DE3712796C2 - Self-oscillating DC voltage converter working according to the flyback converter principle - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler.The invention relates to a DC converter.

Wegen ihres höheren Wirkungsgrades, ihres niedrigeren Gewichts und ihres geringeren Volumens haben geschaltete Gleichspannungswandler konventionelle Gleichspannungs­ stabilisierungsschaltungen mit Längsregler in vielen Anwendungsbereichen verdrängt. Ein Nachteil der Gleich­ spannungswandler ist jedoch ihre kompliziertere Schal­ tungstechnik, so daß man bei der Entwicklung bestrebt ist hier Vereinfachungen zu erzielen. Because of their higher efficiency, their lower weight and their smaller volume they have switched DC converter conventional DC voltage stabilization circuits with series regulator in many Application areas ousted. A disadvantage of the same voltage converter is however their more complicated scarf tung technique, so that one strives in the development simplifications can be achieved here.  

In R. Bertram, DC/DC-Wandler mit sehr großem Eingangsspannungsbereich, (in: Elektronik 15, 25. 07. 1986, S. 87-89) wird ein DC/DC-Wandler mit einer freischwingenden Sperrwandlerschaltung beschrieben. Die Arbeitsfrequenzen der dort beschriebenen Schaltung können jedoch bei unterschiedlichen Netzspannungen erheblich voneinander abweichen, so daß keine Konstanthaltung der Arbeitsfrequenzen vorliegt.In R. Bertram, DC / DC converter with a very large input voltage range, (in: Electronics 15, July 25, 1986, pp. 87-89) becomes a DC / DC converter with a free-floating flyback converter circuit described. The working frequencies of the circuit described there can, however, with different Mains voltages differ significantly from each other, so that no constant maintenance of the working frequencies.

Aus der EP-PS 0 050 936 ist ein Gleichspannungswandler bekannt, dessen Transformatorzurückkopplung mindestens eine galvanisch getrennte Hilfswicklung besitzt. Dem Gleichspannungswandler wird ein seiner Ausgangsspannung proportionales Signal galvanisch getrennt einer Regelschaltung zugeführt, welche den Strom durch die Primärwicklung des Transformators über ein Halbleiterschalter so beeinflußt, daß sich seine Ausgangsspannung bei variabler Last stabilisiert. Der vorgestellte Gleichspannungswandler läßt jedoch eine Frequenzabhängigkeit bei veränderlicher Netzspannung erkennen.From EP-PS 0 050 936 a DC voltage converter is known, the Transformer feedback at least one electrically isolated auxiliary winding owns. The DC-DC converter becomes one of its output voltage proportional signal galvanically isolated fed to a control circuit, which the current through the primary winding of the transformer Semiconductor switch influenced so that its output voltage at variable Load stabilized. The DC-DC converter presented, however, leaves one Detect frequency dependency with changing mains voltage.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungswandler nach Art der EP-PS 0 050 936 dahingehend zu verbessern, daß er eine vereinfacht aufgebaute Regelschaltung aufweist und insbesondere bei möglichst niedrigen Frequenzen arbeitet, welche sich bei Lastwechsel nicht automatisch erhöhen.The invention has for its object a DC voltage converter To improve the nature of EP-PS 0 050 936 in that it simplifies one has built-up control circuit and especially at the lowest possible Frequencies works, which do not automatically increase with load changes.

Die Aufgabe wird durch Patentanspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen werden durch die Unteransprüche 2-9 realisiert.The object is achieved by claim 1. Advantageous embodiments are realized by subclaims 2-9.

Die Vorteile der Erfindung sind anhand von Ausführungsbeispielen in den Zeichnungsfiguren näher erläutert. The advantages of the invention are based on exemplary embodiments in the Drawing figures explained in more detail.  

Es zeigen die Fig. 1 bis 4 Strom- und Spannungsdia­ gramme, die in Abhängigkeit von der Zeit an der in Fig. 5 dargestellten Schaltung gemessen werden können. Alle Diagramme nach den Fig. 1a bis 4a ergeben sich bei hoher Ausgangsleistung, während die Diagramme nach den Fig. 1b bis 4b die Verhältnisse bei relativ niedriger Ausgangsleistung wiedergeben. In Fig. 5 ist die Schal­ tung eines Sperrwandlers dargestellt, der von der Erfindung Gebrauch macht.There, Figs. 1 to 4 programs electricity and Spannungsdia, the circuit shown in Figure 5 can be measured as a function of time in Fig.. All diagrams according to FIGS. 1a to 4a result from a high output power, while the diagrams from FIGS. 1b to 4b show the conditions at a relatively low output power. In Fig. 5, the scarf device of a flyback converter is shown, which makes use of the invention.

Die Schaltung nach Fig. 5 läßt auf ihrer Eingangsseite eine Gleichspannungsquelle Q erkennen, die zur Versor­ gung des Sperrwandlers dient. Ein Transformator T1 liegt mit einem Anschluß seiner Primärwicklung W1 am positiven Pol der Gleichspannungsquelle Q während der andere Anschluß der Primärwicklung W1 über einen Halbleiter­ schalter S und einen in Reihe dazu angeordneten Rück­ kopplungswiderstand R7 mit dem negativen Pol der Gleich­ spannungsquelle verbunden ist. Eine gegenüber der Primärwicklung W1 um 180° gedrehte Sekundärwicklung W2 führt mit dem einen Ende über eine Diode V9 und mit dem anderen Ende unmittelbar zu einer variablen Last L, zu der ein Pufferkondensator C6 parallel liegt. Zum Trans­ formator T1 gehört noch eine Hilfswicklung W3, die mit der Primärwicklung W1 gleichsinnig gewickelt ist und mit einem Anschluß auf Nullpotential N liegt, das durch den negativen Pol der Gleichspannungsquelle Q gebildet wird. Der andere Anschluß der Hilfswicklung W3 ist mit einem Eingang A einer Regelschaltung R verbunden, deren Ausgang B an der Steuerelektrode des Halbleiterschalters S anliegt.The circuit of FIG. 5 can at its input side a DC voltage source Q realize the supply is used for the care of the flyback converter. A transformer T1 is connected to one terminal of its primary winding W1 on the positive pole of the DC voltage source Q while the other terminal of the primary winding W1 is connected via a semiconductor switch S and a feedback resistor R7 arranged in series to the negative pole of the DC voltage source. A secondary winding W2 rotated by 180 ° with respect to the primary winding W1 leads with one end via a diode V9 and with the other end directly to a variable load L, to which a buffer capacitor C6 lies in parallel. The transformer T1 also includes an auxiliary winding W3, which is wound in the same direction with the primary winding W1 and is connected to a zero potential N, which is formed by the negative pole of the DC voltage source Q. The other connection of the auxiliary winding W3 is connected to an input A of a control circuit R, the output B of which is applied to the control electrode of the semiconductor switch S.

Die Regelschaltung R ist als Vierpol aufgebaut, bei dem der Eingang A und der Ausgang B auf Nullpotential N bezogen sind. Zwischen dem Eingang A und Nullpotential N liegt die Reihenschaltung eines Schwellwertelementes V2, V3, mit einem Kondensator C4. Der Kondensator C4 liegt einseitig auf Nullpotential N, während das Schwellwert­ element aus einer einseitig am Eingang A liegenden zweiten Diode V2 und einer in Reihe geschalteten Zener­ diode V3 besteht. Eine erste Diode V1 verbindet einen von Zenerdiode V3 und Kondensator C4 gemeinsamen An­ schluß C mit dem Ausgang B der Regelschaltung R. Auf den Kondensator C4 bezogen sind die beiden Dioden V2 und V1 gegensinnig gepolt, so daß bei positivem Potential am Eingang A die Diode V2 sperrt und bei positivem Signal am Ausgang B die Diode V1 leitet. Die Zenerdiode ist so gepolt, daß sich ihre Zenerspannung zur Durchlaßspannung der Diode V2 addiert.The control circuit R is constructed as a four-pole, in which input A and output B at zero potential N are related. Between input A and zero potential N is the series connection of a threshold element V2, V3, with a capacitor C4. The capacitor C4 lies unilaterally at zero potential N while the threshold element from a one-sided at input A. second diode V2 and a series connected zener diode V3 exists. A first diode V1 connects one common to Zener diode V3 and capacitor C4 circuit C with the output B of the control circuit R. On the The two diodes V2 and V1 are related to capacitor C4 poled in opposite directions, so that with a positive potential at Input A blocks diode V2 and with a positive signal at output B the diode V1 conducts. The zener diode is like this poled that their Zener voltage to forward voltage the diode V2 added.

Zur Unterdrückung von Abschaltspitzen ist ein zwischen der Diode V2 und der Zenerdiode V3 liegender Verbin­ dungspunkt E über einen Kondensator C3, zu dem noch ein Widerstand R5 parallel liegt, mit Nullpotential N verbunden. To suppress switch-off peaks, there is a between the connection of the diode V2 and the zener diode V3 point E via a capacitor C3, to which is still a Resistor R5 is in parallel, with zero potential N connected.  

Das für den selbstschwingenden Gleichstromwandler erforderliche Mitkopplungssignal wird der Steuerelek­ trode des Halbleiterschalters S über eine Brücke D zugeführt. Die Brücke verbindet den Eingang A und den Ausgang B der Regelschaltung R miteinander und besteht aus zwei zueinander parallelliegenden Brückengliedern. Das erste Brückenglied ist aus der Reihenschaltung eines ersten Kondensators C1 und eines ersten Widerstandes R1 gebildet, während das zweite Brückenglied aus der Parallelschaltung eines zweiten Kondensators C2 und eines zweiten Widerstandes R2 sowie einer hierzu in Reihe liegenden Diode V4 besteht.For the self-oscillating DC converter the necessary feedforward signal is the control elec trode of the semiconductor switch S via a bridge D fed. The bridge connects the entrance A and the Output B of the control circuit R with each other and exists consisting of two parallel bridges. The first bridge link is one in series first capacitor C1 and a first resistor R1 formed while the second bridge link from the Parallel connection of a second capacitor C2 and of a second resistor R2 and one in Series diode V4 is there.

Mit dem an der Steuerelektrode des Halbleiterschalters S liegenden Ausgang B der Regelschaltung R ist weiterhin ein Widerstand R4 verbunden, der mit seinem anderen Ende über einen weiteren Widerstand R3 am Pluspol der Gleich­ spannungsquelle Q liegt. Eine in Sperr-Richtung angeord­ nete Zenerdiode V5 verbindet die Widerstände R3 und R4 mit Nullpotential N. Diese Schaltung liefert in der Anlaufphase einen Steuerstrom zur Steuerelektrode des Halbleiterschalters S, der dessen Schaltstrecke schließt.With the on the control electrode of the semiconductor switch S lying output B of the control circuit R is still a resistor R4 connected to its other end via a further resistor R3 at the positive pole of the equal voltage source Q is. One arranged in the blocking direction Nete Zener diode V5 connects the resistors R3 and R4 with zero potential N. This circuit delivers in the Starting phase a control current to the control electrode of the Semiconductor switch S, the switching path closes.

Als Steuerelektrode des Halbleiterschalters S dient die Basis eines ersten npn-Transistors V7, der mit einem zweiten npn-Transistor V8 eine Darlington-Schaltung bildet, wobei der Emitter des zweiten Transistors V8 mit seiner Basis über einen Widerstand R6 verbunden ist.The serves as the control electrode of the semiconductor switch S. Base of a first npn transistor V7 with a second npn transistor V8 a Darlington circuit forms, the emitter of the second transistor V8 with its base is connected via a resistor R6.

Eine entgegengesetzt zur Basis-Emitter-Strecke der Transistoren V7, V8 gepolte Diode V6 verbindet die Basis von V7 mit Nullpotential. Während der Sperrphase des Halbleiterschalters an seiner Steuerelektrode anstehende negative Spannungen werden dadurch auf die Durchlaßspan­ nung der Diode V6 begrenzt.An opposite to the base-emitter path of the Transistors V7, V8 polarized diode V6 connects the base of V7 with zero potential. During the blocking phase of the  Semiconductor switch pending on its control electrode negative voltages are thereby on the forward chip voltage of the diode V6 limited.

Zur Diode V6 liegt noch ein Kondensator C5 parallel, der in Verbindung mit dem ersten Kondensator C1, dem ersten Widerstand R1 und dem Widerstand R4 bewirkt, daß die Frequenz des Sperrwandlers, unabhängig vom sekundären Leistungsbedarf, nahezu konstant bleibt.A capacitor C5 is also connected in parallel with the diode V6 in connection with the first capacitor C1, the first Resistor R1 and resistor R4 cause the Frequency of the flyback converter, regardless of the secondary Power requirement remains almost constant.

Im folgenden wird die prinzipielle Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 5 beschrieben. Wie die Fig. 1 bis 4 erkennen lassen, sind beim Schalten des Sperr­ wandlers drei Phasen zu unterscheiden. In der ersten Phase P1 ist die Schaltstrecke des Halbleiterschalters S geschlossen. Der Strom I_w1 steigt, wie in Fig. 1 dargestellt von 0 beginnend linear an. Die Energie wird vom Transformator T1 gespeichert.The basic mode of operation of the circuit according to FIG. 5 is described below. As shown in FIGS. 1 to 4, three phases can be distinguished when switching the blocking converter. In the first phase P1, the switching path of the semiconductor switch S is closed. As shown in FIG. 1, the current I _w1 increases linearly starting from 0. The energy is stored by the transformer T1.

In der Phase P2 ist die Diode V9 leitend. Der Strom durch die Sekundärwicklung W2 des Transformators T1 nimmt, wie Fig. 2 zeigt, von seinem Höchstwert be­ ginnend linear bis auf Null ab. Die in der Phase P1 gespeicherte Energie wird an den Pufferkondensator C6 bzw. an eine angeschlossene Last L abgegeben.In phase P2, the diode V9 is conductive. The current through the secondary winding W2 of the transformer T1 decreases, as shown in FIG. 2, linearly from its maximum value to zero. The energy stored in phase P1 is delivered to the buffer capacitor C6 or to a connected load L.

In der Phase P3 sind der Primärstrom I_w1 und der Sekun­ därstrom I_w2 jeweils Null. Die Phase P3 endet mit dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung U_C5 an dem Kondensator C5 die Schwellspannung des Halbleiterschalters S erreicht hat. Sobald diese durchschalten, beginnt wiederum die Phase P1. In phase P3, the primary current I _w1 and the secondary current I _{w2 are} each zero. The phase P3 ends at the point in time at which the voltage U _C5 across the capacitor C5 has reached the threshold voltage of the semiconductor switch S. As soon as these switch through, phase P1 begins again.

Im Detail ergibt sich folgender Ablauf:
Mit Beginn der Phase P1 liefert zunächst nur die Anlauf­ schaltung R3, R4, V5 über den Widerstand R4 einen Steuerstrom für den Halbleiterschalter S. Dieser schließt seine Schaltstrecke und legt damit die Primär­ wicklung W1 an die Gleichspannungsquelle Q mit der Spannung U_P.The following procedure results in detail:
With the beginning of phase P1, initially only the start-up circuit R3, R4, V5 supplies a control current for the semiconductor switch S via the resistor R4. This closes its switching path and thus applies the primary winding W1 to the DC voltage source Q with the voltage U _P.

Jetzt beginnt der Primärstrom I_w1 linear anzusteigen. Nach dem Induktionsgesetz wird dabei in der Sekundär­ wicklung W2 und der Hilfswicklung W3 Spannung induziert. Die Spannung an der Sekundärwicklung U_w3 ist in Phase P1 positiv, so daß der Halbleiterschalter S über das Brückenglied C1, R1 noch zusätzlichen Basisstrom be­ kommt. Es entsteht also eine Mitkopplung, die das selbstschwingende Schalten des Sperrwandlers ermöglicht. Für die Spannung U_w2 an der Sekundärwicklung W2 ist die Diode V9 entsprechend dem Sperrwandlerprinzip in Sperr-Richtung geschaltet. Solange der Halbleiterschal­ ter S genügend Steuerstrom bekommt, kann der Primärstrom I_w1 ungehindert weiter ansteigen. Mit zunehmendem Primärstrom I_w1 steigt jedoch die Spannung U_R7 am Rückkopplungswiderstand R7, die in Bezug auf die Steuer­ elektrode des Halbleiterschalters S der am Kondensator C5 liegenden Spannung U_C5 entgegengesetzt ist. Wird die Spannung U_R7 so groß wie die Spannung U_C5 so sperrt der Halbleiterschalter S und die Phase P2 beginnt.Now the primary current I _w1 begins to _increase linearly. According to the law of induction, voltage is induced in the secondary winding W2 and the auxiliary winding W3. The voltage at the secondary winding U _w3 is positive in phase P1, so that the semiconductor switch S still has additional base current via the bridge element C1, R1. This creates positive feedback, which enables the flyback converter to switch automatically. For the voltage U _w2 on the secondary winding W2, the diode V9 is _switched in the _{reverse direction} in accordance with the flyback converter principle. As long as the semiconductor _switch ter S receives sufficient control current, the primary current I _w1 can continue to rise unhindered. With increasing primary current I _w1 , however, the voltage U _R7 at the feedback resistor _R7 rises, which is opposed to the voltage U _C5 at the capacitor C5 with respect to the control electrode of the semiconductor _{switch S.} If the voltage U _{R7 is} as large as the voltage U _C5, the semiconductor switch S blocks and the phase P2 begins.

Durch die erfindungsgemäße Regelschaltung wird nun sichergestellt, daß sich die Einschaltphase P1 verkürzt, wenn sich die abzugebende Leistung vermindert und umgekehrt erhöht, wenn die abzugebende Leistung an­ steigt. Hierzu muß aus der Rückkopplungswicklung W3 ein Gegenkopplungssignal erzeugt werden. Der durch die Reihenschaltung der Diode V1 mit dem Kondensator C4 gebildete Ausgang ist dem Kondensator C5 parallel geschaltet, so daß die Spannung U_C5 nicht größer werden kann als die Summe der Spannungen U_V1 und U_C4. In grober Näherung wird U_C5 etwa gleich U_C4 sein. Das Schwellwert­ element V2, V3, sorgt dafür, daß U_C4 und damit U_C5 in einer Weise erhöht oder vermindert wird, indem die Ausgangsleistung vom vorgegebenen Wert abweicht.The control circuit according to the invention now ensures that the switch-on phase P1 shortens when the power to be output decreases and conversely increases when the power to be output increases. For this purpose, a negative feedback signal must be generated from the feedback winding W3. The output formed by the series connection of the diode V1 with the capacitor C4 is connected in parallel with the capacitor C5, so that the voltage U _C5 cannot become greater than the sum of the voltages U _V1 and U _C4 . In a rough approximation, U _{C5 will be} approximately equal to U _C4 . The threshold value element V2, V3 ensures that U _C4 and thus U _{C5 is} increased or decreased in such a way that the output power deviates from the predetermined value.

Nimmt man zunächst an, daß die Spannung U_w2 am Ausgang des Transformators T1 steigt, so bedingt die enge magnetische Kopplung zwischen der Sekundärwicklung W2 und der Hilfswicklung W3, daß die Spannung U_w3 zur Spannung U_w2 etwa proportional ist. Während der Phase P2 ist die Diode V2 für die Spannung U_w3 in Durchlaßrich­ tung gepolt, während die Zenerdiode V3 in Sperr-Richtung geschaltet ist. Je größer das negative Potential von U_w3 am Eingang A der Regelschaltung wird, umso mehr wird sich C4 über das Schwellwertelement V2, V3 entladen. Die Spannung U_C4 verringt sich entsprechend. Zur Wirkung kommt die verringerte Spannung U_C4 erst während der Phase P1. Wegen der verringerten Spannung U_C4 vermindert sich auch die Spannung U_C5 und damit kann auch der Primärstrom I_w1 nicht mehr so ansteigen. Die Leistungs­ aufnahme wird damit verringert und die Spannung U_w2 sinkt auf ihren Nennwert ab. Bei sinkender Spannung U_w2 kehren sich die Verhältnisse um.If one first _assumes that the voltage U _w2 at the output of the transformer T1 rises, the close magnetic coupling between the secondary winding W2 and the auxiliary winding W3 means that the voltage U _{w3 is} approximately proportional to the voltage U _w2 . During phase P2, the diode V2 for the voltage U _{w3 is} polarized in the forward direction, while the zener diode V3 is switched in the reverse direction. The greater the negative potential of U _w3 at input A of the control circuit, the more C4 will be discharged via the threshold value element V2, V3. The voltage U _C4 decreases accordingly. The reduced voltage U _C4 only takes effect during phase P1. Because of the reduced voltage U _C4 , the voltage U _C5 also decreases, and thus the primary current I _w1 can no longer rise as much. The power consumption is thus reduced and the voltage U _w2 drops to its nominal value. When the voltage U _{w2 falls} , the situation is _reversed .

Für die Dimensionierung der Schaltung ist von Bedeutung, daß die Auflade-Zeitkonstante für den Kondensator C4, die sich aus R4 und C4 ergibt, gegenüber der Frequenz des Sperrwandlers groß gewählt ist. Die als zweites Brücken­ glied bezeichnete Kombination V4, C2, R2 bewirkt ein schnelles Abschalten des Halbleiterschalters S am Ende der Phase P1. Je schneller abgeschaltet wird, umso kleiner sind die Schaltverluste und umso größer wird der Wirkungsgrad des Sperrwandler. R6 beschleunigt das Abschalten von V8. Die Bauelemente sind im Einzelnen so dimensioniert, daß bei veränderlicher Einschaltdauer die Schaltfrequenz gleich bleibt.For the dimensioning of the circuit it is important that the charging time constant for capacitor C4, which results from R4 and C4 against the frequency of the Flyback converter is chosen large. The second bridges termed combination V4, C2, R2 causes  rapid switch-off of the semiconductor switch S at the end the phase P1. The faster you switch off, the more the switching losses are smaller and the larger the Efficiency of the flyback converter. R6 speeds it up Disable V8. The components are like this in detail dimensioned that with variable duty cycle the Switching frequency remains the same.

Claims (9)

1. Nach dem Sperrwandlerprinzip arbeitender, selbstschwingender Gleichspan­ nungswandler, dessen Transformator (T1) zur Rückkopplung mindestens eine galvanisch getrennte Hilfswicklung (W3) besitzt und von dem ein seiner Aus­ gangsspannung (U_w2) proportionales Signal (U_w3) galvanisch getrennt einer Regelschaltung (R) zugeführt ist, die den Strom (I_w1) durch die Primärwick­ lung (W1) des Transformators (T1) über einen Halbleiterschaltkreis (S) so be­ einflußt, daß sich seine Ausgangsspannung (U_w2) bei variabler Last (L) stabili­ siert, wobei das der Ausgangsspannung (U_w2) proportionale Signal (U_w3) der selben Hilfswicklung (U_w3) entnommen ist, die für den selbstschwingenden Gleichspannungswandler über ein RC-Glied (R1, C1) eine Mitkopplung be­ wirkt, und wobei dieses Signal (U_w3) in der Sperrphase (P2) durch die Regel­ schaltung (R) erfaßt wird und in der Einschaltphase (P1) des Gleichspannungs­ wandlers an der Steuerelektrode des Halbleiterschalters (S) im Sinne einer Änderung des maximalen Primärstroms (I_w1) gegengekoppelt ist, wobei ein Kon­ densator (C5) und eine in Sperrichtung angeordnete Diode (V6) parallel zu den Ausgangsanschlüssen (B, N) der Regelschaltung und damit an der Steuerelek­ trode des Halbleiterschalters (S) liegen. 1. Working according to the flyback principle, self-oscillating DC voltage converter, the transformer (T1) for feedback has at least one electrically isolated auxiliary winding (W3) and from which one of its output voltage (U _w2 ) proportional signal (U _w3 ) galvanically isolated from a control _circuit (R ) is supplied, which influences the current (I _w1 ) through the primary winding (W1) of the transformer (T1) via a semiconductor circuit (S) so that its output voltage (U _w2 ) _stabilizes at a variable load (L), wherein the output voltage (U _w2 ) proportional signal (U _w3 ) is taken from the same auxiliary winding (U _w3 ), which acts on the self-oscillating DC-DC converter via an RC element (R1, C1), and this signal (U _w3) circuit in the lock phase (P2) by the controller (R) is detected and in the switch (P1) of the DC converter at the control electrode of the semiconductor switch (S) in the sense of change of the maximum primary current (I _W1) fed back, wherein a Kon capacitor (C5) and, disposed in the blocking diode (V6) parallel to the output terminals (B, N) of the control circuit and therefore at the Steuerelek trode of the semiconductor switch (S) are . 2. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschaltung (R) ein Vierpol ist, der eingangsseitig mit beiden Anschlüssen (A, N) an je einem Ende der Hilfswicklung (W3) liegt und ausgangs­ seitig zum einen mit der Steuerelektrode des Halbleiter­ schalters (S) zum anderen mit Nullpotential (N) verbun­ den ist, wobei das Nullpotential (N) gemeinsam durch einen Pol (-) einer den Gleichstromwandler versorgenden Gleichspannungsquelle (Q), einen Anschluß der Hilfsspan­ nungswicklung (W3) und ein Ende eines Rückkopplungswi­ derstandes (R7) gebildet ist, und das andere Ende des Rückkopplungswiderstandes (R7) über die Schaltstrecke des Halbleiterschalters (S) und die damit in Reihe liegende Primärwicklung (W1) zum anderen Pol (+) der Gleichspannungsquelle (Q) führt.2. DC-DC converter according to claim 1, characterized characterized in that the control circuit (R) is a four-pole on the input side with both connections (A, N) one end of each auxiliary winding (W3) is located and the output on the one hand with the control electrode of the semiconductor switch (S) to the other connected to zero potential (N) is, the zero potential (N) being shared by a pole (-) of one supplying the DC converter DC voltage source (Q), a connection of the auxiliary chip voltage winding (W3) and one end of a feedback wi derstandes (R7) is formed, and the other end of the Feedback resistor (R7) across the switching path  of the semiconductor switch (S) and the series lying primary winding (W1) to the other pole (+) of the DC voltage source (Q) leads. 3. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschaltung (R) ein gleichrichtendes Schwellwertelement (V2, V3) besitzt, das mit einem Kondensator (C4) eine Reihenschaltung bildet, wobei das äußere Ende des Kondensators (C4) auf dem für Ein- und Ausgang der Regelschaltung (R) gemein­ samen Nullpotential (N) liegt und das äußere Ende des Schwellwertelementes (V2, V3) zum zweiten Eingangsan­ schluß (A) führt und das gemeinsame Ende (C) von Konden­ sator (C4) und Schwellwertelement (V2, V3) über eine erste Diode (V1) zum zweiten Ausgangsanschluß (B) führt und die Polarität der Halbleiter (V1, V2, V3) so gewählt ist, daß die erste Diode (V1) den Kondensator (C4) in der Einschaltphase (P1) lädt und das Schwellwertelement ihn in der Sperrphase (P2) entsprechend seinem Schwell­ wert teilweise entlädt.3. DC-DC converter according to claim 1 or 2, characterized in that the control circuit (R) on has rectifying threshold element (V2, V3), with a capacitor (C4) a series connection forms, with the outer end of the capacitor (C4) common to the input and output of the control circuit (R) same zero potential (N) and the outer end of the Threshold element (V2, V3) to the second input leads (A) and the common end (C) of condensates sator (C4) and threshold value element (V2, V3) via one first diode (V1) leads to the second output terminal (B) and the polarity of the semiconductors (V1, V2, V3) selected in this way is that the first diode (V1) the capacitor (C4) in the switch-on phase (P1) and the threshold value element him in the blocking phase (P2) according to his threshold worth partially discharged. 4. Gleichspannungswandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Schwellwertelement (V2, V3) aus der Reihenschaltung einer Zenerdiode (V3) und einer zweiten Diode (V2) besteht, wobei die Zenerdiode (V3) in einer die Schwellspannung des Schwellwertelementes um ihre Zehnerspannung erhöhenden Weise zwischen der ersten Diode (V1) und der zweiten Diode (V2) angeordnet ist.4. DC-DC converter according to claim 3, characterized characterized in that the threshold element (V2, V3) the series connection of a Zener diode (V3) and one second diode (V2), the Zener diode (V3) in one around the threshold voltage of the threshold element their tens tension increasing between the first Diode (V1) and the second diode (V2) is arranged. 5. Gleichspannungswandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt (E) zwischen der zweiten Diode (V2) und der Zenerdiode (V3) durch einen Widerstand (R5) und einen parallel geschalteten Kondensator (C3) mit Nullpotential (N) verbunden sind. 5. DC-DC converter according to claim 4, characterized characterized in that the connection point (E) between the second diode (V2) and the Zener diode (V3) through one resistor (R5) and one connected in parallel Capacitor (C3) are connected to zero potential (N).   6. Gleichspannungswandler nach einem der vorherge­ henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der je­ weils nicht auf Nullpotential liegende Eingang (A) und Ausgang (B) der Regelschaltung (R) durch eine Schal­ tungsbrücke (D) verbunden sind.6. DC-DC converter according to one of the previous existing claims, characterized in that the because input (A) and not at zero potential Output (B) of the control circuit (R) through a scarf tion bridge (D) are connected. 7. Gleichspannungswandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsbrücke (D) gebildet ist aus der Reihenschaltung des ersten Kondensators (C1) mit dem ersten Widerstand (R1) und aus der Parallelschaltung eines zweiten Kondensators (C2) und eines zweiten Widerstandes (R2), zu denen eine Diode (V4) in Reihe liegt.7. DC-DC converter according to claim 6, characterized characterized in that the circuit bridge (D) is formed is from the series connection of the first capacitor (C1) with the first resistor (R1) and from the Parallel connection of a second capacitor (C2) and a second resistor (R2), to which a diode (V4) is in series. 8. Gleichspannungswandler nach einem der vorherge­ henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steu­ erelektrode des Halbleiterschalters aus einer Anlauf­ schaltung einen Anlaufstrom entnimmt, der zu Beginn ei­ ner ersten Phase (P1) den Halbleiterschalter schließt, wobei die Anlaufschaltung vorzugsweise aus einem an der Steuerelektrode des Halbleiterschalters (S) liegenden ersten Widerstand (R4) und einer zwischen den Anschlüs­ sen der Gleichspannungsquelle (Q) liegenden Reihenschal­ tung aus einem zweiten Widerstand (R3) und einer Zener­ diode (V5) besteht und der erste Widerstand (R4) die Zenerspannung der Zenerdiode (V5) abgreift. 8. DC-DC converter according to one of the previous existing claims, characterized in that the tax er electrode of the semiconductor switch from a start circuit draws a starting current that egg at the beginning ner first phase (P1) closes the semiconductor switch, wherein the start-up circuit preferably consists of one on the Control electrode of the semiconductor switch (S) lying first resistor (R4) and one between the connections sen of the DC voltage source (Q) lying series scarf device from a second resistor (R3) and a zener diode (V5) and the first resistor (R4) die Zener voltage of the Zener diode (V5) taps.   9. Gleichspannungswandler nach einem der vorherge­ henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Halb­ leiterschalter (S) mit zwei als Darlington-Schaltung verbundenen Transistoren (V7, V8) besteht und der Emit­ ter des zweiten Transistors (V8) an einem Rückkopplungs­ widerstand (R7) liegt und über einen Widerstand (R6) mit seiner Basis verbunden ist.9. DC-DC converter according to one of the previous existing claims, characterized in that the half conductor switch (S) with two as Darlington circuit connected transistors (V7, V8) and the Emit ter of the second transistor (V8) at a feedback resistance (R7) and with a resistor (R6) its base is connected.