DE3740994A1 - Circuit arrangement for recovering phase- or frequency-modulated signal components - Google Patents

Abstract

Transmission system; amplitude modulation; phase modulation; frequency-shift keying; noise sensitivity; phase detector output; low-pass filter; lead-lag filter; system time constant. In transmission systems having a high proportion of amplitude modulation and a low proportion of phase modulation, particularly when this is generated by soft frequency-shift keying with a phase angle of < 180@, special measures are required for improving the noise-insensitivity of the PM demodulation which is to be achieved with little complexity. To achieve higher noise immunity with fewer low-pass filters, the solution according to the invention consists of a changed circuit structure in which the first low-pass filter with system time constant is located between the phase detector output and the branch for coupling-out to the further processing branch of the output signal and to the loop of the second low-pass filter, the lead-lag filter and a third low-pass filter with approximate system time constant is located in the further processing branch coupled loosely to the first low-pass filter.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Demodulation phasen- bzw. frequenzmodulierter Signale bei solchen Über­ tragungssystemen, bei denen ein hoher Anteil von Amplitu­ denmodulation (AM) einen geringen Anteil von Phasenmodu­ lation (PM) gegenüber steht und bei denen insbesondere noch eine weiche Umtastung erfolgt. Solche Übertragungs­ systeme mit zusätzlicher Phasen- bzw. Frequenzumtastung dienen der Übertragung zusätzlicher Informationen analoger oder digitaler Art unter Ausnutzung der vorhandenen Redun­ danz bei der AM-Hörrundfunkübertragung. Diese zusätzliche Übertragung bleibt auf den Hörrundfunkempfang mit üblichen Empfängern ohne hörbaren Einfluß; stellt aber an die Rück­ gewinnung der Zusatzinformationen besondere Bedingungen, auf deren Erfüllung sich die Erfindung bezieht. Weitere Anwendungsmöglichkeiten bestehen allgemein auch bei anderen phasen- bzw. frequenzmodulierten Übertragungssystemen mit starken AM-Störeinflüssen, beispielsweise bei der Fernüber­ tragung mittels Schmalband-FM, bei deren Empfang hohe Stör- und Raucheinflüsse zu berücksichtigen sind.The invention relates to the field of demodulation phase or frequency modulated signals with such over systems in which a high proportion of amplitude denmodulation (AM) a small proportion of phase modulus lation (PM) and in particular soft keying takes place. Such transmission systems with additional phase or frequency shift keying are used to transfer additional information analog or digital type using the existing Redun danz in AM radio broadcasting. This additional Transmission remains on the radio broadcast reception with usual Receivers without audible influence; but puts on the back obtaining additional information, special conditions, to the fulfillment of which the invention relates. Further There are also general uses for others phase or frequency modulated transmission systems with strong AM interference, for example when remote transmission using narrowband FM, when received high interference and smoke influences must be taken into account.

Es sind allgemein mehrere Möglichkeiten bekannt, wie hoch­ frequente Trägerschwingungen zur Übertragung phasen- und/ oder frequenzmodulierter Informationen zur Rückgewinnung der Informationen phasen- oder frequenzdemoduliert werden können. Zu den aus der Standard- und Patentliteratur be­ kannten Systemen gehören Ringdemodulatoren (PHM), Gegen­ taktdemodulatoren (PHM), Flankendemodulatoren (FM), Riegger­ kreis-Demodulatoren (PHM), Ratiodetektoren (FM), Koinzidenz­ demodulatoren (FM), Phasendemodulatoren mit speziellen Bau­ elementen, z. B. Enneoden (PHM) oder Doppelgate-FET (PHM) und andere Formen der Produkt-Demodulation, die Misch­ schaltungen enthalten (PHM) sowie FM-Demodulatoren, die nach dem Zählerprinzip arbeiten (FM).There are several ways known how high frequency carrier vibrations for transmission phase and / or frequency-modulated information for recovery the information is phase or frequency demodulated can. To the be from the standard and patent literature Known systems include ring demodulators (PHM), counter clock demodulators (PHM), edge demodulators (FM), Riegger circle demodulators (PHM), ratio detectors (FM), coincidence demodulators (FM), phase demodulators with special construction elements, e.g. B. Enneodes (PHM) or double gate FET (PHM) and other forms of product demodulation, the mixing circuits contain (PHM) as well as FM demodulators  work according to the meter principle (FM).

Darüber hinaus sind Demodulatorschaltungen auf der Basis von Phasenregelschleifen (PLL) bekannt und weitverbreitet in Anwendung (DD-WP H04J/28 10 113 und dort weiterer zitier­ ter Quellen), mit deren Hilfe eine differenzierende Phasen­ demodulation (entpricht etwa einer Frequenzdemodulation) mit Rauschunterdrückung möglich ist, welche die oben er­ wähnten Demodulationsprinzipien nicht aufweisen. Prinzi­ piell arbeiten die PLL-Demodulatoren als Phasendetektoren durch den Phasenvergleich des an einem Eingang anliegenden RF- bzw. ZF-Signals des Empfängers mit der phasenmodulier­ ten Information, und des am anderen Eingang des Phasende­ tektors anliegenden Referenzsignals des VCO (spannungsge­ steuerten Oszillators) gleicher Frequenz. Am Ausgang des Phasendetektors entsteht eine Spannung, die dem Phasen­ unterschied beider Eingangssignale proportional ist. Ein dem Phasendetektor nachgeschaltetes Tiefpaßfilter (lead- lag-Filter mit nachgeschaltetem einfachen RC-Tiefpaß) unter­ drückt alle RF- bzw. ZF-frequenten Anteile der Phasendetek­ tor-Ausgangsspannung und liefert am Ausgang eine Regelspan­ nung, die zur Regelung der Frequenz (und damit zunächst der Phase) des VCO dient, um ihn mit der Frequenz des pha­ senmodulierten Eingangssignals zu synchronisieren. Die sehr niedrige untere Grenzfrequenz des lead-lag-Filters unterdrückt die Rauschanteile des phasenmodulierten Eingangssignals und des VCO-Signals stark, wodurch ein Rauschminderungseffekt (Gegenkopplung) auftritt. Das lead-lag-Filter beeinflußt das Regelverhalten der PLL bei geeigneter Dimensionierung der Zeitkonstanten derart, daß die Ausgangsspannung des Phasendetektors näherungsweise dem Differenzialquotienten der Phasenänderung nach der Zeit, also der Momentanfrequenz des Eingangssignals proportional ist, so daß ein nahezu idealer Frequenzdemodulator entsteht. Die große Zeitkonstan­ te des lead-lag-Filters sorgt für eine Trägheit der gesam­ ten PLL-Anordnung (Speichereffekt), so daß sie nach ent­ sprechendem "Einrasten" im Haltebereich stabil arbeitet. Nur extreme impulsartige Störungen führen zum "Ausrasten" und damit zum Versagen wie sie beim bevorzugten Anwendungs­ giebt vorkommen können.In addition, demodulator circuits based on phase locked loops (PLL) are known and widely used (DD-WP H04J / 28 10 113 and other sources cited there), with the aid of which a differentiating phase demodulation (corresponding to frequency demodulation) with noise suppression is possible which does not have the demodulation principles mentioned above. In principle, the PLL demodulators work as phase detectors by comparing the phase of the RF or IF signal of the receiver at one input with the phase-modulated information, and the reference signal of the VCO (voltage-controlled oscillator) at the other input of the phase detector Frequency. A voltage arises at the output of the phase detector which is proportional to the phase difference between the two input signals. A low-pass filter connected downstream of the phase detector (lead-lag filter with downstream simple RC low-pass filter) suppresses all RF or IF-frequency components of the phase detector output voltage and supplies a control voltage at the output which is used to regulate the frequency (and thus initially the phase) of the VCO is used to synchronize it with the frequency of the phase-modulated input signal. The very low lower limit frequency of the lead-lag filter strongly suppresses the noise components of the phase-modulated input signal and the VCO signal, which leads to a noise reduction effect (negative feedback). The lead lag filter influences the control behavior of the PLL with suitable dimensioning of the time constant in such a way that the output voltage of the phase detector is approximately proportional to the differential quotient of the phase change over time, that is to say the instantaneous frequency of the input signal, so that an almost ideal frequency demodulator is produced. The large time constant of the lead-lag filter ensures an inertia of the entire PLL arrangement (memory effect), so that it operates stably after the corresponding "latching" in the holding area. Only extreme impulsive disturbances lead to "disengagement" and thus to failure as can occur in the preferred application.

Die erwähnten Eigenschaften der PLL nutzt auch ein modifi­ ziertes AM-Hörrundfunksystem mit weicher Phasenumtastung (DD-WP H04J/28 10 113) bei dem empfängerseitig zur Rückge­ winnung der diskreten Zusatzinformationen ein einfacher Zusatzbaustein in integrierter Schaltungstechnik vorge­ sehen ist. Der dort eingesetzte zusätzliche Phasendemodu­ lator enthält einen Begrenzerverstärker zur Unterdrückung der AM-Tonmodulation, einen PLL-Demodulator mit optimier­ tem Frequenz- und Zeitverhalten der Schleife zur Rückge­ winnung der diskreten Phaseninformation sowie eine Signal­ aufbereitungs- und Ausgangsstufe zur Regenerierung der verschliffenen und möglicherweise verzerrten diskreten Signale der zusätzlich übertragenen Informationen und zur Erzeugung des erforderlichen Systemausgangspegels. Die Tiefpaßfilter-Zeitkonstanten und damit -Grenzfrequenzen der insgesamt vier RC-Tiefpässe im Phasendemodulatorbau­ stein des Empfängers sind dort, ausgehend von der Proble­ matik der zusätzlich zur Amplitudenmodulation erfolgenden weichen Phasenumtastung um Phasenwinkel <180°, optimal an die Form der zu demodulierenden, digitalen Phaseninfor­ mation angepaßt, um eine stabile, möglichst unverzerrte und ungestörte (störimpuls- und jitterfreie) Rückgewinnung der übertragenen zusätzlichen diskreten Informationen eines transparenten Datenkanals zu gewährleisten.The mentioned properties of the PLL are also used by a modified AM audio broadcasting system with soft phase shift keying (DD-WP H04J / 28 10 113) in which a simple additional component in integrated circuit technology is provided on the receiver side to recover the discrete additional information. The additional phase demodulator used there contains a limiter amplifier to suppress the AM sound modulation, a PLL demodulator with optimized frequency and timing behavior of the loop to recover the discrete phase information, and a signal conditioning and output stage to regenerate the smoothed and possibly distorted discrete Signals of the additionally transmitted information and to generate the required system output level. The low-pass filter time constants and thus limit frequencies of the total of four RC low-pass filters in the phase demodulator module of the receiver are, based on the problem of the soft phase shift keying in addition to the amplitude modulation by phase angle <180 °, optimal to the shape of the digital phase information to be demodulated mation adapted to ensure a stable, undistorted and undisturbed (interference-free and jitter-free) recovery of the transmitted additional discrete information of a transparent data channel.

Die vier Tiefpaßfilter dieser Schaltung erfüllen folgende Aufgaben:The four low pass filters of this circuit meet the following Tasks:

• - 1. Tiefpaß, geringe Zeitkonstante, Unterdrückung hoch­ frequenter ZF-Reste des Trägers, vor dem Abzweigen des Nutzsignals der zusätzlichen Informationen aus der Schlei­ fe (üblich).- 1. Low pass, low time constant, high suppression frequent IF residues of the carrier, before branching off the Useful signal of the additional information from the loop fe (common).
• - 2. Tiefpaß, sehr hohe Zeitkonstante, lead-lag-Filter (Schleifenfilter), sichert die Stabilität der PLL und ihre differenzierende Wirkung bei hoher Trägheit für langsame Frequenzänderungen und impulsartige Störungen (üblich). - 2nd low pass, very high time constant, lead lag filter (Loop filter), ensures the stability of the PLL and its differentiating effect with high inertia for slow Frequency changes and impulsive disturbances (common).  
• - 3. Tiefpaß, geringe Zeitkonstante, die etwa dem Kehrwert der Schleifengrenzfrequenz, der Offenschleifenverstärkung entspricht und als Systemzeitkonstante zur Optimierung des Zeitverhaltens der rückgewonnenen, differenzierten Phaseninformation genutzt ist, ist zusätzlich in die Schleife eingefügt.- 3. Low pass, low time constant, which is about the reciprocal the loop cutoff frequency, the open loop gain corresponds and as a system time constant for optimization the time behavior of the recovered, differentiated Phase information is used is also in the Loop inserted.
• - 4. Tiefpaß, Zeitkonstante entspricht etwas der des 3. Tief­ passes, dient der nachfolgenden Unterdrückung synchroner Störphasenmodulationsanteile der Phasendetektor-Ausgangs­ spannung vor der Signalregenerierung und liegt außerhalb der PLL-Schleife.- 4th low pass, time constant somewhat corresponds to that of the 3rd low passes, serves the subsequent suppression of synchronous Interference phase modulation components of the phase detector output voltage before signal regeneration and is outside the PLL loop.

Diese 4 Tiefpässe stellen bei Berücksichtigung der Dämpfun­ gen und des Abgleiches einen verhältnismäßig großen Aufwand dar, obwohl der Störspannungs-Unterdrückungseffekt bei op­ timalem Zeitverlauf des demodulierten und für die möglichst jitterfreie Regenerierung der zusätzlichen Phaseninformation vorbereiteten Datensignals gerade noch die erforderlichen besonderen Bedingungen weich umgetastete Phasenmodulation aus starker Amplitudenmodulation zu erkennen, erfüllt. Eine weitere Verbesserung dieses Verhaltens ist bei der gegebe­ nen Anordnung nur durch wenigstens ein weiteres. 5. RC-Tief­ paßfilter im Signalweg, d. h. außerhalb der PLL-Schleife, nach dem 4. Tiefpaß möglich, was aber den Aufwand weiter erhöht.These 4 low-pass filters represent a relatively large effort when taking the damping and the adjustment into account, although the interference voltage suppression effect with optimal timing of the demodulated data signal and prepared for the jitter-free regeneration of the additional phase information just modulates the necessary special conditions recognizing strong amplitude modulation. A further improvement of this behavior is in the given arrangement only by at least one more. 5. RC low-pass filter in the signal path, ie outside the PLL loop, possible after the 4th low-pass filter, but this further increases the effort.

Ziel der Erfindung ist die Verbesserung der qualitativen Bedingungen, insbesondere hinsichtlich Störunempfindlich­ keit der PM-Demodulation bei einer Verringerung des Auf­ wandes an Tiefpässen, die den Aufwand an äußerer Beschal­ tung der sonst integrationsfähigen empfangsseitigen Schal­ tungsstruktur bestimmen.The aim of the invention is to improve the qualitative Conditions, particularly insensitive to interference speed of PM demodulation with a reduction in the open wall of low passes, the effort of external scarf processing of the otherwise integrable reception-side scarf determine structure.

Ausgehend von der erwähnten Zielstellung zeigt eine Ana­ lyse der technischen Mängelursache einen Widerspruch zwi­ schen den Möglichkeiten der Qualitätssteigerung mit größe­ rer Zahl von Tiefpaßfiltern einerseits und dem Bestreben der Integration, der Aufwandsminderung bei der Vielzahl von Empfängern und der Zuverlässigkeitssteigerung, die ebenfalls unter einer steigenden Zahl von Tiefpaßfiltern leidet, andererseits. Die Überwindung dieses Widerspruchs durch eine veränderte Schaltungsstruktur mit höherer Stör­ sicherheit bei geringerer Zahl von Tiefpaßfiltern ist die Aufgabe der Erfindung.Starting from the mentioned goal, Ana shows lysing the technical cause of a defect between two possibilities of increasing quality with size number of low-pass filters on the one hand and efforts the integration, the effort reduction with the multitude  of receivers and the increase in reliability that also under an increasing number of low-pass filters suffers, on the other hand. Overcoming this contradiction due to a modified circuit structure with higher interference safety with a lower number of low-pass filters is the Object of the invention.

Die Erfindung löst diese Aufgabe dadurch, daß das erste Tiefpaßfilter mit der Systemzeitkonstante zwischen dem Phasendetektorausgang einerseits und der Verzweigung zur Auskopplung zum Weiterverarbeitungszweig des Ausgangssi­ gnals und zur Schleife mit dem zweiten Tiefpaßfilter, dem lead-lag-Filter, andererseits liegt und daß im Weiterver­ arbeitungszweig, lose an das erste Tiefpaßfilter angekop­ pelt, vor der Regenerier- und Impulsformerstufe ein drit­ tes Tiefpaßfilter mit annähernder Systemzeitkonstante liegt. Die lose Ankopplung zwischen dem ersten und dritten Tief­ paßfilter kann in einer ersten vorteilhaften Ausbildung durch einen zwischengeschalteten Verstärker realisiert sein.The invention solves this problem in that the first Low pass filter with the system time constant between Phase detector output on the one hand and the branch to Coupling to the processing branch of the output i gnals and to loop with the second low pass filter, the lead lag filter, on the other hand, and that in the further ver branch of work, loosely coupled to the first low-pass filter pelt, a third before the regeneration and pulse shaper stage low pass filter with approximate system time constant. The loose coupling between the first and third lows Pass filter can be in a first advantageous training realized by an intermediate amplifier be.

Eine zweite Möglichkeit besteht darin, daß als drittes Tiefpaßfilter ein aktives Filter eingesetzt ist. Eine dritte, besonders aufwandsarme Möglichkeit der losen Ankopplung besteht darin, daß das erste und dritte Tief­ paßfilter mit unterschiedlichem R/C-Verhältnis bei annä­ hernd gleichen RC-Produkt realisiert sind.A second possibility is that an active filter is used as the third low-pass filter. A third, particularly low-cost option for loose coupling is that the first and third low-pass filters with different R / C ratios are realized with approximately the same RC product.

Der besondere Effekt der Erfindung, auf welche Weise die hohe Störsicherheit erzielt ist, ist zwecks leichterer Ver­ ständlichkeit im Ausführungsbeispiel beschrieben.The special effect of the invention in which way the high immunity to interference is achieved for the purpose of easier Ver Steadiness described in the embodiment.

Anhand des Ausführungsbeispiels ist nachstehend die Er­ findung näher erläutert. In der Zeichnung zeigt dieBased on the embodiment is the Er finding explained in more detail. In the drawing shows the

Fig. 1 ein Blockschaltbild des Phasendemodulators und Fig. 1 is a block diagram of the phase demodulator and

Fig. 2 ein vergleichendes Diagramm der Störunterdrückung. Fig. 2 is a comparative diagram of the interference suppression.

Nach einer nicht dargestellten üblichen Verstärkung und Be­ grenzung des empfangenen Signals liegt am Eingang des Phasen­ detektors PD eine Phasendemodulationsfunktion ψ (t) der Zwi­ schenfrequenz f _ZF . Am Ausgang des Phasendetektors PD und am Eingang des ersten RC-Tiefpaßfilters TP 1 erscheint eine Spannung u _D (t), die auch am Ausgang und damit am Weiter­ verarbeitungszweig als auch am zweiten Tiefpaßfilter TP 2, dem lead-lag-Filter (Schleifenfilter) liegt. An dessen Ausgang, dem RC-Spannungsteiler der kleineren Zeitkonstante τ ₂ ^* = k _T · τ ₂ (k _T = Teilerfaktor « 1), liegt eine Regel­ spannung mit definiertem Gleichspannungsanteil (der Phasen­ differenz am Phasendetektor PD proportional) und Signal­ anteil (der integrierten Signalspannung u _D (t) etwa propor­ tional), die mit dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO verbunden ist. Der Gleichspannungsanteil dieser Regelspannung sorgt für die Stabilität und Trägheit des gesamten PLL-Demodulators, während die integrierte Signalspannung ∫ u _D (t)dt innerhalb des geschlossenen Regel­ kreises die differenzierende Wirkung des Demodulators her­ vorruft.After a conventional amplification and limitation of the received signal, not shown, there is a phase demodulation function ψ (t) of the intermediate frequency f _IF at the input of the phase detector PD . At the output of the phase detector PD and at the input of the first RC low-pass filter TP 1 , a voltage u _D (t) appears , which is also present at the output and thus at the further processing branch as well as at the second low-pass filter TP 2 , the lead lag filter (loop filter) lies. At its output, the RC voltage divider of the smaller time constant τ ₂ ^* = k _T · τ ₂ (k _T = divider factor «1), there is a control voltage with a defined DC voltage component (proportional to the phase difference at the phase detector PD ) and signal component (the integrated signal voltage u _D (t) approximately propor tional), which is connected to the control input of the voltage-controlled oscillator VCO. The DC voltage component of this control voltage ensures the stability and inertia of the entire PLL demodulator, while the integrated signal voltage ∫ u _D (t) dt causes the differentiating effect of the demodulator within the closed control circuit.

Der Weiterverarbeitungszweig zur Filterung, Regenerierung, Impulsformung und Erzeugung des gewünschten Ausgangspegels der rückgewonnenen (differenzierten) Phaseninformation am Ausgang des Tiefpaßfilters TP 1 besteht im gewählten Bei­ spiel aus einem Verstärker zur Entkopplung, dem dritten Tiefpaßfilter TP 3, das der zusätzlichen Störsignalunter­ drückung dient und der bekannten Regenerier- und Impuls­ formerstufe F zur Wiederherstellung definierter rechteck­ förmiger Datensignale.The further processing branch for filtering, regeneration, pulse shaping and generating the desired output level of the recovered (differentiated) phase information at the output of the low-pass filter TP 1 consists in the selected example of an amplifier for decoupling, the third low-pass filter TP 3 , which serves to suppress the additional interference signal, and that known regeneration and pulse former stage F for restoring defined rectangular data signals.

Zur Erklärung des Effektes der Erfindung erfolgt zuerst eine Betrachtung im Verhältnis zur Vergleichslösung. Der erste Tiefpaß TP 1 nach dem Phasendetektor PD mit der Systemzeitkonstante übernimmt gegenüber der Vergleichs­ lösung drei Aufgaben - gegenüber einer - welche sind:To explain the effect of the invention, a consideration is made in relation to the comparison solution. The first low-pass filter TP 1 after the phase detector PD with the system time constant takes on three tasks compared to the comparison solution - compared to one - which are:

• - Unterdrückung hochfrequenter ZF-Reste des Trägers (übli­ cher Effekt bzw. 1. Tiefpaß der Vergleichslösung),- Suppression of high-frequency IF residues on the wearer (usual effect or 1st low pass of the reference solution),
• - Optimierung des Zeitverhaltens der rückgewonnenen, dif­ ferenzierten Phaseninformation (Effekt des 3. Tiefpasses) und- Optimization of the time behavior of the recovered, dif referenced phase information (effect of the 3rd low pass) and
• - erste Unterdrückung synchroner Störphasenmodulations­ anteile der Phasendetektor-Ausgangsspannung, Effekt des 4. Tiefpasses der Vergleichslösung).- First suppression of synchronous interference phase modulation proportions of phase detector output voltage, effect of 4. Low pass of the comparison solution).

Der zweite Tiefpaß TP 2, das lead-lag-Filter, jetzt ohne Änderung des Gesamtverhaltens der PLL und in seiner Dimen­ sionierung unverändert dem 1. Tiefpaß nachgeschaltet ist und an seinem Spannungsteilerabgriff direkt mit dem VCO verbunden.The second low-pass filter TP 2 , the lead-lag filter, is now connected to the first low-pass filter without any change in the overall behavior of the PLL and its dimensions are unchanged and connected directly to the VCO at its voltage divider tap.

Der 3. Tiefpaß der Vergleichslösung kann entfallen, da seine Wirkung der erste Tiefpaß TP 1 übernimmt, ebenso der ehemals 4. Tiefpaß der Vergleichslösung, da sein Effekt auch im 1. Tiefpaß integriert enthalten ist.The 3rd low-pass filter of the comparison solution can be omitted because its effect is taken over by the first low-pass filter TP 1 , as is the former 4th low-pass filter of the comparison solution, since its effect is also integrated in the 1st low-pass filter.

Der dritte Tiefpaß TP 3, der dem ersten Tiefpaß TP 1 außer­ halb der PLL-Schleife nachgeschaltet ist, bewirkt eine zu­ sätzliche Störspannungsunterdrückung durch eine damit ver­ wirklichte Doppeltiefpaßstruktur im Signalweg, die bei op­ timaler Dimensionierung gleichzeitig eine weitere Verbesse­ rung des Zeitverhaltens vor der Signalregenerierung ergibt (Verbesserung der Wirkung des 4. Tiefpasses der Vergleichs­ lösung). Die Zeitkonstante des dritten Tiefpasses TP 3 ent­ spricht etwa der des 4. Tiefpasses der Vergleichslösung.The third low-pass filter TP 3 , which is connected downstream of the first low-pass filter TP 1 outside of the PLL loop, brings about an additional interference suppression by means of a double low-pass structure in the signal path which is thus realized, and which, with optimal dimensioning, also improves the timing behavior before signal regeneration results (improvement of the effect of the 4th low pass of the comparison solution). The time constant of the third low pass TP 3 corresponds approximately to that of the fourth low pass of the comparison solution.

Die bestimmende Zeitkonstante τ ₂ des zweiten Tiefpasses TP 2 ist sehr groß (einige Sekunden). Das Teilerverhältnis, Verhältnis des kleinen zum großen Widerstand im Tiefpaß TP 2, richtet sich nach der Gesamt-Offenschleifenverstärkung, die hier der Grenz-(kreis)frequenz ω _g entspricht und in einer engen Beziehung zur Systemzeitkonstante τ ₀ des Phasenmodu­ lators im modifizierten AM-Hörrundfunksystem steht (0,8 ≦ l _g τ ₀ ≦ 1).The determining time constant τ _{2 of} the second low pass TP 2 is very large (a few seconds). The division ratio, ratio of the small to the large resistance in the low-pass filter TP 2 , depends on the total open-loop gain, which here corresponds to the limit (circular) frequency ω _g and is closely related to the system time constant τ _{0 of} the phase modulator in the modified AM Hearing broadcast system is (0.8 ≦ l _g τ ₀ ≦ 1).

Der Ausgang des 2. Tiefpasses - am Spannungsteilerabgriff - ist direkt mit dem Eingang des VCO (Kapazitätsdiodenschaltung) verbunden.The output of the 2nd low pass - at the voltage divider tap - is directly connected to the input of the VCO (capacitance diode circuit) connected.

Der dritte Tiefpaß TP 3 hat eine Zeitkonstante t ₃, die in der Nähe der Systemzeitkonstante τ ₀ liegt. Der Ausgang des dritten Tiefpasses TP 3 ist mit dem Eingang der nachfolgen­ den Regenerier- und Impulsformerstufe F verbunden.The third low-pass filter TP 3 has a time constant t ₃ which is close to the system time constant τ ₀ . The output of the third low-pass filter TP 3 is connected to the input of the regeneration and pulse shaping stage F.

Die optimale Bemessung der Zeitkonstanten bzw. Grenzfrequen­ zen der drei Tiefpässe ergibt in Verbindung mit der losen Ankopplung des Tiefpassen TP 3 an den Tiefpaß TP 1, dessen Zeitkonstante τ ₁ ebenfalls der Systemzeitkonstante τ ₀ entspricht, neben einer erhöhten Unterdrückung von Stör­ signalen und harmonischen Amplitudenmodulationsanteilen - um zusätzlich 20 dB/Dekade - eine Verbesserung der Signal­ form des Nutzsignals.The optimal dimensioning of the time constants or limit frequencies of the three low-pass filters, in conjunction with the loose coupling of the low-pass filter TP 3 to the low-pass filter TP 1 , whose time constant τ ₁ also corresponds to the system time constant τ ₀ , results in increased suppression of interference signals and harmonic amplitude modulation components - by an additional 20 dB / decade - an improvement in the signal form of the useful signal.

Das vergleichende Diagramm der Fig. 2 verdeutlicht dies an drei Verläufen der frequenzunabhängigen Dämpfung. Der erste Dämpfungsverlauf a ist der eines üblichen lead-lag-Schlei­ fenfilters allgemein bekannter Art. Der zweite Dämpfungsver­ lauf b gehört zur Vergleichslösung mit vier RC-Tiefpaßfil­ tern. Der dritte Dämpfungsverlauf c verdeutlicht die Wir­ kung der Erfindung. Das Ergebnis ist eine nahezu jitterfreie Signalregenerierung bei maximaler Augenöffnung, d. h. Stör­ spannungsunterdrückung.The comparative diagram in FIG. 2 illustrates this using three courses of frequency-independent damping. The first attenuation curve a is that of a conventional lead-lag loop filter of a generally known type. The second attenuation curve b is part of the comparison solution with four RC low-pass filters. The third damping curve c illustrates the effect of the invention. The result is an almost jitter-free signal regeneration with maximum eye opening, ie interference suppression.

Claims (4)

1. Schaltungsanordnung zur Rückgewinnung phasen- bzw. frequenzmodulierter Signalanteile aus Übertragungs­ systemen mit hohem Anteil von Amplitudenmodulation und einem insbesondere weich mit <180° umgetasteten Phasenwinkel erzeugten phasenmodulierten Signalanteil mit einem senderseitigen Impulsformerfilter der Zeitkonstante τ ₀ mittels eines PLL.Demodulators mit lead-lag-Schleifenfilter, Phasendetektor, VCO und weiteren Tiefpaßfiltern, von denen wenigstens eines eine Systemzeitkonstante aufweist, die an die sender­ seitige Zeitkonstante τ ₀ angepaßt ist, dadurch ge­ kennzeichnet, daß das erste Tiefpaßfilter mit der Systemzeitkonstante (TP 1) zwischen dem Phasendetek­ torausgang (PD) einerseits und der Verzweigung zur Auskopplung zum Weiterverarbeitungszweig des Ausgangs­ signals und zur Schleife mit dem zweiten Tiefpaßfilter (TP 2), dem lead-lag-Filter, andererseits liegt und das im Weiterverarbeitungszweig, lose an das erste Tiefpaßfilter (TP 1) angekoppelt, vor der Regenerier- und Impulsformerstufe (F), ein drittes Tiefpaßfilter (TP 3) mit anhängender Systemzeitkonstante liegt.1. Circuit arrangement for recovering phase or frequency-modulated signal components from transmission systems with a high proportion of amplitude modulation and a phase-modulated signal component generated in particular with a phase angle shifted softly with <180 ° with a transmitter-side pulse shaper filter of time constant τ ₀ by means of a PLL demodulator with lead-lag Loop filter, phase detector, VCO and other low-pass filters, at least one of which has a system time constant which is matched to the transmitter-side time constant τ ₀ , characterized in that the first low-pass filter with the system time constant (TP 1 ) between the phase detector output (PD) on the one hand and the branching for decoupling to the further processing branch of the output signal and for looping with the second low-pass filter (TP 2 ), the lead-lag filter, on the other hand, which is loosely coupled to the first low-pass filter (TP 1 ) in the further processing branch, before which Regeneration and impulse sformerstufe (F) , a third low-pass filter (TP 3 ) with attached system time constant. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die lose Ankopplung zwischen dem ersten Tiefpaßfilter (TP 1) und dritten Tiefpaßfilter (TP 3) durch einen zwischengeschalteten Verstärker realisiert ist.2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the loose coupling between the first low-pass filter (TP 1 ) and third low-pass filter (TP 3 ) is realized by an intermediate amplifier. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß als drittes Tiefpaßfilter ein aktives Filter eingesetzt ist.3. Circuit arrangement according to claim 1, characterized records that an active as a third low-pass filter Filter is inserted. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die lose Ankopplung zwischen dem ersten Tiefpaßfilter (TP 1) und dritten Tiefpaßfilter (TP 3) durch unterschiedliche R/C-Verhältnisse bei annähernd gleichem RC-Produkt realisiert ist.4. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the loose coupling between the first low-pass filter (TP 1 ) and third low-pass filter (TP 3 ) is realized by different R / C ratios with approximately the same RC product.