additional external or internal clock. The fact that the duty cycle is not affected. However, a constant pulse width modulation frequency is advantageously established in this way. The polarized transistor 19 in the current source fulfills a further important function. It keeps the capacitor 4 charged even in the non-swinging state. The circuit can therefore swing easily.

Die gemäß den Figuren beschriebene erfindungsgemäße Schaltungs­ anordnung weist den Vorteil auf, daß die an der Eingangsklem­ me 1 anliegende Sollwertspannung eine auf Masse bezogene Span­ nung ist. Weiterhin weist sie den Vorteil auf, daß der durch die induktive Last fließende Strom sich unabhängig vom Last­ kreiswiderstand 8 und der Lastkreisinduktivität 7 und der am Zwischenkreiskondensator 4 anliegenden Spannung einstellt.The circuit arrangement according to the invention described according to the figures has the advantage that the reference voltage applied to the input terminal me 1 is a voltage based on ground voltage. Furthermore, it has the advantage that the current flowing through the inductive load is independent of the load circuit resistance 8 and the load circuit inductance 7 and the voltage applied to the intermediate circuit capacitor 4 .

Ein weiterer Vorteil ist, daß der Aufnahmestrom im jeweiligen Betriebszustand konstant ist, also nicht getaktet wird und somit auch keine EMI-Störungen erzeugt werden können.Another advantage is that the intake current in each Operating state is constant, i.e. is not clocked and therefore no EMI interference can be generated.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist einen geringen Schaltungsaufwand auf und kann leicht integriert werden. Einen weiteren Vorteil bildet der Verpolschutz der Schaltung.The circuit arrangement according to the invention has a low level Circuit effort and can be easily integrated. One Another advantage is the reverse polarity protection of the circuit.

Claims (4)

1. Schaltungsanordnung zur Pulsweitenmodulation, mit einem in einem Lastkreis befindlichen induktiven Verbraucher (5) sowie mit einem Schalttransistor (9) und einer Stromquelle (3), wobei Verbraucher (5), Laststrecke des Schalttran­ sistors (9) und Stromquelle (3) in Reihe zwischen einem Versorgungspotential (US) und Masse geschaltet sind, wobei parallel zur Reihenschaltung aus induktivem Verbraucher (5) und Laststrecke des Transistors (9) ein Kondensator (4) geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß
  • - die Stromquelle (3) steuerbar ist,
  • - ein Komparator (10) vorgesehen ist, dessen erstem Ein­ gang eine Referenzspannung zugeführt wird, dessen zwei­ tem Eingang die am Kondensator (4) anliegende Spannung zugeführt wird und dessen Ausgang mit dem Steueran­ schluß des Schalttransistors (9) verbunden ist,
  • - der Komparator (10) den Schalttransistor (9) sperrt, wenn die am Kondensator (4) anliegende Spannung kleiner als die Referenzspannung ist und andernfalls den Schalt­ transistor (9) leitend schaltet,
  • - eine Steuerschaltung (2) vorgesehen ist, der eine Soll­ wertspannung zugeführt wird,
  • - die Ausgangsspannung des Komparators (10) der Steuer­ schaltung (2) zugeführt wird,
  • - die Steuerschaltung (2) die Sollwertspannung ins Ver­ hältnis zum Ausgangssignal des Komparators (10) setzt und ein dazu proportionales Ausgangssignal erzeugt, wel­ ches dem Steuereingang der steuerbaren Stromquelle (3) zugeführt wird.
1. Circuit arrangement for pulse width modulation, with an inductive consumer ( 5 ) located in a load circuit and with a switching transistor ( 9 ) and a current source ( 3 ), consumer ( 5 ), load path of the switching transistor ( 9 ) and current source ( 3 ) in Series are connected between a supply potential (U S ) and ground, a capacitor ( 4 ) being connected in parallel with the series connection of the inductive consumer ( 5 ) and the load path of the transistor ( 9 ), characterized in that
  • - The current source ( 3 ) is controllable,
  • - A comparator ( 10 ) is provided, the first input of which is supplied with a reference voltage, the two tem input of which the voltage across the capacitor ( 4 ) is supplied and the output of which is connected to the control circuit of the switching transistor ( 9 ),
  • - The comparator ( 10 ) blocks the switching transistor ( 9 ) when the voltage across the capacitor ( 4 ) is less than the reference voltage and otherwise the switching transistor ( 9 ) turns on,
  • - A control circuit ( 2 ) is provided, which is supplied with a setpoint voltage,
  • - The output voltage of the comparator ( 10 ) of the control circuit ( 2 ) is supplied,
  • - The control circuit ( 2 ) sets the setpoint voltage in relation to the output signal of the comparator ( 10 ) and generates an output signal proportional thereto, which is fed to the control input of the controllable current source ( 3 ).
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (2) einen Operationsverstärker (17) auf­ weist, dessem positiven Eingang über zwei in Reihe geschaltete Widerstände (14, 15) das Sollwertsignal zugeführt wird,
  • - die Steuerschaltung (2) einen Transistor (19) enthält, des­ sen Steuereingang mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (17) verbunden ist und dessen Laststrecke den Ausgangskreis der Stromquelle (3) bildet,
  • - zwischen dem ersten Anschluß der Laststrecke und Masse ein Widerstand (20) geschaltet ist,
  • - der erste Anschluß der Laststrecke mit dem negativen Ein­ gang des Operationsverstärkers (17) verbunden ist,
  • - die Steuerschaltung (2) einen Kondensator (18) aufweist, der zwischen positivem Eingang des Operationsverstärkers (17) und Masse geschaltet ist,
  • - die Steuerschaltung eine Treiberstufe (16) mit Open-Kollek­ tor Ausgang aufweist, deren Eingang das Ausgangssignal des Komparators (17) zugeführt wird und deren Ausgang mit dem Knotenpunkt der Reihenschaltung der beiden Widerstände (14, 15) verbunden ist.
2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the control circuit ( 2 ) has an operational amplifier ( 17 ), the positive input of which is supplied with the setpoint signal via two resistors ( 14 , 15 ) connected in series,
  • - The control circuit ( 2 ) contains a transistor ( 19 ) whose control input is connected to the output of the operational amplifier ( 17 ) and whose load path forms the output circuit of the current source ( 3 ),
  • - A resistor ( 20 ) is connected between the first connection of the load path and ground,
  • - The first connection of the load path is connected to the negative input of the operational amplifier ( 17 ),
  • - The control circuit ( 2 ) has a capacitor ( 18 ) which is connected between the positive input of the operational amplifier ( 17 ) and ground,
  • - The control circuit has a driver stage ( 16 ) with open collector output, the input of which is fed to the output signal of the comparator ( 17 ) and the output of which is connected to the node of the series connection of the two resistors ( 14 , 15 ).
3. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß
  • - zwischen Ausgang des Komparators (10) und dem Steueranschluß des Schalttransistors (9) ein Flip-Flop (21) und ein UND- Gatter (22) derart geschaltet sind, daß der Ausgang des Kom­ parators (10) mit dem Stelleingang des Flip-Flops (21), der negierende Ausgang des Flip-Flops (21) mit dem ersten Eingang des UND-Gatters (22) und der Ausgang des UND-Gatters (22) mit dem Steuereingang des Schalttransistors (9) verbunden ist,
  • - dem Rücksetzeingang des Flip-Flops (21) und den zweiten Eingang des UND-Gatters (22) ein Taktsignal zugeführt wird.
3. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that
  • - Between the output of the comparator ( 10 ) and the control terminal of the switching transistor ( 9 ) a flip-flop ( 21 ) and an AND gate ( 22 ) are connected such that the output of the comparator ( 10 ) with the control input of the flip Flops ( 21 ), the negating output of the flip-flop ( 21 ) is connected to the first input of the AND gate ( 22 ) and the output of the AND gate ( 22 ) is connected to the control input of the switching transistor ( 9 ),
  • - The reset input of the flip-flop ( 21 ) and the second input of the AND gate ( 22 ) is supplied with a clock signal.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Taktsignal von einem Taktgenerator (23) erzeugt wird.4. Circuit arrangement according to claim 3, characterized in that the clock signal is generated by a clock generator ( 23 ).
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