DE3788777T2

DE3788777T2 - Einrichtung für die Steuerung von Leistungskonvertern.

Info

Publication number: DE3788777T2
Application number: DE87115575T
Authority: DE
Inventors: Takeki Ando; Hiromi Inaba; Toshiaki Kurosawa; Nobuo Mitsui; Seiya Shima
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-10-25
Filing date: 1987-10-23
Publication date: 1994-05-11
Anticipated expiration: 2007-10-24
Also published as: CN1010640B; EP0265867A2; EP0265867B1; JPH0834694B2; HK32895A; CN87107172A; EP0265867A3; DE3788777D1; KR880005732A; SG18495G; JPS63110959A; KR960000801B1; US4833586A

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Steuerung eines Leistungskonvertersystems gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine solche Vorrichtung ist aus der US-A- 4 377 779 bekannt.
Als herkömmliche Vorrichtungen zum Steuern von Leistungskonvertern wie Invertern oder Konvertern sind Einrichtungen, die das PWM-(Impulsbreitenmodulations-)-Steuerverfahren anwenden, allgemein bekannt. Bei dem Impulsbreitenmodulationsverfahren werden Halbleiterelemente der Konverter-Inverterschaltung ein- und ausgeschaltet, um wiederholt eine Kommutation zu bewirken, und die Impulsbreiten einer Anzahl von Rechteckwellenimpulsen werden moduliert und gesteuert.
Zum Beispiel wurde ein Invertersystem des Stromtyps mit einer Kombination von sechs Halbleiterelementen wie GTOs mit rückwärts sperrender Eigenschaft oder einer Reihenschaltung von Dioden, GTOs und Transistoren, Gleichstromdrosseln und Kondensatoren für jede der Dreiphasenschaltungen vorgeschlagen, wie es in den "Proceedings of National Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan", 1985, Nr. 502, Seite 587 beschrieben ist. Diese Schaltung hat den in der Fig. 1 gezeigten Aufbau. Damit wurde ein geräuscharmes System mit einfachem Aufbau geschaffen. Das Bezugszeichen 1 bezeichnet eine dreiphasige Wechselstromquelle, die Bezugszeichen 2 und 6 Kondensatoren zur Unterdrückung von Überspannungen, das Bezugszeichen 3 einen Konverter des Stromtyps mit 6 GTOs, das Bezugszeichen 4 eine Gleichstromdrossel, das Bezugszeichen 5 einen Inverter des Stromtyps mit 6 GTOs und das Bezugszeichen 7 eine Last.
Dieses System ist ursprünglich dafür vorgesehen, eine sinusförmige Ausgangsspannung zu erzeugen. Es entstehen daher auch dann nur außerordentlich wenig Geräusche, wenn als Last 7 ein Universalmotor angeschlossen ist. Solange keine besonderen Vorkehrungen getroffen werden, wird jedoch ursprünglich ein Rechteckwellenstrom ausgegeben, mit dem Ergebnis des Nachteils von Drehmomentschwankungen.
Bezüglich dieses Nachteils des Ausgangsstromes wurde in der JP-A-60-98876 ein Verfahren vorgeschlagen, bei dem ein Impulsmuster so erzeugt wird, daß ein sinusförmiges Ausgangssignal entsteht. Das Ergebnis ist eine bedeutende Verbesserung.
Auch bei diesem bekannten Beispiel gibt es jedoch eine Tatsache, die ein Problem darstellt. Das Problem entsteht, wenn ein Ausgangsstrom mit sehr kleiner Frequenz erforderlich ist. Um einen effektiven Ausgangsstrom I des Inverters wie in der Fig. 2A gezeigt zu erzeugen, werden für jede Phase Stromsollwerte i&sub0; ausgegeben, deren Breite in Übereinstimmung mit der PWM (Impulsbreitenmodulation) so eingestellt ist, wie es in der Fig. 2B gezeigt ist, die das Gebiet in der Umgebung des Nulldurchgangspunktes der Fig. 2A in vergrößertem Maßstab darstellt. Wenn der Strom I einen Wert nahe Null hat, muß der Inpulsstromsollwert i&sub0; in der Impulsbreite sehr klein sein. Insbesondere wenn die Ausgangsfrequenz des Inverters sehr klein ist, müssen aufeinanderfolgend Impulse mit geringer Breite ausgegeben werden, um ein sinusförmiges Ausgangssignal zu erhalten.
Die in den Leistungskonvertern 3 und 5 verwendeten GTOs und Transistoren unterliegen jedoch bezüglich der minimalen Impulsbreite Beschränkungen, über die hinaus die Impulsbreite wegen der Belastbarkeit der Elemente nicht verringert werden sollte, wie es zum Beispiel in "New Drive Electronics", Seiten 278-279, veröffentlicht von Denki Shoin in Japan, beschrieben ist. Unter dem Gesichtspunkt der Verhinderung eines Ausfalls der Elemente liegt der Grenzwert für die Impulsbreite bei etwa 30 bis 100 usek.
Bei der Ausgabe einer niedrigen Frequenz ist daher die Breite der Stromimpulse i auf den oben angegebenen Grenzwert beschränkt und bleibt konstant, wie es bei i&sub1; dargestellt ist, obwohl sich der Strom I ändern sollte. Daraus ergibt sich das Problem, daß die sinusförmige Wellenform des Ausgangsstromes in einem Teil davon nicht erhalten wird. Dieses Phänomen tritt in der Umgebung der Nulldurchgangspunkte jeder der Ausgangssignale der drei Phasen auf und beeinflußt auch das Ausgangssignal der anderen Phasen. In der Umgebung davon werden daher in Intervallen von 60º des elektrischen Winkels Drehmomentstöße erzeugt.
Das Problem wurde insoweit anhand des Ausgangssignales des Inverters als Beispiel erläutert. Ein ähnliches Phänomen tritt beim Konverter auf. In diesem Fall weicht die Wellenform des Eingangsstromes des Konverters in Intervallen von 60º des elektrischen Winkels von der Sinuswelle ab. In der Stromversorgung werden daher höhere Harmonische des Stromes erzeugt.
Aus der eingangs erwähnten US-A-4 377 779 ist ein PWM- Steuerverfahren bekannt, bei dem ein Impuls, dessen Breite kleiner ist als eine vorgebene Breite, unterdrückt wird. Des weiteren ist eine Einrichtung zum Ausgleichen der Breite der verbleibenden Impulse für den fehlenden Impuls vorgesehen. Diese Einrichtung bewirkt, daß die Amplitude des Ausgangssignales der drei Phasenkomponenten der Sinuswelle, die von einem Sinuswellengenerator erzeugt wird, angehoben wird. Das heißt, die verbleibenden Impulse sind diejenigen der anderen Phasen V und W und gehören nicht zu der Phase U, in der die Impulsunterdrückung tatsächlich erfolgte.
Eine andere Form der Impulsunterdrückung ist aus IEE PROC., Band 128, Teil B Nr. 1, Januar 1981, Seiten 67 bis 69; Grant et al. "Technique for pulse dropping in pulse-width modulated inverters" bekannt. Nach diesem Verfahren werden zur Verbesserung einer Rechteckwelle die Impulse vor der Unterdrückung zu den Winkeln 0º, 180º und 360º verschoben. Dieses Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß im Ausgangssignal des Inverters Sprünge auftreten.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Vorrichtung zum Steuern von Leistungskonvertern zu schaffen, die in der Lage ist, die Eingangs- und Ausgangswellenformen bis hin zu dem Bereich extrem kleiner Frequenzen sinusförmig zu machen.
Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Entsprechend kann ein gewünschtes Impulsmuster auch dann erhalten werden, wenn die Impulsbreite kleiner ist als ein vorgegebener Wert. Es ist daher möglich, daß die Eingangs- und Ausgangswellenformen des Leistungskonverters sinusförmig werden. Die Eingangs- und Ausgangssignale des Leistungskonverters werden durch die oben beschriebene Einschränkung der minimalen Impulsbreite der Halbleiterelemente nicht beeinträchtigt.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die Fig. 1 zeigt ein herkömmliches Invertersystem des Stromtyps.
Die Fig. 2A und 2B sind Wellenformdiagramme, die zur Erläuterung der Probleme des Standes der Technik verwendet werden.
Die Fig. 3 ist eine Darstellung des Gesamtaufbaus einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Steuern eines Leistungskonverters.
Die Fig. 4 ist ein Flußdiagramm zur Erläuterung einer Ausführungsform eines Ereignisberechnungsprozesses.
Die Fig. 5 ist ein Flußdiagramm zur Erläuterung einer Ausführungsform eines Ereigniseinstellungsprozesses.
Die Fig. 6 ist ein Diagramm zur Erläuterung des Startzeitpunktes.
Die Fig. 7 ist ein Flußdiagramm, das eine Ausführungsform eines Modenauswahlprozesses zeigt.
Die Fig. 8 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Moden.
Die Fig. 9 ist ein Diagramm zur Erläuterung des Zeiteinstellprozesses.
Die Fig. 10 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine Signalwellenform zeigt.
Die Fig. 11 ist ein Flußdiagramm, das eine Ausführungsform eines detaillierten Ereigniseinstellungsprozesses zeigt.
Die Fig. 12 ist ein Flußdiagramm, das Einzelheiten des Prozesses der Fig. 5 zeigt.
Die Fig. 13 ist ein Flußdiagramm zur Erläuterung von Einzelheiten des Prozesses der Fig. 5, wenn eine Phase in den Bereich 0≤Rt 60º fällt.
Die Fig. 14 und 15 sind Wellenformdiagramme, die Beispiele für die Gesamtphasen bei RT< 30º bzw. RT≥30º zeigen.
Die Fig. 16 zeigt ein Beispiel für ein Impulsmuster, das erhalten wird, wenn sich der Phasenwinkel dem elektrischen Winkel 60º nähert.
Die Fig. 17 zeigt ein Beispiel für die Zündfolge von Leistungswandlerelementen in der Umgebung des Mittelpunktes jeder Mode.
Die Fig. 18 zeigt die Zündfolge von Leistungswandlerelementen in einem System, das gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sich überlappende Moden aufweist.
Die Fig. 19 zeigt schematisch den Verlauf des Stromes nahe dem elektrischen Winkel 0º bei einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Die Fig. 20 zeigt ein Impulsmuster, das bei einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beim Modenübergang erscheint.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Anhand der Zeichnung werden nun Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung näher erläutert.
Die Fig. 3 ist eine Gesamtansicht des Aufbaues einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Steuern von Leistungskonvertern. In der Fig. 3 bezeichnet das Bezugszeichen 1 eine dreiphasige Wechselstromquelle, das Bezugszeichen 2 einen Kondensator zur Unterdrückung von Überspannungen, das Bezugszeichen 3 einen Konverterabschnitt des Stromtyps, die Bezugszeichen 31 bis 36 Transistoren, die die Hauptschaltelemente des Konverterabschnitts 3 bilden, das Bezugszeichen 4 eine Gleichstromdrossel, das Bezugszeichen 5 einen Inverterabschnitt des Stromtyps, die Bezugszeichen 51 bis 56 Transistoren, die die Hauptschaltelemente des Inverterabschnitts 5 bilden, das Bezugszeichen 6 einen Kondensator zur Unterdrückung von Überspannungen, das Bezugszeichen 7 einen Induktionsmotor als Beispiel für eine Last, das Bezugszeichen 8 einen Gleichstromdetektor, das Bezugszeichen 9 einen Komparator zum Vergleichen eines primären Stromsollwertes i&sub1;* mit einem Rückkoppelwert i&sub1;, und die Bezugszeichen 10 und 11 Einchipmikrocomputer zum Zuführen eines Impulsmusters (Steuersignale) an die Transistoren 31 bis 36 und 51 bis 56. (Diese Einchipmikrocomputer 10 und 11 weisen im wesentlichen dieselbe Hardwarestruktur auf. Entsprechend werden diese Mikrocomputer später genauer hauptsächlich anhand des Mikrocomputers 10 als Beispiel beschrieben.)
Das Bezugszeichen 12 bezeichnet einen Anschluß, dem der primäre Stromsollwert i&sub1;* zugeführt wird, um ihn an das Konvertersteuersystem anzulegen. Die Bezugszeichen 13 und 14 bezeichnen Anschlüsse, denen ein Frequenzsollwert ω&sub1;* und ein Phasensollwert R* zugeführt werden, um sie an das Invertersteuersystem anzulegen. Die Sollwerte ω&sub1;* und R* haben die Form von digitalen Signalen. Das Bezugszeichen 15 bezeichnet eine Signalleitung zum Eingeben eines Signals für die Synchronisation mit der Stromversorgung.
Der Einchipmikrocomputer 10 weist einen Eingangsanschluß 101 für interne Befehle, einen internen Bus 102, ein ROM 103 zum Speichern eines Programms, einer Impulsbreitendatentabelle und so weiter, ein RAM 104, das als zeitweiliger Speicher oder als Register verwendet wird, eine ALU 105 zum Ausführen von Operationen und so weiter, ein Ereigniseinstellregister 107 zum Einstellen eines Ereignisses, auf dessen Basis ein Steuersignal, das ein vorgegebenes Impulsmuster umfaßt, das die EIN- AUS-Zeitpunkte der Halbleiterelemente bestimmt, an einen Ausgang 106 gegeben wird, ein Zeitpunkteinstellregister 108 zum Einstellen des Zeitpunktes, wann das oben angegebene Ereignis freigegeben wird, ein Halteregister 109 zum Verbinden der Inhalte der beiden Einstellregister 107 und 108 und zum Festhalten der verbundenen Inhalte, einen Assoziativspeicher 110 zum aufeinanderfolgenden und zyklischen Speichern mehrerer Sätze von eingestellten Datenpunktsätzen im Halteregister 109, einen Zeitgeber 111 zum Ausgeben der tatsächlichen Zeit, einen Komparator 112 zum Vergleichen der vom Zeitgeber 111 ausgegebenen Zeit mit dem im Assoziativspeicher 110 eingestellten Zeitpunkt und zum Erzeugen eines Ausgangssignales im Falle der Übereinstimmung, und eine Ausführungssteuereinheit 113 zum Steuern des Ausgangssignales derart, daß in Reaktion auf ein vom Komparator 112 zugeführtes Triggersignal das eingestellte Ereignis zum Ausgangsanschluß 106 geliefert wird. Die Bezeichnung "Ereignis" wird hier dazu verwendet, um eine Änderung in der Leitfähigkeit eines der Halbleiterelemente anzuzeigen, die den Konverter oder Inverter bilden.
Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform wird nun beschrieben. Zuerst wird sie anhand des Falles der Invertersteuerung als Beispiel erläutert.
Die Fig. 4 ist ein schematisches Flußdiagramm eines Programms F1000 für einen Ereignisberechnungsprozeß zum Ableiten von Daten, die das Ereignis bestimmen, das am Ausgang 106 zu erzeugen ist, d. h. das Impulsmuster. Zuerst werden im Schritt F1100 der Frequenzsollwert ω&sub1;* und der Phasensollwert R* vom Eingang 101 abgelesen. Wenn ω&sub1;* und R* auch im Einchipmikrocomputer 10 berechnet werden, wird natürlich das Ablesen des Eingangssignales im Schritt F1100 überflüssig. Im Schritt F1200 wird dann die Gesamtphase Rt durch Integrieren des Frequenzsollwertes ω&sub1;* in konstanten Zeitintervallen Δt&sub1;* und durch Addieren des Ergebnisses der Integration zum Phasensollwert R* abgeleitet. Der Bereich 360º des elektrischen Winkels wird durch 60º geteilt, um sechs Moden zu erzeugen. Im Schritt F1300 wird festgestellt, welcher Modus bei der so abgeleiteten Gesamtphase RT sein Impulsmuster ausgeben soll. Das heißt, es wird in Abhängigkeit von der Gesamtphase RT das auszugebende Ereignis abgeleitet. Die Beziehung zwischen der Gesamtphase RT und den 6 Moden wird später noch erläutert. Schließlich werden im Schritt F1400 die Zeitintervalle tE1n und tE2n, die die Zeitpunkte der Änderung des Impulsmusters, d. h. die Zeitpunkte der Änderung der Leitfähigkeit der Halbleiterelemente in einem Interruptintervall Δt&sub1; bestimmen, durch Bezug auf eine Datentabelle für die Gesamtphase RT abgeleitet. Zwei Punkte, d. h. die Inhalte der Ereignisse, wie welche Halbleiterelemente ein- oder auszuschalten sind, und die Ereignisübergangszeit wie der Zeitpunkt, wann ein bestimmtes Halbleiterelement ein- oder auszuschalten ist, die in die beiden Register 107 und 108 einzuschreiben sind, werden damit in diesen Schritten ermittelt.
Die Fig. 5 zeigt ein schematisches Flußdiagramm eines Programmes F2000 für den Ereigniseinstellungsprozeß zum Eingeben der beiden Punkte, die wie oben angegeben abgeleitet wurden, in den Assoziativspeicher 100 zum Ansteuern des Ausgangsanschlusses. Durch den Ereignisberechnungsprozeß wurden die im vorliegenden vorgegebenen Abschnitt Δt&sub1; zu zündenden und zu löschenden Transistoren und die entsprechenden Zeitabschnitte bestimmt. Wenn diese Daten jedoch in den Assoziativspeicher eingegeben werden wie sie sind, stimmen die Einschaltimpulsbreiten und die Ausschaltimpulsbreiten der Haupttransistoren in manchen Fällen nicht mit den Nennwerten überein. Im Ereigniseinstellungsprozeß F2000 werden daher zuerst im Schritt F2100 die Impulsbreitendaten geprüft. Wenn es nicht erforderlich ist, eine Impulsunterdrückung auszuführen, wird ein normaler Programmverarbeitungsschritt F 2200 ausgeführt. Im Ergebnis wird die Information, die die zu zündenden und zu löschenden Transistoren und die durch das Programm F1000 für den Ereignisberechnungsprozeß abgeleiteten Zeitpunkte betrifft, in den Assoziativspeicher 1100 eingegeben.
Wenn im Gegensatz dazu die Impulsbreite kleiner ist als der Grenzwert, werden im Schritt F2300 die Impulsbreitendaten erneut berechnet. Zusätzlich werden die zu zündenden und die zu löschenden Transistoren erneut überprüft, und die Aufstellung für den Assoziativspeicher 110 erfolgt auf der Basis der Daten nach der erneuten Überprüfung. Die Verarbeitung für den vorliegenden Abschnitt Δt&sub1; ist damit beendet. Das genaue Flußdiagramm des Ereigniseinstellprozesses F2000 wird später noch erläutert, wobei der Schwerpunkt auf den Impulsunterdrückungsalgorithmus gelegt wird. Zuerst wird nun der normale Verarbeitungsschritt F2200 zur Einstellung beschrieben.
Die Fig. 6 ist eine Zeittafel, die zeigt, wann die Prozesse F1000 und F2000 gestartet werden.
Der Ereigniseinstellprozeß F2000 wird synchron zu den Zeitgeberinterrupten gestartet, die in Intervallen von Δt&sub1; verursacht werden. Andererseits wird der Ereignisberechnungsprozeß F1000 durch einen zweiten Zeitgeberinterrupt, der vor dem Zeitgeberinterrupt auftritt, so gestartet, daß der Ereignisberechnungsprozeß beendet ist, bevor F2000 gestartet wird. Der Ereignisberechnungsprozeß F1000 wird unmittelbar vor dem Ereigniseinstellungsprozeß F2000 beendet, so daß von F2000 die neuesten Daten verwendet werden können. Wenn eine Verzögerungseinheit vorgesehen ist, die dem Zeitgeberinterruptintervall entspricht, kann selbstverständlich F1000 unmittelbar nach F2000 gestartet werden. Da die für die Beurteilung des Interrupts erforderliche Zeit in diesem Fall kurz wird, kann das Interruptintervall Δt&sub1; klein gemacht werden, und der Konverter kann daher bei einer höheren Frequenz verwendet werden.
Nachdem bei dieser Ausführungsform das vorgegebene Ereignis und der Zeitpunkt eingestellt wurden, übernimmt der Assoziativspeicher 110 im Mikrocomputer 10 die Steuerung des Ausgangsanschlusses. Der Hauptprozessorabschnitt braucht daher keine Ausgangssignalbearbeitung durchzuführen.
Beide Aufgaben werden damit in vorgegebenen Zeitintervallen Δt&sub1; gestartet. Entsprechend wird auch die Impulsunterdrückung in Intervallen von Δt&sub1; aus geführt.
Unter Bezug auf die Fig. 7 wird nun die Bestimmung des Impulsmusters im Prozeß F1300 beschrieben.
Bei der Invertersteuerung dieser Ausführungsform wird das Impulsmuster in Intervallen von 60º des elektrischen Winkels geändert, und in einem Zyklus von 360º werden sechs Moden wiederholt. Auf der Basis der Gesamtphase RT wird jeweils eine der sechs Moden M1 bis M6 ausgewählt, die einen 60º-Abschnitt umfaßt. Das Flußdiagramm der Auswahl ist in der Fig. 7 gezeigt. Zu Beginn von F1300 erfolgt eine Bereichsüberprüfung. Wenn die Phase RT außerhalb des Bereichs von 0º bis 360º liegt, wird 360º zu der Phase RT addiert oder subtrahiert, um durch den Bereichsüberprüfungsschritt RT in den Bereich zurückzuziehen.
Die Fig. 8 zeigt die Transistorkombinationen, die in jeder der Moden M1 bis M6 zu zünden sind. Das heißt, es ist der Transistor gezeigt, der während der Periode Δt&sub1; immer im EIN-Zustand sein soll, der Transistor, der bis zum Auftreten des ersten Ereignisses, bei dem er gelöscht wird, im EIN-Zustand sein soll, der Transistor, der bis zum Auftreten des zweiten Ereignisses im AUS-Zustand sein soll und dann gezündet wird, und der Transistor, der beim Auftreten des ersten Ereignisses gezündet werden soll und beim Auftreten des zweiten Ereignisses gelöscht werden soll. Nachdem die Phase RT bekannt ist, liegt daher die Mode fest, und die zu zündenden und zu löschenden Transistoren können bestimmt werden. Es ist zu diesem Zeitpunkt (dem Zeitpunkt, bei dem der Prozeß F1300 beendet ist) nur noch nicht bekannt, wann der jeweilige Transistor gezündet oder gelöscht werden werden sollte.
Zum Zeitpunkt der Ereigniseinstellung werden zum Beispiel für das Zünden und das Löschen "1" bzw. "0" in das Register 107 eingegeben. Jeder Transistor ist daher so festgelegt, daß ein bestimmtes Ausgangssignal erzeugt wird.
Der Prozeß zum Feststellen des Zeitpunktes, bei dem das Ereignis zu ändern ist (d. h. F1400 in der Fig. 2) wird nun mit Bezug zur Fig. 9 beschrieben.
Am Ende wird eine Wellenform benötigt, die nahe bei einem sinusförmigen Ausgangssignal liegt. Bei dem in dieser Ausführungsform verwendeten Schema wird daher das Interruptintervall Δt&sub1; über das Verhältnis der Maximalwerte bezüglich sin(RT-120º) und sin(RT-240º) verteilt, die in der Phase gegenüber sinRT um 120º bzw. 240º verschoben sind. Das heißt, daß die Zeitabschnitte tE1n und tE2n, die jeweils bis zum Auftreten des ersten bzw. des zweiten Ereignisses gemessen werden, wobei das erste Ereignis das Löschen eines ersten Transistors, der während eines gegebenen Zeitintervalles dt zuerst gezündet wurde, und das Zünden eines zweiten Transistors anzeigt, der gleichzeitig mit dem Löschen des ersten Transistors gezündet wird, und wobei das zweite Ereignis das Löschen des zweiten Transistors und das gleichzeitige Zünden eines dritten Transistors während dieses Zeitintervalles Δt anzeigt, als Funktionen der Phase RT gemäß den untenstehenden Ausdrücken berechnet und in Tabellenform vorab gespeichert werden, um einen Bezug auf die Phase RT zu ermöglichen.
tE1n = Δt&sub1;·sin(RT-240º),
tE2n = tE1n+Δt&sub1;·sinRt (1)
Die vorliegende Ausführungsform ist ein Beispiel für einen Inverter des Stromtyps. Der Inverter braucht daher nur als Schalter zum Übertragen der Wellenform in eine sinusförmige Welle zu dienen, mit dem Ergebnis des Vorteils, daß der Prozeß für die Datentabelle nicht erforderlich ist. Bei der Anwendung auf einen Inverter des Spannungstyps muß jedoch eine Datenverarbeitung unter Berücksichtigung der Amplitude und sofort ausgeführt werden, nachdem Bezug auf die Tabelle genommen wurde.
Die Fig. 10 zeigt die Betriebsmoden und ein Beispiel für einen Satz von Ausgangsanschlußsignalen S51 bis S56, die zu den Transistoren 51 bis 56 geführt werden.
Da das Zeitgeberinterruptintervall Δt&sub1; nicht synchron zum Frequenzsollwert ω&sub1;* ist, entsteht eine Ungleichförmigkeit zwischen den elektrischen Winkeln der Moden. Die Ungleichförmigkeit kann dadurch behoben werden, daß eine Steuerung zur Änderung von Δt&sub1; in Reaktion auf ω&sub1;* erfolgt.
Ein Flußdiagramm für einen konkreten Ereigniseinstellprozeß beim beginnenden Teil des Modusses 1 der Fig. 10 als Beispiel ist in der Fig. 11 gezeigt. Der Prozeß F2200 der Fig. 5 wurde schon kurz beschrieben, es werden dabei jedoch tatsächlich mehrere Schritte nacheinander ausgeführt, wie es in der Fig. 11 dargestellt ist.
Das Flußdiagramm der Fig. 11 zeigt den Ereigniseinstellprozeß, der während eines Zeitgeberinterruptintervalles ausgeführt wird, das vom Zeitpunkt t&sub0; bis zum Zeitpunkt t&sub0;+Δt&sub1; dauert, wie es in der Fig. 10 gezeigt ist. Nach dem Auftreten eines Interrupts zum Zeitpunkt t&sub0; werden im Schritt F2410 zwei Sätze von Einstellvorgängen ausgeführt, die die Ereigniseinstellung und die Zeiteinstellung umfassen, so daß zum Transistor 55, der im Modus 1 immer im EIN-Zustand sein sollte (vgl. Fig. 8), und zum Transitor 53, der nur bis zum Auftreten des ersten Ereignisses im EIN-Zustand sein sollte, sofort Zündsignale gegeben werden können. Das heißt, es wird bei den Anschlüssen 3 und 5, die den Transistoren 55 und 53 entsprechen, eine Ereigniseinstellung zum Erzeugen von "1" ausgeführt. Daraufhin wird zur Zeiteinstellung eine vorgegebene Zeit td zu der laufenden Zeit t&sub0; hinzuaddiert und die sich ergebende Summe in ein vorgegebenes Register eingegeben. Da der Transistor sofort zu zünden ist, muß für die Zeit td ein so kleiner Wert wie möglich gewählt werden. Im Ergebnis werden das Ereignis und die Zeit in den Assoziativspeicher 110 eingegeben. Wenn die Zeit td verstrichen ist, werden entsprechend der Vorgabe Signale "1" an die Transistoren 55 und 53 ausgegeben.
Es wird nun erläutert, warum die vorgegebene Zeit td hinzuaddiert wird. Von der Ereigniseingabe in den Assoziativspeicher 110 bis zu der Ereignisausgabe aus dem Speicher vergeht notwendigerweise einige Zeit. Wenn die laufende Zeit t&sub0; ohne Hinzuaddieren der Zeit td eingegeben wird, kann daher im Komparator 112, der den Inhalt des Zeiteinstellregisters und das Ausgangssignal des Zeitgebers vergleicht, keine Übereinstimmung erhalten werden. Es wird damit unmöglich, dieses Ereignis zum Ausgang 106 zu liefern.
Angenommen, daß im Vergleich zum letzten Mal eine Änderung des Betriebsmodusses wie etwa eine plötzliche Änderung im Phasensollwert R* vorliegt, so wird dann im Schritt F2420 die Löschung der Transistoren bestätigt, die sich in diesem Modus im AUS-Zustand befinden sollten. Für diesen Prozeß wird der Assoziativspeicher 110 auf die gleiche Weise wie in F2410 verwendet. Da das Ereignis nun eine Auslöschung ist, wird die Ereigniseinstellung so ausgeführt, daß an den Anschlüssen 1, 2, 4 und 6 "0" erzeugt wird.
Daraufhin wird im Schritt 2430 der vorgegebene Prozeß zum Löschen des Transistors 53 zum Zeitpunkt t&sub0;+tE1n ausgeführt.
Bei der Ereigniseinstellung wird am Anschluß 3 "0" ausgegeben. Für die Zeiteinstellung wird t&sub0;+tE1n eingegeben. Wenn td bis zu einem gewissen Grad ein großer Wert ist, ist für ein Ausgangssignal in einem Zeitintervall für den gleichen Zeitgeberinterrupt eine Anzahl von Ereignissen planmäßig erfolgt.
Im Schritt F2440 wird anstelle des Löschens des Transistors 53 die planmäßige Zündung des Transistors 51 eingegeben.
Der Transistor 53 wird hier zum gleichen Zeitpunkt gelöscht, zu dem der Transistor 51 gezündet wird. Um eine Überspannung zu verhindern, kann die Zeitspanne tE1n in F2430 zu der von F2440 geändert werden, damit in einem Inverter des Stromtyps die "1"-Perioden überlappen und in einem Inverter des Spannungstyps eine nichtüberlappende Periode erzeugt wird.
An dem Punkt t&sub0;+tE2n des Auftretens des zweiten Ereignisses werden aufeinanderfolgend die Löschung des Transistors 51 (F2450) und die Zündung des Transistors 52 (F2460) ausgeführt.
Auf diese Weise wird der Prozeß mit den Schritten des Berechnens der Phase RT, des Bestimmens des zu löschenden Transistors auf der Basis von RT, des Bestimmens des Zeitpunktes auf der Basis von RT, wann der Transistor gelöscht oder gezündet werden soll, und schließlich der Verbindung des zu löschenden oder zu zündenden Transistors und dem Zeitpunkt dafür in Intervallen des vorgegebenen Δ&sub1; wiederholt.
Es wird nun der Ereigniseinstellprozeß F2000 beschrieben, der ein wesentlicher Punkt der vorliegenden Erfindung ist und der in der Fig. 5 dargestellt ist.
Die Fig. 12 zeigt ein detailliertes Flußdiagramm der Fig. 5. Der Prozeß wird nun mit Bezug zu der Fig. 13 anhand eines Falles beschrieben, bei dem zum Beispiel wie in der Fig. 11 die Phase RT in den Bereich 0≤Rt< 60º fällt. Im Schritt E2001 der Fig. 13 wird festgestellt, ob die Gesamtphase RT in der ersten Hälfte oder in der zweiten Hälfte des 60º-Abschnittes liegt. Wenn 0≤RT< 30º ist, ist der Transistor, bei dem eine Impulsunterdrückung in Frage kommt, nicht der Transistor 53, sondern der Transistor 51. Daraufhin wird im Schritt E2002 (tE2n-tE1n), d. h. die EIN-Periode des Transistors 51, mit dem Grenzwert Limit verglichen. Wenn (tE2n-tE1n) ≥ Limit ist, ist es nicht erforderlich, in diesem Abschnitt Δt&sub1; eine Impulsunterdrückung auszuführen. Entsprechend werden die normalen Schritte E2003 bis E2005 ausgeführt, wie es mit Bezug zu der Fig. 11 beschrieben ist.
Wenn im Schritt E2002 festgestellt wird, daß (tE2n-tE1n) < Limit ist, wird im Schritt E2006 (tE2n-tE1n+Rest) mit Limit verglichen. Der "Rest" ist ein Wert, der durch die Integration von Impulsbreiten erhalten wird, die den Wert von Limit nicht überschritten haben und die bis zum vorhergehenden Abschnitt Δt&sub1; aufgetreten sind.
Wenn im Schritt E2006 (tE2n-tE1n+Rest) > Limit ist, heißt dies, daß die integrierten Werte von Impulsbreiten, die den Wert von Limit nicht übersteigen, eine Impulsbreite erreicht haben, die als Zündimpuls an einen Transistor geführt werden kann. Zuerst wird daher im Schritt E2007 der Rest durch (tE2n-tE1n+Rest-Limit) ersetzt. Im Schritt E2008 wird der Wert von tE1n, der in Fig. 9 bereits abgeleitet wurde, durch (tE2n-Limit) ersetzt, um die dem Wert von Limit entsprechende Zeit als tE2n festzuhalten. Danach werden die Schritte E2003 bis E2005 ausgeführt. Wenn im Schritt E2006 (tE2n-tE1n+Rest) < Limit ist, müssen die zum Transistor 51 geführten Impulse unterdrückt werden. Um nach dem Zünden des Transistors 53 anstelle des Transistors 51 den Transistor 52 zu zünden, wird daher anstelle des normalen, planmäßigen Weges mit den Schritten E2003 bis E2005 ein alternativer Weg gewählt. Zuerst wird dazu im Schritt E2009 ein neuer Rest bestimmt. Im Schritt E2010 wird sofort der Transistor 53 und 55 gezündet, und es werden alle anderen Transistoren gelöscht. Dann wird im Schritt E2011 ein Programm zur Verhinderung des Zündens des Transistors 51 und zum Verzögern des Löschens des Transistors 53 bis zum Zünden des Transistors 52 ausgeführt. Die Verzögerung des Löschens erfolgt durch Ersetzen des vorab abgeleiteten Wertes von tE1n durch tE2n.
Wenn im Schritt E2001 RT≥30º ist, besteht die Möglichkeit, daß an den Transistor 53 ausgegebene Impulse unterdrückt werden müssen. Solange im Schritt E2012 tE1n> Limit ist, ist die Breite der zum Transistor 53 geführten Impulse ausreichend. Entsprechend wird das normale Impulserzeugungsprogramm mit den Schritten E2003 bis E2005 ausgewählt.
Wenn tE1n< Limit ist, wird im nächsten Schritt E2013 (tE1n+Rest) mit Limit verglichen. Wenn (tE1n+Rest) ≥ Limit ist, werden die integrierten Impulse gleich oder größer als der Wert von Limit. Entsprechend wird es möglich, einen Impuls mit der Breite Limit auszugeben. Daher wird der Rest im Schritt E2014 erneuert, und der vorher ausgerechnete Wert von tE1n wird im Schritt E2015 durch den Wert Limit ersetzt. Danach wird ein Programm ausgeführt, das die Schritte E2003 bis E2005 umfaßt.
Wenn im Schritt E2013 (tE1n+Rest) < Limit ist, müssen die an den Transistor 53 ausgegebenen Impulse unterdrückt werden. Der Rest wird im Schritt E2016 erneuert. Dann wird im Schritt E2017 ein Programm zum sofortigen Zünden der Transistoren 55 und 51 ausgeführt, und die verbleibenden Transistoren werden gelöscht. Die zum Transistor 53 geführten Impulse werden so unterdrückt. Schließlich werden im Schritt E2018 der Löschzeitpunkt des Transistors 51 und der Zündzeitpunkt des Transistors 52 bestimmt. Der Prozeß ist damit beendet.
Von den vier über die Schritte E2003 bis E2005 verlaufenden Wege sind der Weg 1 über E2001→E2002→E2003→E2004→ E2005 und der Weg 2 über E2001→E2012→E2003→E2004→E2005 normale Programme, die nicht mit einer Impulsunterdrückung verbunden sind. Der Weg 3 über E2001→E2002→E2006→E2007→ E2008→E2003→E2004→E2005 und der Weg 4 über E2001→E2012→ E2013→E2014→E2015→E2003→E2004→E2005 verlaufen durch normale Programme, obwohl die Zeitdaten E1n erneuert werden.
Der Weg 5 über E2001→E2002→E2006→E2009→E2010→ E2011 und der Weg 6 über E2001→E2012→E2013→E2016→E2017→ E2018 sind Wege, die eine Impulsunterdrückung beinhalten.
Die Fig. 14 zeigt Beispiele des Bereiches mit einer Gesamtphase RT< 30º. Die Fig. 15 zeigt Beispiele des Bereiches mit einer Gesamtphase RT≥30º. In jeder der Fig. 14 und 15 ist bei (a) ein idealer Fall, bei dem die Impulse erzeugt werden, ohne daß die minimale Impulsbreite des Transistors in Betracht gezogen wird, und bei (b) der Fall gezeigt, bei dem die integrierten Werte der Impulse bis zuletzt den Grenzwert Limit überschreiten und der Gesamtimpuls erzeugt wird. Bei den Fig. 14(c) und 15(c) erreichen die integrierten Werte der Impulse bis zuletzt noch nicht den Grenzwert, und der Gesamtimpuls kann daher nicht erzeugt werden, sondern es erfolgt eine Impulsunterdrückung.
Die Fig. 14(a), (b) und (c) entsprechen den Wegen 1, 3 und 5. Die Fig. 15(a), (b) und (c) entsprechen den Wegen 2, 4 und 6.
Die Fig. 16 zeigt ein Beispiel für ein Impulsmuster, das erhalten wird, wenn die Phase RT nahe am elektrischen Winkel 60º liegt. Bei der Annäherung der Phase RT an 60º werden an den Transistor 53 geführte Impulse weiter unterdrückt. Es ist daher ersichtlich, daß das sinusförmige Ausgangssignal erhalten wird, während die Einschränkung der minimalen Impulsbreite beachtet wird. In der Fig. 16 entspricht der Bereich A der Ausführung des Weges 2 und der Bereich B der Ausführung des Weges 4. Die anderen Bereiche entsprechen der Ausführung des Weges 6.
Der Prozeß wurde bisher mit Bezug auf die Fig. 11 und 13 anhand eines Abschnittes beschrieben, dessen Phasenwinkel beispielhaft im Bereich von 0º bis 60º liegt. Wenn RT in einen anderen Bereich übergeht, müssen selbstverständlich die zu löschenden und die zu zündenden Transistoren in Abhängigkeit vom Wert von RT wie in der Fig. 8 gezeigt geändert werden. Es gibt daher fünf Arten von Prozessen (in Fig. 12 E2100, E2200, E2300, E2400 und E2500), die dem in der Fig. 13 gezeigten Ereigniseinstellungsprozeß E2000 entsprechen. Das heißt, in der Umgebung der Modenübergänge der Fig. 17 (die durch Pfeile angezeigt sind) erfolgt eine Impulsunterdrückung.
In der Fig. 17 bezeichnen die Symbole bis die Zündreihenfolge der Transistoren in einem Bereich (nahe dem Mittelpunkt des Modusses), in dem keine Impulsunterdrückung erfolgt. Das heißt, das Symbol stellt einen Transistor dar, der immer im EIN-Zustand ist. Das Symbol stellt einen Transistor dar, der im EIN-Zustand ist, bis das erste Ereignis eintritt. Das Symbol stellt einen Transistor dar, der vom Eintreten des ersten Ereignisses bis zum Eintreten des siebten Ereignisses im EIN-Zustand ist. Das Symbol stellt einen Transistor dar, der vom Eintreten des zweiten Ereignisses bis zum Eintreten des dritten Ereignisses im EIN-Zustand ist.
Bei der erfindungsgemäßen Ausführungsform ist es möglich, das Ausgangssignal bis hinab zum Bereich extrem kleiner Frequenzen sinusförmig zu machen, ohne unter der Einschränkung der minimalen Impulsbreite der das Ausgangssignal des Inverters verwendenden Leistungswandlerelemente zu leiden. Wenn die vorliegende Ausführungsform zum Beispiel auf einen Inverter des Stromtyps angewendet wird, können daher die Drehmomentschwankungen des Induktionsmotors 7, der die Last bildet, erheblich verringert werden. Auch bei einer Anwendung der vorliegenden Ausführungsform auf einen Inverter des Spannungstyps werden die Drehmomentschwankungen gleichermaßen verringert.
Die Fig. 18 bis 20 zeigen eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Bei dem in der Fig. 17 gezeigten Beispiel werden in Intervallen von 60º des elektrischen Winkels die Moden definitiv geändert, und an beiden Enden der Moden erfolgt eine Impulsunterdrückung. Andererseits zeigt die Fig. 18 ein Beispiel für eine Impulsunterdrückung bei einem System mit sich überlappenden Moden. Zum Beispiel gibt es in einem Übergangsabschnitt der Moden M1 und M2 einen Modus M12, der die Moden M1 und M2 beinhaltet. Es erfolgt daher in der Nähe der Stellen, die in der Fig. 18 durch Pfeile bezeichnet sind, eine Impulsunterdrückung.
Die Fig. 19 zeigt schematisch den Stromzustand in der Umgebung des elektrischen Winkels 0º. Bis zum Punkt A wird der Modus 6 angenommen. Wenn ein Punkt B im Modus M61 erreicht ist, werden während des Vorganges der Impulsunterdrückung Impulse von der Seite des Modusses M6 mit einer auf die minimale Impulsbreite festgelegten Breite ausgegeben. Wenn der integrierte Wert der Impulsbreite den Grenzwert erreicht hat (d. h. wenn keine Impulsunterdrückung ausgeführt wird), wird der Modus M1 aktiviert. (Es werden Impulse des Modusses M1 mit einer auf die minimale Impulsbreite festgelegten Breite ausgegeben.) Wenn sich der Operationspunkt von B zum Zeitpunkt "0" bewegt, wird das Intervall kürzer, das erforderlich ist, damit der integrierte Wert den Grenzwert erreicht, und der Modus l tritt häufiger auf. Zum Zeitpunkt "0" werden die Anteile der auftretenden Moden 1 und 2 einander gleich.
Wenn der Operationspunkt den Zeitpunkt "0" überschritten hat, wird der Gegenstand der Unterdrückung auf den Modus M6 umgeschaltet. Bis der integrierte Wert der Impulsbreiten den Grenzwert erreicht (d. h. in dem Zustand, in dem eine Impulsunterdrückung erfolgt), wird ein Impuls des Modusses M1 mit einer Impulsbreite ausgegeben, die auf die minimale Impulsbreite festgelegt ist. Wenn der integrierte Wert den Grenzwert erreicht hat (d. h. in dem Zustand, in dem keine Impulsunterdrückung erfolgt), wird ein Impuls des Modusses M6 mit einer Impulsbreite ausgegeben, die auf die minimale Impulsbreite festgelegt ist.
Die Fig. 20 zeigt ein Impulsmuster des vorliegenden Schemas, das während des Überganges vom Modus M1 auf den Modus M2 auftritt. In dem dargestellten Fall gibt der Frequenzsollwert des Inverters 6 Hz an. Entsprechend ist die Periode kurz, während der der Modus M1 mit dem Modus M2 vermischt ist.
Gemäß dem Prinzip des vorliegenden Schemas ist es möglich, das Ausgangssignal so zu steuern, daß sich der Ausgang glatt über den Nullpegel zu der entgegengesetzten Polarität ändern kann.
Wenn die vorliegende Erfindung auf einen Konverter angewendet wird, weist die Wechselstromseite, das heißt die Seite der Energieversorgung eine nahezu perfekte sinusförmige Wellenform auf. Es ist daher möglich, einen reinen Wechselstrom- Gleichstromkonverter zu schaffen, der externen Vorrichtungen wie Phasenschieberkondensatoren keine harmonischen Ströme zuführt.
Bei der obigen Ausführungsform wird eine Sinusfunktion zur Berechnung der Datenwerte tE1n und tE2n für die Impulsbreite verwendet. Auf diese Weise kann eine Impulsunterdrückung zur Schaffung einer sinusförmigen Welle durch Ausführen einer einfachen Integration bei der Berechnung des Restes erfolgen.
Andererseits gibt es ein Schema, bei dem die Impulsbreitendaten tE1n und tE2n durch Vergleichen einer dreieckförmigen Trägerwelle mit einer linear modulierten Welle abgeleitet werden. Durch die Verwendung der Impulsunterdrückung der vorliegenden Ausführungsform bei diesem Schema und unter Anwendung einer gewichteten Integration anstelle der einfachen Integration bei der Berechnung des Restes kann das Ausgangssignal sinusförmig gemacht werden.
Mit der vorstehend beschriebenen Erfindung ist es möglich, den Einfluß der minimalen Impulsbreite der Leistungswandlerelemente auf die Impulserzeugung zu beseitigen. Im Ergebnis wird es möglich, bis zum Bereich extrem kleiner Frequenzen das Eingangs- und Ausgangssignal eines Leistungskonverters sinusförmig zu machen.

Claims

1. Vorrichtung zur Steuerung eines Leistungskonvertersystems mit einer mehrphasigen Konverter-Inverter-Schaltung (3, 5) mit einer Anzahl von Leistungs-Halbleiterelementen (31-36, 51-56) und einem Impulsgenerator (10, 11) zum Erzeugen von PWM-Impulsen, die die Leitung der Halbleiterelemente derart steuern, daß die Leistungskonverterschaltung veranlaßt wird, ein Ausgangssignal mit einem vorgegebenen Muster abzugeben, wobei der Impulsgenerator eine Einrichtung zum Berechnen (Fig. 4, Verarbeitung F1000) der Breite der Impulse, die an jedes aus der Anzahl der Leistungs-Halbleiterelemente angelegt werden, eine Einrichtung zum Vergleichen (Fig. 5, Schritt F2100) der von der Berechnungseinrichtung berechneten Breite mit einer vorgegebenen Breite, und eine Einrichtung zum Unterdrücken (Schritt F2000) solcher Impulse aufweist, die eine Breite haben, die kleiner ist als die vorgegebene Breite, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (10, 11) umfaßt

eine Einrichtung zum Modifizieren (Schritt F2300) der Breite des Impulses der gleichen Phase, der auf den unterdrückten Impuls folgt, wenn ein Impuls einer gegebenen Phase mit einer Breite unterdrückt wurde, die kleiner ist als die vorgegebene Breite, durch Hinzuaddieren der Breite des vorhergehend unterdrückten Impulses oder der Breiten der vorhergehend unterdrückten Impulse, und

eine Einrichtung zum Unterdrücken (Schritt F2000) der Impulse, die eine modifizierte Breite haben, die kleiner ist als die vorgegebene Breite, so daß ein solcher Impuls nicht an das entsprechende eine der Leistungs-Halbleiter-Phasenelemente angelegt wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Ausgangssignal der Leistungskonverterschaltung die Form einer im wesentlichen sinusartigen Kurve hat.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die vorgegebene Impulsbreite die minimale Impulsbreite der Leistungs-Halbleiterelemente (31-36, 51-56) ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Impulsgenerator (10, 11) umfaßt

einen Assoziativspeicher (110) zum aufeinanderfolgenden und zyklischen Speichern von vorgegebenen Zeiten zum Erzeugen der PWM-Impulse, die in aufeinanderfolgenden Ereignisberechnungsprozessen bestimmt werden;

einen Zeitgeber (111) zum Ausgeben der tatsächlichen Zeit; und

eine Einrichtung (112, 113) zum Vergleichen der tatsächlichen Zeit mit den vorgegebenen Zeiten und zum Ausgeben des Impulses, der zu der vorgegebenen Zeit gehört, die mit der tatsächlichen Zeit übereinstimmt.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Impulsgenerator (10, 11) so aufgebaut ist, daß in Intervallen eines vorgegebenen elektrischen Winkels zwischen Moden (M1 bis M6) umgeschaltet wird, um die Impulse periodisch zuzuführen.