DE3614042C2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- DE3614042C2 DE3614042C2 DE3614042A DE3614042A DE3614042C2 DE 3614042 C2 DE3614042 C2 DE 3614042C2 DE 3614042 A DE3614042 A DE 3614042A DE 3614042 A DE3614042 A DE 3614042A DE 3614042 C2 DE3614042 C2 DE 3614042C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- capacitor
- filter
- capacitors
- switch
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/004—Switched capacitor networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
Die Erfindung geht aus von einem Filter
nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Es ist bekannt, daß Eingangssignale, die abtastenden
Datensystemen (schrittweise abtastenden Systemen), wie
beispielsweise Filter mit geschalteten Kondensatoren, zugeführt
werden, bandbegrenzt werden müssen, um Parallelsignale
zu vermeiden. Üblicherweise werden Parallelsignale
unterdrückende Vorfilter mit der Eingangsstufe eines Filters
mit geschalteten Kondensatoren verbunden. Für Tiefpaßfilter
mit geschalteten Kondensatoren, die mit einer bestimmten
Abtastfrequenz arbeiten und eine bestimmte Grenzfrequenz
aufweisen, ist es erforderlich, die Eingangssignale
auf Frequenzen zu begrenzen, die nicht größer sind als
die Abtastfrequenz abzüglich der vorerwähnten Grenzfrequenz.
Bekannte, analog arbeitende, Parallelsignale unterdrückende
Filter weisen die Form von aktiven RC-Filtern auf,
welche zusammen mit dem Filter, das geschaltete Kondensatoren
aufweist, auf einem gemeinsamen Chip hergestellt
werden. Diese RC-Filter werden in Polysilicium- oder
Diffusionsschichten des Chips untergebracht, was zu
dem Nachteil führt, daß sie mit großen Toleranzen behaftet
sind und somit schlechte Filtereigenschaften
aufweisen.
Bei einer anderen Art Parallelsignale unterdrückender
Filter werden externe und nachträglich zu trimmende
RC-Filter verwendet. Diese Alternative weist allerdings
den Nachteil auf, daß die Herstellkosten eines solchen
externen RC-Filters größer sind als diejenigen des Filters
mit geschalteten Kondensatoren. Weiterhin weisen
monolytische aktive RC-Filter eine relativ hohe Polfrequenz
auf, verursacht durch die Herstelltoleranzen
bei den Kondensatoren und Widerständen.
Eine Alternative bietet sich dadurch an, die Abtastfrequenz
des Filters mit geschalteten Kondensatoren zu erhöhen,
wodurch der Durchlaßbereich des Parallelsignale unterdrückenden
Filters wesentlich vergrößert werden kann
mit dem Ergebnis, daß das Parallelsignale unterdrückende
Filter aus einem relativ billigen RC-Filter bestehen
kann. Durch die Erhöhung der Abtastfrequenz des Filters
mit geschalteten Kondensatoren entsteht jedoch der Nachteil,
daß der Kapazitätsbereich der verschiedenen erforderlichen
Kondensatoren erhöht wird und außerdem das Filter eine
erhöhte Empfindlichkeit gegenüber parasitären Kondensatoren
aufweist, wodurch die Empfindlichkeit des Filters beeinträchtigt
wird.
Eine weitere Alternative besteht darin, die Abtastfrequenz
lediglich der Eingangsstufe des Filters mit geschalteten
Kondensatoren zu erhöhen, wobei zuvor eine Vorfilterung
durch ein billiges analoges, Parallelsignale unterdrückendes
Filter erfolgt ist. Diese Art der Filterung wird
als Dezimation bezeichnet.
Durch Abtasten eines bandbegrenzten Eingangssignals
mit einer ersten Frequenz, die ein ganzzahlig Vielfaches
der Abtastfrequenz des Filters mit geschalteten Kondensatoren
beträgt, erscheinen Übertragungsfunktionsnullstellen
in der Übertragungsfunktion des Filters
mit geschalteten Transistoren bei Unterresonanzfrequenzen
der ersten Frequenz auf. Das vorgeschaltete Parallelsignale
unterdrückende Filter braucht daher das Eingangssignal
lediglich auf Frequenzen zu begrenzen, die geringer
sind als die erste Frequenz abzüglich der Grenzfrequenz
des Filters mit geschalteten Kondensatoren.
Eine derartige Dezimationstechnik ist beschrieben im
Artikel "Switch-Capacitor Decimation and Interpolation
Circuits", erschienen in IEEE Transactions on Circuits
and Systems, Band CAS-27, Nr. 6, Juni 1980, Seiten 509
bis 514. Bei der dort beschriebenen Technik wird das
Eingangssignal mit der zweifachen Frequenz abgetastet,
mit der das Filter mit geschalteten Kondensatoren arbeitet.
Hierbei wird eine Dezimation ausgeführt und demgemäß
eingangsseitig ein Parallelsignale unterdrückendes
Analogfilter benötigt, um die Bandbreite des Eingangssignals
auf eine Frequenz zu begrenzen, die vom Zweifachen
der Abtastfrequenz abzüglich der Grenzfrequenz des Filters
mit geschalteten Kondensatoren ist.
Bei dieser Schaltung treten jedoch infolge der Verbindungen
innerhalb des integrierten Schaltkreises Streukapazitäten
auf. Diese Streukapazitäten führen zu einer begrenzten
Bedämpfung der Eingangssignalfrequenzen bei der Abtastfrequenz.
Es ist jedoch, wie vorerwähnt, wünschenswert,
daß die Filterübertragungsfunktion bei der Abtastfrequenz
einen Nullwert aufweist, d. h. eine unbegrenzte Bedämpfung,
da sonst Parallelsignale auftreten.
Eine weitere Dezimationstechnik ist beschrieben im Artikel
"Integrated Switched-Capacitor Low-Pass Filter With Combined
Anti-Aliasing Decimation Filter For Low Frequencies",
erschienen in IEEE Journal of Solid-State Circuits,
Band SC-17, Nr. 6, Dezember 1982, Seite 1024.
Die dort beschriebene Schaltung vermeidet die Nachteile
der vorerwähnten Streukapazitäten, erfordert jedoch eine
komplizierte Taktsignalerzeugung, um das Eingangssignal
mit einer Frequenz abtasten zu können, die ein Mehrfaches
der Filterabtastfrequenz beträgt.
Diese zuletzt erwähnte Schaltung ist durchaus für Systeme
geeignet, bei denen mit relativ geringen Frequenzen
gearbeitet wird, sie ist jedoch ungeeignet bei Systemen,
die eine hohe Eingangssignalfrequenz aufweisen, wie
beispielsweise bei digitalen Signalübermittlungssystemen.
Beispielsweise beträgt die digitale Signalübermittlungsfrequenz
2,56 MHz, wobei dann die Zeitdauer für eine
Abtastung zur Ladung der Kondensatoren und zur Verarbeitung
der Ladungen für ein Ausgangssignal nur etwa 200 nsec
beträgt. Die Signalabtastung und anschließende Signalverarbeitung
stößt somit an nicht zu bewältigende Grenzen.
Bei dem Filter, von dem die vorliegende Erfindung ausgeht
und das in dem Artikel von ERIKSSON, S.: "SC FILTER CIRCUIT
WITH DECIMATION OF SAMPLING FREQUENCY", in: ELECTRONICS
LETTERS, 23. Mai 1985, S. 484-485 beschrieben ist, ist ein
weiterer Kondensator vorgesehen, der einerseits mit dem
zweiten Schalter und andererseits mit Masse verbunden ist.
Wegen dieses weiteren Kondensators ist auch hier eine Streukapazität
vorhanden mit dem vorerwähnten Nachteil einer begrenzten
Bedämpfung und damit dem Auftreten von Parallelsignalen.
Bei dem in der FR 25 55 377 beschriebenen Filter sind
vier Kondensatoren vorgesehen, von denen in einem Takt zwei
Kondensatoren einerseits mit dem Eingang eines Integrators
verbunden sind, von denen der eine Kondensator andererseits
an Masse liegt und der andere mit einem Eingang des Filters
verbunden ist. Bei den beiden anderen Kondensatoren ist
in diesem Takt der eine Kondensator beidseits mit Masse
verbunden, während der andere Kondensator einerseits an
Masse liegt und andererseits mit dem gleichen Filtereingang
verbunden liegt. Im nächsten Takt nehmen die Kondensatoren
paarweise die Schaltzustände des ersten Takts der jeweils
anderen Kondensatoren ein. Da hier nur ein Filtereingang
vorgesehen ist, tritt das Problem der Löschung von Parallelsignalen
nicht auf.
Es besteht die Aufgabe, das eingangs genannte Filter so
zu verbessern, daß Parallelsignale gelöscht werden, um den
Dynamikbereich der von den symmetrischen Adern zugeführten
Signale zu verbessern.
Gelöst wird diese Aufgabe mit den kennzeichnenden Merkmalen
des Anspruches 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen
sind den Unteransprüchen entnehmbar.
Hierdurch ergibt sich ein Dezimationsfilter, das die
Nachteile der bekannten Parallelsignale unterdrückenden
Filter vermeidet, nämlich hohe Abtastfrequenzen oder
teure Analogfilter. Das Filter ist insbesondere geeignet,
bei Anlagen, wo das abzutastende Signal einem Datensystem
zugeführt wird, das mit hoher Abtastfrequenz arbeitet.
Durch den Schaltungsaufbau werden Streukapazitäten eliminiert,
so daß es nicht erforderlich ist, eine komplizierte
Taktschaltung zu verwenden.
Ein Ausführungsbeispiel wird nachfolgend anhand der
Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 den schematischen Aufbau des Dezimiationsfilters
und
Fig. 2 ein Zeitdiagramm der Taktsignale.
Das Eingangssignal, das an ein abtastendes Datensystem,
wie beispielsweise an ein Filter mit geschalteten Kondensatoren
anzulegen ist, wird zuvor durch ein einfaches
Parallelsignale unterdrückendes, analog arbeitendes
RC-Tiefpaßfilter gefiltert und dann während beider
Phasen eines Abtasttaktsignals abgetastet. Durch das
Abtasten des Eingangssignals in beiden Phasen des Abtasttaktsignals,
wird das Signal mit der doppelten Frequenz
dse Abtasttaktsignals abgetastet, woraus eine Dezimation
resultiert. Die abgetasteten Signalanteile werden integriert,
gefiltert und abermals abgetastet mit der Frequenz des
abtastenden Datensystems, die gleich der halben Frequenz
des Abtasttaktsignals ist.
Die Fig. 1 zeigt das mit geschalteten Kondensatoren
arbeitenden Dezimierungsfilter, der über die Anschlüsse
L IN und L AUS an einen Transformator T₁ angeschlossen
ist, der seinerseits an eine symmetrische Leitung
angeschlossen ist, wie an die a- und b-Adern. Der
von der Linie 1-1 linksseitige Teil der Schaltung
ist nicht Gegenstand der Erfindung, zeigt jedoch
einen typischen Anschluß eines solchen Filters. Ein
Anschluß T x ist verbunden mit dem Anschluß L AUS und
über einen Widerstand R AUS mit dem Transformator
T₁ und dem Anschluß L IN.
Signale, die am Anschluß L IN auftreten, sind in erster
Linie Signale, die von einer entfernten Signalquelle
stammen, wie beispielsweise vom Telefonapparat eines
anderen Teilnehmers und die über die a- und b-Adern
zugeführt werden. Die an diesem Anschluß auftretenden
Signale bestehen jedoch auch aus einer verminderten
Version der am Anschluß T x auftretenden Signale,
die über den Widerstand R AUS zugeführt werden.
Ein am Anschluß L IN ankommendes Signal wird durch
ein übliches RC-Filter gefiltert und sodann über
die Transistorschalter 2, 3 ersten Anschlüssen von
Kondensatoren 5 und 7 zugeführt. Ein Signal, das
am Anschluß L AUS anliegt, wird ebenfalls durch ein
gewöhnliches RC-Filter 8 gefiltert und sodann über
die Transistoren 9 und 11 den ersten Anschlüssen
von Kondensatoren 13 und 15 zugeführt. Die ersten
Anschlüsse dieser Kondensatoren 5, 7, 13, 15 sind
über jeweils einen Transistorschalter 17, 19, 21,
23 mit Masse verbindbar.
Bei einem Prototyp wiesen die Kondensatoren 5 und
7 die doppelte Kapazität der Kondensatoren 13 und
15 auf, um rudimentäre Echosignale zu löschen, die
von Ausgangssignalen am Anschluß T x stammen und dem
Anschluß L IN zugeführt werden.
Die zweiten Anschlüsse der Kondensatoren 5, 13 sind
zusammengeschaltet und liegen über einen Transistorschalter
25 am Invertereingang eines Operationsverstärkers
27 an, wobei die gemeinsamen Anschlüsse dieser
Kondensatoren über den Transistorschalter 29 auch
mit Masse verbindbar sind. Die zweiten Anschlüsse
der Kondensatoren 7 und 15 sind ebenfalls mit dem
Invertereingang des Operationsverstärkers 27 über
den Transistorschalter 31 und über den Transistorschalter
33 mit Masse verbindbar.
Zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 27
und seinem Invertereingang ist ein Integrationskondensator
35 geschaltet. Der Nichtinvertereingang des
Verstärkers 27 liegt an Masse. Parallel zum Inte
grationskondensator 35 und in Serie mit dem Transistorschalter
39 und 41 ist ein Rückkopplungskondensator
37 geschaltet, dessen beide Anschlüsse über Transistorschalter
43 und 45 mit Masse verbundbar sind. Die
Transistorschalter 39 und 41 sind mit jeweils einem
Anschluß des Kondensators 35 verbunden.
Der Ausgang des Operationsverstärkers 27 ist über
einen Transistorschalter 47 verbunden mit einem geschalteten
Kondensatorfilter 49, das einen Ausgangs
signalanschluß RX und einen Takteingang aufweist,
dem ein Taktsignal R 3 zugeführt wird. Anstelle des
geschalteten Kondensatorfilters 49 kann auch ein
Datenabtastsystem vorgesehen sein.
Jede der vorerwähnten Transistorschaltungen weist
einen Steuereingang auf, dem Taktsignal R 1 oder
R 2 oder R 3 zugeführt werden. Bei den Transistorschaltern
handelt es sich bevorzugt um CMOS-Transmissionsgatter,
bestehend aus einem Paar von NMOS und PMOS-
Transistoren, die von den Taktsignalen R 1, R 2 oder
R 3 gesteuert werden. Logische Umkehrsignale der Signale
R 1, R 2 und R 3 werden weiterhin weiteren Steuereingängen
der Transmissionsgatter zugeführt, was jedoch der
übersichtlichkeitshalber nicht dargestellt ist. Nachfolgend
wird die Signalverarbeitung beschrieben,
wenn Signale am Anschluß L IN auftreten, wobei bei
der nachfolgenden Beschreibung die Signale nicht
berücksichtigt werden, die am Anschluß L AUS auftreten.
Das am Anschluß L IN auftretende Signal wird vom Filter
1 gefiltert, wobei der augenblickliche Spannungswert
des Signals, das am Anschluß L IN auftritt und vom
Filter 1 gefiltert ist, während der ersten positiven
Halbwelle des Taktsignals R 1 den Kondensator 5 auflädt.
Dies wird mittels der Transistorschalter 2, 29 bewirkt.
Gleichzeitig wird der Kondensator 7 über den Schalter
23 nach Masse entladen. Eine Ladung, gleich der vom
Kondensator 7 entfernten Ladung, jedoch mit entgegengesetzter
Polarität, wird über den Transistorschalter
31 dem Integrationskondensator 35 zugeführt.
Bei der darauffolgenden positiven Halbwelle des Taktsignals
R 2 wird der Kondensator 7 über die Schalter
3, 33 auf die Spannung des Signals aufgeladen, das
am Anschluß L IN auftritt und vom Filter 1 gefiltert
ist. Hierbei wird der Kondensator 5 über den Schalter
17 entladen, so daß eine gleiche Ladung jedoch entgegengesetzter
Polarität über die Schalter 25, 39 und 41 im Integrationskondensator
35 und im Rückkopplungskondensator 37
induziert wird.
Die Spannung, die über dem Kondensator 35 und am
Ausgang des Integrators 50 auftritt, wird mit V AUS,n
bezeichnet, deren Wert wie folgt dargestellt werden
kann
V AUS,n = [V AUS,n-1/2] - [AV AUS,n ]-[BV IN,n ]
Hierbei stellen dar V AUS,n - 1/2 die Spannung über
dem Kondensator 35 zum Zeitpunkt n - 1/2 gemäß Fig. 2
dar, A bezeichnet das Verhältnis der Kapazitäten
des Rückkopplungskondensators 37 und des Integrationskondensators
35, B das Kapazitätsverhältnis des Kondensators
5 (oder des Kondensators 7) zum Integrationskondensator
35 und der Ausdruck V IN,n bezeichnet
die Augenblicksspannung zum Zeitpunkt n am Anschluß
L IN.
Die obengenannte Gleichung kann auch ausgedrückt
werden durch folgende Gleichung:
V AUS = V AUS z -1/2-AV AUS -BV IN
wobei der Ausdruck z -1/2 eine halbe Abtastverzögerung
des Taktsignals R 1 bzw. R 2 bedeutet.
Während der darauffolgenden positiven Halbwelle des
Taktsignals R 1, entsprechen n + 1/2 in Fig. 2, wird
der Kondensator 5 abermals auf die gefilterte Augenblicksspannung
am Anschluß L IN aufgeladen. Hierbei
wird der Kondensator 7 wiederum entladen, wodurch
eine entsprechende Ladung entgegengesetzter Polarität
im Integrationskondensator 35 induziert wird, jedoch
findet keine Ladung des Kondensators 37 statt, der
über die Schalter 39 und 41 vom Kondensator 35 abge
trennt ist. Vielmehr wird jetzt dieser Kondensator
37 über die Schalter 43 und 45 entladen.
Die Ausgangsspannung, die nunmehr zum Zeitpunkt n + 1/2
am Integrator 50 und damit über den Kondensator 35
auftritt, ist nunmehr folgende
V AUS,n + 1/2 = [V AUS,n ] - [BV IN,n + 1/2]
Diese Gleichung kann auch ausgedrückt werden durch
die Gleichung
V AUS z -1/2 = V AUS z -1 BV IN z -1/2 .
Es ist zu bemerken, daß bei den beiden letztgenannten
Gleichungen im Vergleich zu den beiden erstgenannten
Gleichungen der Rückkopplungswerr AV AUS nicht mehr
vorhanden ist, der also zum Zeitpunkt n noch vorhanden
war. Dies ist darauf zurückzuführen, daß der Rückkopplungskondensator
37 vom Schaltkreis abgetrennt
und entladen ist. Hieraus ergibt sich, daß während
der positiven Halbwellen des Taktsignals R 1 keine
Filterfunktion ausgeführt wird.
Die erste Frequenzbeziehung kann algebraisch umgeformt
werden und führt zur Übertragungsfunktion
Hierbei stellt der Ausdruck 1 + z -1/2 die Dezimierungs-
bzw. Dämpfungsübertragungsfunktion und der Ausdruck
die bekannte Tiefpaßfilterübertragungsfunktion
dar.
Der Ausgang des Integrators 50 wird über den Schalter
47 während der positiven Halbwellen des Taktsignals
R 3 abgetastet, welches synchronisiert ist mit der
Taktfrequenz des geschalteten Kondensatorfilters 49
und zusätzlicher getakteter Schaltungen, wie beispielsweise
Digital-Analog-Umsetzer, RAM-Speicher usw.,
die an den Anschluß RX angeschlossen sind.
Der Operationsverstärker 27 in Verbindung mit den Kondensatoren
35 und 37 übt eine bestimmte Ausregelzeit aus,
derart, daß während einer positiven Halbwelle des Taktsignals
R 3 der Ausgang des Integrators 50 sich auf
einen nicht veränderbaren Wert zu einem bestimmten Zeitpunkt
innerhalb der positiven Halbwelle des Signals
R 2 einstellt. Der Ausgang des Integrators 50 wird über
den Schalter 47 abgetastet, wenn dieser nicht veränderbare
Wert erreicht ist.
Bei der vorliegenden Schaltung wird also sowohl die
Dezimation als auch die Filterung ausgeführt, wobei
das Eingangssignal am Anschluß L IN zweimal erfaßt
wird, d. h. zu den Zeitpunkten n - 1/2 und n in Fig. 2,
für jede Halbwelle des Taktsignals R 1 oder R 2, was
in einer Dezimation durch zwei resultiert und hierbei
lediglich die Taktsignale R 1 und R 2 benötigt werden,
jedoch keinerlei zusätzliche höher frequenten Taktsignale,
wie dies beim Stand der Technik der Fall ist. Die Filter
1 und 8 werden benötigt, um das Eingangssignal bandmäßig
zu begrenzen auf Frequenzen unterhalb der Frequenz
von R 1 bzw. R 2, abzüglich der Eckfrequenz des geschalteten
Kondensatorfilters 49. Demgemäß können die Filter 1
und 8 als einfache RC-Filter ausgebildet sein.
Nachfolgend sei die Arbeitsweise im Zusammenhang mit
den Kondensatoren 13 und 15 betrachtet. Während der
positiven Halbwelle des Taktsignals R 1 wird der Kondensator
13 über die Schalter 19 und 29 entladen, während
der Kondensator 15 auf die Augenblicksspannung des
Signals am Anschluß L AUS über das Filter 8 und den
Transistorschalter 11 aufgeladen wird. Eine entsprechende
Ladung gleicher Polarität entwickelt sich über dem
Integrationskondensator 35 über den Schalter 31.
Bei der positiven Halbwelle des Taktsignals R 2 wird
der Kondensator 13 über das Filter 8 und den Schalter
9 auf die Spannung am Anschluß L AUS aufgeladen, wobei
über den Schalter 25 eine entsprechende Ladung über
den Kondensator 35 entsteht, während der Kondensator
15 über die Schalter 21 und 33 entladen wird.
Infolge der Phasenbeziehung der verschiedenen Schalttransistoren
und der Taktsignale R 1 und R 2 ergibt sich,
daß Signalabtastwerte des Signals am Anschluß L IN in
den Kondensatoren 5 und 7 gespeichert werden, wobei
deren Ladung mit umgekehrter Polarität dem Integrator
50 zugeführt wird. Signalabtastwerte des Signals am
Anschluß L AUS werden in den Kondensatoren 13 und 15
gespeichert und deren Ladung wird mit gleicher Polarität
dem Integrator 50 zugeführt. Somit haben die Kondensatoren
5 und 7 die Wirkung von negativen Widerständen, während
die Kondensatoren 13 und 15 die Wirkung von positiven
Widerständen haben.
Ein bekanntes Problem bei der Signalübertragung längs
symmetrischer Leitungen, wie beispielsweise den a-
und b-Adern einer Telefonleitung, ist das Phänomen
der Transhybridverluste, wobei eine verminderte Version
eines übertragenen Ausgangssignals am Anschluß T x am
Anschluß L IN auftritt. Die Amplitude des Ausgangssignals,
die hierbei am Anschluß L IN auftritt, ist etwa
halb so groß wie diejenige des ursprünglichen Ausgangssignals
am Anschluß T x, verursacht durch den Spannungsabfall
über den Ausgangswiderstand R AUS.
Wie zuvor erwähnt, weisen die Kondensatoren 5 und 7
bevorzugt die zweifache Kapazität der Kondensatoren
13 und 15 auf. Da die Kondensatoren 5 und 7 wie negative
Widerstände wirken haben sie effektive Widerstandswerte
von etwa der Hälfte derjenigen der Kondensatoren
13 und 15, welche als positive Widerstände wirken.
Demgemäß werden Transhybridverluste des Ausgangssignals,
die am Anschluß L IN auftreten, am Inverterausgang des
Operationsverstärkers 27 wirksam gelöscht, der als
Summenknotenpunkt wirkt.
Auf diese Weise werden rudimentäre Echosignale wirksam gelöscht
und dadurch der Dynamikbereich eines über die symmetrischen
Adern übertragenen Signals verbessert.
Abwandlungen der Schaltung sind ohne weiteres möglich.
Da die Schalter 25 und 39 sowie 29 und 45 die gleiche
Funktion ausüben, ist es möglich, die Schalter 39 und
45 entfallen zu lassen. Der erste Anschluß des Kondensators
37 kann mit dem Knotenpunkt der zweiten Anschlüsse
der Kondensatoren 5 und 13 verbunden sein.
Die Erfindung wurde beschrieben in bezug auf auf ein Dezimationsfilter
mit differentiellen Eingängen L IN und
L AUS zur Ausführung der Löschung rudimentärer Echosignale.
Die Schaltung ist jedoch auch anwendbar für andere
Anwendungsfälle, beispielsweise als einfaches Dezimations
filter mit nur einem Eingang, beispielsweise dem Eingang
L IN, wobei dann nur zwei Eingangskondensatoren und
die zugeordneten Schalter benötigt werden, beispielsweise
die Kondensatoren 5 und 13 und die Schalter 1,
9, 17, 19, 25 und 29.
Claims (4)
1. Filter mit einem ersten Eingangsanschluß und einem Integrator,
bei dem
zwischen dem ersten Eingangsanschluß und dem Integrator in Serie ein erster Schalter, ein erster Kondensator und ein zweiter Schalter und weiterhin in Serie ein dritter Schalter, ein zweiter Kondensator und ein vierter Schalter angeordnet sind,
die Schalter von einem Taktsignal betätigt werden, das in der einen Halbwelle über die Schalter den ersten Kondensator einerseits mit dem ersten Eingangsanschluß, andererseits mit Masse und den zweiten Kondensator einerseits mit Masse, andererseits mit dem Integrator verbindet und das in der anderen Halbwelle über die Schalter den ersten Kondensator einerseits mit Masse, andererseits mit dem Integrator und den zweiten Kondensator einerseits mit dem ersten Eingangsanschluß, andererseits mit Masse verbindet, und
die vom Integrator integrierten Signale mit einer Frequenz abgetastet werden, die halb so groß ist wie die Frequenz des Taktsignals,
dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Eingangsanschluß (L AUS) verhanden ist, dessen Eingangssignal mit verminderter Amplitude am ersten Eingangsanschluß (L IN) auftritt,
daß zwischen dem zweiten Eingangsanschluß (L AUS) und dem zweiten Schalter (25, 29) in Serie ein fünfter Schalter (9, 19) und ein dritter Kondensator (13) und zwischen dem zweiten Eingangsanschluß (L AUS) und dem vierten Schalter (31, 33) in Serie ein sechster Schalter (11, 21) und ein vierter Kondensator (15) angeordnet sind,
daß diese fünften und sechsten Schalter (9, 19; 11, 21) in der einen Halbwelle des Taktsignals den dritten Kondensator (13) mit Masse und den vierten Kondensator (15) mit dem zweiten Eingangsanschluß (L AUS) und in der anderen Halbwelle den dritten Kondensator (13) mit dem zweiten Eingangsanschluß (L AUS) und den vierten Kondensator (15) mit Masse verbindet, und
daß die Kapazitäten der ersten und zweiten Kondensatoren (5, 7) größer sind als diejenigen der dritten und vierten Kondensatoren (13, 15).
zwischen dem ersten Eingangsanschluß und dem Integrator in Serie ein erster Schalter, ein erster Kondensator und ein zweiter Schalter und weiterhin in Serie ein dritter Schalter, ein zweiter Kondensator und ein vierter Schalter angeordnet sind,
die Schalter von einem Taktsignal betätigt werden, das in der einen Halbwelle über die Schalter den ersten Kondensator einerseits mit dem ersten Eingangsanschluß, andererseits mit Masse und den zweiten Kondensator einerseits mit Masse, andererseits mit dem Integrator verbindet und das in der anderen Halbwelle über die Schalter den ersten Kondensator einerseits mit Masse, andererseits mit dem Integrator und den zweiten Kondensator einerseits mit dem ersten Eingangsanschluß, andererseits mit Masse verbindet, und
die vom Integrator integrierten Signale mit einer Frequenz abgetastet werden, die halb so groß ist wie die Frequenz des Taktsignals,
dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Eingangsanschluß (L AUS) verhanden ist, dessen Eingangssignal mit verminderter Amplitude am ersten Eingangsanschluß (L IN) auftritt,
daß zwischen dem zweiten Eingangsanschluß (L AUS) und dem zweiten Schalter (25, 29) in Serie ein fünfter Schalter (9, 19) und ein dritter Kondensator (13) und zwischen dem zweiten Eingangsanschluß (L AUS) und dem vierten Schalter (31, 33) in Serie ein sechster Schalter (11, 21) und ein vierter Kondensator (15) angeordnet sind,
daß diese fünften und sechsten Schalter (9, 19; 11, 21) in der einen Halbwelle des Taktsignals den dritten Kondensator (13) mit Masse und den vierten Kondensator (15) mit dem zweiten Eingangsanschluß (L AUS) und in der anderen Halbwelle den dritten Kondensator (13) mit dem zweiten Eingangsanschluß (L AUS) und den vierten Kondensator (15) mit Masse verbindet, und
daß die Kapazitäten der ersten und zweiten Kondensatoren (5, 7) größer sind als diejenigen der dritten und vierten Kondensatoren (13, 15).
2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß parallel zum Integrationskondensator (35)
des Operationsverstärkers (27) des Integrators (50) ein
Rückkopplungskondensator (37) angeordnet ist, der bei
der einen Halbwelle des Taktsignals entladen wird und
bei der anderen Halbwelle mit dem Integrationskondensator
(35) verbunden ist.
3. Filter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Frequenz des Taktsignals etwa
sechzehnmal größer ist als die Bandfrequenz des dem
ersten Eingangsanschluß (L IN) zugeführten Digitalsignals.
4. Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die ersten und zweiten Kondensatoren
(5, 7) etwa die doppelte Kapazität der dritten
und vierten Kondensatoren (13, 15) aufweisen.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CA000482496A CA1233890A (en) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | Decimating filter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3614042A1 DE3614042A1 (de) | 1986-11-27 |
DE3614042C2 true DE3614042C2 (de) | 1990-02-01 |
Family
ID=4130567
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19863614042 Granted DE3614042A1 (de) | 1985-05-27 | 1986-04-25 | Filter mit geschalteten kondensatoren |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4653017A (de) |
JP (1) | JPS61276411A (de) |
CN (1) | CN85109426A (de) |
CA (1) | CA1233890A (de) |
DE (1) | DE3614042A1 (de) |
FR (1) | FR2582461A1 (de) |
GB (1) | GB2176072B (de) |
IT (1) | IT1185468B (de) |
Families Citing this family (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA1233891A (en) * | 1985-05-27 | 1988-03-08 | Peter Gillingham | Switched capacitor finite impulse response filter |
JPS63318811A (ja) * | 1987-06-22 | 1988-12-27 | Toshiba Corp | ディジタルフィルタ装置 |
ES2165362T3 (es) * | 1993-01-20 | 2002-03-16 | Schlumberger Ind Sa | Circuito integrador modulado en frecuencia. |
GB9318640D0 (en) * | 1993-09-08 | 1993-10-27 | Philips Electronics Uk Ltd | Integrator |
US5563597A (en) * | 1994-06-06 | 1996-10-08 | Analog Devices, Inc. | Switched-capacitor one-bit digital-to-analog converter with low sensitivity to op-amp offset voltage |
GB2310115B (en) * | 1996-02-08 | 2000-06-07 | Nokia Mobile Phones Ltd | Method and apparatus for dc compensation |
FI120124B (fi) * | 1998-05-29 | 2009-06-30 | Nokia Corp | Menetelmä ja piiri signaalin näytteistämiseksi suurella näytteistystaajuudella |
US20090238685A1 (en) * | 2006-05-08 | 2009-09-24 | Roland Santa Ana | Disguised air displacement device |
EP2225828A1 (de) * | 2007-11-15 | 2010-09-08 | Kaben Wireless Silicon INC. | Sampling-filter mit mehreren takten |
US8130020B2 (en) * | 2008-05-13 | 2012-03-06 | Qualcomm Incorporated | Switched-capacitor decimator |
US9577608B2 (en) * | 2009-08-14 | 2017-02-21 | Qualcomm Incorporated | Discrete time lowpass filter |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2840346C2 (de) * | 1978-09-15 | 1980-09-18 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Aus Schaltern, Kondensatoren und Verstärkern bestehendes Filter für elektrische Schwingungen |
NL7905332A (nl) * | 1979-07-09 | 1981-01-13 | Philips Nv | Decimerend, lineair phase, digital fir filter. |
DE3001969C2 (de) * | 1980-01-21 | 1982-10-28 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält |
JPS57106216A (en) * | 1980-12-24 | 1982-07-02 | Fujitsu Ltd | Switched capacitor filter |
NL8202687A (nl) * | 1982-07-05 | 1984-02-01 | Philips Nv | Decimerende filterinrichting. |
US4455539A (en) * | 1982-08-13 | 1984-06-19 | Motorola, Inc. | Switched capacitor all pass filter |
JPH0793553B2 (ja) * | 1983-11-18 | 1995-10-09 | 株式会社日立製作所 | スイッチド・キャパシタ・フィルタ |
-
1985
- 1985-05-27 CA CA000482496A patent/CA1233890A/en not_active Expired
- 1985-10-03 US US06/783,554 patent/US4653017A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-10-18 GB GB8525788A patent/GB2176072B/en not_active Expired
- 1985-10-22 IT IT22566/85A patent/IT1185468B/it active
- 1985-12-30 CN CN198585109426A patent/CN85109426A/zh active Pending
-
1986
- 1986-04-25 DE DE19863614042 patent/DE3614042A1/de active Granted
- 1986-05-26 JP JP61122043A patent/JPS61276411A/ja active Pending
- 1986-05-26 FR FR8607602A patent/FR2582461A1/fr not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB8525788D0 (en) | 1985-11-20 |
GB2176072B (en) | 1989-12-06 |
FR2582461A1 (fr) | 1986-11-28 |
CA1233890A (en) | 1988-03-08 |
DE3614042A1 (de) | 1986-11-27 |
US4653017A (en) | 1987-03-24 |
JPS61276411A (ja) | 1986-12-06 |
CN85109426A (zh) | 1987-01-21 |
GB2176072A (en) | 1986-12-10 |
IT1185468B (it) | 1987-11-12 |
IT8522566A0 (it) | 1985-10-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2926900C2 (de) | ||
EP0032737B1 (de) | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält | |
DE68922139T2 (de) | Symmetrische Integratorfilterschaltungen. | |
WO1992010031A1 (de) | Universalfilter | |
DE3213436C2 (de) | ||
DE69609552T2 (de) | Aktives differentiales Filter zweiter Ordnung | |
DE3614042C2 (de) | ||
DE3022252C2 (de) | Elektrische Filterschaltung zur Verarbeitung analoger Abtastsignale | |
DE3301792A1 (de) | Geschaltete kondensatorkette mit verminderter kapazitaet | |
DE3050110C2 (de) | Filter mit geschalteten Kondensatoren | |
DE3001969A1 (de) | Elektrische filterschaltung unter verwendung von wenigstens einer simulierten induktivitaet, die gesteuerte schalter, kondensatoren und verstaerker enthaelt | |
DE3602585C2 (de) | ||
DE3213513C2 (de) | ||
DE2446688A1 (de) | Filternetzwerk | |
EP0731566A2 (de) | Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines 1-Bit-Digital-signals in ein Analogsignal | |
DE2314418C3 (de) | Spulenloses kanonisches Bandfilter | |
DE2838096A1 (de) | Integrierte filterschaltung | |
DE4227833C2 (de) | Zwischenfrequenzfilter für einen Funkempfänger | |
DE2828840C2 (de) | Mittels geschalteter Kapazitäten aufgebauter integrierbarer Resonator in MOS-Technik | |
DE2933667C3 (de) | Verlustbehafteter Abtastintegrator mit elektronischen Schaltern. insbesondere zur Realisierung getakteter aktiver Filterschaltungen | |
DE1928515C3 (de) | Integrierbarer RC-Filtervierpol für Geräte und Einrichtungen der elektrischen Nachrichten-, MeB- und Datenverarbeitungstechnik | |
DE2613106C3 (de) | Spulenlose Filterschaltung | |
DE3149480C2 (de) | Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung | |
DE2451653A1 (de) | Elektrisches sperrfilter | |
DE2229494B2 (de) | Als Filterschaltung wirkende Gyrator-C-Schaltung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition |