Hintergrund der Erfindung
1. Erfindungsgebiet
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen optischen
Leistungsteiler und Polarisationsteiler, und im Besonderen auf
eine Lichtführungsanordnung, in der Licht, das sowohl TE als TM
Polarisationen enthält, beispielsweise in Ausgangssignale von TM/2
und TE aufgeteilt werden kann.
2. Beschreibung des Standes der Technik
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Es gibt eine Vielzahl an Systemen, die sowohl optische
Strahlteiler, als auch Polarisatoren erfordern. Zum Beispiel sind
wirksame Strahlteiler oft nützliche Bauteile in Systemen mit einer
gemeinsamen Lasernutzung, beispielsweise müssen optische
Kundennetze Laserquellen gemeinsam nutzen, um die Bedürfnisse
zahlreicher Kunden mit minimalen Kosten zu erfüllen. In diesen
Fällen können 1xN Strahlteiler verwandt werden, um einen einfachen
Laser auf eine Vielzahl von N Nutzern aufzuteilen. Eine andere
Möglichkeit für optische Strahlteiler sind rotationsmessende,
faseroptische Gyroskope, die mechanische Gyroskope sowohl für
militärische wie für zivile Anwendungen zu ersetzen beginnen. In
einem Fasergyroskop, wird ein Lichtstrahl gestartet, der sich in
entgegengesetzten Richtungen über eine Spule von Fasern,
vorzugsweise Monomodenfasern, ausbreitet. Während das System
rotiert, wird der Lichtstrahl, der sich in dieselbe Richtung wie
die Rotation ausbreitet, verzögert gegenüber dem Lichtstrahl, der
sich entgegen der Richtung der Rotation ausbreitet. Das heißt, daß
die scheinbare optische Weglänge, die von Licht, das sich mit der
Rotation ausbreitet, gesehen wird, erhöht ist, während die
scheinbare optische Weglänge, die von Licht, das sich entgegen
der Rotationsrichtung ausbreitet, gesehen wird, erniedrigt ist.
Die erhöhte und erniedrigte scheinbare optische Weglänge führen so
zu einer Phasendifferenz zwischen den zwei Lichtstrahlen, wenn sie
aus der Faserschleife heraustreten. Diese Phasendifferenz kann
dann gemessen werden, um eine Anzeige für die Rotation des Systems
zur Verfügung zu stellen.
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Ein typisches optisches Gyroskop nach dem Stand der Technik ist in
der U.S. Patentschrift 4,280,766 offenbart, die an W. C. Goss et
al., am 28. Juli 1981 ausgegeben wurde. In dem System nach Goss et
al., wird ein 2·2 Strahlteiler dazu benutzt ein Paar von
Lichtstrahlen zu erzeugen, die sich durch eine Faserschleife in
entgegengesetzten Richtungen fortpflanzen werden. Ein Problem
ergibt sich für 2·2 Strahlteiler in Systemen, die einen hohen
Grad an Empfindlichkeit benötigen. Es kann gezeigt werden, daß, um
für eine lineare Beziehung zwischen der Rotation und der
Phasendifferenz zu sorgen, eine zusätzliche Vorphase von π/2 in das
System eingeführt werden muß. Eine vollständige Erläuterung dieses
Aspektes von 2·2 Strahlteilern kann in dem Artikel mit dem Titel
"Fiber-optic gyroscope with [3·3] directional coupler" von S. K.
Sheem gefunden werden, der in Applied Physics Letters, Band 37,
Nr. 10, November 1980 auf den Seiten 869-871 erschienen ist. Viele
2·2 Systeme optischer Gyroskope verwenden - einschließlich dem
von Goss et al. - externe Komponenten, um für diese Vorphase zu
sorgen. In seinem Artikel schlägt Sheem eine alternative Lösung
vor, die Verwendung eines 3·3 Strahlteilers, von dem gezeigt
werden kann, daß er diese benötigte Vorphase enthält. U. S. Patent
4,440,498 ausgegeben an S. K. Sheem am 03. April 1984 offenbart
ein optisches Gyroskop, in dem ein 3·3 gerichteter Koppler der
in dem Artikel beschrieben ist, verwandt wird. In diesem System
wird die Energie des einfallenden Lichtes auf den zentralen
Wellenleiter übertragen und das äußere Paar der Wellenleiter wird
an die Faserschleife gekoppelt, die das Gyroskop bildet. Wie bei
dem oben diskutierten System, ist die Phasendifferenz zwischen den
Lichtausgangssignalen, die aus dem äußeren Paar der Wellenleiter
heraustreten, eine Anzeige für die Rotation die das Gyroskop
erfährt. Verschiedene alternative Konfigurationen eines 3·3
gerichteten Kopplers werden von Sheem in einem späteren Artikel
mit dem Titel "Optical fiber interferometers with [3·3]
direction couplers: Analysis" diskutiert, der im Journal of
Applied Physics, Band 52, Nr. 6, Juni 1981 auf den Seiten 3865-
3872 erschienen ist. Eine solche alternative Anordnung ist im U.S.
Patent 4,479,715 offenbart, das an Sheem am 30. Oktober 1984
ausgegeben wurde, worin eine Kombination eines 3·3 gerichteten
Kopplers mit einem 2·2 gerichteten Koppler verwandt wurde, um
ein rotationsabtastendes Interferometer zu bilden. Andere
Realisierungen, die als ebene Strukturen ausgebildet werden
können, sind in einem Artikel mit dem Titel "3·2 Channel
Waveguide Gyroscope Couplers: Theory" von W. K. Burns et al
beschrieben, der im IEEE Journal of Quantum Electronics, Band QE-
18, Nr. 10 im Oktober 1982 auf den Seiten 1790-96 erschienen ist.
Bei dieser Ausführung eines Kopplers, ist der hereinkommende
zentrale Wellenleiter im Grundkörper der Struktur räumlich
begrenzt, folglich nimmt die Trennung zwischen den angrenzenden
optischen Bahnen ab, um die Größe der optischen Kopplung zu
erhöhen. Das U. S. Patent 4,445,780, das am 01. Mai 1984 an W. K.
Burns ausgegeben wurde, offenbart ein Rotationsabtastgyroskop das
diesen 3·2 Koppler verwendet.
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Da Gyroskope eine einzige Bahn für die zwei gegeneinander
propagierenden Strahlen benötigen müssen auch außerdem noch
Polarsistionskomponenten verwandt werden. Ein fehlerhafter
Polarisator innerhalb des Gyroskopes führt zu einer Vorphase, die
proportional zum Extinktionsverhältnis des Polarisators ist.
Aufgrund dieser Vorphase ergibt sich eine falsche Anzeige der
Rotationsrate. Oft werden diese Polarisatoren dadurch gebildet,
daß vorher festgelegte Krümmungen in die Faserschleife eingebaut
werden, die den Drehkörper bilden. Diese Krümmungen üben eine
Spannung auf die Faser aus, die in der Faser eine Doppelbrechung
induziert; auf diese Art ändern sich die Propagationskonstanten
der zwei polarisierten Moden und sichern einen vorbestimmten Grad
an Kopplung zwischen den beiden Moden. Jedoch ändert sich die
Stärke der Krümmung die benötigt wird, um die notwendige
spannungsinduzierte Doppelbrechung zur Verfügung zu stellen, als
Funktion des verwandten Fasertypes, der Größe der Faserschleife,
der Anzahl der Windungen, die benötigt werden um die Schleife zu
bilden, etc. Zusätzlich können Änderungen des Systems die
Faserschleife so stören, daß sich die induzierte Doppelbrechung
ändert. Zum Beispiel können Anwendungen in militärischen Systemen
Änderungen in der Phasenschleife einführen, die diese induzierte
Doppelbrechung ändern oder zerstören. Eine andere
Polarisationsanordnung enthält einen Wellenleiter, der entweder
mit verdampftem Material oder einem optisch angeschlossenen (und
doppelt brechenden) Superstrate beschickt ist. Für diese
Anordnungen wurde gefunden, daß sie, obwohl sie nützlich sind, in
der Praxis einen schlechten Grad der Polarisationsextinkion als
Funktion der Länge aufweisen und keine Entwurffreiheit in der Wahl
der Polarisation, die unterdrückt wird, bieten.
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Deswegen bleibt nach dem Stand der Technik eine Notwendigkeit für
eine integrierte Komponente, die es zuläßt, daß sowohl die
Leistungstrennung als auch die Polarisationstrennung ausgeführt
werden kann, die für Anwendungen als Fasergyroskop notwendig sind.
Zusammenfassung der Erfindung
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Die Erfindung ist in Anspruch 1 definiert.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Fig. 1 veranschaulicht einen 3·3 Wellenleiter-
Leistungsverteiler und Polarisationsverteiler, der in
Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist.
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Fig. 2 bis 4 enthalten Schaubilder, die die Kopplungseffizienz
zwischen den äußeren zwei Wellenleitern und dem mittleren
Wellenleiter der Anordnung von Fig. 1, mit einem Eingangssignal
das in den mittleren Wellenleiter führt verschiedene delta beta
Werte eingekoppelt wird, veranschaulicht;
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Fig. 5 veranschaulicht einen alternativen 3·3 Leistungs- und
Polarisationsteiler der einen Satz von drei colinearen
Wellenleitern verwendet und
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Fig. 6 veranschaulicht ein Teil eines Zweiwellenleiterkopplers,
der dazu benutzt werden kann, einen Teil der Analyse der Anordnung
von Fig. 1 zu beschreiben.
Detaillierte Beschreibung
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Die Leistungs- und Polarisationsverteilungseinrichtung nach der
vorliegenden Erfindung ist unten an Hand eines integrierten
optischen Bauelementes beschrieben, das heißt, ein Satz von drei
planaren Wellenleitern ist in einem optischen Substrat gebildet.
Selbstverständlich kann die Anordnung der vorliegenden Erfindung
jedoch auch komplett aus optischen Fasern oder jedem anderen
lichtführenden Material gebildet werden.
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Ein 3·3 Wellenleiterleistungs- und Polarisationsverteiler 10,
der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ausgebildet
ist, ist in Fig. 1 veranschaulicht. Das Bauteil 10 enthält einen
Satz von planaren Kanalwellenleitern 12, 14 und 16 die in dem
optischen Substrat 15 ausgebildet sind. Die Wellenleiter 12, 14
und 16 können zum Beispiel Titan enthalten, das in das
Lithiumniobat (LiNbO&sub3;) eindiffundiert ist. Es kann jedoch jedes
beliebige optische Substratmaterial ebenso wie jedes beliebige
Wellenleitermaterial dazu verwandt werden, um die vorliegende
Erfindung auszuführen. Das Eingangssignal des Bauteils 10, welches
über einige gekoppelte Monomodenfaser (nicht dargestellt) zur
Verfügung gestellt wird, wird an den Wellenleiter 12, den
mittleren Wellenleiter der Anordnung, angelegt. Wie gezeigt
enthält dieses Eingangssignal I sowohl TE wie TM polarisierte
Moden. In Übereinstimmung mit der Lehre der vorliegenden
Erfindung, wird das Ausgangssignal des Wellenleiters 12 einzig aus
der TE-Polarisation bestehen, wobei dieses Ausgangssignal als ITE
definiert ist.
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Die Leistungsverteilung zwischen den Wellenleitern 14 und 16 des
Bauteiles 10 wird derart erzielt, daß das Ausgangssignal des
Wellenleiters 14 ebenso wie des Wellenleiters 16 die Hälfte des
TM-polarisierten Anteils des Eingangssignals beträgt und als ITM/2
definiert ist. Wie in der beispielhaften Ausführungsform der
Fig. 1 gezeigt, sind die Wellenleiter 12, 14 und 16 anfänglich
durch einen vorbestimmten Abstand D voneinander getrennt, wobei
dieser Abstand allmählich beziehungsweise so lange, bis die drei
Wellenleiter durch einen erheblich geringeren Abstand d
voneinander getrennt werden, über S-förmige Kurven 20 und 22 in
den Wellenleitern 14 und 16 abnimmt. Die Wellenleiter 12, 14 und
16 verbleiben in dieser parallelen Anordnung über eine
vorbestimmte Entfernung L'. Die Wellenleiter 14 und 16 werden dann
zunehmend beziehungsweise bis die drei Wellenleiter wieder
voneinander durch den vorbestimmten Abstand D getrennt sind, vom
Wellenleiter 12 über Kurven 24 und 26 auseinandergeführt. Diese
spezielle Geometrie ist nützlich, um für eine ausreichende
räumliche Trennung zwischen angrenzenden Wellenleitern zu sorgen,
damit die Anpassung einer optischen Faser oder anderer Komponenten
an den Wellenleiter ermöglicht wird. Zusätzlich sorgt die
vergrößerte Trennung für eine ausreichende Entkopplung zwischen
benachbarten Wellenleitern, so daß die Gesamtlänge des Bauteils 10
nicht auf die Kopplungslänge L wie sie im Folgenden definiert
wird, beschränkt ist. Verwendet man im Gegensatz hierzu eine 3·3
Struktur der vorliegenden Erfindung wie sie in Fig. 5
veranschaulicht ist, so muß die Länge des Bauteils sorgfältig
kontrolliert werden, das optische Substrat muß geschnitten und
exakt auf die benötigte Kopplungslänge poliert werden. Aus diesen
Gründen wird die Struktur von Fig. 1 als die bevorzugte
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in Betracht gezogen.
Es soll angemerkt werden, daß, um sowohl eine Leistungsverteilung
als auch eine Signalpolarisation in Übereinstimmung mit der
vorliegenden Erfindung zu ermöglichen, die komplette Symmetrie
entlang der X-Achse gewahrt werden muß, wie das durch die
gestrichelte Linie in Fig. 1 veranschaulicht ist. Wie im
Folgenden genau erklärt wird, kann eine Elektrodenkonfiguration
30, die eine erste Elektrode 32 und eine zweite Elektrode 34
enthält, über dem Wellenleiter 12, 14 und 16 ausgebildet werden,
wie in Fig. 1 dargestellt, um eine Feinabstimmung der
Ausgangssignale des Bauteils 10 zu erreichen, wobei die erste
Elektrode 32 an eine erste externe Stromversorgung (nicht
gezeigt), und eine zweite Elektrode 34 an eine zweite externe
Stromversorgung (nicht gezeigt) angeschlossen ist.
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Um die Betriebsweise der Anordnung nach der vorliegenden Erfindung
zu verstehen, wird ihre Fähigkeit, für eine Leistungsverteilung zu
sorgen, zuerst diskutiert, eine Diskussion des Aspektes der
Polaristaionsverteilung folgt. Die Leistungsverteilung mit einem
3·3 gerichteten Koppler ist in den Fachkreisen hinreichend
bekannt, der Leser wird auf eine beliebige der zuvor zitierten
Referenzen von Sheem für eine vollständige Beschreibung verwiesen.
Die folgende Beschreibung wird nur zur Verfügung gestellt, um ein
Grundverständnis für den Betrieb der vorliegenden Erfindung zu
vermitteln. Im allgemeinen Fall eines 3·3 Richtkopplers wird die
Leistung E² des Kopplers 10 bestimmt durch die Beziehung zwischen
der komplexen Amplitude E(z), die aus jeder der drei Wellenleiter
hervortritt und der komplexen Amplitude E(O), am Eingang jedes der
drei Wellenleiter, wobei E(Z) Funktion von E(O) ist. Die Beziehungen
können in der folgenden Form ausgedrückt werden (der Index 1
bezieht sich auf den Wellenleiter 14, der Index 2 bezieht sich auf
den Wellenleiter 12, und der Index 3 bezieht sich auf den
Wellenleiter 16):
-
wobei Z die Entfernung entlang der Führung ist,
-
A = ½ cos (αZ) - i(β&sub1;-β&sub2;) sin(αZ)/4α,
-
B = i sin(αZ)/α,
-
φ = (β&sub1; + β&sub2;) Z/2,
-
R = (β&sub1;-β&sub2;) Z/2,
-
a = [(β&sub1;-β&sub2;)² + 8 ²] ½/2,
-
wobei der Kopplungskoeffizient zwischen benachbarten Führungen
ist, und βn als die Konstante des Lichtes in der n-ten Führung
definiert ist. Für die Leistungsverteilungszwecke der vorliegenden
Erfindung, wird β&sub1;(für Wellenleiter 14) dahingehend eingeschränkt,
daß es gleich zu β&sub3;(für Wellenleiter 16) ist. Um eine
Leistungsverteilung bei Verwendung dieser 3·3 Anordnung zu
erreichen, wird das gesamte Eingangssignal an den
Zentralwellenleiter angelegt, der als Wellenleiter 12 in Fig. 1
definiert ist. Die obige Matrix kann aus diesem Grund dann
umgeschrieben werden als:
-
die sich auf
-
reduziert.
-
Auf diese Art ist gezeigt, daß die Energie am Ausgang des
Welleneiters 14 (B), gleich ist zu der von Wellenleiter 16 (B)
ist, wobei beide von diesen gleich exp (-iΦ) i sin (αz)/α sind.
Die Fig. 2 bis 4 enthalten Darstellungen, die die verschiedenen
Ausgangssignale des Bauteils 10 als eine Funktion der Differenz
zwischen den Ausbreitungskonstanten β&sub1; für die äußeren Wellenleiter
14, 16 und β&sub2; für den mittleren Wellenleiter 12, veranschaulichen.
Fig. 2 veranschaulicht die Bedingungen für den Fall daß die
Ausbreitungskonstanten aller drei Führungen gleich sind (d. h.,
β&sub1;-β&sub2;) = Δβ = 0). Es ist zu beachten, daß, solange die
Ausbreitungskonstanten für die äußeren Wellenleiter 14 und 16
gleich bleiben, die Leistungsintensitäten der Wellenleiter 14 und
16 aufeinander abgestimmt bleiben. Wie gezeigt wird für eine
vorbestimmte Bauteillänge L praktisch die gesamte
Signalintensität, die in dem mittleren Wellenleiter 12 vorhanden
ist, in die äußeren Wellenleiter 14 und 16 gekoppelt. Diese Länge
L wird als die Kopplungslänge des Bauteils definiert. Bezugnehmend
auf Fig. 3, die ein Δβ von 0.0005 besitzt kann für dieselbe
Kopplungslänge L entnommen werden, daß einige Energie immer noch
am Ausgang des mittleren Wellenleiters 12 verbleibt. Jedoch wird
für diesen Anteil angenommen, daß er für die meisten Anwendungen
vernachlässigbar ist. Ein großes Δβ das bedeutet, einen großen
Unterschied in der Ausbreitungskonstanten des mittleren
Wellenleiters 12 im Vergleich zu der des Wellenleiters 14, 15
- wird zu einem virtuellen Verlust der Kopplung zwischen dem
Eingangssignal und den Wellenleitern 14 und 16 führen. Dies ist im
Schaubild von Fig. 4 gezeigt, das für ein Δβ von 0,01 berechnet
wurde. Es ist zu bemerken, daß in allen drei Fällen, solange die
Ausbreitungskonstante für die Wellenleiter 14 und 16 gleich
bleiben, die Leistungsintensitäten von Wellenleiter 14 und 16
aufeinander abgestimmt bleiben. Diese Charakteristik wird als
unabhängig von Δβ erkannt. Dieses Merkmal einer 3·3
Wellenleiteranordnung erlaubt es, daß das Bauteil 10 als ein
effektiver Strahlteiler arbeitet. Der Dreiwellenleiter
Richtkoppler ist eine Komponente, die brauchbar ist, falls man die
Intensität von Licht gleichmäßig aufteilen möchte. Die Phase
zwischen den zwei äußeren Wellenleitern 14, 16 ist identisch.
Dieses Merkmal verhindert das oben diskutierte Vorphasenproblem.
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Wie oben erwähnt, läßt das Bauteil 10 der vorliegenden Erfindung
nicht nur die Leistungsverteilung zu, sondern auch die
Polaristationsverteilung, wie in Fig. 1 veranschaulicht. Wie oben
dargestellt, enthält das einfallende Licht sowohl TE (transversal
elektrische) und TM (transversal magnetische)
Polaristationskomponenten. Die Ausgangssignale der Wellenleiter
12, 14 und 16 sind jedoch in Bezug auf die Polarisation
vollständig getrennt, wobei das Licht, das aus dem zentralen
Wellenleiter 12 heraustritt, nur aus der TE Polarisation besteht
und die verbleibende TM Polarisation zwischen den Wellenleitern 14
und 16 gleichmäßig aufgeteilt ist (die Gleichheit der Aufteilung
ist ein Ergebnis des Leistungsverteilungsvermögens des Bauteils 10
wie es oben diskutiert wurde).
-
Um einen Polarisationsverteiler in Übereinstimmung mit der
vorliegenden Erfindung zur Verfügung zu stellen, ist es notwendig,
sowohl den Abstand d zwischen dem Satz von Wellenleitern als auch
die vollständige Kopplungslänge L der 3·3 Anordnung zu
berechnen.
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In einem ersten Schritt des Berechnungsganges nimmt man an, daß
die drei Wellenleiter vollständig colinear sind und eine
Anordnung, wie in Fig. 5 veranschaulicht, bilden. Wie oben
angegeben, kann diese Anordnung dazu verwandt werden, die
vorliegende Erfindung auszuführen, obwohl sie nicht als eine
bevorzugte Alternative in Erwägung zu ziehen ist. In diesem Fall
ist in einem Satz von drei Wellenleitern 120, 140 und 160 jeder
von diesen von dem anderen durch einen vorbestimmten Abstand D
getrennt, und umfaßt eine vorbestimmte Länge L&sub1;. Für die
vorliegenden Ziele wird angenommen daß die ganze TM-Polarisation
des Eingangssignals der zentralen Führung 120 auf die äußeren
Führungen 140 und 160 übertragen wird. Es ist in Fachkreisen
bekannt, daß ein Paar von Wellenleitern mit einer physikalischen
Länge L&sub1;, die gleich der Kopplungslänge lTM des Eingangssignals
ist, verwandt werden muß, um diese vollständige Übertragung zu
erzielen. Folglich ist für den Fall der vollständigen
Polarisationsübertragung zwischen einem Paar von Führungen L&sub1;/lTM
= 1. Für die vorliegende Dreiwellenleiter-Ausführungsform teilt
sich diese Polarisation jedoch leistungsmäßig zwischen dem Paar
der äußeren Wellenleiter 140 und 160 auf. Folglich wird die oben
definierte Beziehung umgeschrieben, um eine Länge l'TM für ein
Dreiwellenleiter-System zu definieren, von der gezeigt werden kann
daß l'TM = lTM 2 ist. Um für einen vollständigen Übertrag der TM
Polarisation zwischen der zentralen Führung 120 und den äußeren
Führungen 140 und 160 zu sorgen: wird die gewünschte Beziehung
folglich:
-
Um die TE-Polarisation im zentralen Wellenleiter 120 zu erhalten,
wird eine physikalische Länge L&sub1; benötigt, die der zweifachen
Kopplungslänge lTE des Eingangssignals entspricht. Dies führt
bei Benutzung derselben Dreiwellenleiter-Analysen, die oben
diskutiert wurden, auf die folgenden Gleichungen:
-
Diese zwei Gleichungen sind für die Analyse der vorliegenden
Erfindung wichtig. Im allgemeinen kann die Kopplungslänge 1 als
-
l = l&sub0; exp (d/γ) (1)
-
ausgedrückt werden, wobei γ als die laterale evaneszente
Eindringtiefe des Wellenleiters, und 10 als die für einen Satz
von Anfangsparametern festgesetzte Kopplungslänge definiert ist.
Beide Größen sind Funktionen des Materials und des Prozesses, der
dazu verwandt wird, das Bauteil 10 zu bilden. Zusätzlich werden
sowohl γ als auch l&sub0; verschiedene Werte für die TE und die TM
polarisierten Moden besitzen. Gleichung 1 kann bei den oben
diskutierten Nebenbedingungen für die TM und die TE
Kopplungslängen simultan sowohl für die TM wie für die TE Mode
gelöst werden, um die benötigte Lückenentfernung d, zu ergeben die
notwendig ist, um diese Polaristationstrennung durchführen zu
können. Mit Umschreiben von Gleichung (1) für den TM-Modentransfer
erklärt man:
-
und mit Umschreiben von Gleichung 1 für die TE-Modenerhaltung:
-
Mit Reduzieren der Gleichungen (1TM) und (1TE) kann die folgende
Gleichung erhalten werden:
-
Für einen beispielhaften TM-Fall sei l0TE = 275 um und γTM = 1,9 um.
-
Für einen beispielhaften TE-Fall sei l0TE = 585 um und γTE = 3.5 um.
-
Die Lösung der Gleichung (2) unter Verwendung dieser Werte ergibt
damit für die Lückenentfernung d ungefähr 6 um. Dieser Wert, d = 6 um
kann dann mit Gleichung (1) dazu benutzt werden, nach L&sub1;
aufzulösen.
-
Es soll jedoch erwähnt werden, daß diese Werte nur gültig sind für
die colineare Dreiwellenleiter-Anordnung, die in Fig. 5
veranschaulicht ist. Für die Wellenleiter-Anordnung der
bevorzugten Ausführungsform von Fig. 1 müssen zusätzliche
Analysen, die auf die Kurven 20, 22, 24 und 26 in dieser Struktur
Bezug nehmen, durchgeführt werden.
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Fig. 6 veranschaulicht, einen Teil der Struktur des Bauteiles 10,
im speziellen die Wellenleiter 12 und 14 mit der Krümmung 24 im
Wellenleiter 14. Wie oben bemerkt, ist die Krümmung 24 eine mäßig
S-förmige Kurve, die dazu dient, die Entfernung zwischen dem
Wellenleiter 12 und 14 von dem vorbestimmten Wert d auf einen
maximalen Wert D zu erhöhen, wobei angenommen wird, daß zwischen
dem Wellenleiter 12 und dem Wellenleiter 14 keine Kopplung
besteht, falls sie durch die Entfernung D getrennt sind. Die
Kopplungslänge L'' des kurvenförmigen Abschnittes 24 kann unter
Verwendung der folgenden Gleichung berechnet werden:
-
die eine stufenweise lineare Approximation der Form der Kurve 24
darstellt. Wie in Fig. 6 gezeigt, stellt dn die inkrementale
Trennung zwischen dem Wellenleiter 12 und 124 dar und L''n stellt
eine kurze Länge dar, die dazu benutzt wird, die tatsächliche
Kopplungslänge zu berechnen. Führt man diese Art der stufenweisen
Approximation aus, so zeigt sich, daß dann, wenn die Stufengröße
abnimmt, die Anpassung der Approximation an die tatsächliche Form
der Krümmung 24 verbessert ist. Mit den Beziehungen, wie sie oben
definiert sind, muß Gleichung 3 separat jeweils für die TE und die
TM Mode gelöst werden. D. h., um L''TM zu finden, wird Gleichung
(3) umgeschrieben als
-
und um L''TE zu finden, wird Gleichung (3) umgeschrieben als
-
Da die vollständige Struktur des Bauteils 10 drei Wellenleiter
enthält, muß jede der Lösungen von Gleichung (3) mit dem Faktor 2
multipliziert werden. Zusätzlich muß, wenn die Wellenleiter 14 und
16 jeweils zwei Krümmungen enthalten, die Kopplungslänge mit zwei
multipliziert werden, um zu der endgültigen Lösung 2 2L'' zu
gelangen. Ein beispielhafter Satz an Werten ist:
-
L''TM /L'TM = 0,353 um und L''TE /L'TE = 0,839 um.
-
Die Ergebnisse von Gleichung (3) werden dazu verwandt, die
Kopplungslänge L' des zentralen Teils des Bauteils 10, wie in
Fig. 1 veranschaulicht, zu bestimmen. Wie oben für die colineare
Anordnung von Fig. 5 diskutiert, muß um eine vollständige
Übertragung der TM Polarisation von der zentralen Führung auf das
äußere Paar an Führungen zu erhalten, die physikalische Länge L
des Bauteils gleich einer (oder alternativ eine ungerade Zahl von)
Kopplungslänge(n) L'TM (L/l'TM = 1) sein.
-
Um die TE Polarisation in der zentralen Führung 12 aufrecht zu
erhalten, muß die physikalische Länge L des Bauteils 10 gleich
zwei (oder eine gerade Zahl von) Kopplungslänge(n) L'TE (L/L'TE = 2)
sein. Diese zwei Zwangsbedingungen für die physikalische Länge L
des Bauteils 10 kann somit in Verbindung mit der Lösung von
Gleichung 3 dazu benutzt werden, die benötigte Länge L' des
mittleren Teiles des Bauteils 10, wie in Fig. 1 veranschaulicht,
zu bestimmen.
-
Im einzelnen gilt:
-
oder
-
und (4)
-
oder
-
Folglich muß, um den Wert von L' zu finden, Gleichung 1 gelöst
werden, um damit die Werte von l'TM und l'TE zu ermitteln.
-
Bezugnehmend auf Gleichung (1)
-
wobei zum Beispiel l0TM = 275 um, γTM = 1,9 um, und d = 6 um
ist. Es soll daran erinnert werden, daß diese Werte nur
beispielhaft sind, und zur Erläuterung benutzt werden. Lösen der
Gleichung (1TM) mit diesen Werten ergibt lTM = 6468,28 um. Daher
ist l'TM = 4573,7 um, da
-
Für die TE Polarisation, wird Gleichung (1) umgeschrieben als
-
wobei zum Beispiel l0TE = 585 um, γTE = 3,5 um und d = 6 um
ist. Ersetzen dieser Werte in Gleichung (1TE) ergibt lTE =
3248,33 um.
-
Deswegen ist
-
Die Aufnahme dieser Ergebnisse in Gleichung (4) ergibt eine
endgültige Länge L von ungefähr 2959 um für die TM Polarisation
und für die TE Polarisation ergibt sich eine Länge L von ungefähr
2664 um. Der Unterschied zwischen diesen beiden Werten kann der
anfänglichen Näherung für d, zugeschrieben werden, das auf einem
Verhältnis von TE zu TM, das an einer speziellen Lücke koppelt,
basiert, wo in Wirklichkeit eine Anzahl von verschiedenen Lücken
in Folge der Wellenleiterkrümmung existieren. Übereinstimmung
zwischen diesen zwei Werten kann durch Abgleich sowohl der
Lückenentfernung d als auch der Länge L' erreicht werden.
Wie oben erwähnt, kann auch ein externes Feld an die Platten 32
und 33 angelegt werden, um die Größe der Entkopplung zwischen der
TM und TE Mode abzustimmen. Die spezielle Elektrodenstruktur, die
in Fig. 1 veranschaulicht ist, wird dazu benutzt,
sicherzustellen, daß die beiden äußeren Wellenleiter 14 und 16
dasselbe elektrische Feld in Bezug auf den mittleren Wellenleiter
12 sehen. Dies ist erforderlich, um eine gleichmäßige
Leistungsverteilung zwischen den Elektroden 14 und 16
sicherzustellen. Eine relativ kleine Spannung kann angelegt
werden, um ein Polarisationsverhältnis von -30 dB zu erreichen,
wobei das Polarisationsverhältnis als die Größe der
nichtgewünschten TE-Polarisation, die im Wellenleiter 14 und 16
anwesend ist, dividiert durch die vollständige TE-Polarisation,
die in allen drei Wellenleitern anwesend ist, definiert ist. Es
soll jedoch bemerkt werden, daß bei weniger strengen Anforderungen
an das Polarisationsverhältnis, das Anlegen eines externen Feldes
üblicher weise nicht nötig sein wird.