DE4114058C2 - Mehrkanalempfänger für bandgespreizte Signale - Google Patents
Mehrkanalempfänger für bandgespreizte SignaleInfo
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Description
Die Erfindung geht von einem Empfänger für bandgespreizte Signale aus.
Bandgespreizte Signale sind Signale, bei denen ein hochfrequenter Träger
mit einem pseudo-statistischen Kode (nachfolgend PRN-Kode genannt)
kodiert ist. Dieser Kode zur Spektrumspreizung ist mit einem
Modulationssignal, das zur Datenübertragung dient, moduliert. Das
Modulationssignal ist häufig ebenfalls ein digitales Signal. In diesem Fall
ist also einem ersten digitalen Signal - dem PRN-Kode - zur
Datenübertragung ein weiteres digitales Signal überlagert. Die
Taktfrequenz für die beiden digitalen Signale ist im allgemeinen sehr
unterschiedlich.
Empfänger für bandgespreizte Signale müssen so ausgelegt sein, dass sie
die zu empfangenden Signale auch dann aufnehmen können, wenn diese
stark verrauscht sind oder sogar im Rauschen untergehen. Das
empfangene Signal wird demoduliert, indem das modulierte
bandgespreizte Signal im Empfänger mit zeitlich koinzidenten
Nachbildungen des Trägersignales und des PRN-Kodes multipliziert wird.
Die Nachbildung des Trägersignals und des PRN-Kodes geschieht in
schmalbandigen Regelkreisen, um möglichst wenig Rauschen zu erhalten.
Aus der DE 31 31 185 A1 ist ein Empfänger für pseudozufällig
phasenmodulierte Signale bekannt, bei dem eine kombinierte Kode- und
Trägerphasenregelung vorgesehen ist. Dabei wird davon ausgegangen,
dass es einen festen Zusammenhang zwischen der Taktfrequenz der
Pseudozufallsfolge und der Trägerfrequenz auf der Empfängeseite gibt.
Systeme, bei denen bandgespreizte Signale verwendet
werden, sind beispielsweise das GPS-Navigationssystem
und das GLONASS-Navigationssystem.
Aus den Phasenverschiebungen zwischen den empfangenen
Signalen von mindestens vier Sendern und den
gespeicherten PRN-Kodes dieser Sender kann einerseits
die gemeinsame Systemzeit und andererseits die Position
des Empfängers hochgenau bestimmt werden.
Zum Empfang von mehreren Satellitensignalen kann ein
Empfänger eingesetzt werden, der n Kanäle gleichzeitig
empfängt, indem die Hardware n-mal aufgebaut wird. Bei
dieser Art von Empfängern bleiben die Regelkreise
eingerastet, nachdem das Signal akquiriert wurde. Es
findet eine kontinuierliche Verfolgung der Signale
aller Kanäle statt, weswegen keine Signalverluste im
Empfänger auftreten. Der Nachteil dieses Empfängers
liegt in der aufwendigen und kostenintensiven Hardware.
Außerdem entstehen Fehler durch Abweichungen der als
identisch angenommenen Bauteile verschiedener
Empfangskanäle. Nachfolgend wird diese Art von
Empfänger "Parallelempfänger" genannt.
Eine Einfache und kostengünstige Möglichkeit, mehrere
Kanäle mit einem einmaligen Hardwareaufwand zu
empfangen, besteht darin, die Signale mehrerer
Satelliten sequentiell mit einem einkanaligen Empfänger
zu empfangen. Dieser Empfänger empfängt eine bestimmte
Zeit das Signal eines Satelliten, schaltet aber dann
auf das nächste Satellitensignal um, das neu akquiriert
werden muß, während das alte Signal verlorengeht.
Die lange Akquisitionszeit wegen der langsamen Regelung
der schmalbandigen Regelkreise und damit verbundene
Verschlechterung der Meßergebnisse werden vermieden,
indem man "Fast-scan"-Empfänger einsetzt. Diese Art von
Empfänger schaltet mit einer größeren Umschaltfrequenz
zwischen den Signalen der einzelnen Satelliten um, als
die Bandbreite der Regelkreise beträgt. Dadurch bleiben
die Regelkreise für das Kodesignal und für das
Trägersignal stets eingerastet, obwohl einer von n
Kanälen nur für ein n-tel der Gesamtzeit sein
Empfangssignal erhält.
Insbesondere bei einem Empfänger mit digitaler
Signalverarbeitung ist es möglich, die digitalen Werte
für jeden empfangenen Kanal, auf die jederzeit schnell
zugegriffen werden kann, in einem Speicher zu
speichern. Das erfordert den Einsatz von Multiplexern
und eines digitalen Signalprozessors. Dabei sind alle
Empfängerteile, bis auf die Mittel für den
Signalempfang und für die Herabmischung in eine
Zwischenfrequenzlage, in digitaler Weise realisiert.
Ein solcher Empfänger für das GPS-Navigationssystem ist
aus der US 4 841 544 bekannt.
Es wird darin ein Empfänger beschrieben, der einen für
alle Kanäle gemeinsamen, analogen Empfängerteil
enthält. Die nachfolgenden digitalen
Signalverarbeitungsschaltkreise arbeiten als
einkanaliger sequentieller Empfänger oder
bevorzugt nach dem "Fast-scan"-Prinzip, wobei die
digitalen Signale von jedem Kanal im Speicher
gespeichert werden.
Der Nachteil dieses Empfängers liegt in den, im
Vergleich zum Parallelempfänger, verschlechterten
Signal/Rausch-Verhältnissen für jeden einzelnen
empfangenen Kanal. Dies ergibt sich aus der Tatsache,
daß bei n empfangenen Kanälen nur jeder n-te
Zeitschlitz in einem Kanal verarbeitet wird. Dadurch
ergeben sich Signalverluste.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Mehrkanal-Empfänger
für bandgespreizte Signale anzugeben, bei dem die
Signalverluste für jeden empfangenen Kanal verringert
werden.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit einem
Mehrkanalempfänger nach der Lehre des Hauptanspruchs.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind den
Unteransprüchen zu entnehmen.
Die Vorteile des erfindungsgemäßen Mehrkanalempfängers
liegen darin, daß im Vergleich zu einem
Einkanalempfänger mehrere (n) Kanäle gleichzeitig
empfangen werden ohne großen zusätzlichen
Hardwareaufwand. Die Signalqualität entspricht dagegen
der Qualität eines Parallelempfängers. Das ergibt sich
aus einem Oversamplingverfahren, bei dem jeder
Abtastwert im Multiplex-Verfahren mit n PRN-Kodes und
mit n Trägersignalen (entsprechend den n Kanälen)
korreliert und gemischt wird, bevor der nächste
Abtastwert vorliegt. Für jeden Kanal liegt demnach ein
Meßwert nach jedem Abtastwert vor, wodurch die
Signal/Rausch-Verhältnisse im Vergleich zu einem
sequentiellen Empfänger verbessert werden.
Ein weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Empfängers
besteht in der Tatsache, daß er als Empfänger für
Signale des GPS-Navigationssystemes und des
GLONASS-Navigationssystemes eingesetzt werden kann.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der
Zeichnungen beschrieben und näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 vereinfachtes Blockschaltbild eines Empfängers
für bandgespreizte Signale,
Fig. 2 Blockschaltbild des Kode-Korrelators,
Fig. 3 Blockschaltbild des Kode-Generators,
Fig. 4 Blockschaltbild des Kode-NCO,
Fig. 5 Blockschaltbild des Frequenz-Korrelators,
Fig. 6 Blockschaltbild des SIN/COS-Generators,
Fig. 7 Aufbau der zweiten ROM-Tabelle,
Fig. 8 Blockschaltbild der Integrationsstufe.
In Fig. 1 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines
erfindungsgemäßen Empfängers dargestellt. Das von einer
Antenne 11 kommende Signal gelangt über eine
Aufbereitungseinheit 12 zu einem Mischer 13, wo eine
Umsetzung des Signals in eine Zwischenfrequenzlage
erfolgt. Das ZF-Signal wird dann in einem A/D-Wandler
14 quantisiert und mit einer Abtastfrequenz fs
abgetastet.
Im ZF-Teil kann der Empfänger mit oder ohne
Quadraturzweig realisiert werden. Dementsprechend
liegen entweder zwei Signalzweige (I- und Q-Anteil)
oder nur ein Signalzweig zur digitalen
Weiterverarbeitung vor. Beispielhaft werden bei der
Beschreibung zwei Zweige angenommen.
Um die Verarbeitung des Signals in n Kanälen
durchzuführen, ohne die Hardware n-mal aufzubauen, wird
der Abtastwert in einem Latch 15 während der Zeit Ts
(Abtastperiode) zwischengespeichert. In dieser Zeit
wird der Abtastwert nach dem Oversamplingverfahren mit
allen n Kodes und mit allen n Trägersignalen gemischt,
bevor der nächste Abtastwert zwischengespeichert wird.
Die Mischungen erfolgen in einem Koderegelkreis, der
einen Kode-Korrelator 20, einen Kode-Generator 30 und
einen Kode-NCO 40 enthält und in einem
Trägerregelkreis, der einen Frequenz-NCO-Generator 50
und einen SIN/COS-Generator 60 enthält. Der
Frequenz-NCO-Generator und der SIN/COS-Generator bilden
zusammen den Frequenz-Korrelator 110.
Nach den Mischungen stehen die Quadraturkomponenten
Iout, Qout zur Verfügung. Diese werden in einer
Integrationsstufe 80 weiterverarbeitet, bevor sie zu
einem digitalen Signalprozessor 90 gelangen, der daraus
Korrekturwerte Ai 91 für den Trägerregelkreis und
Korrekturwerte Bi 92 für den Koderegelkreis
berechnet. Eine zusätzliche Einheit 100 erzeugt die
verschiedenen, notwendigen Taktfrequenzen für die
verschiedenen Einheiten.
Im folgenden wird die Arbeitsweise des
erfindungsgemäßen Mehrkanalempfängers näher erläutert;
der PRN-Kode wird dabei nachfolgend nur noch Kode
genannt.
Zur Entspreizung des bandgespreizten Signals wird das
Signal in einem Kode-Korrelator 20 mit n Kodes in der
Zeit Ts kanalweise und zeitlich seriell gemischt.
Fig. 2 zeigt den Aufbau eines Kode-Korrelators. Der
Kode-Korrelator arbeitet nach dem Dither-Loop-Prinzip,
bei dem Signale aus einem Early- und einem Late-Zweig
zur Ermittlung des Kodephasenfehlers notwendig sind.
Early- und Late-Kode können an einem Schieberegister 21
abgegriffen werden. Ein Multiplexer 22 wählt den
gewünschten Kode-Chip.
Mit einer Oversamplingtaktfrequenz fos, die n-mal
größer ist als die Abtastfrequenz fs, wird der
gespeicherte Abtastwert mit einem Kode-Chip eines
ersten Kanals multipliziert. Bei einer Quantisierung
von 1 Bit kann die Multipliziereinheit 23 durch ein
EXOR-Gatter realisiert werden. Nach der
Oversamplingperiode Tos = 1/fos erfolgt die
Multiplikation des gespeicherten Abtastwertes mit einem
Kode-Chip des nächsten Kanals. Nach der Zeit n.Tos
ist wieder der erste Kanal an der Reihe. Da aber in
dieser Zeit ein neuer Abtastwert vorliegt, wird der
Kode-Chip für den ersten Kanal mit dem neuen Abtastwert
multipliziert. Durch den Kode-Korrelator werden die
empfangenen Signale auf die Bandbreite komprimiert, die
sie vor der Kodespreizung hatten.
Die Erzeugung der Kode-Chips für die n Kanäle erfolgt
in dem Kode-Generator 30 und wird anhand von Fig. 3
erläutert.
Die Kodes aller zu empfangenden Satelliten sind in
einer ersten ROM-Tabelle 31 gespeichert. Die erste ROM
Tabelle enthält sowohl die ersten Kodes für Satelliten
des GPS-Navigationssystems, als auch den Kode für
Satelliten des GLONASS-Navigationssystems. Bei der
Adressierung der ersten ROM-Tabelle wird die Wahl des
Navigationssystems getroffen. Zur Adressierung der
ersten ROM-Tabelle 31 müssen eine Adresse für die
Kodenummer und eine zweite Adresse für den Kode-Chip
erzeugt werden. Die Adressengenerierung für die
Kodenummer erfolgt mit einem Multiplexer 32. Mit der
Taktfrequenz fos wählt der Multiplexer 32 die Adresse
aus einem der n Speicher 33 mit den Adressen der
Kodenummern der Satelliten, die aktuell empfangen
werden, aus.
Die Adressengenerierung für den Kode-Chip erfolgt mit
einem ladbaren Zähler 34 und einem
Adreßzähler-FIFO-Speicher 35, die mit der Taktfrequenz
fos getaktet werden.
Während einer Oversamplingperiode Tos wird die
Adresse für den Kode-Chip eines Kanals aus dem
Adreßzähler-FIFO-Speicher ausgelesen. Falls ein
Clocksignal 36 für diesen Kanal vorliegt, wird die
Adresse inkrementiert. Der Wert am Ausgang des Zählers
34 entspricht der Adresse für die erste ROM-Tabelle 31.
Der entsprechende Kode-Chip wird ausgelesen.
Gleichzeitig wird die Adresse in den
Adreßzähler-FIFO-Speicher 35 geschrieben.
Mit der nächsten Oversamplingperiode Tos erfolgt der
gleiche Vorgang für den nächsten Kanal. Nach n.Tos
ist der erste Kanal wieder an der Reihe.
Das Clocksignal 36 für jeden Kanal wird in dem
Kode-NCO 40 erzeugt. Die Arbeitsweise des Kode-NCO 40
wird in Fig. 4 erklärt. Der Kode-NCO erzeugt für jeden
Kanal ein Signal, das als Clocksignal 36 dient. Die
Frequenz dieses Signales ist durch ein Steuerwort Bi
92 für den i-ten Kanal einstellbar. Das Wort Bi 92
ist ein Maß für die Frequenz des erzeugten Kodes im
i-ten Kanal.
Der Kode-NCO 40 ist realisiert als ein erster
Akkumulator 41, der aus einer ersten Summiereinheit 42
und einem ersten Akkumulator-FIFO-Speicher 43 besteht,
wobei der Ausgang des Akkumulator-FIFO-Speichers einer
der Eingänge der ersten Summiereinheit 42 ist. Der
andere Eingang erhält das Wort Bi 92, das mit einem
Kode-NCO-Multiplexer 44 aus n Speichern 45 mit den
Korrekturwerten ausgewählt wird.
Mit der Oversamplingtaktfrequenz fos wird der erste
Akkumulator-FIFO-Speicher 43 für den i-ten Kanal
ausgelesen. Zu diesem Wert wird das Wort Bi 92 des
jeweiligen Kanals addiert.
Das MSB am Ausgang des ersten Akkumulators 41 dient als
Clocksignal 36 zur Adressengenerierung.
Der erste Akkumulator-FIFO-Speicher 43 läuft kanal- und
zeitsynchron mit dem Adreßzähler-FIFO-Speicher 35.
Das entstehende, schmalbandige Signal am Ausgang des
Kode-Korrelators 20 wird zur Mischung mit den
nachgebildeten Trägersignalen der n Kanäle einem
Frequenz-Korrelator 110 zugeführt, der aus einem
Frequenz-NCO-Generator 50 und einem SIN/COS-Generator
60 besteht. Der Frequenz-Korrelator selbst ist
Bestandteil des Trägerregelkreises und seine
Funktionsweise wird mit Hilfe von den Fig. 5 und 6
erklärt. Im Frequenz-Korrelator 110 wird das
Eingangssignal im Basisband herabgemischt. Als
Ausgangssignal liefert er eine Inphase- (I) und eine
Quadraturkomponente (Q) des Signals.
Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild des
Frequenz-NCO-Generators 50. Er arbeitet nach dem
gleichen Akkumulatorprinzip wie der Kode-NCO 40. Der
Frequenz-NCO-Generator 50 besteht aus einem zweiten
Akkumulator 51 mit einer zweiten Summiereinheit 52 und
mit einem zweiten Akkumulator-FIFO-Speicher 53, aus
mehreren (n) Speichern 55, die Korrekturwerte Ai 91
für jeden Kanal speichern und aus einem
Frequenz-NCO-Multiplexer 54, der mit der Taktfrequenz
fos die n Speicher 55 zyklisch zu dem Eingang des
zweiten Akkumulators 51 durchschaltet. Die
Korrekturwerte Ai 91 sind ein Maß für die Frequenz-
und Phasenfehler zwischen dem nachgebildeten
Trägersignal des i-ten Kanals und dem empfangenen
Signal dieses Kanals. Die Korrekturwerte werden mit der
Oversamplingtaktfrequenz fos kanalweise dem zweiten
Akkumulator 51 zugeführt. Dort wird der Wert Ai 91
für den i-ten Kanal und der Wert des zweiten
Akkumulator-FIFO-Speichers 53 für diesen Kanal addiert.
Aus dem Ausgangswert der zweiten Summiereinheit 52, der
wieder in den zweiten Akkumulator-FIFO-Speicher 53
geschrieben wird, werden die vier MSB zur Bildung eines
Wortes Ci 56 benutzt, welches das Steuersignal des
SIN/COS-Generators 60 bildet.
In Fig. 6 ist der SIN/COS-Generator 60 dargestellt.
Statt eines komplexen Multiplizierers für die
Herabmischung der Zwischenfrequenz, wird die
Multiplikation im erfindungsgemäßen Mehrkanalempfänger
durch ein zusätzliches Bit bei der Adressierung von
einer zweiten ROM-Tabelle 61 ersetzt.
Die zweite ROM-Tabelle 61 enthält die
Sinus-Kosinuswerte zur Nachbildung der Trägersignale
der n Kanäle. Zur Adressierung der zweiten ROM-Tabelle
61 wird einerseits das Wort Ci 56 aus dem zweiten
Akkumulator benutzt, andererseits werden die aktuellen
Werte der Inphase- und der Quadraturkomponente 62 für
den i-ten Kanal als zusätzliche Bits zugeführt.
Die Ausgänge der zweiten ROM-Tabelle 61 dienen als
Eingänge für Summiereinheiten 63, welche die Inphase-
und Quadraturkomponenten Iout, Qout 64 des Signals
am Ausgang liefern. Wenn der Empfänger keinen
Quadraturzweig im Analogteil 10 in Fig. 1 enthält,
entfallen die Summiereinheiten 63 und die Hälfte der
zweiten ROM-Tabelle 61.
In Fig. 7 ist der erfindungsgemäße Aufbau der Werte der
zweiten ROM-Tabelle 61 näher beschrieben.
Die zweite ROM-Tabelle 61 enthalten Werte mit
4-bit-Wortbreite, die eine gute Näherung der Sinusform
ermöglichen und deshalb weniger Oberwellen im
Ausgangssignal liefern als eine Mischung mit einem
Rechtecksignal. Darüber hinaus enthalten die Werte aus
der zweiten ROM-Tabelle 61 einen Offset 71, wodurch die
Werte nichtnegativ werden. Der Offset wird so gewählt,
daß der kleinste Tabellenwert gerade null wird. Der
Offset sorgt dafür, daß bei der nachfolgenden
Verarbeitung nur positive Werte aufsummiert werden
müssen. Er kann später von den Meßwerten abgezogen
werden.
Die Adressierung der zweiten ROM-Tabelle 61 und die
Erzeugung der Inphase- und Quadraturkomponenten Iout,
Qout 64 für jeden Kanal erfolgen mit der
Oversamplingtaktfrequenz fos. Dadurch wird, das Signal
für jeden Abtastwert mit den Trägersignalen aller n
Kanäle gemischt. Die Mischung der Trägersignale im
Trägerregelkreis erfolgt kanal- und zeitsynchron mit
der Kodemischung im Koderegelkreis.
Am Ausgang des Frequenz-Korrelators 110 stehen zwei
Signale Iout, Qout 64 zur Verfügung. Sie sind
stets positive Zahlen und werden in getrennten Zweigen
in der Integrationsstufe 80, deren Blockschaltbild Fig.
8 darstellt, akkumuliert.
Die Integrationsstufe 80 besteht aus zwei identischen
Zweigen 80A, 80B. Nachfolgend wird exemplarisch nur der
Zweig 80A beschrieben. Der Zweig 80A der
Integrationsstufe 80 enthält einen dritten Akkumulator
81, der nach dem gleichen Akkumulatorprinzip arbeitet
wie der erste und der zweite Akkumulator. Der dritte
Akkumulator besteht aus einer dritten Summiereinheit 82
und einem dritten Akkumulator-FIFO-Speicher 83.
Weiterhin enthält der Zweig 80A der Integrationsstufe
einen Demultiplexer 84, der die Informationen, die zu
den verschiedenen n Kanälen gehören, in n verschiedene
Zähler 85 weiterleitet. Die n Zähler 85 für n Kanäle
zählen die Überträge aus den Akkumulatoren 81 für jeden
Kanal. Zu äquidistanten Meßzeitpunkten wird der Inhalt
der Zähler in Speichern 86 abgelegt. Der digitale
Signalprozessor 90 kann dann auf alle Speicher mit
einer kleineren Taktfrequenz als die Abtastfrequenz
zugreifen, um daraus die Korrekturwerte Ai 91 und
Bi 92 für diesen Meßzeitpunkt zu bestimmen.
Der dritte Akkumulator 81 in jedem Zweig 80A, 80B
addiert die stets positiven Werte aus dem
Frequenz-Korrelator 110. Die Zähler 85 sind deswegen
als reine Aufwärtszähler realisiert. In ihnen werden
über 4000 Werte gemittelt, um eine Erhöhung des
Signal-Rausch-Verhältnisses zu erzielen. Statt eines
17-bit-breiten dritten Akkumulators (entsprechend der
Addition von über 4000 5-bit Werte) wird die Tatsache
ausgenutzt, daß die zu mittelnden Werte verrauscht
sind, um einen nur 5-bit-breiten dritten Akkumulator 81
einzusetzen, der das Ergebnis der Summation rundet. Nur
die Überträge der Addition für jeden Kanal werden dem
nachgeschalteten Demultiplexer 84 weitergeleitet.
Der prinzipielle Fehler für jeden Kanal, der bei der
Rundung der Summe entsteht, ist der Restinhalt des
dritten Akkumulator-FIFO-Speichers 83 zur Zeit des
Abspeicherns des Inhaltes der Zähler 85 in den
Speichern 86.
Der digitale Signalprozessor 90 erhält die gemittelten
Werte für den Inphase- und den Quadraturzweig für alle
n Kanäle. Daraus werden die Korrekturwerte Ai 91 und
Bi 92 errechnet. Der Offset aus den Werten der
zweiten ROM-Tabellen 61 wird bei der Bestimmung der
Korrekturwerte im digitalen Signalprozessor 90
abgezogen.
Der erfindungsgemäße Mehrkanalempfänger wurde mit Hilfe
einer konkreten Realisierung beschrieben. Weitere
Ausgestaltungen der Erfindung können vom Fachmann aus
den Ansprüchen nachvollzogen werden.
Claims (10)
1. Mehrkanalempfänger für bandgespreizte Signale mit
einem Mischer (13) zur Umsetzung des Signals auf eine Zwischenfrequenzlage (ZF),
einem A/D-Wandler (14) zur Erzeugung einer quantisierten Folge von Abtastwerten mit einer Abtastperiode Ts,
einem Koderegelkreis zur Rückgewinnung von n PRN-Kodes aus dem quantisierten Signal,
einem Trägerregelkreis zur Rückgewinnung von n Trägersignalen, wobei Quadraturkomponenten Iout, Qout (64) entstehen,
einer Integrationsstufe (80) zur Verarbeitung der Quadraturkomponenten Iout, Qout (64),
einem Signalprozessor (90) zur Berechnung von Korrekturwerten für den Koderegelkreis und für den Trägerregelkreis,
einem Taktfrequenzgenerator zur Erzeugung von unterschiedlichen Taktfrequenzen,
dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelation eines jeden Abtastwertes mit den im Koderegelkreis nachgebildeten Kodes aller n Kanäle und die Korrelation eines jeden Abtastwertes mit den im Trägerregelkreis nachgebildeten Trägersignalen aller n Kanäle innerhalb der Abtastperiode Ts erfolgt, wobei der Koderegelkreis einen Kode- Korrelator (20), einen Kode-Generator (30) und einen Kode-NCO (40) (Numerical Control Oscillator) und der Trägerregelkreis einen Frequenz- NCO-Generator (50) und einen SIN/COS-Generator (60) enthält.
einem Mischer (13) zur Umsetzung des Signals auf eine Zwischenfrequenzlage (ZF),
einem A/D-Wandler (14) zur Erzeugung einer quantisierten Folge von Abtastwerten mit einer Abtastperiode Ts,
einem Koderegelkreis zur Rückgewinnung von n PRN-Kodes aus dem quantisierten Signal,
einem Trägerregelkreis zur Rückgewinnung von n Trägersignalen, wobei Quadraturkomponenten Iout, Qout (64) entstehen,
einer Integrationsstufe (80) zur Verarbeitung der Quadraturkomponenten Iout, Qout (64),
einem Signalprozessor (90) zur Berechnung von Korrekturwerten für den Koderegelkreis und für den Trägerregelkreis,
einem Taktfrequenzgenerator zur Erzeugung von unterschiedlichen Taktfrequenzen,
dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelation eines jeden Abtastwertes mit den im Koderegelkreis nachgebildeten Kodes aller n Kanäle und die Korrelation eines jeden Abtastwertes mit den im Trägerregelkreis nachgebildeten Trägersignalen aller n Kanäle innerhalb der Abtastperiode Ts erfolgt, wobei der Koderegelkreis einen Kode- Korrelator (20), einen Kode-Generator (30) und einen Kode-NCO (40) (Numerical Control Oscillator) und der Trägerregelkreis einen Frequenz- NCO-Generator (50) und einen SIN/COS-Generator (60) enthält.
2. Mehrkanalempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
die Integrationsstufe (80) aus
mehreren Akkumulatoren (81),
mehreren Demultiplexern (84),
Zählern (85) und
Speichern (86) besteht.
mehreren Akkumulatoren (81),
mehreren Demultiplexern (84),
Zählern (85) und
Speichern (86) besteht.
3. Mehrkanalempfänger nach einem der vorangegangenen Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass der Kode-Korrelator (20), der mit einer
Taktfrequenz fos getaktet wird, die ein ganzes Vielfaches der
Abtastfrequenz ist, zur Ermittlung des Kodephasenfehlers nach dem
Dither-Loop-Prinzip arbeitet.
4. Mehrkanalempfänger nach einem der vorangegangenen Ansprüche,
gekennzeichnet durch einen Kode-NCO (40), der einen ersten
Akkumulator (41) enthält, der Korrekturwerte Bi (92) speichert und
Clocksignale (36) zur Adressierung einer ersten ROM-Tabelle (31) im
Kode-Generator (30) ausgibt.
5. Mehrkanalempfänger nach einem der vorangegangenen Ansprüche,
gekennzeichnet durch einen Frequenz-NCO-Generator (50), der einen
zweiten Akkumulator (51) enthält, der Korrekturwerte Ai (91) speichert
und ein Wort Ci (56) zur Adressierung einer zweiten ROM-Tabelle (61)
im SIN/COS-Generator (60) ausgibt.
6. Mehrkanalempfänger nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen
Offset (71) in der zweiten ROM-Tabelle (61), durch den alle Werte
nichtnegativ sind.
7. Mehrkanalempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass
die Zähler (85) für jeden Kanal nur Überträge aus den Akkumulatoren
(81) zählen.
8. Mehrkanalempfänger nach Anspruch 2 oder 7, dadurch gekennzeichnet,
dass der Inhalt der Zähler (85) mit einer kleineren Frequenz als die
Abtastfrequenz in den Speichern (86) gleichzeitig gespeichert wird.
9. Mehrkanalempfänger mit einem Akkumulator nach den Ansprüchen 2, 4
oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Akkumulator aus einer
Summiereinheit und einem FIFO-Speicher besteht, wobei der Ausgang
des FIFO-Speichers einer der Eingänge der Summiereinheit ist.
10. Mehrkanalempfänger für bandgespreizte Signale nach einem der
vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er sowohl
Signale aus Sendern eines GPS-Navigationssystems als auch Signale aus
Sendern eines GLONASS-Navigationssystems empfangen und
bearbeiten kann, indem die Kodes beider Navigationssysteme in der
ersten ROM-Tabelle (31) gespeichert und aus ihr ausgelesen werden.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19914114058 DE4114058C2 (de) | 1991-04-30 | 1991-04-30 | Mehrkanalempfänger für bandgespreizte Signale |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19914114058 DE4114058C2 (de) | 1991-04-30 | 1991-04-30 | Mehrkanalempfänger für bandgespreizte Signale |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4114058A1 DE4114058A1 (de) | 1992-11-05 |
DE4114058C2 true DE4114058C2 (de) | 2003-11-27 |
Family
ID=6430645
Family Applications (1)
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