DE3543677A1 - Vorverstaerker hoher dynamik und empfindlichkeit - Google Patents

Description

Stand der Technik

Extrem rauscharme Vorverstärker für Sensoren mit großem Innenwiderstand, wie z. B. für Photodioden, realisiert man vorteilhafterweise bei Frequenzen bis ca. 1 GHz als Transimpedanzverstärker mit FET-Kaskode-Eingangsstufe. Fig. 1 zeigt als Sensorbeispiel eine Photodiode 1, die an einen Verstärker 2 angeschlossen ist, der mit einem Transimpedanzwiderstand 3 gegengekoppelt ist. Die Funktionsweise dieser Schaltung ist aus der vielfältigen Literatur (z. B. Timmermann, Lichtwellenleiterkomponenten- und systeme, Vieweg 1985) bekannt.

Für kleines Rauschen muß die Summe der Kapazitäten von Photodiode 1, Gegenkopplungswiderstand 3, Verstärker 2 und die Streukapazität möglichst klein sein. Diese für das Rauschen maßgebende Gesamtkapazität wird mit C _t bezeichnet. Für die Grenzfrequenz des optischen Vorverstärkers in Fig. 1, wobei die Grenzfrequenz die Frequenz bezeichnet, bei der für harmonische Modulation des Photostromes die Ausgangsspannung U ₂ auf den 1/√ fachen Wert gegenüber mittleren Frequenzen abgefallen ist, wirkt der Gegenkopplungswiderstand 3 (Wert R _f ) aufgrund des Millereffektes anders: Mit v _c als Verstärkung von 2 und c _f als parasitäre Kapazität von 3 erscheint die Admittanz von 3 um den Faktor 1 + v _o verstärkt am Eingang. In C _t ist also c _f um den Faktor 1 + v _o zu erhöhen. Diese für die Grenzfrequenz maßgebende Gesamtkapazität sei C _g .

Da der Gegenkopplungswiderstand 3 rauschmäßig ebenso wirkt, als läge er parallel zum Eingang, ist R _f so groß zu wählen, wie dies aus der Sicht der erforderlichen Grenzfrequenz gerade noch zulässig ist. Bei Systemen mit Bandbreiten von 100 MHz kommt man somit typischerweise zu Werten R _f = 100 KOhm, bei schmalbandigeren Systemen liegen die Werte oberhalb von 1 MOhm. Da die Ausgangsspannung im wesentlichen das Produkt aus Photostrom I _ph mal Gegenkopplungswiderstand R _f ist, gerät der Transimpedanzverstärker 4 schon bei optischen Eingangsleistungen von einigen µWatt in die Sättigung.

Aus praktischer Sicht ist es nun aber in vielen Fällen unbedingt wünschenswert, den Empfänger auch bei großen optischen Empfangsleistungen zu betreiben. Bei optischen Systemen mit Laserlichtquellen liegt im Kurzschlußbetrieb die Empfangsleistung im Milliwattbereich, also um ca. 30 dB oberhalb des oben angegebenen Wertes.

Zur Lösung dieses Problems wurden verschiedene Vorschläge gemacht. Die Problematik besteht darin, daß jede Manipulation am Eingang des Verstärkers 2 zu einer kleinen zusätzlichen Kapazität führt, die die totale Kapazität C _t und damit das Rauschen erhöht. Bei typischen Werten von C _t = 1 pF sollte also die Zusatzmaßnahme wegen des quadratischen Einflusses von C _t auf das Rauschen im Bereich unterhalb 0,1 pF liegen. Außerdem ist ebenso zu beachten, daß die Zusatzmaßnahme nicht zu einem thermischen Rauschen führt, welches vergleichbar groß ist mit dem thermischen Rauschen von R _f . Insbesondere bei Empfängern für hohe Bandbreiten ist für eine kleine Zusatzkapazität zu sorgen; das zusätzliche thermische Rauschen unterliegt wegen des gegenüber schmalbandigeren Empfängern kleineren Gegenkopplungswiderstandes R _f , der dann mehr rauscht, nicht ganz so scharfen Forderungen. Dafür muß bei schmalbandigen Empfängern mit sehr großem R _f die Zusatzmaßnahme so ausgelegt werden, daß vor allem kein thermisches Rauschen entsteht. Die Zusatzkapazität bei der Maßnahme darf dafür etwas größer sein.

Ein entscheidendes Problem besteht zunächst darin, ein Element zu finden, das dem Transimpedanzverstärker 4 hinzugefügt wird und welches bei sehr schwachen Empfangsleistungen vor allem vom Rauschen her nahezu unwirksam ist. Ein weiteres Problem besteht auch darin, dieses Element so in Verbindung mit dem Transimpedanzverstärker 4 und weiteren Elementen zu beschalten, daß kein weiteres Rauschen entsteht.

Bezüglich dieser beiden Grundprobleme ist folgendes bekannt geworden:
Ein variabler Widerstand in Form eines FET oder einer Diode, wobei Schottky- und PIN-Diode genannt wurden (Electronics Lett. March 1979, No. 5 p. 146): Dabei lag die verwendete Diode gleich- und wechselspannungsmäßig parallel zum Eingang und wurde in Flußrichtung betrieben. Zu dem eigentlichen Problem, nämlich zum Empfindlichkeitsverlust, wurden keine Angaben gemacht.
Es ist offensichtlich, daß eine Diode in Flußrichtung viel zu stark rauscht, wenn der Diodenarbeitspunkt nicht in richtiger Weise, also durch eine geeignete Beschaltung, eingestellt wird. Zu dieser wichtigen Frage wurde an dieser Stelle nichts beigetragen.

In Patentschrift DE 31 23 919 C2 wird wechselstrommäßig parallel zur Photodiode eine umfangreiche Schaltung bestehend aus bipolaren Transistoren und Widerständen gelegt. Dieses Verfahren ist aus der Sicht des Rauschens - und darauf kommt es in erster Linie an - insofern weniger geeignet, als bipolare Transistoren ohnehin viel zu stark rauschen und normale Widerstände ohnehin nicht parallel zum Eingang geschaltet werden dürfen, weil deren Rauschen praktisch unerträglich groß wäre. Wenn überhaupt eine solche Maßnahme ergriffen würde, müßte es sich in jedem Fall um einen FET handeln, der derart mit Widerständen beschaltet wäre, daß diese wechselspannungsmäßig und damit rauschmäßig unwirksam wären.

Praktikable Vorschläge werden in DE 32 33 146 A1 vorgelegt, denn dort wird auf die Problematik der Realisierung des variablen Widerstandes unter dem Gesichtspunkt des Rauschens eingegangen. Als Widerstände wurden Dioden in Flußrichtung, Photowiderstand und FET genannt. Wirklich neu an dem Vorschlag ist, daß ausführlich dargelegt wurde, wie ein derartiger FET praktisch ausgelegt sein muß. Als Beispiel wurde ein System für 44,7 Mbit/s genommen. Es wurde gezeigt, daß der Sperrwiderstand ca. 500 KOhm betragen kann bei Kapazitäten des FET, die das Rauschen nur wenig vergrößern. Dieses Verfahren eignet sich nur bei monolithischer Integration, weil sonst die Kapazitäten zu groß werden. Bei schmalbandigen Empfängern genügt der Sperrwiderstand von 500 KOhm ebenfalls nicht. Dennoch ist das Verfahren in vielen Fällen anwendbar. Neu an dem Vorschlag ist auch, daß eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) die Ausgangsspannung auf einen vorgegebenen Sollwert regelt, wenn die optische Eingangsleistung einen AGC-Schwellwert überschreitet. Fig. 1 zeigt die AGC-Schaltung 6, die in der Grundschaltung von DE 32 33 146 A1 den variablen Widerstand 5 und ggf. den Verstärkungswert v _o von 2 so einstellt, daß die Ausgangswechselspannung (Spitze-Spitze-Wert) U _2ss einen einstellbaren Wert nicht übersteigt (Fig. 33 und 34 in obiger Offenlegungsschrift). Fig. 36 in in dieser Schrift geht auch auf die Frage der Beschaltung des variablen Widerstandes ein. Dort wird angegeben, wie man die Vorspannung aus der Ausgangsspannung des Vorverstärkers ableiten kann.

Grundsätzlich ist aber festzustellen, daß in DE 32 33 146 A1 der variable Widerstand (dort mit R _s bezeichnet) durch einen AGC-Kreis gesteuert wird. Dieses geht aus allen Ansprüchen ebenso wie aus allen Ausführungsbeispielen hervor.
Die vorliegende Erfindung geht von diesem Prinzip ab und stellt eine Schaltung vor, die selbststeuernd ist. Es ist weiter festzustellen, daß in obiger Schrift der variable Widerstand grundsätzlich mit drei Anschlüssen versehen sein muß, wenn man die Ansprüche und die Zeichnungen liest. Beim FET ist diese Situation gegeben, ebenso bei einem Photowiderstand mit zwei elektrischen Anschlüssen und einem optischen Anschluß, der dazu dient, mittels Lichteinstrahlung den Widerstandswert zu ändern. Bei einer Diode hingegen, die kommentarlos auf S. 37 Zeile 19 miterwähnt wird, bleibt die Frage offen, wie der dritte Anschluß zu verstehen ist. Gemeint ist in jedem Fall eine Zwangssteuerung des (differentiellen) Diodenwiderstandes durch den AGC-Kreis. In der vorliegenden Erfindung wird gezeigt, daß diese Zwangssteuerung nicht nur nicht notwendig, sondern nicht einmal zulässig ist und daß diese Diode so beschaltet werden kann, daß sich selbsttätig der richtige differentielle Widerstand einstellt. Insofern wird zwar in der obigen Schrift die Diode erwähnt, ebenso wie in Electronics Lett. March 1979 No. 5 p. 146, aber die richtige oder eine geeignete Beschaltung nicht angegeben. Die angegebene Beschaltung ist im Gegenteil praktisch kaum verwendbar.

In der Anmeldung P 35 41 180.5 wird hinsichtlich der wichtigen Frage nach einem geeigneten Element noch ein Vorschlag gemacht. Neben Diode, FET und Photowiderstand wird dort noch als Element ein Subminiaturrelais vorgeschlagen, welches Kapazitätswerte unter 1 pF aufweisen kann und bei geöffnetem Schalter überhaupt kein Wärmerauschen liefert. Somit eignet sich dieses Element besonders gut bei Vorverstärkern für nicht so große Bandbreiten. Als Serienelement zum Subminiaturrelais können Widerstände in Form von FETs, Diode etc. dienen, deren Rauschen bei geöffnetem Relaisschalter wirkungslos ist. Bei typischen Kapazitätswerten von ca. 0,5 pF eignet sich dieses Element bei Systemen bis zu einigen MHz Bandbreite. Von besonderem Vorteil ist dabei der Umstand, daß Temperatureinflüsse, wie z. B. ein temperaturabhängiger Sperrstrom, überhaupt keine Rolle spielen.

Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß von den variablen Widerständen her gesehen ein geeignet dimensionierter FET, ein Photowiderstand, ein Subminiaturrelais mit einem Serienwiderstand und eine Diode genannt wurden. Zur Beschaltung der Diode wurde aber bislang nichts bekannt. Vor allem wurde bislang immer angegeben, daß die Diode in Flußrichtung betrieben wird.

Gegenstand der Erfindung

In der vorliegenden Erfindung wird ausgenutzt, daß sich der differentielle Diodenwiderstand r _D einer Diode entsprechend r _D = U _T /I mit U _T als Temperaturspannung (typ. 25 . . 50 mV) und I als Diodengleichstrom über den Gleichstrom I einstellen läßt. Die Diode wird daher nun gleichspannungsmäßig so an den Eingang geschaltet, daß bei hohen optischen Leistungen im wesentlichen der Photogleichstrom I _ph- durch die Diode fließt. Zu diesem Zweck muß die Diode gleichspannungsmäßig anders als wechselspannungsmäßig eingeschaltet werden: Gleichspannungsmäßig schaltet man in Fig. 3 die Diode 7 bei hohen optischen Leistungen über eine Umschalteinrichtung 10 an den Ausgang einer Anordnung 9, die aus der Ausgangsspannung U ₂ den Gleichspannungsanteil ableitet. Damit liegt die Diode 7 gleichspannungsmäßig parallel zum Gegenkopplungswiderstand 3, über dem somit höchstens die Diodenflußspannung U _F abfallen kann. In Fig. 3 kann bei hohen optischen Leistungen der Photogleichstrom I _ph-, wenn der Wert hunderte von µAmp´re beträgt, nur noch zu einem verschwindend kleinen Anteil über die Gegenkopplung 3 fließen. Der maximale Strom über die Gegenkopplung R _f beträgt nämlich U _f /R _f , woraus sich für U _F = 0,3 V und R _f = 1 MOhm ein Wert von 0,3 µA errechnet. Durch diese Beschaltung steuert man den Photogleichstrom zunehmend durch die Diode 7 und reduziert dadurch den differentiellen Widerstand. Wechselstrommäßig wird die Diode 7 über einen Koppelkondensator 8 direkt auf Masse gelegt, so daß vom Rauschen her nur die Diode wirkt, kein weiteres Bauelement, soweit man das Rauschen der Zusatzmaßnahme zur Erweiterung der Dynamik untersucht.

Bei hohen Empfangsleistungen wird der differentielle Diodenwiderstand so klein, daß die Ausgangsspannung U _2ss nur noch durch das Produkt aus Photowechselstrom I _phss und Lastwiderstand v _o · r _D gegeben ist. In der Gegenkopplung wirkt r _D aufgrund des Millereffektes um 1+v _o ≈ v _o verstärkt und somit hochhohmiger, allerdings ist dieser Wert für hohe Photogleichströme dann schließlich doch wesentlich kleiner als R _f .

Für optisch zu 100% durchmodulierte Signale ist I _phss = 2 I _ph- der Spitze- spitze-Wert der Photostromes. Die Ausgangsspannung beträgt bei hohen Leistungen U _2ss = I _phss r _D · v _o . Setzt man in r _D = U _T /I für I den Photogleichstrom ein, wie dies aufgrund der Schaltung nach Fig. 3 näherungsweise der Fall ist, ergibt sich ein
konstanter Endwert U _2ss = 2 v _o U _T .

Somit erreicht man durch diese Maßnahme nach Fig. 3 einen ähnlichen Effekt wie in Fig. 2 angegeben. Bei schwachen Empfangsleistungen kann die Zusatzmaßnahme abgeschaltet werden. In Fig. 3 geschieht dies durch die Anordnung 10. Die Ausgangswechselspannung steigt dann in gewohnter Weise linear mit dem Photowechselstrom an. Während in Fig. 1 nach Stand der Technik ein Regelkreis z. B. einen FET so steuert, daß die Ausgangswechselspannung U _2ss oberhalb eines AGC-Schwellwertes nicht mehr ansteigt, erfolgt dieses waagerechte Abknicken der Kennlinie in Fig. 2 nun selbsttätig und ohne Regelkreis, der aufgrund seines Spitzenwertdetektors recht aufwendig sein kann.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren ist allerdings der Endwert U _2ss = 2v _o- U _T kaum beeinflußbar, höchstens über die Verstärkung v _o . Praktisch ist aber eine Beeinflussung gar nicht erforderlich, wenn sich solche Spannungswerte ergeben, daß U _2ss hinreichend klein bleibt. Mit U _T = 30 mV, v _o = 50 ergibt sich ein Wert von U _2ss = 3 V Spitze Spitze am Vorverstärkerausgang. Dieses ist ein sehr gut handhabbarer Wert, der bei Verstärkern für höhere Bandbreiten noch kleiner wird, weil die realisierbare Verstärkung v _o dann abnimmt.

Der in DE 32 33 146 A1 vorgeschlagene Regelkreis nach Fig. 1 kann für eine Diode kaum Anwendung finden. Würde ein Wert U _2ss am AGC-Kreis zwangsweise gefordert, so müßte der AGC-Kreis, wenn das Element 5 eine Diode wäre, auf irgendeine Weise den differentiellen Widerstand so einstellen, daß sich der richtige Ausgangswechselspannungswert U _2ss einstellt. Würde nun der Diodengleichstrom nachgeregelt, so würde sich ein Wert ergeben, der in aller Regel deutlich vom Photogleichstrom durch Photodiode 1 abweicht. Da sonst keine andere Möglichkeit besteht, fließt die Differenz über die Gegenkopplung. Schon bei allerkleinsten Abweichungen im Bereich von einigen µA zwischen bestehendem Photogleichstrom und erforderlichem Diodengleichstrom ergibt sich eine Änderung der Ausgangsgleichspannung von einigen Volt. Mit anderen Worten darf der Diodengleichstrom überhaupt nicht geregelt werden, und man darf überhaupt nicht für konstante Verstärkung v _o eine frei wählbare Ausgangswechselspannung U _2ss fordern. Aus diesem Grunde ist in Fig. 1 eine AGC-Schaltung in Verbindung mit einer Diode, bei der der differentielle Widerstand über den Gleichstrom durch die Diode eingestellt wird, nicht anwendbar, sofern nicht weitergehende Maßnahmen ergriffen werden, die in obiger Schrift einerseits nicht angegeben werden, und die andererseits vom Rauschen her nicht besonders günstig erscheinen. Wenn ein anderer Strom als der Photogleichstrom durch die Diode getrieben würde, beispielsweise mit Hilfe einer Konstant-Stromquelle, dann müßte der Differenzstrom zum Photogleichstrom an der Katode von Photodiode 1 wieder subtrahiert werden. Dies würde aber am HF-Eingang des Verstärkers eine Schaltung erfordern, die wiederum rauscht und somit nicht zulässig wäre. Außerdem müßte diese Stromsubtraktion bei Photoströmen von bis zu 1 mA mit einer kaum realisierbaren Präzision durchgeführt werden.

Fig. 3 gibt somit eine Schaltung an, bei der ohne aufwendigen Spitzenwertdetektor und ohne Regelkreis eine nichtlineare Begrenzung der Ausgangswechselspannung verhindert wird. Außerdem wird angegeben, wie die Diode 7 bei kleinen Empfangsleistungen beschaltet wird:

Zu diesem Zweck legt eine Umschalteinrichtung 10 die Anode von 7 auf ein negatives Potential 11 und spannt die Diode negativ vor. Hierdurch erreicht man zweierlei: erstens nimmt die Kapazität der Diode mit wachsender Sperrspannung ab, zweitens wird der differentielle Widerstand der Diode bei negativer Sperrspannung am größten, so daß die Diode bei schwachen Empfangsleistungen am ehesten als abgeschaltet angesehen werden kann. Insofern unterscheidet sich die vorliegende Erfindung von den oben genannten Schriften, bei denen ausdrücklich immer eine Diode in Flußrichtung vorgeschlagen wurde. Bei diesen Vorschlägen arbeitet die Diode bei einer Spannung U, für die U 0 gilt. Bei kleinen Empfangsleistungen stört dann die Diodenkapazität unter Umständen erheblich.

Die Umschalteinrichtung 10 wird dann aktiviert, wenn ein Meßfühler an der Anode von Photodiode 1 in Fig. 3 einen gewissen Schwellwert des Photogleichstromes feststellt. Dieser Photogleichstrom kann in bekannter Weise durch den Spannungsabfall an einem zu 1 in Serie liegenden Widerstand bestimmt werden, der wechselstrommäßig mittels einer Kapazität kurzgeschlossen wird, damit sein Rauscheinfluß ohne Wirkung bleibt. Diese Einrichtung ist nicht gezeichnet worden. Ebenso kann die Ausgangsspannung U ₂ abgefragt werden.

Ohne Umschalteinrichtung 10 liegt über der Diode 7 bei gleichspannungsgekoppeltem Verstärker 2 im Falle sehr kleiner Sensorströme I _ph eine so kleine Spannung, daß die Diode nun ganz definiert bei einer Vorspannung von Null Volt etwa betrieben wird. In vielen Fällen sind differentieller Diodenwiderstand groß genug und die Kapazität hinreichend klein.

Der dritte Punkt der Erfindung bezieht sich auf die Frage, welche Diode geeignet ist. Für kleines Rauschen im abgeschalteten Zustand ist zu fordern
1) möglichst kleiner Resttrom
2) möglichst kleine Sperrschichtkapazität, möglichst kleine Diffusionskapazität.

Bei Empfängern für hohe Bandbreiten ist der Gegenkopplungswiderstand R _f schon relativ klein und liegt im Bereich von 100 KOhm und darunter, sobald die Bandbreiten 100 MHz übersteigen (typische Werte). Das Schrotrauschen des Reststromes I _R wirkt nun ebenso wie das Wärmerauschen eines äquivalenten Widerstandes R _ä = 2U _T /I _R , der rauschmäßig parallel zum Eingang des Verstärkers liegt. Dieser äquivalente Widerstand R _ä ist nun aber im wesentlichen zu vergleichen mit dem Widerstand R _f der Gegenkopplung, der rauschmäßig ebenfalls parallel zum Eingang liegt. Wegen R _ä » R _f muß also für den Sperrstrom I _R « 2 U _T /R _f gelten. Für R _f = 2 MOhm bei einem schmalbandigen Empfänger und U _T = 30 mV muß I _R « 30 nA sein, bei einem System mit R _f = 100 KOhm genügt I _R « 600 nA. Bei breitbandigen Empfängern kann also der Resttrom etwas größer werden, dafür darf sich aber die totale Kapazität C _t ≈ 1 pF nur unwesentlich erhöhen. Am günstigsten nimmt man daher eine Schottky-Diode, bei der nur eine Sperrschichtkapazität wirkt, die bei negativer Vorspannung auf Werte von einigen 10 fF abfällt. Durch monolithische Intergration erhöht sich dieser Wert dann auch überhaupt nicht durch zusätzliche Gehäusekapazitäten. Für kleinen Reststrom und für eine kleine Kapazität realisiert man die Schottky-Diode mit kleiner Fläche (siehe z. B. Schlachetzki, Integrierte Schaltungen, Tebner Stuttgart 1978 S. 68 ff, S. 122 ff).

Bei Empfängern für kleinere Bandbreiten ist die monolithische Integration einer gewöhnlichen pn-Diode ganz besonders einfach und auch zweckmäßig: hier spielt die Kapazität eine nicht ganz so große Rolle, denn die Kapazität C _t , die für das Rauschen maßgebend ist, liegt bei vielen Systemen ohnehin im Bereich von ca. 10 pF, weil man den extremen Aufwand zur Realisierung allerkleinster totaler Kapazitäten nicht betreibt. Eine Diodenkapazität von ganz wenigen pF ist dann oft annehmbar. Ein Reststrom I _R « 30 nA ist nun problemlos realisierbar.

Bei diskret aufgebauten Verstärkern oder bei Verstärkern in Dick- oder Dünnfilmtechnik ist darauf zu achten, daß die Diode unmittelbar über C _k wechselstrommäßig auf Masse gelegt wird und der Diodenaufbau nicht Schaltkapazitäten mit sich bringt.

Bei einem praktisch aufgebauten Empfänger für kleine Bitraten (2,5 Mbit/s) mit R _f = 2 MOHm erreichte die Vorverstärkerwechselspannungsamplitude erwartungsgemäß einen max. Wert von ca. 3-4 Volt Spitze Spitze. Die Empfindlichkeit der Schaltung lag mit und ohne Diode, die entsprechend Fig. 3 eingebaut wurde, bei ca. -55 dBm bis -56 dBm. Die totale Kapazität lag bei ca. 15 pF; die Schaltung war in SMD-Technik aufgebaut. Als Diode konnte eine einfache pn-Diode vom Typ 1N4148 eingesetzt werden. Es wurden keine störenden nichtlinearen Verzerrungen beobachtet, und die Grenzfrequenz des Vorverstärkers änderte sich weniger stark als zunächst vermutet. Zwar reduzierte sich bei hohen optischen Leistungen der differentielle Widerstand der Diode ganz erheblich, aber gleichzeitig stieg im Flußbereich die Kapazität der Diode derart stark an, daß sich die Effekte so weit kompensierten, daß eine leistungsabhängige Frequenzgangentzerrung überflüssig war. Gleichzeitig wurde beobachtet, daß im vorliegenden Fall eine negative Vorspannung nicht zwingend notwendig ist. Ohne Empfindlichkeitsverlust konnte auch eine Schottkydiode eingesetzt werden.

Anwendungen der Erfindung

Die in den Ansprüchen genannte Erfindung wurde am Beispiel eines Photodiodenempfängers erläutert, wie er in der Lichtwellenleitertechnik, Optoelektronik und Sensorik vorkommt. Denkbar sind aber auch andere Sensoren mit großem Innenwiderstand wie z. B. Aufnahmeröhren bei Kameras. Generell ist die Erfindung dann einsetzbar, wenn der Sensor einen großen Innenwiderstand aufweist und somit ein Hochimpedanz- besser ein Transimpedanzverstärker Anwendung findet. Grundsätzlich könnte auch ein anderer Verstärkertyp verwendet werden. Aber aus der Sicht des Rauschens ist dies nicht unbedingt zweckmäßig.

Claims (5)

1. Rauscharmer elektronischer Vorverstärker für einen Sensor mit sehr großem Innenwiderstand, z. B. für eine Photodiode, mit einer Zusatzschaltung zur Erzielung einer hohen Empfangsdynamik ohne wesentlichen Verlust an Empfindlichkeit, wobei die Zusatzschaltung einen nichtlinearen Zweipol enthält, dadurch gekennzeichnet
a) daß bei hohem Sensorgleichstrom, z. B. hohem Photostrom, dieser Gleichstrom zunehmend durch den nichtlinearen Zweipol gelenkt wird, um so den differentiellen Zweipolwiderstandswert mit wachsendem Sensorgleichstrom zu reduzieren, im Idealfall umgekehrt proportional zum Sensorgleichstrom
b) daß die Ausgangswechselspannung des Vorverstärkers bei großen Sensorströmen aufgrund des sensorgleichstromgesteuerten differentiellen Zweipolwiderstandes nur noch unwesentlich, im Idealfall überhaupt nicht mehr mit steigendem Sensorwechselstrom zunimmt
c) daß die Kapazität des nichtlinearen Zweipols extrem klein ist
d) daß der Zweipol unter erhöhtem Schaltungsaufwand, aber nicht notwendigerweise, durch eine zusätzliche Umschalteinrichtung bei kleinen Sensorströmen gesperrt werden kann, indem ein Zweipolanschluß auf eine geeignete Vorspannung gelegt wird, so daß z. B. im Falle einer Diode als Zweipol nur noch die Sperrkapazität und der Sperrstrom wesentlich zum Rauschen beitragen können.

2. Vorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtlineare Zweipol eine Schottkydiode, eine pin-Diode oder eine pn-Diode ist, wobei die Dioden mit kleiner Fläche auszulegen sind.

3. Vorverstärker nach Anspruch 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtlineare Zweipol wechselspannungsmäßig mittels einer Kapazität 8 parallel zum Verstärkereingang des Verstärkers 2 liegt und gleichspannungsmäßig bei hohen Sensorströmen an den Ausgang einer Schaltung 9 gelegt wird, die die Ausgangsgleichspannung erzeugt

4. Vorverstärker nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschalteinrichtung 10, mit deren Hilfe der nichtlineare Zweipol im Idealfall abgeschaltet wird, durch eine Ansteuerschaltung (nicht gezeigt) aktiviert wird, die auf den Sensorgleichstrom anspricht, der in bekannter Weise in Fig. 3 an der Anodenseite der im Beispiel gezeigten Diode 1 abgegriffen werden kann, ohne die Rauscheigenschaften des Verstärkers zu beeinträchtigen.

5. Vorverstärker nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtlineare Zweipol mit dem eigentlichen Vorverstärker monolithisch integriert wird.