DE3786904T2 - Sawtooth generator. - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Sägezahngenerator, der ein S-korrigiertes Signal für ein Fernseh-Ablenksystem erzeugt. Insbesondere bezieht sie sich auf einen Generator, der beispielsweise in einem Ablenksystem verwendet werden kann, um die Sichtbarkeit von Flimmern zu vermindern.The invention relates to a sawtooth generator that generates an S-corrected signal for a television deflection system. In particular, it relates to a generator that can be used, for example, in a deflection system to reduce the visibility of flicker.

Die Wahrnehmbarkeitsschwelle von Halbbildflimmern in einem Fernseh-Anzeigesystem ist eine Funktion der Flimmerfrequenz und der Helligkeit der Anzeige. In den vergangenen Jahren hat die Helligkeit von Anzeigevorrichtungen bis zu dem Punkt zugenommen, bei dem ein Flimmern selbst bei Systemen mit verhältnismäßig hoher Halbbildfrequenz (z. B. dem NTSC 60 Hz System) und noch mehr in Systemen mit niedrigerer Halbbildfrequenz (z. B. dem PAL 50 Hz System) wahrnehmbar ist. Eine Lösung dieses Problems ist die Verdoppelung der Halbbildfrequenz der angezeigten Bilder. Bei einem bekannten System wird ein Video-Eingangssignal in einem Halbbildspeicher gespeichert. Jedes gespeicherte Halbbild wird wiedergewonnen oder zweimal aus dem Speicher "gelesen" und mit der doppelten Zeilenfrequenz und der doppelten Halbbildfrequenz des ankommenden Videosignals wiedergegeben, wodurch die Flimmerfrequenz der angezeigten Bilder verdoppelt und damit die Sichtbarkeit des Flimmerns vermindert wird.The threshold of perceptibility of field flicker in a television display system is a function of the flicker frequency and the brightness of the display. In recent years, the brightness of displays has increased to the point where flicker is perceptible even in relatively high field frequency systems (e.g., the NTSC 60 Hz system) and even more so in lower field frequency systems (e.g., the PAL 50 Hz system). One solution to this problem is to double the field frequency of the displayed images. In one known system, an input video signal is stored in a field memory. Each stored field is retrieved or "read" twice from the memory and displayed at twice the line frequency and twice the field frequency of the incoming video signal, thereby doubling the flicker frequency of the displayed images and thus reducing the visibility of the flicker.

In dem US-Patent 4,701,793 mit dem Titel TELEVISION DISPLAY SYSTEM WITH FLICKER REDUCTION PROCESSOR, ausgegeben für W. den Hollander, et al am 20. Oktober 1987, ist eine Fernseh- Anzeigevorrichtung beschrieben, die eine Verminderung des Flimmerns vorsieht. Bei der den Hollander-Anordnung ist ein verschachteltes Basisband-Fernseh-Eingangssignal mit einer gegebenen Halbbildrate vorgesehen. Eine Zeitgebereinheit, die auf das Video-Eingangssignal anspricht, führt ein Vertikal-Synchronsignal mit einer Impulswellenform zu, das sich auf einer Basis von vier Halbbildern wiederholt. Die Impulse der Impulswellenform bewirken eine entsprechende Phasenmodulation des Ablenkstroms, so daß sich die Dauer der entsprechenden Vertikal-Abtastzyklen auf einer Halbbildbasis ändern und sich auf einer Basis von vier Halbbildern wiederholen.In US Patent 4,701,793 entitled TELEVISION DISPLAY SYSTEM WITH FLICKER REDUCTION PROCESSOR, issued to W. den Hollander, et al on October 20, 1987, a television display device is described which provides a reduction in flicker In the Hollander arrangement, an interlaced baseband television input signal is provided at a given field rate. A timing unit responsive to the video input signal supplies a vertical synchronizing signal having a pulse waveform which repeats on a four field basis. The pulses of the pulse waveform cause a corresponding phase modulation of the deflection current so that the duration of the corresponding vertical scanning cycles vary on a field basis and repeat on a four field basis.

Eine übliche Vertikal-Ablenkschaltung kann einen Sägezahngenerator enthalten, der durch ein Synchronsignal mit konstanter Phase synchronisiert wird, das ein Ansteuersignal mit Sägezahnform erzeugt. In dem Sägezahngenerator wird während des Rücklaufs ein Kondensator durch einen Schalter entladen und während des Vorlaufs durch eine Stromquelle geladen. Das Ansteuersignal wird einem Schaltkreis zugeführt, der einen Ablenkstrom mit einer entsprechenden Sägezahnwellenform erzeugt. Das Ansteuersignal enthält einen linear ansteigenden Teil, der mit dem vertikalen Vorlauf so übereinstimmt, daß die Anfangszeit des linear ansteigenden Teils mit einem Ablenkstrom übereinstimmt, der die Abtastung am oberen Ende des Rasters der Anzeige bewirkt.A typical vertical deflection circuit may include a sawtooth generator synchronized by a constant phase synchronizing signal that produces a drive signal with a sawtooth shape. In the sawtooth generator, a capacitor is discharged by a switch during retrace and charged by a current source during forward. The drive signal is fed to a circuit that produces a deflection current with a corresponding sawtooth waveform. The drive signal includes a ramp portion that coincides with the vertical forward such that the start time of the ramp portion coincides with a deflection current that causes scanning at the top of the display's raster.

Wegen der Phasenmodulation der Impulswellenform des Vertikal-Synchronsignals, die beispielsweise bei der Anordnung von den Hollander et al erforderlich ist, kann sich die Spitzenamplitude des Ansteuersignals am Ende des Vertikal-Vorlaufs ebenfalls auf einer Halbbildbasis gemäß dem Impulswellenformschema ändern.Because of the phase modulation of the pulse waveform of the vertical synchronizing signal, as required in the arrangement of Hollander et al., for example, the peak amplitude of the drive signal at the end of the vertical pre-travel may also vary on a field basis according to the pulse waveform scheme.

Unterschiedliche Spitzenamplituden des Ansteuersignals können bewirken, daß die Anfangszeit des linear ansteigenden Teils in bezug auf den entsprechenden Impuls des Vertikal-Synchronsignals, das einen solchen linear ansteigenden Teil bewirkt, unterschiedlich ist. Dies rührt daher, daß die Entladezeit des Kondensators des Sägezahngenerators sich entsprechend der Spitzenamplitude des Ansteuersignals ändern kann, die in verschiedenen Halbbildern unterschiedlich sein kann. Die Folge ist, daß die Phase des Vorlaufteils des Ablenkstroms sich in nachteiliger Weise von der Phase unterscheiden kann, die von dem phasenmodulierten Vertikal-Synchronsignal errichtet wird. Demzufolge könnte das Erfordernis, daß ein geradzahliges Halbbild ein geradzahliges Halbbild überlappen sollte, ein ungeradzahliges Halbbild auf einem ungeradzahligen Halbbild liegen sollte und Paare von geradzahligen und ungeradzahligen Feldern verschachtelt sein sollen, nachteiligerweise nicht erfüllt werden.Different peak amplitudes of the drive signal can cause the start time of the linearly rising part to be different in relation to the corresponding pulse of the vertical synchronizing signal, which causes such a linearly increasing portion is different. This is because the discharge time of the capacitor of the sawtooth generator may vary according to the peak amplitude of the drive signal, which may be different in different fields. The consequence is that the phase of the leading portion of the deflection current may disadvantageously differ from the phase established by the phase-modulated vertical synchronizing signal. Consequently, the requirement that an even field should overlap an even field, an odd field should lie on an odd field, and pairs of even and odd fields should be interleaved may disadvantageously not be met.

Daher kann es erwünscht sein, beispielsweise bei jedem Ablenkzyklus zu verhindern, daß die Anfangszeit des linear ansteigenden Teils des Ansteuersignals durch Änderungen einer Amplitude, z. B. der Spitzenamplitude des Ansteuersignals, nennenswert beeinträchtigt wird.Therefore, it may be desirable, for example, to prevent the start time of the linearly increasing part of the drive signal from being significantly affected by changes in an amplitude, e.g. the peak amplitude of the drive signal, during each deflection cycle.

Es kann ferner erwünscht sein, das Ansteuersignal so zu erzeugen, daß eine unten erläuterte nicht-lineare Art von Verzerrung durch S-Formung der Sägezahnwellenform des Ansteuersignals korrigiert wird. Eine nicht-lineare Verzerrung kann auf die Tatsache zurückzuführen sein, daß die wirksame Mitte der Ablenkung des Elektronenstrahls nicht mit der Mitte des Krümmungsradius des Schirms der Bildröhre übereinstimmt. Ein übliches Verfahren zur Kompensation einer solchen Nicht-Linearität ist die Bildung eines Ablenkstroms, der während der wiederkehrenden Abtastintervalle keinen im wesentlichen linearen Anstieg hat, sondern der ein Abschnitt einer Sinuswelle wird, der eine Verminderung der Änderungsrate des Ablenkstroms am positiven und negativen Ende des Ablenkstroms relativ zu dessen Mitte hat. Diese S-Formung führt ihrerseits zu einer geringen Verminderung der Abtastrate des Elektronenstrahls nahe dem oberen und unteren Rand des Rasters relativ zur Mitte und zu einer Verminderung einer solchen Nicht-Linearität.It may also be desirable to generate the drive signal so that a non-linear type of distortion, discussed below, is corrected by S-shaping the sawtooth waveform of the drive signal. Non-linear distortion may be due to the fact that the effective center of deflection of the electron beam does not coincide with the center of the radius of curvature of the picture tube screen. A common method of compensating for such non-linearity is to form a deflection current which does not have a substantially linear increase during the recurring scan intervals, but which becomes a portion of a sine wave having a reduction in the rate of change of the deflection current at the positive and negative ends of the deflection current relative to its center. This S-shaping in turn results in a slight reduction in the scan rate of the electron beam. near the top and bottom of the grid relative to the center and to reduce such non-linearity.

Bei einigen bekannten Vertikal-Ablenkschaltungen wird die S-Formung des Ablenkstroms, der beispielsweise dem einen Extrem des Vertikal-Vorlaufs entspricht, durch S-Formung des Ansteuersignals bewirkt, das im Sägezahngenerator erzeugt wird. Die S-Formung des Ablenkstroms, der dem anderen Extrem des Vertikal-Vorlaufs entspricht, wird beispielsweise durch eine Spannung gesteuert, die in einem Kondensator entwickelt wird, der das Ansteuersignal des Sägezahngenerators einem Vertikal-Verstärker zuführt.In some known vertical deflection circuits, the S-shaping of the deflection current corresponding to, for example, one extreme of the vertical forward sweep is effected by S-shaping the drive signal generated in the sawtooth generator. The S-shaping of the deflection current corresponding to the other extreme of the vertical forward sweep is controlled, for example, by a voltage developed in a capacitor which supplies the drive signal of the sawtooth generator to a vertical amplifier.

Wie in dem Patent von den Hollander et al erläutert ist, kann es erwünscht sein, das Ansteuersignal gleichstrommäßig mit der Ablenkwicklung zu koppeln. Daher kann der oben erwähnte Weg der S-Formung, bei dem eine kapazitive Kopplung verwendet wird, nicht geeignet sein.As explained in the Hollander et al patent, it may be desirable to DC couple the drive signal to the deflection winding. Therefore, the S-shaping approach mentioned above, which uses capacitive coupling, may not be suitable.

FR-A-1 467 113 offenbart eine Ablenkvorrichtung für einen Fernsehempfänger, die auf ein synchronisierendes Eingangssignal mit einer auf eine Ablenkfrequenz bezogenen Frequenz anspricht, mit: einem steuerbaren Schalter, der auf das Eingangssignal anspricht und mit einer Frequenz arbeitet, die auf die des Eingangssignals bezogen ist; ersten und zweiten Kondensatoren, die eine mit dem Schalter verbundene Reihenanordnung bilden; einer mit den Kondensatoren verbundenen Stromquelle zur Ladung der Kondensatoren, um ein Sägezahnsignal mit einem ersten ansteigenden Teil zu erzeugen, der sich in einer ersten Richtung ändert, wenn der Schalter nicht leitend ist, so daß der Schalter beim Leitendwerden die Kondensatoren entlädt, um einen zweiten ansteigenden Teil des Sägezahnsignals zu erzeugen, der sich in entgegengesetzter Richtung ändert; und einer Quelle einer ansteigenden Spannung, die auf das erzeugte Sägezahnsignal bezogen ist. Die Offenbarung dieses Dokuments entspricht dem Oberbegriff der unabhängigen Ansprüche.FR-A-1 467 113 discloses a deflection device for a television receiver responsive to a synchronizing input signal having a frequency related to a deflection frequency, comprising: a controllable switch responsive to the input signal and operating at a frequency related to that of the input signal; first and second capacitors forming a series arrangement connected to the switch; a current source connected to the capacitors for charging the capacitors to produce a sawtooth signal having a first rising part which varies in a first direction when the switch is non-conductive, so that the switch, when becoming conductive, discharges the capacitors to produce a second rising part of the sawtooth signal which varies in an opposite direction; and a source of a rising voltage related to the generated sawtooth signal. The disclosure of this document corresponds to the preamble of the independent claims.

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Ablenkvorrichtung für einen Fernsehempfänger vorgesehen, die auf ein synchronisierendes Eingangssignal mit einer auf eine Ablenkfrequenz bezogenen Frequenz anspricht, mit: einem steuerbaren Schalter, der auf das Eingangssignal anspricht und mit einer Frequenz arbeitet, die auf die des Eingangssignals bezogen ist; ersten und zweiten Kondensatoren, die eine mit dem Schalter verbundene Reihenanordnung bilden, einer mit den Kondensatoren verbundenen Stromquelle zur Ladung der Kondensatoren, um ein Sägezahnsignal mit einem ersten ansteigenden Teil zu erzeugen, der sich in einer ersten Richtung ändert, wenn der Schalter nicht leitend ist, so daß der Schalter beim Leitendwerden die Kondensatoren entlädt, um einen zweiten ansteigenden Teil des Sägezahnsignals zu erzeugen, der sich in entgegengesetzter Richtung ändert, und; einer Quelle einer ansteigenden Spannung, die auf das erzeugte Sägezahnsignal bezogen ist, gekennzeichnet durch: eine erste Impedanz, die mit der Quelle der ansteigenden Spannung und einer ersten Verbindungsklemme zwischen den beiden Kondensatoren verbunden ist, um einen ersten Strom zu erzeugen, der in der ersten Impedanz fließt, der die S-Formung des Sägezahnsignals steuert, indem die Änderungsrate des Sägezahnsignals an einem der Zustände Anfang oder Ende des ersten oder zweiten Teils des Sägezahnsignals gemäß dem ersten Strom vermindert wird, der in der ersten Impedanz fließt; eine zweite Impedanz, die mit einer Klemme der ersten Impedanz verbunden ist, die der ersten Verbindungsklemme abgekehrt ist, um für einen Teil des Stroms, der in dem Stromweg zwischen der Quelle der ansteigenden Spannung und der ersten Verbindungsklemme fließt, einen Nebenschluß zu schaffen, damit der erste Strom in der ersten Impedanz vermindert wird und der die Änderungsrate des Sägezahnsignals am anderen der Zustände Anfang oder Ende des ersten oder zweiten Teils des Sägezahnsignals vermindert, um die S-Formung an dem anderen der Zustände Anfang oder Ende zu steuern; eine Ablenkwicklung; und Mittel, die auf das Sägezahnsignal ansprechen, um in der Ablenkwicklung einen S-korrigierten Ablenkstrom zu erzeugen.According to a first aspect of the present invention, there is provided a deflection device for a television receiver responsive to a synchronizing input signal having a frequency related to a deflection frequency, comprising: a controllable switch responsive to the input signal and operating at a frequency related to that of the input signal; first and second capacitors forming a series arrangement connected to the switch, a current source connected to the capacitors for charging the capacitors to produce a sawtooth signal having a first rising portion which varies in a first direction when the switch is non-conductive, so that when the switch becomes conductive the capacitors discharges the capacitors to produce a second rising portion of the sawtooth signal which varies in the opposite direction, and; a source of a rising voltage related to the generated sawtooth signal, characterized by: a first impedance connected to the source of the rising voltage and a first connection terminal between the two capacitors to generate a first current flowing in the first impedance that controls the S-shaping of the sawtooth signal by reducing the rate of change of the sawtooth signal at one of the beginning or end of the first or second part of the sawtooth signal according to the first current flowing in the first impedance; a second impedance connected to a terminal of the first impedance opposite the first connecting terminal for shunting a portion of the current flowing in the current path between the source of rising voltage and the first connecting terminal to reduce the first current in the first impedance and which reduces the rate of change of the sawtooth signal at the other of the beginning or ending states of the first or second portion of the sawtooth signal to control the S-shaping at the other of the beginning or ending states; a deflection winding; and means responsive to the sawtooth signal for producing an S-corrected deflection current in the deflection winding.

Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung ist eine Ablenkvorrichtung für einen Fernseh-Empfänger vorgesehen, die auf ein synchronisierenden Eingangssignal mit einer auf eine Ablenkfrequenz bezogenen Frequenz anspricht, mit: einem steuerbaren Schalter, der auf das Eingangssignal anspricht, um den Schalter mit einer Frequenz zu betätigen, die auf die des Eingangssignals bezogen ist; ersten und zweiten Kondensatoren, die eine mit einer Klemme des Schalters verbundene Reihenanordnung bilden; einer Gleichspannungsquelle, die über einen ersten Widerstand mit den Kondensatoren verbunden ist, um an der Klemme ein Sägezahnsignal zu erzeugen, das einen ansteigenden Vorlaufteil hat, der sich in einer ersten Richtung ändert, wenn der Schalter nicht leitend ist, und das einen ansteigenden Rücklaufteil hat, der sich in entgegengesetzter Richtung ändert, wenn der Schalter leitend ist, gekennzeichnet durch: eine Impedanz mit einer ersten Klemme, die mit einer Verbindungsklemme des ersten und zweiten Kondensators verbunden ist, um einen ersten Strom zu erzeugen, der der Verbindungsklemme zugeführt wird, um die S-Formung des Sägezahnsignals zu steuern; Mittel, die mit dem ersten und zweiten Kondensator verbunden sind, um die entsprechenden Spannungen über dem ersten und zweiten Kondensator zu klemmen, und um zu bewirken, daß jeder auf einen vorgegebenen Pegel vor einer Anfangszeit des Vorlaufteils ist, so daß die vorgegebenen Pegel über den Kondensatoren an einem Ende des Vorlaufteils durch eine Amplitude des Sägezahnsignals weitgehend unbeeinträchtigt sind; eine Ablenkwicklung; und Mittel, die auf das S-korrigierte Sägezahnsignal ansprechen, um einen Ablenkstrom in der Ablenkwicklung zu erzeugen, der S-korrigiert ist.According to a second aspect of the invention there is provided a deflection device for a television receiver responsive to a synchronizing input signal having a frequency related to a deflection frequency, comprising: a controllable switch responsive to the input signal for operating the switch at a frequency related to that of the input signal; first and second capacitors forming a series arrangement connected to a terminal of the switch; a DC voltage source connected to the capacitors through a first resistor to generate a sawtooth signal at the terminal having a rising forward portion that varies in a first direction when the switch is non-conductive and having a rising retrace portion that varies in an opposite direction when the switch is conductive, characterized by: an impedance having a first terminal connected to a connecting terminal of the first and second capacitors to generate a first current supplied to the connecting terminal to control the S-shaping of the sawtooth signal; means connected to the first and second capacitors for clamping the respective voltages across the first and second capacitors and for causing each to be at a predetermined level prior to a start time of the pre-tracing portion such that the predetermined levels across the capacitors at one end of the pre-tracing portion are substantially unaffected by an amplitude of the sawtooth signal; a deflection winding; and means responsive to the S-corrected sawtooth signal for producing a deflection current in the deflection winding which is S-corrected.

Gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung ist eine Ablenkvorrichtung für einen Fernseh-Empfänger vorgesehen, die auf ein synchronisierendes Eingangssignal mit einer auf eine Ablenkfrequenz bezogenen Frequenz anspricht, mit: einer Quelle des synchronisierenden Eingangssignals; ersten und zweiten Kondensatoren, die eine Reihenanordnung bilden; einer Quelle eines ersten Stroms, die mit den Kondensatoren verbunden ist, um den Kondensator aufzuladen und ein Sägezahnsignal zu erzeugen, das einen ansteigenden Vorlaufteil hat, der sich während des Vorlaufs in einer ersten Richtung ändert, und das einen ansteigenden Rücklaufteil hat, der sich während des Rücklaufs in entgegengesetzter Richtung ändert; und einer Quelle mit einer ersten Spannung mit einer auf die Frequenz des Eingangssignals bezogenen Frequenz, gekennzeichnet durch: eine erste Impedanz, die zwischen der Quelle der Spannung und einer Verbindungsklemme des ersten und zweiten Kondensators liegt, um einen zweiten Strom zu erzeugen, der der Verbindungsklemme zugeführt wird und eine S-Korrektur des Sägezahnsignals bewirkt; mit dem ersten und zweiten Kondensator verbundene Schaltmittel, um vor dem Beginn des Vorlaufteils des Sägezahnsignals entsprechende Spannungen zu errichten, die an den beiden Kondensatoren mit entsprechenden Pegeln entwickelt werden, die von einer Amplitude des Sägezahnsignals weitgehend unbeeinträchtigt sind; eine Ablenkvorrichtung; und Mittel, die auf das S-korrigierte Sägezahnsignal ansprechen, um in der Ablenkwicklung einen S-korrigierten Ablenkstrom zu erzeugen.According to a third aspect of the invention there is provided a deflection device for a television receiver responsive to a synchronizing input signal having a frequency related to a deflection frequency, comprising: a source of the synchronizing input signal; first and second capacitors forming a series arrangement; a source of a first current connected to the capacitors to charge the capacitor and produce a sawtooth signal having a rising forward portion which varies in a first direction during forward sweep and having a rising retrace portion which varies in an opposite direction during retrace; and a source of a first voltage having a frequency related to the frequency of the input signal, characterized by: a first impedance coupled between the source of the voltage and a connecting terminal of the first and second capacitors to produce a second current which is supplied to the connecting terminal and which effects S-correction of the sawtooth signal; switching means coupled to the first and second capacitors to establish, prior to the start of the forward portion of the sawtooth signal, respective voltages developed across the two capacitors at respective levels which are substantially unaffected by an amplitude of the sawtooth signal; a deflection device; and means responsive to the S-corrected sawtooth signal for producing an S-corrected deflection current in the deflection winding.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend beispielsweise unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert. In den Zeichnungen stellen dar:A preferred embodiment of the present invention is explained in more detail below, for example, with reference to the accompanying drawings. In the drawings:

Fig. 1 einen Vertikal-Abtastgenerator, der einen einen Aspekt der Erfindung verkörpernden Sägezahngenerator enthält;Fig. 1 shows a vertical scanning generator incorporating a sawtooth generator embodying an aspect of the invention;

Fig. 2 a und 2b Wellenformen, die zur Erläuterung der Funktion der Schaltung in Fig. 1 nützlich sind;Fig. 2a and 2b are waveforms useful in explaining the function of the circuit in Fig. 1;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers, der den Generator von Fig. 1 enthält;Fig. 3 is a block diagram of a television receiver incorporating the generator of Fig. 1;

Fig. 4A bis 4D Wellenform-Diagramme, die die Funktion des Empfängers veranschaulichen, der den Generator in Fig. 1 verwendet; undFig. 4A to 4D are waveform diagrams illustrating the operation of the receiver using the generator in Fig. 1; and

Fig. 5 Wellenformen, die zur Erläuterung der Funktion der Anordnung in Fig. 1 nützlich sind.Fig. 5 Waveforms useful for explaining the function of the arrangement in Fig. 1.

Gemäß Fig. 1 wird ein Synchronimpuls 2V' einer Vertikal-Oszillatorschaltung 501 eines einen Aspekt der Erfindung verkörpernden Vertikal-Abtastgenerators 64 zugeführt, der in Verbindung mit einer Bildröhre vom Typ 110º 45AX verwendet werden kann. Der Impuls 2V', der phasenmoduliert ist, wird in einer später beschriebenen Weise erzeugt. Der Impuls 2V' hat eine nominelle Frequenz von 2fv, wobei fv die Frequenz des Vertikal-Synchronsignals in einem Basisband-Fernsehsignal ist, z. B. bei der NTSC- oder PAL-Norm. Die Impulse 2V' werden durch entsprechende Intervalle mit geringfügig unterschiedlicher Dauer abgetrennt, wobei die nominelle Dauer gleich 1/2V ist. V stellt das vertikale Abtastintervall von 20 Millisekunden, beispielsweise bei der PAL-Norm, dar.Referring to Fig. 1, a synchronizing pulse 2V' is applied to a vertical oscillator circuit 501 of a vertical scanning generator 64 embodying an aspect of the invention and which may be used in conjunction with a 110° 45AX type picture tube. The pulse 2V', which is phase modulated, is generated in a manner described later. The pulse 2V' has a nominal frequency of 2fv, where fv is the frequency of the vertical synchronizing signal in a baseband television signal, e.g. in the NTSC or PAL standard. The pulses 2V' are separated by corresponding intervals of slightly different duration, the nominal duration being equal to 1/2V. V represents the vertical scanning interval of 20 milliseconds, e.g. in the PAL standard.

Ein Sägezahngenerator 500, der von einer Oszillatorschaltung 501 gesteuert wird, enthält einen einen Ladestrom erzeugenden Widerstand R2, der mit einer Klemme 500a von in Reihe geschalteten Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; verbunden ist. Der Widerstand R2 lädt die Kondensatoren C&sub1; und C&sub2;, um einen Vorlaufteil einer Spannung Vo, an der Klemme 500a zu bilden. Die Klemme 500a wird durch einen Schalttransistor U6a mit offenem Kollektor einer Vergleichsschaltung U6 zur Entladung der Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; angesteuert, um einen Vertikal-Rücklaufteil der Spannung Vo' zu bilden. Die Spannung Vo, wird einer invertierenden Eingangsklemme einer Vergleichsschaltung U5 zugeführt. Eine nicht-invertierende Eingangsklemme der Vergleichsschaltung U5 wird mit einer Gleichspannung durch eine Anordnung vorgespannt, die einen veränderbaren Halte-Steuerwiderstand R20 enthält. Der Impuls 2V' wird durch ein ODER-Tor 1000 invertiert und durch ein differenzierendes Netzwerk differenziert, das einen Kondensator C&sub4; und einen Widerstand R18 enthält, um einen Impuls 2V'' zu bilden, der über einen Kondensator C&sub5; der nicht-invertierenden Klemme der Vergleichsschaltung U5 zugeführt wird. Eine Ausgangsklemme der Vergleichsschaltung U5 bildet an einem Leiter U4a eine Spannung VU4 und wird einer nicht-invertierenden Eingangsklemme der Vergleichsschaltung U6 zugeführt. Eine invertierende Eingangsklemme der Vergleichsschaltung U6 wird durch eine Gleichspannung über einem Widerstand R24 vorgespannt.A sawtooth generator 500 controlled by an oscillator circuit 501 includes a charging current producing resistor R2 connected to a terminal 500a of series connected capacitors C₁ and C₂. The resistor R2 charges the capacitors C₁ and C₂ to form a forward portion of a voltage Vo, at the terminal 500a. The terminal 500a is driven by an open collector switching transistor U6a of a comparator circuit U6 to discharge the capacitors C₁ and C₂ to form a vertical retrace portion of the voltage Vo'. The voltage Vo, is applied to an inverting input terminal of a comparator circuit U5. A non-inverting input terminal of the comparator circuit U5 is supplied with a DC voltage by an arrangement including a variable hold control resistor R20. The pulse 2V' is inverted by an OR gate 1000 and differentiated by a differentiating network including a capacitor C4 and a resistor R18 to form a pulse 2V'' which is applied through a capacitor C5 to the non-inverting terminal of the comparator U5. An output terminal of the comparator U5 develops a voltage VU4 on a conductor U4a and is applied to a non-inverting input terminal of the comparator U6. An inverting input terminal of the comparator U6 is biased by a DC voltage across a resistor R24.

Während des Vertikal-Vorlaufs ist die Spannung an der nicht-invertierenden Eingangsklemme der Vergleichsschaltung U5 positiver als die Spannung an der entsprechenden invertierenden Eingangsklemme. Demzufolge ist die Spannung VU4 positiver als die Spannung an der invertierenden Eingangsklemme der Vergleichsschaltung U6. Daher bleibt der Ausgangstransistor U6a der Vergleichsschaltung U6 nicht leitend.During vertical forward travel, the voltage at the non-inverting input terminal of the comparator U5 is more positive than the voltage at the corresponding inverting input terminal. Consequently, the voltage VU4 is more positive than the voltage at the inverting input terminal of the comparator U6. Therefore, the output transistor U6a of the comparator U6 remains non-conductive.

Wenn am Ende des Vorlaufs die Spannung Vo' sich auf ihrem Spitzenwert befindet, wie in Fig. 2b zur Zeit t&sub0; dargestellt ist, tritt eine Vorderflanke 900 des Impulses 2V' in Fig. 1 auf. Als Folge der Inversion und Differentiation ihrer Vorderflanke 900 wird die Spannung an der nicht-invertierenden Eingangsklemme der Vergleichsschaltung U5 kleiner als an der entsprechenden invertierenden Eingangsklemme. Als Folge davon ändert sich die Spannung VU4 auf einen Pegel, der kleiner ist als an der invertierenden Eingangsklemme der Vergleichsschaltung U6, wodurch der Schalttransistor U6a der Vergleichsschaltung U6 leitend wird. Durch das Leitendwerden des Transistors U6a werden die Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; entladen, wodurch die Spannung Vo' auf den Sättigungspegel des Transistors U6a gelangt, der etwa Null Volt beträgt.At the end of the trace, when the voltage Vo' is at its peak value, as shown in Fig. 2b at time t0, a leading edge 900 of the pulse 2V' in Fig. 1 occurs. As a result of the inversion and differentiation of its leading edge 900, the voltage at the non-inverting input terminal of the comparator U5 becomes smaller than at the corresponding inverting input terminal. As a result, the voltage VU4 changes to a level smaller than at the inverting input terminal of the comparator U6, causing the switching transistor U6a of the comparator U6 to become conductive. The conduction of the transistor U6a discharges the capacitors C1 and C2, causing the voltage Vo' to reach the saturation level of the transistor U6a, which is approximately zero volts.

Wenn sich als Folge der Vorderflanke 900 des Impulses 2V' die Spannung U4a ändert, bewirkt ein Zeitsperrkondensator C&sub6; eine entsprechende Spannungsänderung an einer nicht-invertierenden Eingangsklemme einer als monostabiler Multivibrator arbeitenden Vergleichsschaltung U4 auf einen Pegel, der niedriger als der Pegel an der invertierenden Eingangsklemme der Vergleichsschaltung U4 ist. Demzufolge hält die Vergleichsschaltung U4 die Spannung VU4 während eines vorgegebenen Intervalls, das durch den Kondensator C&sub6; und die Widerstände R&sub2;&sub5; und R&sub2;&sub6; bestimmt wird, auf dem niedrigen Pegel. Solange sich die Spannung VU4 auf dem niedrigen Pegel befindet, bleibt die Spannung Vo' etwa Null, weil der Ausgangs-Schalttransistor U6a der Vergleichsschaltung U6 leitend ist. Der Transistor U6a ist in Intervallen leitend, die schematisch in Fig. 2a, beispielsweise zwischen den Zeiten t&sub0; und t&sub2; dargestellt sind. Somit ist die Leitfähigkeitszeit des Transistors U6a unabhängig von der Dauer des Eingangsimpulses 2V'. Wenn die Spannung Vu&sub4; in Fig. 1 sich auf einen hohen Pegel ändert, beginnt der Vorlaufteil der Spannung Vo' in Fig. 2b beispielsweise zwischen den Zeiten t&sub2; und t&sub3;. Wenn somit die Vorderflanke 900 des Impulses 2V' auftritt, beginnen die Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; in Fig. 1, sich auf den Sättigungspegel des Schalttransistors U6a zu entladen. Für den Fall, daß die Impulse 2V' in Fig. 1 fehlen, erzeugen die Vergleichsschaltungen U4, U5 und U6, die den Vertikal-Oszillator 501 bilden, die erforderlichen Impulse der Spannung VU4.When the voltage U4a changes as a result of the leading edge 900 of the pulse 2V', a time-out capacitor C6 causes a corresponding voltage change at a non-inverting input terminal of a comparator U4 operating as a monostable multivibrator to a level lower than the level at the inverting input terminal of the comparator U4. Consequently, the comparator U4 maintains the voltage VU4 at the low level for a predetermined interval determined by the capacitor C6 and the resistors R25 and R26. As long as the voltage VU4 is at the low level, the voltage Vo' remains approximately zero because the output switching transistor U6a of the comparator U6 is conducting. Transistor U6a is conductive at intervals shown schematically in Fig. 2a, for example between times t0 and t2. Thus, the conduction time of transistor U6a is independent of the duration of input pulse 2V'. When voltage Vu4 in Fig. 1 changes to a high level, the lead portion of voltage Vo' in Fig. 2b begins, for example, between times t2 and t3. Thus, when leading edge 900 of pulse 2V' occurs, capacitors C1 and C2 in Fig. 1 begin to discharge to the saturation level of switching transistor U6a. In the event that the pulses 2V' in Fig. 1 are missing, the comparison circuits U4, U5 and U6, which form the vertical oscillator 501, generate the required pulses of the voltage VU4.

Jeder Impuls der Spannung VU4 in Fig. 1 bewirkt, daß der Ausgangstransistor U6a die Spannung Vo' für die vorgegebene Dauer des Spannungsimpulses VU4 auf den Sättigungspegel klemmt, z. B. bis zur Zeit t&sub2; in Fig. 2b, wodurch die Spannung Vo' an einem Ansteigen gehindert wird. Die Spannung Vo' in Fig. 1 wird über einen Transistor Q2, der als Emitterfolger arbeitet, geleitet, um eine Spannung Vo in Fig. 2b zu erzeugen, die einen steuerbaren Durchschnittswert hat, daß wie die Spannung Vo' ebenfalls eine Sägezahnwellenform hat.Each pulse of voltage VU4 in Fig. 1 causes the output transistor U6a to clamp the voltage Vo' at the saturation level for the predetermined duration of the voltage pulse VU4, e.g. until time t2 in Fig. 2b, thereby preventing the voltage Vo' from rising. The voltage Vo' in Fig. 1 is passed through a transistor Q2 acting as an emitter follower to produce a voltage Vo in Fig. 2b having a controllable average value that, like the voltage Vo', also has a sawtooth waveform.

Ein linear ansteigender erster oder Vorlaufteil der Spannung Vo' oder Vo tritt beispielsweise während eines Intervalls t&sub2;-t&sub3; auf. Der erste Teil beginnt den Anstieg von einem vorgegebenen konstanten Pegel, der gleich der Sättigungsspannung des Ausgangs-Schalttransistors U6a der Vergleichsschaltung U6 in Fig. 1 ist, in einer Weise, die nicht von der Phasenmodulation des Impulses 2V' beeinträchtigt wird. Somit beginnt der Anstieg des ersten Teils in einem Augenblick, z. B. zur Zeit t&sub2; in Fig. 2b. Ein absteigender zweiter Teil der Spannung Vo tritt beispielsweise während des Intervalls t&sub0;-t&sub1; auf. Ein ebener dritter Teil tritt während des Intervalls t&sub1;-t&sub2; auf. Die in Fig. 2a dargestellte Phasenmodulation der Impulse der Spannung VU4 die voneinander Abstände mit entsprechend unterschiedlicher Länge haben, bewirken, daß entsprechend unterschiedliche Spitzenwerte der ansteigenden Spannung Vo beispielsweise zu den Zeiten t&sub0;, t&sub3;, t&sub6; und t&sub9; in Fig. 2 eintreten.A linearly rising first or leading part of the voltage Vo' or Vo occurs, for example, during an interval t2 - t3. The first part begins to rise from a predetermined constant level equal to the saturation voltage of the output switching transistor U6a of the comparator U6 in Fig. 1, in a manner not affected by the phase modulation of the pulse 2V'. Thus, the rise of the first part begins at an instant, e.g. at time t2 in Fig. 2b. A falling second part of the voltage Vo occurs, for example, during the interval t0 - t1. A flat third part occurs during the interval t1 - t2. The phase modulation of the pulses of the voltage VU4 shown in Fig. 2a, which are spaced apart from one another by correspondingly different lengths, causes correspondingly different peak values of the rising voltage Vo to occur, for example, at times t0, t3, t6 and t9 in Fig. 2.

Die Summe der Intervalle, die dem zweiten und dritten Teil entspricht, ist eine vorgegebene Konstante, die nicht von dem Spitzenwert der Spannung Vo in Fig. 1 beeinträchtigt wird. Das Intervall zwischen dem Beginn des absteigenden Teils und der Anfangszeit des ansteigenden Teils der Spannung Vo, z. B. das Intervall t&sub0;-t&sub2; in Fig. 2b, kann beispielsweise konstant gehalten werden, um so von der Phasenmodulation der Impulse 2V' in Fig. ,1 unbeeinträchtigt zu bleiben.The sum of the intervals corresponding to the second and third parts is a predetermined constant which is not affected by the peak value of the voltage Vo in Fig. 1. The interval between the beginning of the falling part and the beginning time of the rising part of the voltage Vo, e.g. the interval t0-t2 in Fig. 2b, can be kept constant, for example, so as to remain unaffected by the phase modulation of the pulses 2V' in Fig. 1.

Der Sägezahngenerator 500 enthält eine S-Korrekturanordnung 700, die Aspekte der Erfindung verkörpert. Ein Kondensator C3 der Anordnung 700 liegt zwischen der Emitterelektrode des Emitterfolger-Transistors Q2 und einer Klemme 701. Die Klemme 701 ist über eine Reihenanordnung aus einem veränderbaren, Linearitäts-Steuerwiderstand R4 und einen Widerstand R5 mit der Verbindungsklemme 703 verbunden. Die Klemme 703 befindet sich zwischen den Kondensatoren C&sub1; und C&sub2;. Eine Diode D&sub1;, die während des Rücklaufs die Spannung V&sub2; an der Verbindung der Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; auf einen vorgegebenen positiven Pegel klemmt, liegt zwischen der Klemme 703 und dem Emitter des Transistors Q2. Eine Diode D&sub2;, die den Kondensator C&sub3; während des Rücklaufs entlädt, liegt parallel zu einem Widerstand R8 und zwischen Erde und der Klemme 701.The sawtooth generator 500 includes an S-corrector arrangement 700 embodying aspects of the invention. A capacitor C3 of the arrangement 700 is connected between the emitter electrode of the emitter follower transistor Q2 and a terminal 701. The terminal 701 is connected to the connecting terminal 703 through a series arrangement of a variable linearity control resistor R4 and a resistor R5. The terminal 703 is located between the capacitors C₁ and C₂. A diode D₁, which is A diode D2 which clamps the voltage V2 at the junction of capacitors C1 and C2 to a predetermined positive level is connected between terminal 703 and the emitter of transistor Q2. A diode D2 which discharges capacitor C3 during retrace is connected in parallel with a resistor R8 and between ground and terminal 701.

Fig. 5 veranschaulicht Wellenformen, die zur Erläuterung der Funktion der Schaltung in Fig. 1 nützlich sind.Fig. 5 illustrates waveforms useful for explaining the operation of the circuit in Fig. 1.

Wie zuvor beschrieben, ist die Spannung Vo' in Fig. 1 am Beginn des Vertikal-Vorlaufs etwa Null. Eine positive Spannung V&sub2; an der Klemme 703 ist gleich der Summe der Sättigungsspannung Vo', der Emitter-Basis-Vorwärtsspannung des Transistors Q2 und der Vorwärtsspannung von Diode D&sub1;. Auch die Spannung V&sub4; an der Klemme 701 ist als Folge der Klemmfunktion der Diode D&sub2; leicht negativ. Da die Spannung V&sub2; positiver als die Spannung V&sub4; ist, beginnt der Kondensator C&sub2; sich über die Widerstände R5 und R4 und über die Diode D&sub1; und den Kondensator C&sub3; mit einer Änderungsrate zu entladen, die zunächst weitgehend unbeeinflußt vom Wert des Widerstands R8 ist, um so den Wert der Spannung V&sub2; zu vermindern. Wenn später während des Vorlaufs eine Emitterspannung V&sub3; in Fig. 5 des Transistors Q2 in Fig. 1 einen ausreichend hohen Spannungspegel erreicht, wird der Kondensator C&sub2; in Fig. 1 über den Kondensator C&sub3; geladen. Die anfängliche Abnahme der Spannung V&sub2; bewirkt, daß die Änderungsrate der Spannung Vo' beispielsweise höher in der Mitte des Vorlaufs ist als an dessen Anfang. Wie zuvor beschrieben, bewirkt der Unterschied zwischen den Spannungen V&sub2; und V&sub4; eine teilweise Entladung des Kondensators C&sub2; am Beginn des Vorlaufs. Wie in Fig. 5 gezeigt ist, bewirkt die Entladung des Kondensators C&sub2; eine kleinere Anstiegsrate der Spannung V&sub3;, die am Emitter des Transistors Q2 in Fig. 1 entwickelt wird, als in der Mitte des Vorlaufs. Somit bewirkt die niedrigere Anstiegsrate eine S-Formung in der ersten Hälfte des Vorlaufs, die zwischen dem Beginn und der Mitte des Vorlaufs auftritt, was in Fig. 5 dargestellt ist.As previously described, the voltage Vo' in Fig. 1 is approximately zero at the beginning of vertical sweep. A positive voltage V2 at terminal 703 is equal to the sum of the saturation voltage Vo', the emitter-base forward voltage of transistor Q2, and the forward voltage of diode D1. Also, the voltage V4 at terminal 701 is slightly negative as a result of the clamping action of diode D2. Since voltage V2 is more positive than voltage V4, capacitor C2 begins to discharge through resistors R5 and R4 and through diode D1 and capacitor C3 at a rate of change which is initially largely unaffected by the value of resistor R8, so as to reduce the value of voltage V2. When an emitter voltage V3 is applied later during sweep, the voltage V4 is greater than the voltage V5. in Fig. 5 of transistor Q2 in Fig. 1 reaches a sufficiently high voltage level, capacitor C₂ in Fig. 1 is charged via capacitor C₃. The initial decrease in voltage V₂ causes the rate of change of voltage Vo' to be, for example, higher in the middle of the trace than at the beginning. As previously described, the difference between voltages V₂ and V₄ causes a partial discharge of capacitor C₂ at the beginning of the trace. As shown in Fig. 5, the discharge of capacitor C₂ causes a smaller rate of rise of voltage V₃ developed at the emitter of transistor Q2 in Fig. 1 than in the middle of the trace. Thus, the lower rate of rise causes an S-shaping in the first half of the trace, which occurs between the beginning and the middle of the lead, which is shown in Fig. 5.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird die S-Formung während einer zweiten Hälfte des Vertikal-Vorlaufs zunehmend durch den Widerstand R8 beeinträchtigt, der zunehmend den Kondensator C&sub2; lädt, da die Spannungen V&sub2; und V&sub4; ansteigen. Widerstand R8 vermindert am Ende des Vorlaufs den über den Kondensator C&sub3; zugeführten Strom, der zum Laden des Kondensators C&sub2; verfügbar ist.According to one aspect of the invention, the S-shaping is progressively impaired during a second half of the vertical sweep by resistor R8 which progressively charges capacitor C2 as voltages V2 and V4 increase. Resistor R8 reduces the current supplied through capacitor C3 at the end of the sweep that is available to charge capacitor C2.

Die Spannung V&sub4; ist zum Ende des Vorlaufs hin höher als beispielsweise in der Mitte des Vorlaufs. Daher ist der über den Kondensator C&sub3; zugeführte Strom, der im Nebenschluß über den Widerstand R8 geführt wird, und der durch den Widerstand R8 daran gehindert wird, in den Kondensator C&sub2; zu fließen, zum Ende des Vorlaufs hin zunehmend größer. Als Folge davon wird die Spannung V&sub3; in der zweiten Hälfte des Vorlaufs S-korrigiert. Daraus folgt, daß beispielsweise eine Erhöhung des Wertes des Widerstands R8 die Änderungsrate der Spannung Vo' am Ende des Vorlaufs in entgegengesetzter Weise zu der ändert, die durch beispielsweise eine Vergrößerung des Widerstands R4 bewirkt wird.The voltage V4 is higher towards the end of the trace than, for example, in the middle of the trace. Therefore, the current supplied through the capacitor C3, which is shunted across the resistor R8 and which is prevented by the resistor R8 from flowing into the capacitor C2, is increasingly larger towards the end of the trace. As a result, the voltage V3 is S-corrected in the second half of the trace. It follows that, for example, an increase in the value of the resistor R8 will change the rate of change of the voltage Vo' at the end of the trace in a manner opposite to that caused by, for example, an increase in the value of the resistor R4.

Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung erzeugt der S-korrigierte Sägezahngenerator 500 eine Spannung Vo', bei der die Änderungsrate in einem gegebenen Vertikal-Vorlauf unabhängig von Vertikal-Frequenzänderungen oder von der Vorlaufzeit eines vorangehenden Vertikal-Vorlaufs ist. Dieses Ergebnis wird durch die Klemmfunktion von Transistor U6a, Diode D&sub1; und Diode D&sub2; erreicht, die die Spannungen Vo, V&sub4; und V&sub2; während des Rücklaufs klemmen.According to another aspect of the invention, the S-corrected ramp generator 500 produces a voltage Vo' where the rate of change in a given vertical sweep is independent of vertical frequency changes or of the sweep time of a previous vertical sweep. This result is achieved by the clamping function of transistor U6a, diode D1 and diode D2 which clamp the voltages Vo, V4 and V2 during retrace.

Fig. 1 enthält vorteilhafterweise auch eine geschaltete Vertikal-Ablenkschaltung 100 des Generators 64, die durch eine Vertikal-Steuerschaltung 120 des Generators 64 gesteuert wird. Die Funktion der Ablenkschaltung 100 und der Steuerschaltung 120 ist in Einzelheiten in dem US-Patent Nr. 4,544,864 im Namen von P.E. Haferl mit dem Titel SWITCHED VERTICAL DEFLECTION CIRCUIT WITH BIDIRECTIONAL POWER SUPPLY beschrieben. Es sei bemerkt, daß die Sägezahngeneratorschaltung 500 als Sägezahngenerator für andere Arten von gleichstromgekoppelten Vertikal-Ablenk-Ausgangsstufen verwendet werden kann, um die richtige Deckung des wiedergegebenen Bildes zu erzielen.Fig. 1 advantageously also includes a switched vertical deflection circuit 100 of the generator 64, which is formed by a Vertical control circuit 120 of generator 64. The operation of deflection circuit 100 and control circuit 120 is described in detail in U.S. Patent No. 4,544,864 in the name of PE Haferl, entitled SWITCHED VERTICAL DEFLECTION CIRCUIT WITH BIDIRECTIONAL POWER SUPPLY. It should be noted that sawtooth generator circuit 500 may be used as a sawtooth generator for other types of DC coupled vertical deflection output stages to achieve proper registration of the displayed image.

Die Steuerschaltung 120 versorgt in Übereinstimmung mit der Spannung Vo ein Schaltelement 21 mit breitenmodulierten Horizontal- oder zeilenfrequenten Schaltsignalen, wobei das Schaltelement 21 beispielsweise aus einem Feldeffekt-Transistor 118 und einer integrierten antiparallelen Diode 19 besteht. Der Transistor 118 kann aus einem MOS-Leistungs-Feldeffekt-Transistor bestehen. Die Verwendung eines solchen Leistungs-Feldeffekt-Transistors ist insbesondere von Vorteil, wenn die Horizontal-Rate nennenswert höher als die Horizontal-Frequenz, beispielsweise bei der PAL-Norm, ist. Eine Horizontal-Frequenz mit hoher Rate kann in Computermonitoren, Videoanzeigeterminals oder in Fernsehempfängern verwendet werden, die mit Ablenkströmen arbeiten, die beispielsweise die doppelte Horizontal- bzw. Vertikal-Ablenkfrequenz haben, um die Sichtbarkeit von Flimmern zu vermindern. Das Schaltelement 21 ist mit einer Klemme 126' eines Speicherkondensators 126 über eine Wicklung 23 eines Zeilenendtransformators 125 verbunden, der in Reihe mit einer Energiespeicherspule 25 liegt. Die Klemme 126' des Kondensators 126 ist mit einer Vertikal-Ablenkwicklung 27 verbunden. Die andere Klemme der Vertikal- Ablenkwicklung 27 ist mit einer Spannungsversorgung +V1 verbunden.The control circuit 120 supplies a switching element 21 with width-modulated horizontal or line-rate switching signals in accordance with the voltage Vo, the switching element 21 consisting, for example, of a field-effect transistor 118 and an integrated anti-parallel diode 19. The transistor 118 can consist of a MOS power field-effect transistor. The use of such a power field-effect transistor is particularly advantageous when the horizontal rate is significantly higher than the horizontal frequency, for example in the PAL standard. A high-rate horizontal frequency can be used in computer monitors, video display terminals or in television receivers that operate with deflection currents that have, for example, twice the horizontal or vertical deflection frequency in order to reduce the visibility of flicker. The switching element 21 is connected to a terminal 126' of a storage capacitor 126 via a winding 23 of a flyback transformer 125, which is in series with an energy storage coil 25. The terminal 126' of the capacitor 126 is connected to a vertical deflection winding 27. The other terminal of the vertical deflection winding 27 is connected to a voltage supply +V1.

Eine Horizontal-Ausgangsstufe 33 wird mit der Horizontal-Ablenkrate durch Signale geschältet, die von einem Horizontal-Oszillator und einer Steuerschaltung 134 zugeführt werden. Die Schaltoperation der Ausgangsstufe 33 erzeugt einen Horizontal-Ablenkstrom i2H mit dem Zweifachen der Horizontal-Frequenz fH des Synchronsignals eines Basisband-Videosignals VBB, was später erläutert wird. Die Ausgangsstufe 33 erzeugt eine Rücklaufspannung mit der Horizontal-Rate von 2fH über jeder Wicklung des Zeilenendtransformators 125.A horizontal output stage 33 is switched at the horizontal deflection rate by signals from a horizontal oscillator and a control circuit 134. The switching operation of the output stage 33 produces a horizontal deflection current i2H at twice the horizontal frequency fH of the synchronizing signal of a baseband video signal VBB, which will be explained later. The output stage 33 produces a flyback voltage at the horizontal rate of 2fH across each winding of the flyback transformer 125.

Die linear ansteigende Spannung Vo wird einer nichtinvertierenden Eingangsklemme einer Vergleichsschaltung 66 in Fig. 1 zugeführt, um die Schaltoperation des Schaltelements 21 zu steuern. Über einen Widerstand 74 von der Wicklung 124 zugeführte Horizontal-Rücklaufimpulse laden einen Kondensator 75, um einen Horizontal-Sägezahn zu erhalten, der mit dem Vertikal-Sägezahn der Spannung Vo verglichen wird. Die Vergleichsschaltung 66 dient als Impulsbreitenmodulator. Eine Ausgangsklemme der Vergleichsschaltung 66, die Impulse mit der Horizontal-Frequenz 2fH erzeugt, die ein veränderbares Tastverhältnis haben, das sich nach Vertikalart ändert, sorgt für eine Toransteuerung zum MOS-Leistungs-Feldeffekt-Transistor 118.The linearly increasing voltage Vo is applied to a non-inverting input terminal of a comparator circuit 66 in Fig. 1 to control the switching operation of the switching element 21. Horizontal flyback pulses applied through a resistor 74 from the winding 124 charge a capacitor 75 to provide a horizontal sawtooth which is compared with the vertical sawtooth of the voltage Vo. The comparator circuit 66 serves as a pulse width modulator. An output terminal of the comparator circuit 66, which produces pulses of horizontal frequency 2fH having a variable duty cycle that varies in a vertical manner, provides gating to the MOS power field effect transistor 118.

Der Betrieb der Ablenkschaltung 100 besteht aus der Ladung und der Entladung des Speicherkondensators 126 mit horizontaler Rate, der einen Vertikal-Ablenkstrom i&sub2;&sub7; liefert, der in der Wicklung 27 fließt. Das Schalten mit Horizontal-Rate wird durch das Schaltelement 21 durchgeführt.The operation of the deflection circuit 100 consists of the horizontal rate charging and discharging of the storage capacitor 126, which provides a vertical deflection current i27 flowing in the winding 27. The horizontal rate switching is performed by the switching element 21.

Der Transistor 118 des Schaltelements 21 ist während jeder Horizontal-Periode am Beginn des Vertikal-Vorlaufs während eines vernachlässigbar kurzen Intervalls leitend, das unmittelbar vor jedem Horizontal-Rücklauf auftritt. Demzufolge wird der große Rücklaufimpuls in der Wicklung 23 durch die Diode 19 geklemmt und erzeugt einen großen Strom i 23 in der Wicklung 23, der entgegengesetzt zur Pfeilrichtung fließt und bewirkt, daß der Kondensator 126 auf eine Spannung geladen ist, die positiver ist als die Spannung +V1. Die resultierende Spannung an der Klemme 126', die positiver ist als die Spannung +V1, bewirkt, daß in der Ablenkwicklung 27 entgegen der Pfeilrichtung ein negativer Ablenkstrom i&sub2;&sub7; fließt. Als Folge lädt der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; den Kondensator C&sub1;&sub2; positiv. Die Steuerschaltung 120 erhöht während des Vertikal- Abtastvorlaufs progressiv das Leitfähigkeitsintervall des Transistors 118, das bei jedem Horizontal-Vorlauf auftritt. Dies bewirkt, daß der negative Teil des Stroms i&sub2;&sub3;, der durch die Diode 19 fließt, progressiv abnimmt und der positive Teil des Stroms i&sub2;&sub3;, der durch den Transistor 118 fließt, progressiv zunimmt. Als Ergebnis nimmt die Durchschnittsspannung über dem Kondensator 126 an der Klemme 126' ab und bewirkt ihrerseits eine Abnahme des Ablenkstroms i&sub2;&sub7;.Transistor 118 of switching element 21 is conductive during each horizontal period at the beginning of vertical forward travel for a negligibly short interval which occurs immediately before each horizontal retrace. Consequently, the large retrace pulse in winding 23 is clamped by diode 19 and produces a large current i 23 in winding 23 which flows in the opposite direction to the arrow and causes the capacitor 126 is charged to a voltage more positive than the voltage +V1. The resulting voltage at terminal 126', which is more positive than the voltage +V1, causes a negative deflection current i₂₇ to flow in the deflection winding 27 in the opposite direction of the arrow. As a result, the deflection current i₂₇ charges the capacitor C₁₂ positively. The control circuit 120 progressively increases the conduction interval of the transistor 118 during the vertical scan advance which occurs with each horizontal scan. This causes the negative part of the current i₂₃ flowing through the diode 19 to progressively decrease and the positive part of the current i₂₃ flowing through the transistor 118 to progressively increase. As a result, the average voltage across capacitor 126 at terminal 126' decreases, in turn causing a decrease in deflection current i₂₇.

In der Mitte des Vertikal-Vorlaufs fließen gleiche Teile des Stroms i 23 mit entgegengesetzter Polarität durch die Diode 19 bzw. den Transistor 118. Folglich wird dem Kondensator 126 keine Ladung hinzugefügt. Ferner ist die Spannung an der Klemme 126' gleich der Spannung +V1; daher ist der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; in der Mitte des Vertikal-Vorlaufs Null.At the middle of the vertical sweep, equal portions of the current i 23 flow with opposite polarity through the diode 19 and the transistor 118, respectively. Consequently, no charge is added to the capacitor 126. Furthermore, the voltage at the terminal 126' is equal to the voltage +V1; therefore, the deflection current i₂₇ is zero at the middle of the vertical sweep.

Während der zweiten Hälfte des Vertikal-Vorlaufs erhöht die Steuerschaltung 120 weiter progressiv die Leitfähigkeitszeit des Transistors 118. Die Summe der Teile des Stroms i&sub2;&sub3; mit entgegengesetzter Polarität, der durch die Diode 19 bzw. den Transistor 118 fließt, nimmt progressiv in positiver Richtung von Null zu und bewirkt eine Entladung des Kondensators 126. Die Spannung an der Klemme 126' nimmt progressiv ab und bewirkt, daß der Ablenkstrom i&sub2;&sub7;, der in Pfeilrichtung fließt, zunimmt. Als Folge entlädt der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; den Kondensator C&sub1;&sub2;. Am Ende des Vorlaufs ist die Leitfähigkeitszeit der Diode 19 klein im Vergleich mit der des Transistors 118. Die Leitfähigkeit der Diode 19 wird durch den Transistor 118 und durch die Energiespeicherspule 25 gesteuert, die die Rate di/dt des Stroms i&sub2;&sub3; bestimmt, der während jeder Horizontal-Rücklaufperiode weitgehend konstant ist. Daraus folgt, daß vom Beginn bis zum Ende des Vertikal-Vorlaufs sich der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; in einer linear ansteigenden Weise ändert und seine Polarität etwa in der Mitte des Vertikal- Vorlaufs umkehrt.During the second half of the vertical sweep, the control circuit 120 continues to progressively increase the conduction time of the transistor 118. The sum of the parts of the current i₂₃ of opposite polarity flowing through the diode 19 and the transistor 118 respectively, increases progressively in the positive direction from zero and causes a discharge of the capacitor 126. The voltage at the terminal 126' decreases progressively and causes the deflection current i₂₇ flowing in the direction of the arrow to increase. As a result, the deflection current i₂₇ discharges the capacitor C₁₂. At the end of the sweep, the conduction time of the diode 19 is small compared to that of the transistor 118. The conduction of the diode 19 is increased by the transistor 118 and by the energy storage coil 25 which determines the rate di/dt of the current i₂₃, which is substantially constant during each horizontal retrace period. It follows that from the beginning to the end of the vertical sweep the deflection current i₂₇ varies in a linearly increasing manner and reverses its polarity approximately halfway through the vertical sweep.

Während des Vertikal-Rücklaufs ist der Transistor 118 nicht leitend, und die Diode 19 leitet einen großen Betrag des negativen Stroms i&sub2;&sub3;; folglich bewirken die Ablenkwicklung 27 und der Kondensator 126 einen halben Schwingungszyklus. Eine resultierende Vertikal-Rücklaufspannung lädt den Kondensator 126 auf eine Spannung, die größer ist als die Spannung +V1, die bewirkt, daß der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; seine Polarität umkehrt.During vertical retrace, transistor 118 is non-conductive and diode 19 conducts a large amount of negative current i23; thus deflection winding 27 and capacitor 126 effect a half cycle of oscillation. A resulting vertical retrace voltage charges capacitor 126 to a voltage greater than voltage +V1, which causes deflection current i27 to reverse polarity.

Es ist ersichtlich, daß der Strom durch den Widerstand 122 gleich dem Ablenkstrom i&sub2;&sub7; ist. Daher ist die über dem Widerstand 122 entwickelte Spannung proportional zum Strom i&sub2;&sub7;, dem Vertikal-Ablenkstrom. Die über dem den Ablenkstrom abtastenden Widerstand 122 entwickelte Spannung wird durch den Ablenkstrom i&sub2;&sub7; erzeugt und bewirkt eine negative Rückkopplung zur Vertikal- Steuerschaltung 120. Diese Rückkopplung sieht eine Information zur Vertikal-Steuerschaltung 120 vor, um die Ansteuerung des Transistors 118 in die Leitfähigkeit für die geeignete Dauer jedes Horizontal-Intervalls zu ermöglichen, um den Vertikal-Ablenkstrom i&sub2;&sub7; zu erzeugen. Der Strom i&sub2;&sub7; ist während des Vertikal- Vorlaufs linear proportional zur Sägezahnspannung Vo' oder Vo.It can be seen that the current through resistor 122 is equal to the deflection current i27. Therefore, the voltage developed across resistor 122 is proportional to current i27, the vertical deflection current. The voltage developed across resistor 122 sensing the deflection current is generated by the deflection current i27 and provides negative feedback to vertical control circuit 120. This feedback provides information to vertical control circuit 120 to enable transistor 118 to be driven into conduction for the appropriate duration of each horizontal interval to produce vertical deflection current i27. Current i27 is linearly proportional to ramp voltage Vo' or Vo during vertical sweep.

Wenn die Vorderflanke 900 des Impulses 2V' auftritt, beispielsweise unmittelbar vor der Zeit t&sub0; in Fig. 2, beginnt der absteigende zweite Teil der Spannung Vo. Der Beginn des absteigenden Teils der Spannung Vo bewirkt, daß der Ablenkstrom i&sub2;&sub7; in der Wicklung 27 in Fig. 1 seinen entsprechenden absteigenden Rücklaufteil beginnt. Wenn eine hintere Flanke des Impulses der Spannung VU4 auftritt, beginnt der linear ansteigende Vorlaufteil des Ablenkstroms i&sub2;&sub7; in Fig. 1. Die Spannung Vo steuert den Augenblickspegel des Ablenkstroms i&sub2;&sub7; während des Vertikal-Vorlaufteils des Ablenkstroms i&sub2;&sub7;.When the leading edge 900 of the pulse 2V' occurs, for example immediately before the time t₀ in Fig. 2, the falling second part of the voltage Vo begins. The beginning of the falling part of the voltage Vo causes the deflection current i₂₇ in the winding 27 in Fig. 1 to begin its corresponding falling retrace part. When a trailing edge of the pulse of the Voltage VU4 occurs, the linearly increasing lead portion of the deflection current i₂₇ in Fig. 1 begins. The voltage Vo controls the instantaneous level of the deflection current i₂₇ during the vertical lead portion of the deflection current i₂₇.

Bei jedem Vertikal-Abtastzyklus ist jede der Spannungen Vo, V&sub2;, V&sub3; und V&sub4; wegen der zuvor beschriebenen Klemmwirkung auf demselben entsprechenden vorgegebenen Spannungspegel, wenn die hintere Flanke des Impulses der Spannung VU4 auftritt. Demzufolge wird, wie später erläutert wird, eine geeignete Bildüberdeckung erzielt. Die Phasenmodulation des Impulses 2V' führt zu einer Modulation der Vertikal-Vorlaufzeit. Die Kondensatoren C&sub1;, C&sub2; und C&sub3; bewirken, wie zuvor beschrieben, eine S-Formung. Das Klemmen der Spannung an den Kondensatoren C&sub1;, C&sub2; und C&sub3; während des Impulses VU&sub4; errichtet in jedem Kondensator die entsprechende vorgegebene Ladung oder den Spannungspegel am Beginn jedes Vorlaufintervalls in einer Weise, die von der Dauer des Vorlaufintervalls jedes vorherigen Halbbildes unbeeinflußt ist. Ohne die Klemmwirkung der Dioden D&sub1; und D&sub2; würden die Kondensatoren C&sub1;, C&sub2; und C&sub3; eine leicht modulierte Ladung von vorhergehenden Halbbildern tragen, was eine geeignete Bildüberdeckung stören kann. Wegen der Klemmwirkung in den Kondensatoren C&sub1;, C&sub2; und C&sub3; ist der ansteigende Vorlaufteil in jedem Ablenkzyklus von sowohl der Spannung Vo als auch des Ablenkstroms i&sub2;&sub7; in Fig. 1 in Phase mit der entsprechenden Vorderflanke 900 des Impulses 2V' und folgt dessen Phasenänderungen.During each vertical scan cycle, each of the voltages Vo, V2, V3 and V4 is at the same corresponding predetermined voltage level when the trailing edge of the pulse of voltage VU4 occurs because of the clamping action described above. Consequently, as will be explained later, appropriate frame coverage is achieved. Phase modulation of the pulse 2V' results in modulation of the vertical lead time. Capacitors C1, C2 and C3 provide S-shaping as described above. Clamping the voltage on capacitors C1, C2 and C3 during pulse VU4 establishes the corresponding predetermined charge or voltage level in each capacitor at the beginning of each lead interval in a manner unaffected by the duration of the lead interval of each previous field. Without the clamping action of diodes D₁ and D₂, capacitors C₁, C₂, and C₃ would carry a slightly modulated charge from previous fields, which can interfere with proper image registration. Because of the clamping action in capacitors C₁, C₂, and C₃, the rising lead portion in each deflection cycle of both voltage Vo and deflection current i₂₇ in Fig. 1 is in phase with the corresponding leading edge 900 of pulse 2V' and follows its phase changes.

Wie später noch beschrieben wird, bewirkt die Phasenmodulation des Impulses 2V' das genaue Timing, das erforderlich ist, um ein wiedergegebenes Bild zu erzeugen, bei dem die richtige Bildüberdeckung so auftritt, daß geradzahlige Halbbilder auf geradzahligen Halbbildern liegen, ungeradzahlige Halbbilder auf ungeradzahligen Halbbildern liegen und daß geradzahlige und ungeradzahlige Halbbild-Paare verschachtelt sind.As will be described later, the phase modulation of the pulse 2V' provides the precise timing required to produce a displayed picture in which the correct picture registration occurs such that even fields lie on even fields, odd fields lie on odd fields, and even and odd field pairs are interleaved.

Es sei bemerkt, daß als Folge der Art, in der die Wellenform der Spannung Vo oder Vo' in Fig. 2b erzeugt wird, das Intervall vom Ende des Vertikal-Vorlaufs eines gegebenen Ablenkzyklus des Ablenkstroms i&sub2;&sub7; in Fig. 1 bis zum Beginn des Vertikal-Vorlaufs des folgenden Ablenkzyklus ebenfalls konstant ist.It should be noted that, as a result of the manner in which the waveform of the voltage Vo or Vo' in Fig. 2b is generated, the interval from the end of the vertical advance of a given deflection cycle of the deflection current i27 in Fig. 1 to the beginning of the vertical advance of the following deflection cycle is also constant.

Die Gleichspannungskomponente Vo oder Vo' des Vertikal- Sägezahns in Fig. 2b sollte vorzugsweise erhalten und der Ablenkwicklung 27 in Fig. 1 übermittelt werden. Gleichstromkopplung kann vorzugsweise zwischen der Sägezahngeneratorschaltung 500 und der Vertikal-Ablenkschaltung 100 wie auch zur Ablenkwicklung 27 verwendet werden. Eine Gleichstromkopplung wird vorgezogen, so daß die Phasenmodulation des Impulses 2V' nicht den Pegel des Ablenkstroms i 27 ändert, der einem gegebenen Pegel der Spannung Vo, z. B. am Beginn des Vorlaufs, entspricht.The DC component Vo or Vo' of the vertical sawtooth in Fig. 2b should preferably be preserved and applied to the deflection winding 27 in Fig. 1. DC coupling may preferably be used between the sawtooth generator circuit 500 and the vertical deflection circuit 100 as well as to the deflection winding 27. DC coupling is preferred so that the phase modulation of the pulse 2V' does not change the level of the deflection current i 27 which corresponds to a given level of the voltage Vo, e.g. at the beginning of the trace.

Eine Höhensteuerung wird durch einen veränderbaren Widerstand R6 bewirkt, der durch Steuerung einer Spannungsquelle V5 die Rate steuert, mit der die Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; während des Vorlaufs geladen werden. Eine Zentrierung wird durch einen veränderbaren Widerstand R10 bewirkt, der auf die Spannung V&sub5; anspricht, um den Durchschnittswert der Spannung Vo zu steuern. Die Spannung V&sub5; an der Klemme 999 des Widerstands R2 ist proportional sowohl dem Wechselspannungsanteil der Spannung Vo des Sägezahns als auch zu seinem durchschnittlichen Gleichspannungspegel. Daher bildet die Spannung V&sub5; einen Gleichspannungsbezug für die Ablenkschaltung 100, der die Bildzentrierung aufrechterhält, während die Bildhöhe durch den veränderbaren Widerstand R6 eingestellt wird.Height control is provided by a variable resistor R6 which, by controlling a voltage source V5, controls the rate at which capacitors C1 and C2 are charged during scan. Centering is provided by a variable resistor R10 which is responsive to voltage V5 to control the average value of voltage Vo. The voltage V5 at terminal 999 of resistor R2 is proportional to both the AC component of the sawtooth voltage Vo and its average DC level. Therefore, voltage V5 provides a DC reference for deflection circuit 100 which maintains image centering while image height is adjusted by variable resistor R6.

Die zuvor erwähnten Merkmale des Ablenkstroms i&sub2;&sub7; können beispielsweise in einer Fernsehempfängerschaltung gemäß Fig. 3 nützlich sein, die der in dem erwähnten den Hollander- Patent beschriebenen Schaltung ähnlich ist, wo der Vertikal- Ablenkstrom gemäß einem phasenmodulierten Vertikal-Synchronsignal phasen- und amplitudenmoduliert ist.The aforementioned characteristics of the deflection current i₂₇ may be useful, for example, in a television receiver circuit according to Fig. 3, which is similar to the circuit described in the aforementioned Hollander patent, where the vertical Deflection current is phase and amplitude modulated according to a phase modulated vertical synchronizing signal.

Der Empfänger in Fig. 3, der den Impuls 2V' in Fig. 1 erzeugt, enthält einen Tuner 10 mit einer Eingangsklemme 12 zum Anschluß an eine Antenne oder eine andere Quelle für ein Video- Eingangssignal, und er hat einen Ausgang zur Zuführung des zuvor erwähnten Basisband-Video-Ausgangssignals VBB zu einer Video-Verarbeitungseinheit 14. Aus Anschaulichkeitsgründen ist angenommen, daß das Basisband-Video-Ausgangssignal ein PAL-Norm-Signal ist. Es sei jedoch bemerkt, daß die Prinzipien der Erfindung auch bei anderen Norm-Videosignal-Formaten anwendbar sind. Der Videoprozessor 14 enthält einen PAL-Decoder, der das Eingangssignal in Y-, R-Y- und B-Y-Komponentensignale umwandelt. Das Signal kann gegebenenfalls in Form von R-, G-, B-Komponenten verarbeitet werden. Die R-, G-, B-Komponenten haben jeweils die volle Video- Bandbreite, während die Farbdifferenzsignale (R-Y, B-Y) eine niedrigere Bandbreite haben. Daher kann ein Halbbildspeicher für Farbdifferenzsignale mit weniger Speicherelementen realisiert werden, als es der Fall wäre, wenn R-, G-, B-Komponenten verarbeitet werden.The receiver in Fig. 3 which produces the pulse 2V' in Fig. 1 includes a tuner 10 having an input terminal 12 for connection to an antenna or other source of video input signal and an output for supplying the aforementioned baseband video output signal VBB to a video processing unit 14. For the sake of clarity, it is assumed that the baseband video output signal is a PAL standard signal. It should be noted, however, that the principles of the invention are also applicable to other standard video signal formats. The video processor 14 includes a PAL decoder which converts the input signal into Y, R-Y and B-Y component signals. The signal may be processed in the form of R, G, B components if desired. The R, G, B components each have the full video bandwidth, while the color difference signals (R-Y, B-Y) have a lower bandwidth. Therefore, a field memory for color difference signals can be realized with fewer storage elements than would be the case when processing R, G, B components.

Die Y-, R-Y- und B-Y-Komponentensignale werden in Filtern 16, 18 und 20 einer Tiefpaßfilterung unterzogen und durch Analog/Digital-(A/D)-Konverter 22, 24 und 26 in digitale Form zur Speicherung in einem Speicher 40 umgewandelt. Die Filter 16 bis 20 minimieren "aliasing" und haben Grenzfrequenzen von 7,5 MHz für Y und 2,8 MHz für die Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y für das angenommene PAL-Eingangssignal. Für NTSC-Signale wären niedrigere Grenzfrequenzen angemessen.The Y, R-Y and B-Y component signals are low pass filtered in filters 16, 18 and 20 and converted by analog to digital (A/D) converters 22, 24 and 26 to digital form for storage in a memory 40. Filters 16 through 20 minimize aliasing and have cutoff frequencies of 7.5 MHz for Y and 2.8 MHz for the color difference signals R-Y and B-Y for the assumed PAL input signal. For NTSC signals, lower cutoff frequencies would be appropriate.

Die Konverter 22 bis 26 digitalisieren die der Tiefpaßfilterung unterzogenen Komponenten mit einer 8-Bit-Auflösung unter Verwendung eines Abtast-Taktgebers CL, der in der Phase auf ein Vielfaches des Horizontal-Synchronsignals verriegelt ist, um eine konstante Zahl von Abtastungen pro Horizontal-Zeile zu erhalten. Nach der A/D-Umwandlung werden die digitalisierten Komponenten dem Speicher 40 über entsprechende Verzögerungseinheiten 28, 30 und 32 zugeführt. Die Verzögerungseinheiten können veränderbar sein und dienen zum Angleichen der Verzögerungszeiten der drei Eingangssignalwege. Die Farbdifferenzkomponenten R-Y, B-Y werden dem Speicher 40 über einen Multiplexschalter (MUX) 34 zugeführt, der durch ein Horizontal-Zeilenfrequenz-Signal H gesteuert wird. Der Schalter 34 kombiniert die beiden 8 Bit breiten Farbdifferenzsignale in ein einzelnes 8-Bit breites Signal, um die Speicherungsanforderungen im Speicher 40 zu minimieren.The converters 22 to 26 digitize the components subjected to low-pass filtering with an 8-bit resolution using a sampling clock CL which is phase-locked to a multiple of the horizontal synchronizing signal is locked to obtain a constant number of samples per horizontal line. After A/D conversion, the digitized components are applied to memory 40 via respective delay units 28, 30 and 32. The delay units may be variable and serve to equalize the delay times of the three input signal paths. The color difference components RY, BY are applied to memory 40 via a multiplexing switch (MUX) 34 which is controlled by a horizontal line frequency signal H. Switch 34 combines the two 8-bit wide color difference signals into a single 8-bit wide signal to minimize storage requirements in memory 40.

Da ein Halbbild des gemultiplexten 8-Bit-Signals und das 8-Bit-Luminanzsignal im Speicher 40 gespeichert werden, wird ein zuvor gespeichertes Halbbild unter Verwendung eines Lesetaktsignals 2CL mit der doppelten Frequenz wie das Schreibtaktsignal CL zweimal ausgelesen. Hierdurch wird die Halbbildrate verdoppelt (100 Hz für PAL, 120 Hz für NTSC), und so wird die Wahrnehmbarkeit des Flimmerns bei Wiedergabe des Signals auf der Anzeigeeinheit 60 vermindert. Ein Multiplexschalter 42 demultiplext die Farbdifferenzsignale, die mit dem Luminanzsignal mit doppelter Halbbildrate zurück in analoge Form durch Digital/Analog-Konverter 44 bis 48 umgewandelt werden. Tiefpaßfilter 50 bis 54 unterdrücken die Wiederholungsspektren nach der D/A-Umwandlung, wobei geeignete Grenzfrequenzen 13,5 MHz für Luminanzsignale und 6,75 MHz für Chrominanzsignale sind. Die analogen Signale mit der doppelten Halbbildrate werden dann in RGB-Form für die Zuführung zur Anzeigeeinheit 60 umgewandelt, die mittels des die doppelte Geschwindigkeit aufweisenden Horizontal-Ablenkstroms i2H und des Vertikal-Ablenkstroms i&sub2;&sub7; synchronisiert wird, der von den Horizontal- bzw. Vertikal-Abtastgeneratoren 62 und 64 geliefert wird. Der Generator 62 erzeugt den Ablenkstrom i2H mit dem Doppelten der Frequenz fH des Horizontal-Synchronsignals des Basisband- Video-Ausgangssignals VBB.Since one field of the multiplexed 8-bit signal and the 8-bit luminance signal are stored in the memory 40, a previously stored field is read out twice using a read clock signal 2CL having twice the frequency of the write clock signal CL. This doubles the field rate (100 Hz for PAL, 120 Hz for NTSC) and thus reduces the perceptibility of flicker when the signal is displayed on the display unit 60. A multiplex switch 42 demultiplexes the color difference signals, which are converted back to analog form with the luminance signal at twice the field rate by digital-to-analog converters 44 to 48. Low pass filters 50 to 54 suppress the repetition spectra after D/A conversion, suitable cutoff frequencies being 13.5 MHz for luminance signals and 6.75 MHz for chrominance signals. The double field rate analog signals are then converted to RGB form for application to display unit 60, which is synchronized by means of the double rate horizontal deflection current i2H and the vertical deflection current i27 provided by the horizontal and vertical scan generators 62 and 64, respectively. The generator 62 generates the deflection current i2H at twice the frequency fH of the horizontal synchronization signal of the baseband video output signal VBB.

Ein Halbbild besteht bei der PAL-Norm aus 312,5 Zeilen. Bei der doppelten Auslesegeschwindigkeit muß dieses Feld zusammen mit seiner Wiederholung aus 625 Zeilen bestehen. Dies kann dadurch realisiert werden, daß das eine der beiden Halbbilder aus 312 Zeilen und das andere aus 313 Zeilen besteht. Dem Speicher 40 in Fig. 3 werden Taktsignale von der Takteinheit 70 zugeführt, um die in Fig. 4A gezeigte Halbbildfolge zu erzeugen, bei der im ersten Lesezyklus 312 Zeilen erzeugt werden (Halbbild A oder B), und 313 Zeilen werden während des zweiten Speicher-Lesezyklus (Halbbild A' oder B') erzeugt, wobei die 313e Zeile leer bleibt.A field in the PAL standard consists of 312.5 lines. At double the readout speed, this field together with its repetition must consist of 625 lines. This can be achieved by having one of the two fields consist of 312 lines and the other of 313 lines. Clock signals from the clock unit 70 are fed to the memory 40 in Fig. 3 in order to generate the field sequence shown in Fig. 4A, in which 312 lines are generated in the first read cycle (field A or B), and 313 lines are generated during the second memory read cycle (field A' or B'), with the 313th line remaining empty.

Der bei der doppelten Halbbildrate für den Generator 64 benötigte Vertikal-Synchronimpuls 2V' hat das in Fig. 4B in Volllinie dargestellte Schema. Aus Vergleichsgründen sind gestrichelt dargestellte Impulse vorgesehen, die eine Situation von abstandsgleichen Vertikal-Synchronimpulsen mit doppelter Halbbild-Rate darstellen, die eine Periode von 312,5 Zeilen haben. Die Vollinien-Impulse stellen das Impulssignal 2V' in Fig. 1 und 3 dar, das auf einer Basis von vier Halbbildern periodisch ist. Wie dargestellt, sind 312 Zeilen in Halbbild A, 312,5 Zeilen in dem Wiederholungshalbbild A', 312 Zeilen im Halbbild B und 313,5 Zeilen im Wiederholungshalbbild B'. Der Impuls 2V' steuert den Vertikal- Ablenkgenerator 100, wie zuvor beschrieben, um die Vertikal-Abtastwellenformen des Vertikal-Ablenkstroms i&sub2;&sub7; zu erzeugen. Die Vertikal-Vorlaufteile des Stroms i&sub2;&sub7; sind in Fig. 4C schematisch dargestellt. Die Abtaststrom-Wellenformfolge in Fig. 4c führt zu dem in Fig. 4D dargestellten verschachtelten Schema, bei dem die ersten Halbbilder (A, A') auf den ersten Halbbildern liegen, die zweiten Halbbilder auf den zweiten Kalbbildern (B, B'), und bei dem die ersten und zweiten Halbbild-Paare (A, A', B, B') verschachtelt sind. Für Vergleichszwecke veranschaulichen die gestrichelten Linien in Fig. 4D Abtastzeilen, die sich ergeben würden, wenn die Synchronimpulse 2V' in Fig. 4B abstandsgleich und nicht verschoben oder phasenmoduliert wären. Um die richtige Überdeckung der wiedergegebenen Halbbilder sicherzustellen, beginnt die von der Generatorschaltung 500 erzeugte Sägezahnspannung in Fig. 4C, wie zuvor beschrieben, immer bei demselben Wert; alle Rücklaufzeiten (T0-T0', T1-T1', T2-T2', etc.) sind gleich.The vertical sync pulse 2V' required for generator 64 at double field rate has the pattern shown in solid line in Fig. 4B. For comparison purposes, dashed pulses are provided which represent a situation of evenly spaced double field rate vertical sync pulses having a period of 312.5 lines. The solid line pulses represent the pulse signal 2V' in Figs. 1 and 3 which is periodic on a four field basis. As shown, there are 312 lines in field A, 312.5 lines in repeat field A', 312 lines in field B and 313.5 lines in repeat field B'. Pulse 2V' controls vertical deflection generator 100 as previously described to generate the vertical scanning waveforms of vertical deflection current i₂₇. The vertical lead portions of current i27 are shown schematically in Fig. 4C. The scan current waveform sequence in Fig. 4C results in the interleaved scheme shown in Fig. 4D, in which the first fields (A, A') are on the first fields, the second fields are on the second fields (B, B'), and in which the first and second field pairs (A, A', B, B') are interleaved. For comparison purposes, the dashed lines in Fig. 4D illustrate scan lines that would result if the sync pulses 2V' in Fig. 4B were equally spaced and not shifted or phase modulated. To ensure the correct To ensure overlap of the displayed fields, the sawtooth voltage generated by the generator circuit 500 in Fig. 4C always starts at the same value as previously described; all flyback times (T0-T0', T1-T1', T2-T2', etc.) are the same.

Taktsignale zur Steuerung der Digital-Konverter, des Speichers, der Schalter und der Abtastgeneratoren werden von der Takteinheit 70 in Fig. 3 erzeugt. Die Einheit 70 erzeugt, wie in dem den Hollander-Patent beschrieben, Zwei-Halbbild- und Vier- Halbbild-Impulsfolgen für die Speichersteuerung und für die Abtasterzeugung des Impulses 2V', um sicherzustellen, daß geradzahlige Halbbilder auf geradzahligen Halbbildern liegen, ungeradzahlige Halbbilder auf ungeradzahligen Halbbildern, und daß geradzahlige und ungeradzahlige Paare von Halbbildern verschachtelt sind, wenn das Halbbild mit der doppelten Rate wiedergegeben wird.Clock signals for controlling the digital converters, memory, switches and sampling generators are generated by clock unit 70 in Fig. 3. Unit 70 generates two-field and four-field pulse trains for memory control and for sampling generation of pulse 2V' as described in the Hollander patent to ensure that even fields are on even fields, odd fields are on odd fields, and that even and odd pairs of fields are interleaved when the field is displayed at double rate.

Die Sägezahngeneratorschaltung 500 und die Vertikal- Oszillatorschaltung 501 in Fig. 1 verkörpern Aspekte der Erfindung und vermindern oder beseitigen jegliche Neigung des Vorlaufteils des Ablenkstroms i&sub2;&sub7; zur Phasenänderung relativ zu dem einen unregelmäßigen Abstand aufweisenden Vertikal-Synchronimpuls 2V' mit der doppelten Halbbildrate über der Folge von vier Halbbildern.The sawtooth generator circuit 500 and the vertical oscillator circuit 501 in Fig. 1 embody aspects of the invention and reduce or eliminate any tendency of the lead portion of the deflection current i27 to change phase relative to the irregularly spaced vertical sync pulse 2V' at twice the field rate over the sequence of four fields.

Claims (9)

1. Ablenkvorrichtung für einen Fernsehempfänger, die auf ein synchronisierendes Eingangssignal (2V') mit einer auf eine Ablenkfrequenz bezogenen Frequenz anspricht, mit:1. Deflection device for a television receiver, responsive to a synchronizing input signal (2V') having a frequency related to a deflection frequency, comprising: einem steuerbaren Schalter (U6a), der auf das Eingangssignal anspricht und mit einer Frequenz arbeitet, die auf die des Eingangssignals (2V') bezogen ist;a controllable switch (U6a) responsive to the input signal and operating at a frequency related to that of the input signal (2V'); ersten (C&sub1;) und zweiten (C&sub2;) Kondensatoren, die eine mit dem Schalter (U6a) verbundene Reihenanordnung bilden;first (C₁) and second (C₂) capacitors forming a series arrangement connected to the switch (U6a); einer mit den Kondensatoren (C&sub1;, C&sub2;) verbundenen Stromquelle (R&sub2;) zur Ladung der Kondensatoren, um ein Sägezahnsignal (Vo') mit einem ersten ansteigenden Teil zu erzeugen, der sich in einer ersten Richtung ändert, wenn der Schalter (U6a) nicht leitend ist, so daß der Schalter (U6a) beim Leitendwerden die Kondensatoren (C&sub1;, C&sub2;) entlädt, um einen zweiten ansteigenden Teil des Sägezahnsignals (Vo') zu erzeugen, der sich in entgegengesetzter Richtung ändert, unda current source (R2) connected to the capacitors (C1, C2) for charging the capacitors to produce a sawtooth signal (Vo') having a first rising portion which varies in a first direction when the switch (U6a) is non-conductive, so that the switch (U6a) discharges the capacitors (C1, C2) when it becomes conductive to produce a second rising portion of the sawtooth signal (Vo') which varies in the opposite direction, and einer Quelle (500) einer ansteigenden Spannung (V&sub3;), die auf das erzeugte Sägezahnsignal bezogen ist, gekennzeichnet durch:a source (500) of a rising voltage (V₃) related to the generated sawtooth signal, characterized by: eine erste Impedanz (R&sub4;, R&sub5;), die mit der Quelle (500) der ansteigenden Spannung (V&sub3;) und einer ersten Verbindungsklemme (703) zwischen den beiden Kondensatoren (C1, C2) verbunden ist, um einen ersten Strom zu erzeugen, der in der ersten Impedanz (R4, R5) fließt, der die S-Formung des Sägezahnsignals (Vo') steuert, indem die Änderungsrate des Sägezahnsignals (Vo') an einem der Zustände Anfang oder Ende des ersten oder zweiten Teils des Sägezahnsignals gemäß dem ersten Strom vermindert wird, der in der ersten Impedanz (R&sub4;, R&sub5;) fließt;a first impedance (R₄, R₅) connected to the source (500) of the rising voltage (V₃) and a first connection terminal (703) between the two capacitors (C1, C2) to generate a first current flowing in the first impedance (R4, R5) which controls the S-shaping of the sawtooth signal (Vo') by controlling the rate of change of the sawtooth signal (Vo') at one of the states beginning or end of the first or second part of the sawtooth signal is reduced according to the first current flowing in the first impedance (R₄, R₅); eine zweite Impedanz (R&sub8;), die mit einer Klemme (701) der ersten Impedanz (R&sub4;, R&sub5;) verbunden ist, die der ersten Verbindungsklemme (703) abgekehrt ist, um für einen Teil des Stroms, der in dem Stromweg zwischen der Quelle (500) der ansteigenden Spannung (V&sub3;) und der ersten Verbindungsklemme (703) fließt, einen Nebenschluß zu schaffen, damit der erste Strom in der ersten Impedanz (R&sub4;, R&sub5;) vermindert wird, und der die Änderungsrate des Sägezahnsignals (Vo') am anderen der Zustände Anfang oder Ende des ersten oder zweiten Teils des Sägezahnsignals (Vo') vermindert, um die S-Formung am anderen der Zustände Anfang oder Ende zu steuern;a second impedance (R₈) connected to a terminal (701) of the first impedance (R₄, R₅) opposite to the first connection terminal (703) for shunting a portion of the current flowing in the current path between the source (500) of the rising voltage (V₃) and the first connection terminal (703) to reduce the first current in the first impedance (R₄, R₅) and reducing the rate of change of the sawtooth signal (Vo') at the other of the beginning or end of the first or second portion of the sawtooth signal (Vo') to control the S-shaping at the other of the beginning or end of the states; eine Ablenkwicklung (27); unda deflection winding (27); and Mittel (100), die auf das Sägezahnsignal (Vo') ansprechen, um in der Ablenkwicklung (27) einen S-korrigierten Ablenkstrom zu erzeugen.Means (100) responsive to the sawtooth signal (Vo') for generating an S-corrected deflection current in the deflection winding (27). 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen dritten Kondensator (C&sub3;), um die ansteigende Spannung (V&sub3;) der ersten Verbindungsklemme (703) kapazitiv zuzuführen.2. Device according to claim 1, characterized by a third capacitor (C₃) for capacitively supplying the rising voltage (V₃) to the first connection terminal (703). 3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle der ansteigenden Spannung (500) einen Spannungsfolger (Q&sub2;) mit einer Eingangsklemme (500a) umfaßt, der auf das Sägezahnsignal (Vo') anspricht, wobei der dritte Kondensator (C&sub3;) zwischen einer Ausgangsklemme (Emitter) des Spannungsfolgers (Q&sub2;) und einer Klemme (701) der ersten Impedanz (R&sub4;, R&sub5;) liegt, die der ersten Verbindungsklemme (703) abgekehrt ist.3. Device according to claim 2, characterized in that the source of the rising voltage (500) comprises a voltage follower (Q₂) with an input terminal (500a) responsive to the sawtooth signal (Vo'), the third capacitor (C₃) being connected between an output terminal (emitter) of the voltage follower (Q₂) and a terminal (701) of the first impedance (R₄, R₅) facing away from the first connection terminal (703). 4. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (R&sub4;, R&sub5;) und die zweite Impedanz (R&sub8;) entsprechende erste und zweite Widerstände umfassen, wobei der dritte Kondensator (C&sub3;) und der erste Widerstand (R&sub4;, R&sub5;) einen Stromweg zur Entladung des zweiten Kondensators (C&sub2;) an einem der Zustände Anfang oder Ende des Teils bilden, der einem Vorlaufintervall des Ablenkstroms entspricht, und um den zweiten Kondensator (C&sub2;) am anderen der Zustände Anfang oder Ende zu laden, der dem Vorlaufintervall so entspricht, daß am anderen Zustand Anfang oder Ende die zweite Impedanz (R&sub8;) die Rate vermindert, mit der der zweite Kondensator (C&sub2;) geladen wird.4. Device according to claim 2, characterized in that the first (R₄, R₅) and the second impedance (R₈) comprise respective first and second resistors, the third capacitor (C₃) and the first resistor (R₄, R₅) form a current path for discharging the second capacitor (C₂) at one of the beginning or end of the portion corresponding to a pre-travel interval of the deflection current and for charging the second capacitor (C₂) at the other of the beginning or end of the portion corresponding to the pre-travel interval such that at the other beginning or end of the portion, the second impedance (R₈) reduces the rate at which the second capacitor (C₂) is charged. 5. Ablenkvorrichtung für einen Fernsehempfänger, die auf ein synchronisierendes Eingangssignal (2V') mit einer auf eine Ablenkfrequenz bezogenen Frequenz anspricht: mit5. Deflection device for a television receiver, responsive to a synchronizing input signal (2V') having a frequency related to a deflection frequency: with einem steuerbaren Schalter (U6a), der auf das Eingangssignal anspricht, um den Schalter (U6a) mit einer Frequenz zu betätigen, die auf die des Eingangssignals (2V') bezogen ist; ersten (C&sub1;) und zweiten (C&sub2;) Kondensatoren, die eine mit einer Klemme (500a) des Schalters (U6a) verbundene Reihenanordnung bilden;a controllable switch (U6a) responsive to the input signal for operating the switch (U6a) at a frequency related to that of the input signal (2V'); first (C₁) and second (C₂) capacitors forming a series arrangement connected to a terminal (500a) of the switch (U6a); einer Gleichspannungsquelle (V&sub5;), die über einen ersten Widerstand (R&sub2;) mit den Kondensatoren (C&sub1;, C&sub2;) verbunden ist, um an der Klemme (500a) ein Sägezahnsignal (Vo') zu erzeugen, das einen ansteigenden Vorlaufteil hat, der sich in einer ersten Richtung ändert, wenn der Schalter (U6a) nicht leitend ist, und das einen ansteigenden Rücklaufteil hat, der sich in entgegengesetzter Richtung ändert, wenn der Schalter (U6a) leitend ist;a DC voltage source (V5) connected to the capacitors (C1, C2) through a first resistor (R2) for producing a sawtooth signal (Vo') at the terminal (500a) having a rising forward portion that varies in a first direction when the switch (U6a) is non-conductive and a rising retrace portion that varies in the opposite direction when the switch (U6a) is conductive; gekennzeichnet durch:marked by: eine Impedanz (C&sub3;, R&sub4;, R&sub5;) mit einer ersten Klemme, die mit einer Verbindungsklemme (703) des ersten (C&sub1;) und des zweiten (C&sub2;) Kondensators verbunden ist, um einen ersten Strom zu erzeugen, der der Verbindungsklemme- (703) zugeführt wird, um die S- Formung des Sägezahnsignals zu steuern;an impedance (C₃, R₄, R₅) having a first terminal connected to a connecting terminal (703) of the first (C₁) and second (C₂) capacitors to generate a first current supplied to the connecting terminal (703) to control the S-shaping of the sawtooth signal; Mittel (D&sub1;, D&sub2;), die mit dem ersten (C&sub1;) und dem zweiten (C&sub2;) Kondensator verbunden sind, um die entsprechenden Spannungen über dem ersten (C&sub1;) und dem zweiten (C&sub2;) Kondensator zu klemmen, und um zu bewirken, daß jeder auf einem vorgegebenen Pegel vor einer Anfangszeit des Vorlaufteils ist, so daß die vorgegebenen Pegel über den Kondensatoren an einem Ende des Vorlaufteils durch eine Amplitude des Sägezahnsignals weitgehend unbeeinträchtigt sind;Means (D₁, D₂) connected to the first (C₁) and the second (C₂) capacitors for determining the respective voltages across the first (C₁) and the second (C₂) capacitors clamp, and to cause each to be at a predetermined level prior to a start time of the pre-tracing portion, so that the predetermined levels across the capacitors at one end of the pre-tracing portion are substantially unaffected by an amplitude of the sawtooth signal; eine Ablenkwicklung (27); unda deflection winding (27); and Mittel (100), die auf das Sägezahnsignal (Vo') ansprechen, um einen Ablenkstrom (i&sub2;&sub7;) in der Ablenkwicklung (27) zu erzeugen, der S-korrigiert ist.Means (100) responsive to the sawtooth signal (Vo') for producing a deflection current (i₂₇) in the deflection winding (27) which is S-corrected. 6. Ablenkvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz einen dritten Kondensator (C&sub3;) enthält, und daß die Klemm-Mittel (D&sub1;, D&sub2;) mit dem dritten Kondensator (C&sub3;) verbunden sind, um eine Spannung über dem dritten Kondensator (C&sub3;) zu klemmen und zu bewirken, daß dieser sich vor der Anfangszeit des Vorlaufteils auf einem vorgegebenen Pegel befindet.6. Deflection device according to claim 5, characterized in that the impedance includes a third capacitor (C₃) and that the clamping means (D₁, D₂) are connected to the third capacitor (C₃) to clamp a voltage across the third capacitor (C₃) and cause it to be at a predetermined level before the start time of the pre-travel portion. 7. Ablenkvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemm-Mittel eine Diode (D&sub1;, D&sub2;) umfassen.7. Deflection device according to claim 5, characterized in that the clamping means comprise a diode (D₁, D₂). 8. Ablenkvorrichtung für einen Fernsehempfänger, die auf ein synchronisierendes Eingangssignal (2V') mit einer auf eine Ablenkfrequenz bezogenen Frequenz anspricht, mit:8. Deflection device for a television receiver, responsive to a synchronizing input signal (2V') having a frequency related to a deflection frequency, comprising: einer Quelle des synchronisierenden Eingangssignals (2V');a source of the synchronizing input signal (2V'); ersten (C&sub1;) und zweiten (C&sub2;) Kondensatoren, die eine Reihenanordnung bilden;first (C₁) and second (C₂) capacitors forming a series arrangement; einer Quelle (R2) eines ersten Stroms, die mit den Kondensatoren zu deren Ladung verbunden ist, um ein Sägezahnsignal (Vo') zu erzeugen, das einen ansteigenden Vorlaufteil hat, der sich während des Vorlaufs in einer ersten Richtung ändert, und das einen ansteigenden Rücklaufteil hat, der sich während des Rücklaufs in entgegengesetzter Richtung ändert; unda source (R2) of a first current connected to the capacitors for charging them to produce a sawtooth signal (Vo') having a rising forward portion that changes in a first direction during forward, and having a rising retrace portion that changes in an opposite direction during retrace; and einer Quelle (500) einer ersten Spannung (V&sub3;) mit einer auf die Frequenz des Eingangssignals (2V') bezogenen Frequenz; gekennzeichnet durch:a source (500) of a first voltage (V₃) having a frequency related to the frequency of the input signal (2V'); characterized by: eine erste Impedanz (C&sub3;, R&sub4;, R&sub5;), die zwischen der Quelle (500) der Spannung (V&sub3;) und einer Verbindungsklemme (703) des ersten (C&sub1;) und des zweiten (C&sub2;) Kondensators liegt, um einen zweiten Strom zu erzeugen, der der Verbindungsklemme (703) zugeführt wird und eine S-Korrektur des Sägezahnsignals (Vo') bewirkt;a first impedance (C₃, R₄, R₅) connected between the source (500) of the voltage (V₃) and a connecting terminal (703) of the first (C₁) and second (C₂) capacitors to generate a second current which is supplied to the connecting terminal (703) and causes an S-correction of the sawtooth signal (Vo'); mit dem ersten (C&sub1;) und dem zweiten (C&sub2;) Kondensator verbundene Schaltmittel (U6a), um vor dem Beginn des Vorlaufteils des Sägezahnsignals entsprechende Spannungen zu errichten, die an den beiden Kondensatoren mit entsprechenden Pegeln entwickelt werden, die von einer Amplitude des Sägezahnsignals weitgehend unbeeinträchtigt sind;switching means (U6a) connected to the first (C1) and second (C2) capacitors for establishing, prior to the start of the pre-travel portion of the sawtooth signal, respective voltages developed across the two capacitors at respective levels substantially unaffected by an amplitude of the sawtooth signal; eine Ablenkwicklung (27); unda deflection winding (27); and Mittel (100), die auf das Sägezahnsignal (Vo') ansprechen, um in der Ablenkwicklung (27) einen S-korrigierten Ablenkstrom (i&sub2;&sub7;) zu erzeugen.Means (100) responsive to the sawtooth signal (Vo') for producing an S-corrected deflection current (i₂₇) in the deflection winding (27). 9. Ablenkvorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz einen dritten Kondensator (C&sub3;) enthält, und daß eine zweite Impedanz (R&sub8;) mit dem dritten Kondensator (C&sub3;) verbunden ist, um einen Teil des Stroms, der in dem dritten Kondensator (C&sub3;) fließt, im Nebenschluß zu führen und den zweiten Strom so zu reduzieren, daß eine Änderungsrate des Sägezahnsignals (Vo') bei einer Endzeit des Vorlaufteils kleiner wird.9. Deflection device according to claim 8, characterized in that the first impedance includes a third capacitor (C₃), and that a second impedance (R₈) is connected to the third capacitor (C₃) to shunt a part of the current flowing in the third capacitor (C₃) and reduce the second current so that a rate of change of the sawtooth signal (Vo') becomes smaller at an end time of the leading part.