DE4134780C2 - Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-Verfahren - Google Patents
Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-VerfahrenInfo
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- DE4134780C2 DE4134780C2 DE19914134780 DE4134780A DE4134780C2 DE 4134780 C2 DE4134780 C2 DE 4134780C2 DE 19914134780 DE19914134780 DE 19914134780 DE 4134780 A DE4134780 A DE 4134780A DE 4134780 C2 DE4134780 C2 DE 4134780C2
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Description
Die Erfindung betrifft einen Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-Verfahren
mit zwei als Integratoren beschalteten Verstärkern, die sowohl analoge Ströme
integrieren, als auch zusätzlich periodisch mit Hilfe eines dem zweiten Integrator nachgeschalteten
Komparators, eines Impulsgenerators, mehrerer Zähler, sowie je zweier Logikschaltungen
und bistabiler Glieder für bestimmte Zeitintervalle mit weiteren Strömen I₁
und I₃ verbunden werden.
Derartige Umsetzer können beispielsweise zum digitalen Messen elektrischer Ströme,
Spannungen und Widerstände verwendet werden. Die Erfindung zählt zur Klasse integrierender
Umsetzer, bei denen sich die Meßergebnisse aus den Ergebnissen aufeinanderfolgender
Teilmessungen berechnen lassen, wobei diese Teilergebnisse mit einer hohen
Abtastrate bei vergleichsweise geringer Auflösung entstehen, und durch geeignete digitale
Filterung einer Anzahl solcher Teilergebnisse mit Reduktion der Abtastrate ("Dezimation")
auf einen Bruchteil des ursprünglichen Wertes die Meßergebnisse mit entsprechend
niedriger Abtastrate und einer wesentlich erhöhten Auflösung gebildet werden.
Zu dieser Umsetzerklasse gehören z. B. die aus der DE-PS 28 20 601 bekannten Analog-Digital-Umsetzer mit einem Integrator. Sie bilden den arithmetischen Mittelwert des
zu messenden Stroms über ein bestimmtes Meßzeitintervall. Dieses ist durch eine Anzahl
Meßrampen gleichmäßig unterteilt, wobei jede Meßrampe ein Teilergebnis (Zählwert
tj, k) liefert, das dem Eingangsstromintegral über die Meßrampendauer entspricht. Das
Meßergebnis wird durch Aufsummieren der Teilergebnisse in einem Zähler gebildet. (Jede
Meßrampe wird durch je zwei benachbarte Überläufe des ersten Impulszählers begrenzt.)
Bei diesem bekannten Verfahren läßt sich die Folge der Teilergebnisse (tj, k) als Summe
aus einer dem exakten Meßwert entsprechenden reellzahligen Zählwertfolge und einer kleinen
Rauschfolge (Fehler) beschreiben. Ursachen für letztere sind die (auch bei idealisierten
Schaltungskomponenten prinzipbedingte) Quantisierung der Komparatorentscheidung
in das Zeitraster des Impulsgenerators, sowie Rauscheinflüsse durch nichtideale Bauteileeigenschaften:
Dies sind vor allem das Rauschen der Schwellenspannung des Komparators,
der Zeit-Rauschbeitrag der Komparator-Ausgangsstufe und des nachgeschalteten Abtastgliedes
in der Logikschaltung 20, sowie das Rauschen der Referenzstromflanken.
Die mit dem Verfahren aus der DE-PS 28 20 601 durch Zusammenfassung mehrerer Teilmessungen
erzielbare Auflösungssteigerung läßt sich mit Hilfe einer Betrachtung im Frequenzbereich
beschreiben: Bei genannten Verfahren wachsen in der Spektraldarstellung
die Rauschamplituden aufgrund der einfach rückgekoppelten Schaltungsstruktur in guter
Näherung proportional mit der Frequenz. Durch Aufsummieren der Teilergebnisse der
einzelnen Meßrampen (digitales Kammfilter erster Ordnung) werden die höherfrequenten
Anteile der in den Teilergebnissen enthaltenen Rauschfolge gedämpft, so daß in der Folge
der Meßergebnisse der Störleistungsanteil stark vermindert ist. Es ist bekannt, daß dies
einer Auflösungserhöhung entspricht.
Ein wesentlicher Nachteil des geschilderten Verfahrens ist, daß bei Halbierung der
Grenzfrequenz des erwähnten Filterungsprozesses, was einer Verdopplung der Einschwingdauer
des Umsetzers und damit einer Halbierung der nutzbaren Abtastrate der Meßergebnisse
entspricht, die Auflösung jeweils nur um ein Bit steigt, wobei sich mit zunehmender
Auflösung schnell sehr niedrige Abtastraten einstellen.
Bei gegebener Schaltungstopologie läßt sich die Meßauflösung durch Variation mehrerer
Umsetzparameter steigern, welche die Leistungsbeiträge der genannten Rauschquellen
beeinflussen. Dem sind jedoch durch die nichtidealen Bauteileeigenschaften Grenzen
gesetzt. So kann das Quantisierungsrauschen durch Erhöhung der Impulsgeneratorfrequenz
reduziert werden; dies bringt jedoch keinen Gewinn an Auflösung mehr, sobald der
Rauscheinfluß des Komparators überwiegt. Auch ist eine Erhöhung der Meßrampenfrequenz
(das Rauschspektrum der Teilmessungen verteilt sich über einen größeren Frequenzbereich)
nur soweit nutzbar, wie die Ladungspakete der Referenzstromimpulse noch mit
der erforderlichen Genauigkeit und Stabilität definiert werden können, da bei steigender
Meßrampenfrequenz die durch das Schaltverhalten und das Rauschen der Referenzstromschalter
bedingten Fehler zunehmen. Eine weitere Auflösungserhöhung läßt sich nur noch
durch Vergrößerung der Meßdauer erreichen.
Es sind ferner Analog-Digital-Umsetzer mit zwei Integratoren (Lit. [1]) nach dem
Sigma-Delta-Verfahren bekannt, welches mit dem vorgenannten Verfahren verwandt ist.
Auch hierbei werden die Meßergebnisse durch digitale Tiefpaßfilterung und Abtastratenreduktion
aus einer großen Anzahl von Teilmessungen gebildet, die jedoch im Gegensatz
zum vorgenannten Verfahren jeweils nur 1-Bit-Ergebnisse liefern. Bei diesem Sigma-Delta-Verfahren
läßt sich durch jede Halbierung der Grenzfrequenz des die Teilergebnisse verarbeitenden
Tiefpaßfilters die Auflösung um jeweils zweieinhalb Bit steigern, da hierbei
in der Spektraldarstellung die Rauschamplituden aufgrund der zweifach rückgekoppelten
Schaltungsstruktur in guter Näherung quadratisch mit der Frequenz anwachsen. Es lassen
sich so bei gleicher Taktfrequenz des Impulsgenerators und Einschwingdauer des Umsetzers
theoretisch weit höhere Auflösungen als mit dem Verfahren aus der DE-PS 28 20 601
erzielen (Lit. [2]). Jedoch erfordert dies eine sehr hohe Meßrampenfrequenz (die gleich der
Impulsgeneratorfrequenz ist); zusätzlich ist die mittlere Schaltfrequenz der Referenzstromschalter
nicht konstant, sondern vom Eingangsstrom abhängig. Hieraus ergibt sich aufgrund
des nichtidealen Einschwingens der Referenzstromimpulse eine geringere Linearität
der Umsetzung. Da die Flanken der Referenzstromimpulse einen wesentlichen Zeitanteil
an der Meßdauer haben, besitzen der Nullpunkt und die Meßbereichsendwerte eine weit
geringere Temperatur- und Zeitkonstanz als beim Verfahren aus der DE-PS 28 20 601, so
daß die theoretischen Vorteile des Sigma-Delta-Verfahrens für Gleichstrommessungen bei
hohen Anforderungen an die Präzision praktisch nicht genutzt werden können.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Analog-Digital-Umsetzer zu schaffen, der
die Vorteile des Mehrrampen-Verfahrens aus der DE-PS 28 20 601 (kontinuierliche Erfassung
des Eingangsstroms, Frequenz des Impulsgenerators und Meßrampenfrequenz voneinander
unabhängig bezüglich der einzelnen Fehlereinflüsse optimierbar, sehr gute Stabilität
der Umsetzerkonstanten) aufweist, der jedoch bei gleichen Bauteileeigenschaften
und Frequenzparametern sowie bei gleicher Einschwing- bzw. Meßdauer über eine höhere
Auflösung verfügt, die zudem wie bei dem genannten Sigma-Delta-Verfahren mit etwa
zweieinhalb Bit je Verdopplung der Meßdauer zunimmt.
Diese Aufgabe wird bei dem Analog-Digital-Umsetzer der eingangs genannten Art erfindungsgemäß
dadurch gelöst, daß der umzusetzende analoge Strom Ie von dem ersten
Integrator 15 kontinuierlich integriert wird, der Ausgang des ersten Integrators 15 über
einen Widerstand 17 mit dem Eingang des zweiten Integrators 16 verbunden ist, dieser
den analogen Ausgangsstrom IA des ersten Integrators 15 integriert, ein Impulszähler
19 ständig die Impulse des Impulsgenerators 18 zählt, das zweite bistabile Glied 22 bei
jedem Überlauf des Impulszählers 19 oder wahlweise einen Takt des Impulsgenerators
18 danach in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt
wird, wenn der erste oder wahlweise der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18
nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt, das zweite bistabile Glied 22 in seiner
einen Lage den Strom I₃ über einen Schalter 13 dem Eingang des zweiten Integrators
16 zuführt und zusätzlich zum Strom IA aufintegrieren läßt, zwischen je zwei Überläufen
des Impulszählers 19 das erste bistabile Glied 27 für eine Zeitdauer in seine eine Lage
gebracht wird, welche zu der Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile Glied 22
in seiner einen Lage befindet, proportional ist, das erste bistabile Glied 27 in seiner einen
Lage den Strom I₁ über einen Schalter 11 dem Eingang des ersten Integrators 15 zuführt
und zusätzllich zum Strom Ie aufintegrieren läßt, jeweils im Zeitintervall zwischen zwei
Aufintegrationen des Stroms I₃ zum Strom IA ein Wert Mn gleich der Zeitintervallänge
ist, während der zusätzlilch zum Strom IA der Strom I₃ aufintegriert wurde, wobei die
Folge der Werte Mn bei geeigneter Zuordnung der Ströme I₁ und I₃ zu einer der beiden
Komparatorstellungen, bei geeigneter Größe der Ströme I₁ und I₃ relativ zum Strom Ie,
sowie bei geeigneter Wahl der Integratorzeitkonstanten, zur Ermittlung des Digitalwertes
des Stroms Ie durch digitale Tiefpaßfilterung mehrerer Folgenglieder Mn genutzt werden
kann.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile liegen insbesondere darin, daß der Leistungsbeitrag
des in der Wertefolge Mn enthaltenen und durch die erwähnten Störquellen
(z. B. Quantisierung, Rauschen des Komparators) verursachten Rauschens für Frequenzen,
die klein gegenüber der Meßrampenfrequenz sind, weit geringer ist als der Rauschleistungsbeitrag
in der entsprechenden Wertefolge (Werte tj,k γ) des Verfahrens aus der
DE-PS 28 20 601. Betrachtet man z. B. das Spektrum der Wertefolge Mn des Verfahrens
dieser Erfindung im Frequenzintervall von 0 Hz bis zu einer Grenzfrequenz fg, die 1/200stel
der Meßrampenfrequenz ist, so liegt die Störleistung im Frequenzintervall (0, fg) bei
geeigneter Wahl der Parameter um über 30 dB unter dem entsprechenden Wert für das
Verfahren aus der DE-PS 28 20 601. Hierbei sind gleiche Frequenzen des Impulsgenerators
und der Meßrampen sowie gleicher Störleistungsbeitrag des Komparators vorausgesetzt.
Bei geeigneter Verarbeitung (z. B. digitale Tiefpaßfilterung mit der Grenzfrequenz fg)
der Wertefolge Mn läßt sich mit dem neuen Verfahren eine wesentlich höhere Auflösung
der Meßwerte (Ausgangswerte des digitalen Tiefpasses) erzielen, als dies durch Verarbeitung
der Wertefolge tj,kγ beim Verfahren aus der DE-PS 28 20 601 möglich ist, ohne daß
sich die Meßdauer verlängert; im genannten Beispiel steigt die Auflösung um etwa 5 bit.
Die Vorteile der Erfindung lassen sich auch dahingehend nutzen, daß der erzielbare Auflösungsgewinn
gegen eine Verkürzung der Einschwingdauer bzw. Meßdauer eingetauscht
wird.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist, daß bei jeder Halbierung der Grenzfrequenz
fg des digitalen Tiefpasses, die einer Verdopplung der Einschwingdauer des Umsetzers
entspricht, die Gesamtstörleistung im Frequenzintervall (0, fg) um bis zu 15 dB (abhängig
vom Übergangs- und Sperrverhalten des Tiefpasses) abnimmt, wodurch sich die Auflösung
jeweils um bis zu 2,5 bit steigert. Beim Verfahren aus der DE-PS 28 20 601 sind
die entsprechenden Werte nur 9 dB bzw. 1,5 bit, von denen jedoch häufig nur etwa 6 dB
bzw. 1 bit genutzt werden, sofern dort zur Verarbeitung der Zählwertefolge tj,k nur ein
digitales Kammfilter erster Ordnung ohne steilflankigen digitalen Tiefpaß benutzt wird.
Das Verfahren dieser Erfindung weist entgegen dem Sigma-Delta-Verfahren eine konstante
und vergleichsweise niedrige Referenzstromimpulsfrequenz auf, woraus sich Vorteile
besserer Linearität sowie höherer Stabilität der Meßbereichsendwerte ergeben.
Ein zusätzlicher Vorteil der Erfindung liegt darin, daß auch die in der Wertefolge Mn
enthaltenen Spektralanteile des Eingangsstroms Ie im Frequenzbereich oberhalb fg bis zum
durch die Abtastung bedingten Spiegelfrequenzbereich durch entsprechende Auslegung
des digitalen Tiefpasses stark gedämpft werden können, wodurch sich z. B. eine sehr gute
Netzfrequenzunterdrückung erzielen läßt. Hierdurch läßt sich mitunter die sonst meist
erforderliche Synchronisierung der Messung auf die Netzfrequenz einsparen.
Die Erfindung ist dadurch weitergebildet, daß das zweite bistabile Glied 22 bei jedem
Überlauf des Impulszählers 19 in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine
andere Lage gesetzt wird, wenn der erste Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem
Umspringen des Komparators 26 eintritt.
Die letztgenannte Weiterbildung ist immer dann vorteilhaft, wenn die Gefahr von
Grenzzyklen (periodische kleine Schwankungen der Wertefolge Mn aufgrund von Rekursionen
im Umsetzerprozeß) in der Wertefolge Mn mit den zugehörigen tieffrequenten
Störfrequenzen aufgrund der im Umsetzer vorhandenen natürlichen Rauschquellen vernachlässigt
werden kann.
Eine andere Weiterbildung der Erfindung ist dergestalt, daß die Zeitdauer, während
der sich das zweite bistabile Glied 22 nach jedem Durchlauf des Impulszählers 19 in seiner
einen Lage befindet, zusätzlich durch einen Zufallsprozeß um bis zu plus oder minus die
Dauer eines Taktes des Impulsgenerators 18 variiert wird.
Der Vorteil dieser Weiterbildung liegt darin, daß der Rauschbeitrag im Bereich des
Komparators besser gesteuert werden kann, als dies durch alleinige Auswahl des Komparatorbausteins geschehen kann. Hierdurch läßt sich bei Bedarf das Störspektrum der
Wertefolge Mn vergleichmäßigen, und es können durch Grenzzyklen bedingte diskrete
tieffrequente Störspektrallinien vermieden werden.
Eine mögliche Ausführungsform der Erfindung ist dergestalt, daß der Schwellenspannung
des Komparators 26 eine kleine Rauschspannung überlagert ist, welche zu einer
Zeitauslenkung der Ausgangsflanken des Komparators 26 um seine Schaltzeitpunkte für
fehlende Rauschspannung in der Größenordnung der Periodendauer des Impulsgenerators
18 führt.
Der Vorteil dieser Ausführungsform liegt darin, daß die künstlich dem Umsetzungsprozeß
zugefügte Rauschleistung mit analogen Mitteln auf den gewünschten Wert eingestellt
werden kann.
Eine andere Ausführungsform der Erfindung ist dergestalt, daß das zweite bistabile
Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 in seine eine Lage gebracht wird,
eine Logikschaltung 20 einen Zufallsgenerator 21 mit zwei möglichen Zufallsergebnissen
enthält, der Zufallsgenerator 21 in Zeitabständen gleich der Zeit zwischen zwei Überläufen
des Impulszählers 19 jeweils ein neues Zufallsergebnis liefert, und den zwei möglichen
Zufallsergebnissen die Alternativen zugeordnet sind, ob das zweite bistabile Glied 22 erst
dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste, oder wenn der zweite Impuls aus
dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung ist dergestalt, daß eine Logikschaltung 32
einen Zufallsgenerator 31 mit zwei möglichen Zufallsergebnissen enthält, der Zufallsgenerator
31 in Zeitabständen gleich der Zeit zwischen zwei Überläufen des Impulszählers
19 jeweils ein neues Zufallsergebnis liefert, und den zwei möglichen Zufallsergebnissen die
Alternativen zugeordnet sind, ob das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des
Impulszählers 19 oder einen Takt danach in seine eine Lage gebracht wird, das zweite
bistabile Glied erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste Impuls aus dem
Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt.
Ein gemeinsamer Vorteil beider letztgenannter Ausführungsformen ist, daß das dem
Umsetzungsprozeß künstlich zugefügte Rauschen mit rein digitalen Mitteln erzeugt werden
kann. Dadurch ist das Rauschverhalten besser definierbar und temperaturunabhängig
sowie langzeitstabil. Ein weiterer gemeinsamer Vorteil ergibt sich daraus, daß die rauschbedingte
Zeitauslenkung der Umschaltmomente des zweiten bistabilen Gliedes 27 in einem
festen Zusammenhang mit der Periodendauer des Impulsgenerators 18 steht, wobei diese
Zeitauslenkung auf die Dauer einer Impulsgeneratorperiode begrenzt ist. Der hieraus entstehende
Vorteil liegt darin, daß bei Vorgabe der Periodendauer des Impulsgenerators 18
der anteilige Rauschbeitrag aus dem Zufallsgenerator 31 immer konstant bleibt. Hingegen
müßte der nach analogen Verfahren zugefügte Rauschbeitrag mitunter in Abhängigkeit
von der Periodendauer des Impulsgenerators mit verstellt werden, um immer die optimale
Auflösung des Umsetzers zu gewährleisten. Der genannte Vorteil kommt besonders auch
dann zum Tragen, wenn der Umsetzer als integrierte Schaltung für vielseitige Anwendung
ausgeführt ist.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Zufallsgenerator 21
bzw. 31 als digitale Schaltung zur Erzeugung einer binären Pseudo-Rauschfolge mit Hilfe
rückgekoppelter Schieberegister ausgebildet.
Der Vorteil dieser Ausführungsform liegt darin, daß sich ein solcher Zufallsgenerator
mit besonders geringem Aufwand realisieren läßt, sein Ausgangssignal schon binär ist und
eine sehr gleichmäßige Rauschverteilung aufweist.
Die Erfindung ist dadurch weitergebildet, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen
mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in
seine andere Lage gesetzt wird, wenn das Verhältnis der Dauer, während der sich das erste
bistabile Glied 27 in seiner einen Lage befindet, und der Dauer, während der sich nach
dem gleichen Überlauf des Impulszählers 19 das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen
Lage befindet, eine feste ganze Zahl ist.
Die Vorteile, die sich aus dieser Weiterbildung ergeben, liegen insbesondere darin, daß
die Stromflußdauer des die Meßgenauigkeit maßgeblich beeinflussenden Referenzstroms I₁
gegenüber der Stromflußdauer des Referenzstroms I₃ bei Bedarf verlängert werden kann,
und zwar maximal bis zur Dauer einer Meßrampe, ohne daß die Konvergenzbedingung des
Umsetzerverfahrens wesentlich leidet. Beim Verfahren aus der DE-PS 28 20 601 hingegen
muß die Stromflußdauer des die Meßgenauigkeit beeinflussenden Referenzstroms in der
Praxis auf ein Drittel (theoretisch maximal die Hälfte) der Dauer einer Meßrampe begrenzt
werden, um die Konvergenz zu gewährleisten. Aus der verlängerten Einschaltdauer
des Referenzstroms I₁ ergibt sich als Vorteil dieser Weiterbildung der Erfindung, daß die
parasitären Effekte des Schalters 11 besser beherrscht, und damit die Ladungspakete der
Referenzstromimpulse genauer definiert werden können, wodurch sich eine Erhöhung der
Meßauflösung und eine verbesserte Stabilität der Umsetzerkonstanten erzielen läßt.
Gemäß einer besonders einfachen Ausgestaltung der Erfindung wird das erste bistabile
Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht und
gleichzeitig mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine andere Lage gesetzt, so daß das
zweite bistabile Glied 22 die Funktion des ersten bistabilen Gliedes 27 mit übernehmen
kann.
Der Vorteil dieser Ausführungsform liegt darin, daß sich ein besonders einfacher Schaltungsaufbau
ergibt.
Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ergibt sich dadurch, daß das erste bistabile
Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht
wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser
die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen Richtung zählt, während sich das zweite
bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, der Vor-Rück-Impulszähler 28 die Impulse
des Impulsgenerators 18 in der anderen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile
Glied 22 in seiner anderen Lage befindet, und das erste bistabile Glied 27 in seine andere
Lage gesetzt wird, wenn der Vor-Rück-Impulszähler 28 bis Null gezählt hat.
Eine weitere bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ergibt sich dadurch, daß das
erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage
gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt wird,
dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen Richtung zählt, während sich
das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, mit dem Setzen des zweiten
bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage ein Frequenzteiler 30, welcher die Frequenz
des Impulsgenerators 18 halbiert, synchronisiert wird, der Vor-Rück-Impulszähler 28 die
Ausgangsimpulse des Frequenzteilers 30 in der anderen Richtung zählt, während sich das
zweite bistabile Glied 22 in seiner anderen Lage befindet, und das erste bistabile Glied 27
in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der Vor-Rück-Impulszähler 28 bis Null gezählt
hat.
Die Vorteile der beiden letztgenannten Ausgestaltungen des Grundverfahrens ergeben
sich daraus, daß die Einschaltdauer des die Meßgenauigkeit maßgeblich beeinflussenden
Referenzstromschalters 11 gegenüber der Einschaltdauer des Schalters 13 in der vorletztgenannten
Ausgestaltung verdoppelt bzw. in der letztgenannten Ausgestaltung verdreifacht
wird, ohne daß die Konvergenzbedingung des Verfahrens wesentlich leidet. Hierdurch
wird es ermöglicht, daß der Referenzstromschalter 11 für maximal die gesamte Dauer der
Meßrampe eingeschaltet sein kann. Für das Verfahren aus dieser Erfindung ergibt sich als
Vorteil dieser beiden Ausgestaltungen, daß bei gleichem Meßbereich für den Strom Ie der
Wert des Referenzstroms I₁ halbiert bzw. gedrittelt werden kann. Durch die Verlängerung
der Flußdauer des Referenzstroms I₁ verringern sich die Einflüsse von dessen Ein- und
Ausschaltflanken auf das Meßergebnis, wodurch sich eine erhöhte Linearität sowie eine
verbesserte Temperatur- und Zeitstabilität des Umsetzers erzielen läßt. In gleichem Maße
verringern sich auch die Fehlereinflüsse des Rauschens der Referenzstrom-Schaltflanken.
Als weiterer Vorteil wird die durch das Schalten des Referenzstroms I₁ bedingte Impulsbelastung
des Integrators 15 reduziert, so daß die durch das nichtideale Einschwingen
dieses Verstärkers hervorgerufenen Fehlereinflüsse auf das Meßergebnis verringert werden.
Der durch die letztgenannten zwei Ausgestaltungen der Erfindung reduzierte Fehlereinfluß
der Referenzstromschalter läßt sich mitunter auch zu einer weiteren Erhöhung der
Meßrampenfrequenz nutzen, wodurch sich bei gleicher Auflösung die Meßrate steigern
läßt.
Zur Erfassung des Wertes des Verhältnisses des Stroms Ie zum Strom I₁ ist die Erfindung
derart ausgestaltet, daß der Strom I₁ konstant ist und dem Strom Ie entgegengesetzte
Polarität aufweist, der Strom I₃ konstant ist und dem Strom I₁ entgegengesetzte
Polarität aufweist, die Impulse des Impulsgenerators 18 während der zusätzlichen Aufintegration
des Stroms I₃ zum Strom IA in einen Vorwärtszähler 24 eingezählt werden,
der Vorwärtszähler 24 jeweils im Zeitintervall zwischen zwei zusätzlichen Aufintegrationen
des Stroms I₃ zum Strom IA als Zählzustand den Wert tn hat, der Vorwärtszähler 24
vor oder mit Beginn der nächsten, zusätzlichen Aufintegration des Stroms I₃ zu dem
Strom IA auf den Wert Null gesetzt wird, die Folge der Zählstände tn zu einer Meßwert-
Verarbeitungseinrichtung 25 weiterleitbar ist, welche eine digitale Tiefpaßfilterung über
die Folge der Werte tn auf einen Bruchteil dieser Frequenz ausführt, und nach
einer kurzen Einschwingdauer die Werte der Filterergebnisfolge stets proportional zum
Verhältnis des Stroms Ie zum Strom I₁ sind.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnungen und mehrerer Ausführungsbeispiele
näher beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels,
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels,
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels,
Fig. 4 ein Diagramm zum Störgeräusch,
Fig. 5 ein weiteres Diagramm zum Störgeräusch,
Fig. 6 den Zeitverlauf der Integrator-Ausgangsspannungen UA und UB für zwei
Ausführungsbeispiele.
Aus Fig. 1 kann man erkennen, daß der umzusetzende analoge Strom Ie von dem ersten
Integrator 15 kontinuierlich integriert wird, der Ausgang des ersten Integrators 15 über
einen Widerstand 17 mit dem Eingang des zweiten Integrators 16 verbunden ist, dieser
den analogen Ausgangsstrom IA des ersten Integrators 15 integriert, der Impulszähler 19
ständig die Impulse des Impulsgenerators 18 zählt, das zweite bistabile Glied 22 bei jedem
Überlauf des Impulszählers 19 oder wahlweise einen Takt des Impulsgenerators 18 danach
in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der
erste oder wahlweise der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen
des Komparators 26 eintritt, das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage den Strom
I₃ über einen Schalter 13 dem Eingang des zweiten Integrators 16 zuführt und zusätzlich
zum Strom IA aufintegrieren läßt, zwischen je zwei Überläufen des Impulszählers 19 das
erste bistabile Glied 27 für eine Zeitdauer in seine eine Lage gebracht wird, welche zu der
Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet,
proportional ist, das erste bistabile Glied 27 in seiner einen Lage den Strom I₁ über einen
Schalter 11 dem Eingang des ersten Integrators 15 zuführt und zusätzlich zum Strom Ie
aufintegrieren läßt.
Hierbei kann das ganzzahlige Verhältnis der Zeitdauern, während sich das erste 27 bzw.
zweite bistabile Glied 22 in ihrer einen Stellung befinden, durch den Vor-Rück-Impulszähler
28, eine diesen ansteuernde zweite Logikschaltung 29 sowie den Frequenzteiler 30 festgelegt
werden.
Wir betrachten den Fall, daß das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des
Impulszählers 19 (=Beginn einer Meßrampe) in seine eine Lage gebracht wird, und daß
weiterhin das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in
seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn das
Verhältnis der Dauer, während der sich das erste bistabile Glied 27 in seiner einen Lage
befindet, und der Dauer, während der sich nach dem gleichen Überlauf des Impulszählers
19 das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, eine feste ganze Zahl ist.
Diese Zahl sei im folgenden k genannt.
Erklärung weiterer benötigter Größen: γ ist die Zeitdauer einer Periode des Impulsgenerators
18; tnγ=Mn ist die Zeitdauer der Aufintegration des Stroms I₃ zusätzlich zum
Strom IA bei der n-ten Meßrampe; tn=ganze Zahl; T ist die Anzahl der Zählzustände
des Impulszählers 19; eine Meßrampe hat die Dauer Tγ.
Die Fig. 6 zeigt die Ausgangsspannung UA des ersten Integrators 15 und zeitgleich
die Ausgangsspannung UB des zweiten Integrators 16 als Funktionen der Zeit t bei einem
positiven Eingangsstrom Ie und dem hierfür während der Zeitintervalle tnγ benötigten
negativen Strom I₁, wobei der Strom IA negativ ist, und der Strom I₃ entsprechend
positiv zu wählen ist, bei eingeschwungener Umsetzerschaltung. Der Komparator 26 sei
so gepolt, daß er das Signal liefert, welches das Setzen des zweiten bistabilen Gliedes 22
in seine andere Lage vorbereitet, wenn die Spannung UB seine Schaltschwelle in negativer
Richtung durchläuft.
Der linke Teil der Fig. 6 (k=1) gilt für den Fall, daß das erste bistabile Glied 27
zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird und
gleichzeitig mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine andere Lage gesetzt wird, so daß
das zweite bistabile Glied 22 die Funktion des ersten bistabilen Gliedes 27 mit übernehmen
kann. Ein entsprechend vereinfachtes Ausführungsbeispiel zeigt Fig. 3. Der rechte Teil
der Fig. 6 (k=2) gilt für den Fall, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem
zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-
Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators
18 in der einen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen
Lage befindet, der Vor-Rück-Impulszähler 28 die Impulse des Impulsgenarators 18 in der
anderen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner anderen Lage
befindet, und das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der
Vor-Rück-Impulszähler 28 bis Null gezählt hat.
UA,n sei die Ausgangsspannung des ersten Integrators 15 zu Beginn des Zeitintervalls
tnγ; UB,n sei die Differenz zwischen der Ausgangsspannung des zweiten Integrators 16 und
der Schwellenspannung des Komparators 26 zu Beginn des Zeitintervalls tnγ (die an- und
abfallende Flanke der Spannung UB haben einen parabelförmigen Zeitverlauf, sind jedoch
aus rein zeichentechnischen Gründen als linear verlaufend dargestellt). Die Abszisse schneidet
bei der Darstellung der Spannung UB die Ordinate in Höhe der Schwellenspannung
des Komparators 26. Die Schwellenspannung sei zunächst als konstant angenommen, sie
sollte in etwa so gewählt werden, daß der Integrator 16 je nach vorkommendem Strom
IA gut ausgenutzt werden kann, und sie muß keine Anforderungen an Langzeitstabilität
erfüllen, da ihr langsames Driften nicht in das Meßergebnis eingeht.
Mathematisches Modell zur Simulation des Umsetzerverhaltens:
Die Dauer vom Beginn des Zeitintervalls tnγ bis zum Schalten des Komparators 26 sei snγ; sn=reelle Zahl. Die Zeit τ beginne nach jedem Überlauf des Impulszählers 19 bei Null. Mit 0 τ tnγ gilt:
Die Dauer vom Beginn des Zeitintervalls tnγ bis zum Schalten des Komparators 26 sei snγ; sn=reelle Zahl. Die Zeit τ beginne nach jedem Überlauf des Impulszählers 19 bei Null. Mit 0 τ tnγ gilt:
Bei konstanten Strömen Ie, I₁ und I₃ folgt mit UB(snγ)=0 bei Erreichen der Schwellenspannung
des Komparators:
Aus dem Wert sn ergibt sich der ganzzahlige Wert tn durch die Quantisierung (Operator
Q) zu
tn = Q(sn), (2)
wobei die Quantisierungsart von der jeweiligen Ausgestaltung der Erfindung abhängt. Die
Spannungen beim nächsten Überlauf des Impulszählers 19 lassen sich dann durch die
Gleichungen
und
berechnen.
Wir betrachten zunächst den theoretischen Fall, daß das Ende der Zeitintervalle tnγ
direkt durch das Umspringen des Komparators 26 bestimmt wird, so daß tn=sn gilt,
und damit die Größe tn reellwertig würde. Mit dem Gleichungssystem, Gln. 1, 3, 4 und
tn=sn können die Folgeglieder UA,n, UB,n und tn rekursiv berechnet werden. Bei
geeigneter Größe der Ströme I₁ und I₃ relativ zum Strom Ie, sowie bei geeigneter Wahl
der Integratorzeitkonstanten konvergiert die Folge der Werte tn für t → ∞ schnell gegen
den reellzahligen Grenzwert
aus dem sich der exakte Meßwert Ie ergibt. Der Referenzstrom I₃ kommt in der Gleichung
für tn, ∞ nicht vor; daher muß der Strom I₃ auch nicht mit einer gleich großen Genauigkeit
wie der Referenzstrom I₁ vorgegeben werden (dies gilt auch für alle folgenden Betrachtungen).
In der Praxis wird das zweite bistabile Glied 22 jedoch nicht zu den Zeitpunkten snγ,
sondern erst mit einem der nächsten Takte des Impulsgenerators 18 in seine andere Lage
gesetzt. Die Zeitdifferenz (tn-sn)γ läßt sich als Summe mehrerer Zeit-Rauschbeiträge beschreiben,
dies sind vor allem: 1. das Rauschen der Schwellenspannung des Komparators,
welches sich über die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung UB im Abtastzeitpunkt
als Zeitrauschen auswirkt, 2. der Zeit-Rauschbeitrag der Komparator-Ausgangsstufe, 3.
der Zeit-Rauschbeitrag des nachgeschalteten Abtastgliedes in der Logikschaltung 20. Zu
diesen durch die nichtidealen Bauteileeigenschaften bedingten Rauschquellen kommt 4.
das auch bei idealisierten Schaltungskomponenten prinzipbedingte Quantisierungsrauschen
hinzu. Zusätzlich kann 5. gemäß zweier Ausführungsformen der Erfindung bei Bedarf ein
digital erzeugtes Zeitrauschen von plus/minus der Dauer γ/2 zugefügt werden. Die Folge
der ganzzahligen Zählwerte tn setzt sich daher als Summe aus dem Wert sn, der jeweils
den exakten Zeitpunkt snγ des Durchlaufens der konstanten Schwellenspannung des Komparators
26 angibt, und einer durch die genannten Quellen bedingten Rauschfolge
εn zusammen.
tn = sn + εn
Es ist allgemein üblich anzunehmen, daß die Folge εn weißes Rauschen sei (Lit. [2]).
Bei konstantem Eingangsstrom Ie konvergiert die Folge tn auch im realen Betrieb des
Umsetzers auf den Wert tn, ∞, den es jedoch aufgrund der Störung durch die genannten
Rauschbeiträge nicht exakt erreichen kann, sondern um ihn in einem Bereich bis zu wenigen
Zählschritten schwankt. Die Folge tn läßt sich daher auch durch den Ausdruck
tn = tn, ∞ + εn* (5)
anschreiben, wobei εn* eine weitere Rauschfolge darstellt, welche die endliche Auflösung
der Zählwerte tn der einzelnen Meßrampen beschreibt. Der Zusammenhang zwischen
der Folge εn und der Folge εn* kann ermittelt werden, indem man den A/D-Umsetzer
als ein mit der Rate fa = 1/(Tγ) abgetastetes System auffaßt, den Eingangsstrom Ie
als konstant annimmt und die Folgenelemente εn* als Funktion der Folgenelemente εn
berechnet (Kleinsignalbetrachtung). Die sich durch Z-Transformation dieser Funktion
ergebende Rausch-Übertragungsfunktion kann für Frequenzen, die klein gegenüber der
Abtastrate fa sind, in guter Näherung durch die Übertragungsfunktion
ersetzt werden, wobei k₂ eine vom Eingangsgleichstrom abhängige Größe ist. Die Übertragungsfunktion
H₂(z) weist eine doppelte Nullstelle bei z=1 (Frequenz 0 Hz) auf und
beschreibt das Verhalten eines abgetasteten Differenziergliedes zweiter Ordnung. Daher
ist für Frequenzen f, die klein gegenüber der Abtastrate fa sind, das Betragsspektrum der
Folge εn* gleich dem Betragsspektrum der Folge εn, gewichtet mit einer sich aus H₂(z)
ergebenden Frequenzgangsfunktion
welche mit der Frequenz f quadratisch von Null ansteigt. Es sei PN die Gesamt-Rauschleistung
der Folge εn im Frequenzbereich von 0 Hz bis zur halben Abtastrate, fa/2. Dann
ergibt sich die Rauschleistungf PN*(fg) der Folge εn* im Frequenzbereich von 0 Hz bis zu
einer Grenzfrequenz fg, die klein gegenüber der Abtastrate fa ist, zu
Das logarithmische Leistungsverhältnis a₂ von PN*(fg) und PN ist
Durch digitale Tiefpaßfilterung der Folge tn läßt sich der Leistungsanteil der Rauschfolge
εn* je nach Wahl der Grenzfrequenz fg und der Filtercharakteristik stark verringern. Die
Ausgangsfolge des digitalen Tiefpasses sei un. Da sie den zum exakten Strommeßwert
proportionalen Wert tn, ∞ unverändert enthält, der Rauschanteil in der Folge un durch die
Filterung jedoch stark reduziert ist, hat sich die Werteauflösung der Folge un gegenüber
der Folge tn erhöht. Damit sind die Folgenelemente un selbst die Meßergebnisse der
Strommessung mit hoher Auflösung, die zur Anzeige gebracht oder weiterverarbeitet werden
können. Um die Vorteile dieser Erfindung in vollem Umfang auszunutzen, reicht eine
Kammfilterung erster Ordnung der Folge tn nicht aus, da hierbei die Dämpfung höherfrequenter
Rauschanteile zu gering ist; vielmehr sind mindestens Kammfilter zweiter Ordnung
zur digitalen Tiefpaßfilterung erforderlich. Der volle Auflösungsgewinn ergibt sich jedoch
erst bei geeigneter Verwendung steilflankiger digitaler Tiefpaßfilter.
Bei den verschiedenen Ausgestaltungen der Erfindung kann der Leistungsanteil des
Rauschens gemäß der Gl. 6 bei Halbierung der Filter-Grenzfrequenz fg und einer sich
hieraus ergebenden Verdopplung der Meßdauer um jeweils bis zu 15 dB verringert werden
(Wert bei Annahme eines ideal steilflankigen Tiefpasses), was einer Auflösungserhöhung
um jeweils bis zu 2,5 bit für die Folge un entspricht.
In der Realisierung ist es nicht zweckmäßig, die Folgenglieder un mit der Abtastrate
fa zu berechnen. Erstens reicht zur Darstellung der Meßergebnisfolge nach dem Abtasttheorem
eine Abtastrate mit einer Frequenz geringfügig größer als der Wert 2 fg aus,
welche auch anzustreben ist, um den Informationsfluß zu minimieren; zweitens ergäbe
sich ein untragbar hoher Aufwand bei der Realisierung eines entsprechend steilflankigen
Tiefpaßfilters mit der Grenzfrequenz fg bei der Abtastrate fa. Zur Verarbeitung der Werte
tn eignen sich viel besser die bekannten Dezimationsverfahren (digitale Tiefpaßfilterung
bei gleichzeitiger Abtastratenreduktion, z. B. mit Hilfe von Kammfiltern, siehe Lit. [4],
[5], [6]), wobei die Folge der Meßergebnisse eine Abtastrate aufweisen kann, die nur wenig
über dem durch das Abtastheorem vorgegebenen Wert 2 fg liegt.
Das Rauschverhalten des A/D-Umsetzers aus dieser Erfindung sowie der sich im praktischen
Betrieb ergebende Auflösungsgewinn wird im folgenden im Vergleich zu einem
Mehrfach-Rampen-Umsetzer mit einem Integrator in Anlehnung an das Verfahren aus
der DE-PS 28 20 601 anhand eines Ausführungsbeispiels verdeutlicht. Der Umsetzer aus
dieser Erfindung sei im Beispiel wie folgt dimensioniert: γ=50 ns, T=20 000, also
fa=1 kHz, I₁ = -100 µA, I₃=100 µA, C₁=C₂=10 nF, R=100 kΩ und k=1. Der
Umsetzer sei hierbei so zu betreiben, daß nur Eingangsströme Ie mit 0 µA<Ie<33 µA
vorkommen, welche bei der gegebenen Dimensionierung im stabilen Arbeitsbereich liegen.
Es fließe ein konstanter Eingangsstrom Ie=10µA. Der Komparator sei als ideal betrachtet
und trage kein Rauschen bei. Der Umsetzer sei gemäß den kennzeichnenden Teilen
der Ansprüche 5, 7 und 9 aus dieser Erfindung betrieben. Die einzigen Rauschquellen sind
somit das prinzipbedingte Quantisierungsrauschen und das künstlich nach der Quantisierung
der Entscheidung des Komparators 26 durch den Funktionsblock 21 hinzugefügte
digitale Zeitrauschen.
Der zum Vergleich benutzte Mehrfach-Rampen-Umsetzer mit einem Integrator arbeitet
nach dem Verfahren aus der DE-PS 28 20 601, jedoch ist seinem Komparator-
Ausgangssignal zur besseren Bewertung ebenfalls ein digitales Zeitrauschen addiert, das
die gleiche Leistung wie beim Verfahren aus dieser Erfindung beisteuert. Beim Umsetzer
mit einem Integrator wird die angegebene Dimensionierung sinngemäß übernommen; dort
gilt entsprechend I₁=10 µA, I₂ = -100 µA.
Anhand einer Simulation beider Umsetzer wird im eingeschwungenen Zustand jeweils
die Folge der Zählwerte tn bzw. tj,k aufgenommen und die nach Abzug der Größe tn, ∞
gemäß Gl. 5 verbleibende Rauschfolge εn* einer Diskreten Fourier-Transformation (DFT)
unterworfen. Länge der untersuchten Folge: NDFT=16 384, Fensterfunktion gemäß
Lit. [3], Fig. 11. Die Fig. 4 zeigt einen Ausschnitt aus dem Betragsspektrum der Rauschfolge
εn* im Frequenzbereich 0 Hz . . .20 Hz. Das Rauschspektrum des Verfahrens dieser
Erfindung (Symbole ⚫) liegt für die betrachteten tiefen Frequenzen f<fa/50 unter dem
des Mehrfach-Rampen-Verfahrens mit einem Integrator (Symbole ○). Berechnet man für die beiden
verglichenen Verfahren jeweils die Rauschleistungen durch Summation über die Quadrate
der Spektralfolge, so ergibt sich beispielsweise für das Verfahren aus dieser Erfindung im
Frequenzbereich 0 Hz . . .5 Hz eine um etwa 32 dB geringere Störleistung. Diese entspricht
bei geeigneter digitaler Tiefpaßfilterung (Grenzfrequenz 5 Hz) der Zählwertefolge einer um
etwa 5 bit höheren Auflösung für das Verfahren aus dieser Erfindung.
Die Fig. 5 zeigt die Spektren der Rauschfolgen εn* des Verfahrens aus dieser Erfindung
(⚫) und des Vergleichsverfahrens mit einem Integrator (○) über den gesamten Frequenzbereich
0 Hz . . .fa/2; es ist hier NDFT=1024. Man erkennt, daß das vorteilhafte
Rauschverhalten des Verfahrens dieser Erfindung nur für Frequenzen unterhalb einem bestimmten
Wert (in diesem Beispiel etwa 170 Hz) gegeben ist, da bei höheren Frequenzen
die Rauschamplituden über denen des Verfahrens mit einem Integrator liegen.
Das Verfahren aus dieser Erfindung setzt voraus, daß außer dem Quantisierungsrauschen,
welches durch die idealisierte Synchronisierung der Zeitpunkte snγ auf das Zeitraster γ
entsteht, weitere Rauschquellen vorhanden sind, um das Auftreten von Grenzzyklen zu
verhindern. Dies sind kleine periodische Schwankungen in der Folge der Zählwerte tn, die
aufgrund der rückgekoppelten Struktur des Umsetzers entstehen können, so daß im Spektrum
der Folge tn tieffrequente diskrete Störlinien auftreten, welche einen Auflösungsverlust
ergeben. Enthält der Umsetzer weitere Rauschquellen, verschmieren sich diese
Spektrallinien und treten nicht mehr störend in Erscheinung. Häufig reicht (besonders
bei hohen Frequenzen des Impulsgenerators 18) das natürliche Rauschen der Schaltungskomponenten,
insbesondere des Komparators 26, zur Vermeidung von Grenzzyklen und
zur Vergleichmäßigung der spektralen Verteilung des Quantisierungsrauschens aus. Die
Erfindung läßt sich dann einfach gemäß dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 2 weiterbilden.
Andernfalls läßt sich zur sicheren Vermeidung von Grenzzyklen erfindungsgemäß Abhilfe
schaffen, indem die Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile Glied 22 nach
jedem Durchlauf des Impulszählers 19 in seiner einen Lage befindet, zusätzlich durch einen
Zufallsprozeß um bis zu plus oder minus die Dauer eines Taktes des Impulsgenerators
18 variiert wird. Dies kann sowohl beim Setzen des bistabilen Gliedes 22 in seine eine,
als auch in seine andere Lage erfolgen. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird
hierzu der Schwellenspannung des Komparators 26 eine kleine Rauschspannung überlagert,
welche zu einer zusätzlichen rauschförmigen Zeitauslenkung der Ausgangsflanken des
Komparators 26 führt, wobei der Zeitpunkt des Setzens des bistabilen Gliedes 22 in seine
andere Lage beeinflußt wird.
Es ist ebenfalls möglich, das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers
19 in seine eine Lage zu bringen und den Zeitpunkt, zu dem es in seine
andere Lage gesetzt wird, mit digitalen Mitteln rauschförmig zu variieren. Hierzu wird
vorgeschlagen, daß die Logikschaltung 20 einen Zufallsgenerator 21 mit zwei möglichen
Zufallsergebnissen enthält, der Zufallsgenerator 21 in Zeitabständen gleich der Zeit zwischen
zwei Überläufen des Impulszählers 19 jeweils ein neues Zufallsergebnis liefert, und
den zwei möglichen Zufallsergebnissen die Alternativen zugeordnet sind, ob das zweite
bistabile Glied 22 erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste, oder wenn
der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators
26 eintritt. Eine entsprechende Ausführung des Umsetzers zeigt Fig. 1.
Stattdessen läßt sich auch der Zeitpunkt, zu dem das bistabile Glied 22 in seine
eine Lage gebracht wird, durch einen Rauschprozeß variieren. Hierzu weist eine weitere
Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 2 eine zusätzliche Logikschaltung 32 mit einem
Zufallsgenerator 31 für zwei mögliche Zufallsergebnisse auf, wobei der Zufallsgenerator 31
in Zeitabständen gleich der Zeit zwischen zwei Überläufen des Impulszählers 19 jeweils ein
neues Zufallsergebnis liefert, und den zwei möglichen Zufallsergebnissen die Alternativen
zugeordnet sind, ob das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers
19 oder einen Takt danach in seine eine Lage gebracht wird. Der Zeitpunkt, zu dem das
zweite bistabile Glied 22 in seine andere Lage gesetzt wird, bleibt hiervon unbeeinflußt und
ist einfach durch den ersten Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen
des Komparators 26 gegeben.
Die Wirkung der zwei letztgenannten Ausführungsformen der Erfindung ist weitgehend
gleichwertig. Der Zufallsgenerator 21 bzw. 31 läßt sich vorteilhaft als digitale Schaltung
zur Erzeugung einer binären Pseudo-Rauschfolge mit Hilfe rückgekoppelter Schieberegister
ausbilden.
Es werden zwei Ausgestaltungen der Erfindung vorgeschlagen, um die Stromflußdauer
des Referenzstroms I₁ gegenüber der Stromflußdauer des Stroms I₃ in einem festen
Verhältnis zu verlängern. Die Stromflußdauer des Referenzstroms I₁ läßt sich verdoppeln
(k=2), indem das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen
Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler 28 in
seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen
Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet.
Beim Setzen des zweiten bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage lautet der Zählstand
tn; danach zählt der Zähler 28 wieder bis Null, so daß beim Erreichen der Null die
Zeit 2tnγ vergangen ist. Dann wird auch das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage
gesetzt.
Die Stromflußdauer des Referenzstroms I₁ läßt sich verdreifachen (k=3), indem
das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine
Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt
wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen Richtung zählt, während
sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, so daß mit dem Setzen
des zweiten bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage der Zählstand tn ist. Danach
zählt der Vor-Rück-Impulszähler 28 die durch einen Frequenzteiler 30 halbierte Frequenz
des Impulsgenerators 18 wieder abwärts. Durch Synchronisation des Frequenzteilers 30
wird erreicht, daß er nach dem Setzen des zweiten bistabilen Gliedes 22 in seine andere
Lage immer in der gleichen Phasenlage loszählt, unabhängig davon, ob tn gerade oder
ungerade ist. Damit erreicht der Vor-Rück-Impulszähler 28 den Zählstand Null nach der
Zeit (tn+2 tn)γ, woraufhin auch das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt
wird.
Der oben simulierte Umsetzer aus dieser Erfindung liefert z. B. bei weitgehend unverändertem
Konvergenzverhalten für den gegebenen Eingangsstrombereich die gleichen
Meßergebnisse, wenn statt des Stroms I₁ = -100 µA mit k=1 der Strom I₁ = -50 µA
mit k=2, oder der Strom I₁ = -33, µA mit k=3 gewählt wird.
Zur Erfassung des Verhältnisses des Stroms Ie zum Strom I₁ ist es zunächst erforderlich,
die Folgenelemente Mn in entsprechende Zählwerte tn umzusetzen. Hierzu kann
man die Impulse des Impulsgenerators 18 während der zusätzlichen Aufintegration des
Stroms I₃ zum Strom IA in einen Vorwärtszähler 24 einzählen lassen, so daß dieser jeweils
im Zeitintervall zwischen zwei solchen Aufintegrationen den Zählstand tn aufweist.
Die Folge der Zählstände tn läßt sich dann zu einer Meßwert-Verarbeitungseinrichtung 25
weiterleiten. Der Vorwärtszähler 24 muß vor oder mit Beginn der nächsten, zusätzlichen
Aufintegration des Stroms I₃ rückgesetzt werden. Die Meßwert-Verarbeitungseinrichtung
25, welche z. B. einen digitalen Signalprozessor oder einen Mikroprozessor enthalten kann,
führt die erwähnte Filterung über die Folge der Zählwerte tn aus.
Das beschriebene Verfahren läßt sich leicht zur Messung von Strömen unterschiedlicher
Polarität erweitern, indem dem zu messenden Strom ein konstanter Hilfsstrom überlagert
wird, der so zu wählen ist, daß die sich ergebende Stromsumme Ie über den gesamten
bipolaren Meßbereich immer das gleiche Vorzeichen aufweist. Der Hilfsstrom alleine kann
mit Hilfe einer zusätzlichen Messung bestimmt werden, deren Ergebnis vom Meßwert der
Stromsumme zu subtrahieren ist.
Literatur:
[1] Candy, James C.: Use of Double Integration in Sigma Delta Modulation. In: IEEE
Transactions on Communications 33 (1985) Nr. 3, S. 249-258
[2] Ribner, David B.: A Comparison of Modulator Networks for High-Order Oversampled ΣΔ Analog-to-Digital Converters. In: IEEE Transactions on Circuits and Systems 38 (1991) Nr. 2, S. 145-159 - Berichtigung: Ribner, David B.: Correction to ". . .". In: IEEE Transactions on Circuits and Systems 38 (1991) Nr. 8, S. 970
[3] Nuttall, Albert H.: Some Windows with Very Good Sidelobe Behaviour. In: IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing 29 (1981) Nr. 1, S. 84-91
[4] Chu, Shuni; Burrus, C. Sidney: Multirate Filter Designs Using Comb Filters. In: IEEE Transactions on Circuits and Systems 31 (1984) Nr. 11, S. 913-924
[5] Candy, James C.: Decimation for Sigma Delta Modulation. In: IEEE Transactions on Communications 34 (1986) Nr. 1, S. 72-76
[6] Park, Sangil: Principles of Sigma-Delta Modulation for Analog-to-Digital Converters. Phoenix: Motorola Inc., 1990 - Firmenschrift APR8/D
[2] Ribner, David B.: A Comparison of Modulator Networks for High-Order Oversampled ΣΔ Analog-to-Digital Converters. In: IEEE Transactions on Circuits and Systems 38 (1991) Nr. 2, S. 145-159 - Berichtigung: Ribner, David B.: Correction to ". . .". In: IEEE Transactions on Circuits and Systems 38 (1991) Nr. 8, S. 970
[3] Nuttall, Albert H.: Some Windows with Very Good Sidelobe Behaviour. In: IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing 29 (1981) Nr. 1, S. 84-91
[4] Chu, Shuni; Burrus, C. Sidney: Multirate Filter Designs Using Comb Filters. In: IEEE Transactions on Circuits and Systems 31 (1984) Nr. 11, S. 913-924
[5] Candy, James C.: Decimation for Sigma Delta Modulation. In: IEEE Transactions on Communications 34 (1986) Nr. 1, S. 72-76
[6] Park, Sangil: Principles of Sigma-Delta Modulation for Analog-to-Digital Converters. Phoenix: Motorola Inc., 1990 - Firmenschrift APR8/D
Claims (12)
1. Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-Verfahren mit zwei als Integratoren
beschalteten Verstärkern, die sowohl analoge Ströme integrieren, als auch zusätzlich
periodisch mit Hilfe eines dem zweiten Integrator nachgeschalteten Komparators, eines
Impulsgenerators, mehrerer Zähler, sowie je zweier Logikschaltungen und bistabiler Glieder
für bestimmte Zeitintervalle mit weiteren Strömen I₁ und I₃ verbunden werden,
dadurch gekennzeichnet, daß der umzusetzende analoge Strom Ie von dem ersten
Integrator 15 kontinuierlich integriert wird, der Ausgang des ersten Integrators 15 über
einen Widerstand 17 mit dem Eingang des zweiten Integrators 16 verbunden ist, dieser
den analogen Ausgangsstrom IA des ersten Integrators 15 integriert, ein Impulszähler 19
ständig die Impulse des Impulsgenerators 18 zählt, das zweite bistabile Glied 22 bei jedem
Überlauf des Impulszählers 19 oder wahlweise einen Takt des Impulsgenerators18 danach
in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der
erste oder wahlweise der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen
des Komparators 26 eintritt, das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage den Strom
I₃ über einen Schalter 13 dem Eingang des zweiten Integrators 16 zuführt und zusätzlich
zum Strom IA aufintegrieren läßt, zwischen je zwei Überläufen des Impulszählers 19 das
erste bistabile Glied 27 für eine Zeitdauer in seine eine Lage gebracht wird, welche zu der
Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet,
proportional ist, das erste bistabile Glied 27 in seiner einen Lage den Strom I₁ über einen
Schalter 11 dem Eingang des ersten Integrators 15 zuführt und zusätzlich zum Strom Ie
aufintegrieren läßt, jeweils im Zeitintervall zwischen zwei Aufintegrationen des Stroms I₃
zum Strom IA ein Wert Mn gleich der Zeitintervallänge ist, während der zusätzlich zum
Strom IA der Strom I₃ aufintegriert wurde, wobei die Folge der Werte Mn bei geeigneter
Zuordnung der Ströme I₁ und I₃ zu einer der beiden Komparatorstellungen, bei geeigneter
Größe der Ströme I₁ und I₃ relativ zum Strom Ie, sowie bei geeigneter Wahl der
Integratorzeitkonstanten, zur Ermittlung des Digitalwertes des Stroms Ie durch digitale
Tiefpaßfilterung mehrerer Folgenglieder Mn genutzt werden kann.
2. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers
19 in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt
wird, wenn der erste Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators
26 eintritt.
3. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile
Glied 22 nach jedem Durchlauf des Impulszählers 19 in seiner einen Lage befindet, zusätzlich
durch einen Zufallsprozeß um bis zu plus oder minus die Dauer eines Taktes des Impulsgenerators
18 variiert wird.
4. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenspannung des Komparators 26 eine kleine
Rauschspannung überlagert ist, welche zu einer Zeitauslenkung der Ausgangsflanken des
Komparators 26 um seine Schaltzeitpunkte für fehlende Rauschspannung in der Größenordnung
der Periodendauer des Impulsgenerators 18 führt.
5. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des
Impulszählers 19 in seine eine Lage gebracht wird, eine Logikschaltung 20 einen Zufallsgenerator
21 mit zwei möglichen Zufallsergebnissen enthält, der Zufallsgenerator 21 in
Zeitabständen gleich der Zeit zwischen zwei Überläufen des Impulszählers 19 jeweils ein
neues Zufallsergebnis liefert, und den zwei möglichen Zufallsergebnissen die Alternativen
zugeordnet sind, ob das zweite bistabile Glied 22 erst dann in seine andere Lage gesetzt
wird, wenn der erste, oder wenn der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem
Umspringen des Komparators 26 eintritt.
6. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß eine Logikschaltung 32 einen Zufallsgenerator 31 mit
zwei möglichen Zufallsergebnissen enthält, der Zufallsgenerator 31 in Zeitabständen gleich
der Zeit zwischen zwei Überläufen des Impulszählers 19 jeweils ein neues Zufallsergebnis
liefert, und den zwei möglichen Zufallsergebnissen die Alternativen zugeordnet sind, ob
das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 oder einen Takt
danach in seine eine Lage gebracht wird, das zweite bistabile Glied erst dann in seine
andere Lage gesetzt wird, wenn der erste Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem
Umspringen des Komparators 26 eintritt.
7. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 5 oder 6,
dadurch gekennzeichnet, daß der Zufallsgenerator 21 bzw. 31 als digitale Schaltung
zur Erzeugung einer binären Pseudo-Rauschfolge mit Hilfe rückgekoppelter Schieberegister
ausgebildet ist.
8. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 7,
dadurch gekennzeichnet, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten
bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage
gesetzt wird, wenn das Verhältnis der Dauer, während der sich das erste bistabile Glied
27 in seiner einen Lage befindet, und der Dauer, während der sich nach dem gleichen
Überlauf des Impulszählers 19 das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet,
eine feste ganze Zahl ist.
9. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten
bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird und gleichzeitig mit dem zweiten
bistabilen Glied 22 in seine andere Lage gesetzt wird, so daß das zweite bistabile Glied 22
die Funktion des ersten bistabilen Gliedes 27 mit übernehmen kann.
10. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten
bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler
28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der
einen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage
befindet, der Vor-Rück-Impulszähler 28 die Impulse des Impulsgenerators 18 in der anderen
Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner anderen Lage
befindet, und das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der
Vor-Rück-Impulszähler 28 bis Null gezählt hat.
11. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten
bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler
28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der
einen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage
befindet, mit dem Setzen des zweiten bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage ein
Frequenzteiler 30, welcher die Frequenz des Impulsgenerators 18 halbiert, synchronisiert
wird, der Vor-Rück-Impulszähler 28 die Ausgangsimpulse des Frequenzteilers 30 in der
anderen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner anderen Lage
befindet, und das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der
Vor-Rück-Impulszähler 28 bis Null gezählt hat.
12. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 11,
dadurch gekennzeichnet, daß der Strom I₁ konstant ist und dem Strom Ie entgegengesetzte
Polarität aufweist, der Strom I₃ konstant ist und dem Strom I₁ entgegengesetzte
Polarität aufweist, die Impulse des Impulsgenerators 18 während der zusätzlichen Aufintegration
des Stroms I₃ zum Strom IA in einen Vorwärtszähler 24 eingezählt werden,
der Vorwärtszähler 24 jeweils im Zeitintervall zwischen zwei zusätzlichen Aufintegrationen
des Stroms I₃ zum Strom IA als Zählzustand den Wert tn hat, der Vorwärtszähler 24
vor oder mit Beginn der nächsten, zusätzlichen Aufintegration des Stroms I₃ zu dem
Strom IA auf den Wert Null gesetzt wird, die Folge der Zählstände tn zu einer Meßwert-
Verarbeitungseinrichtung 25 weiterleitbar ist, welche eine digitale Tiefpaßfilterung über
die Folge der Werte tn sowie eine Reduktion der Abtastrate der Filterergebnisfolge von
der Folgefrequenz der Werte tn auf einen Bruchteil dieser Frequenz ausführt, und nach
einer kurzen Einschwingdauer die Werte der Filterergebnisfolge stets proportional zum
Verhältnis des Stroms Ie zum Strom I₁ sind.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19914134780 DE4134780C2 (de) | 1991-10-22 | 1991-10-22 | Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-Verfahren |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19914134780 DE4134780C2 (de) | 1991-10-22 | 1991-10-22 | Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-Verfahren |
Publications (2)
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DE4134780A1 DE4134780A1 (de) | 1993-05-06 |
DE4134780C2 true DE4134780C2 (de) | 1993-09-30 |
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ID=6443133
Family Applications (1)
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DE19914134780 Expired - Fee Related DE4134780C2 (de) | 1991-10-22 | 1991-10-22 | Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-Verfahren |
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Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE69719296T2 (de) * | 1996-11-21 | 2003-09-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | A/D-Wandler und A/D-Wandlungsverfahren |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2820601C2 (de) * | 1971-03-24 | 1984-01-19 | Hartmut Dipl.-Phys. Dr. 6203 Hochheim Grützediek | Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampenverfahren |
-
1991
- 1991-10-22 DE DE19914134780 patent/DE4134780C2/de not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
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DE4134780A1 (de) | 1993-05-06 |
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