DE3528549A1 - Elektronisches vorschaltgeraet fuer gasentladungslampen - Google Patents
Elektronisches vorschaltgeraet fuer gasentladungslampenInfo
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Description
Elektronisches Vorschaltgerät für Gasentladungslampen
Die Erfindung bezieht sich auf elektronische Vorschaltgerate für Gasentladungslampenlasten
und insbesondere auf ein Vorschaltgerät, das eine Helligkeitssteuerung der Lampe ermöglicht,
einen hohen Leistungsfaktor aufweist und wenig au fwend ig ist.
Elektronische Vorschaltgerate für Leuchtstoffoder ähnliche Gasentladungslampen sind gut bekannt.
Die meisten elektronischen Vorschaltgerate betreiben die Lampen bei einem festen Ausgangspegel,
der im allgemeinen mit dem Pegel vergleichbar ist, der mit der Lampe erzielt werden kann, wenn diese an normalen Netzfrequenz
-Vor schal tgeräten betrieben wird. Der Vorteil einer derartigen Anwendung ergibt sich aus
dem höheren Lampenwirkungsgrad bei Frequenzen, die beträchtlich höher als die normalen Netzfrequenzen
von 50 oder 60 Hz sind. Der Betrieb mit höheren Frequenzen ermöglicht damit die Erzielung der gleichen Lichtleistung mit einer
geringeren Eingangsleistung an die Lampe, als dies bei der Netzfrequenz möglich ist. Alternativ
ist es möglich, eine größere Lichtlei-
stung mit der gleichen elektrischen Eingangsleistung zu erzielen. Wenn in geeigneter Weise
niedrige Verluste in dem Hochfrequenz-Vorschaltgerät
erzielt werden können, so können sich bedeutende Energieeinsparungen ergeben, insbesondere im Fall von Leuchtstofflampen,
bei denen die verringerte Systemenergie zu Systemenergieeinsparungen von mehr als 20 %
führen kann.
Es sind weiterhin elektronische Vorschaltgeräte bekannt, die eine Helligkeitsverringerung
oder Helligkeitssteuerung der Gasentladungslampen-Lichtleistung ermöglichen. Die Möglichkeit
der Steuerung der Lichtausgangsleistung kann in Verbindung mit dem wirkungsvolleren
Lampenbetrieb, der bei höheren Frequenzen möglich ist, sehr erhebliche Energieeiftsparungen
ermöglichen, wenn geeignete automatische Steuereinrichtungen verwendet werden. Die Einsparungen,
die mit derartigen eine Helligkeitssteuerung ermöglichenden Hochfrequenz-Gasentladungslampen
-Vorschal tgeräten erzielt werden können, können leicht 50 % verglichen mit ungesteuerten
Netzfrequenz-VorSchaltgerätesystemen übersteigen.
Energieeinsparungen dieser Größenordnung machen derartige Systeme sehr wünschenswert, doch sind
elektronische Vorschaltgeräte bisher nicht in wesentlichem Ausmaß in Betrieb genommen worden,
wenn ihre Anzahl mit der Anzahl von Lampen verglichen wird, die weiterhin ungesteuerte Netz-
frequenz-Vorschaltgeräte verwenden. Die Gründe hierfür schließen folgendes ein:
Kosten, Empfindlichkeit gegenüber Beschädigungen aufgrund von Fehlverdrahtungen oder
von fehlerhaften Einschaltvorgängen von Steuerelementen, komplizierte magnetische Strukturen,
ein schlechter Leistungsfaktor und ein begrenzter Steuerbereich.
Die hohen Kosten stellen einen wesentlichen Grund dar, der die Einführung der elektronischen
Helligkeitssteuerungs-Vorschaltgeräte
behindert hat. Netzfrequenz-Vorschaltgeräte wurden nahezu über 50 Jahre hinweg hergestellt
und sind vom Kostenstandpunkt her gesehen sehr stark optimiert. Weiterhin sind weniger einzelne
Bauteile bei Netzfrequenz-Vorschaltegeräten erforderlich, als bei vorhandenen Hochfrequenz-Vorschaltgeräten.
Daher waren die elektronischen Hochfrequenz-Vorschaltgeräte aufgrund ihrer Eigenart kostspieliger als Netzfrequenz-Vorschaltgeräte
.
Die große Anzahl von Bauteilen und ihre Empfindlichkeit gegenüber Beschädigungen verringert
die Zuverlässigkeit von elektronischen Vorschaltgeräten. Netzfrequenz-Vorschaltgeräte
sind besser in der Lage, außerordentlichen Beanspruchungen zu widerstehen, die insbesondere
dann auftreten können, wenn ein Fehlverdrahtungszustand während des Einbaus auftritt. Obwohl
ein Netzfrequenz-Vorschaltgerät einen kurzge-
schlossenen Ausgang für viele Minuten aushalten kann, fallen elektronische Vorschaltgeräte
unter den gleichen Bedingungen üblicherweise sofort aus. Dies verringert nicht nur
die System-Zuverlässigkeit, sondern macht es auch schwierig, Sicherheitsforderungen zu erfüllen,
wie sie beispielsweise von amtlichen Stellen, wie den Underwriters Laboratories festgelegt wurden.
Viele bekannte Vorschaltgeräte verwenden zwei oder mehr Leistungshalbleiterelemente in den
Wechselrichter- oder Inverterschaltungen. Weil diese Halbleiterbauelemente in vielen
Fällen eine erhebliche Verlustleistung aufweisen, werden sie bei erhöhten Temperaturen
betrieben, was ihre Zuverlässigkeit wesentlich verringert. Weiterhin sind diese Bauelemente
relativ kostspielig, sowohl hinsichtlich ihrer Beschaffung als auch ihrer Befestigung in dem
Vorschaltgerät. Es ist daher wünschenswert, die Anzahl derartiger Halbleiterbauelemente
soweit wie möglich zu verringern, um eine maximale Zuverlässigkeit und niedrigere Kosten
zu erzielen. In vielen Fällen ergibt die Verwendung von zwei derartigen Halbleiterbauelementen
die Möglichkeit von momentanen katastrophalen Ausfallbetriebsarten, wenn z.B. beide
Halbleiterbauelemente gleichzeitig einen Strom leiten, anstelle einer abwechselnden Stromleitung,
die üblicherweise beabsichtigt ist. Weil es sehr gut möglich ist, daß elektronische
Störungen oder andere unerwartete Vorfälle ei-
ne momentane gleichzeitige Leitfähigkeit hervorrufen, stellt dies eine weitere Gefahr für
die Zuverlässigkeit in Schaltungen dar, die mehrere Halbleiterleistungselemente verwenden.
Ein weiterer üblicher Nachteil bekannter elektronischer Vorschaltgeräte besteht in der Verwendung
einer größeren Anzahl von magnetischen Strukturen oder komplizierten magnetischen
Strukturen. Diese sind erforderlich, um nachteilige Eigenschaften, wie z.B. einen schlechten
Leistungsfaktor zu verbessern oder um die
Gesamtzahl von erforderlichen elektronischen Bauteilen zu verringern. Obwohl diese Ergebnisse
wünschenswert sind, verringert die Einführung komplizierter magnetischer Bauteile die
Herstellbarkeit des Vorschaltgerätes. Obwohl die Bauteile selbst bei höheren Frequenzen kleiner
sind, erfordert diese geringe Größe eine größere Präzision bei der Herstellung. Die
hohen Frequenzen, bei denen diese magnetischen Bauteile verwendet werden, erfordern in vielen
Fällen die Verwendung spezieller Materialien und Kernformen, was dazu führt, daß das Vorschaltgerät
schwieriger herzustellen und damit aufwendiger ist.
Ein weiterer allgemeiner Nachteil bekannter elektronischer Vorschaltgeräte besteht in dem
schlechten Leistungsfaktor. Dies ergibt sich aus der Verwendung einer stark gefilterten
Zweiweg-Brückengleichrichter-Leistungsversorgung
mit einem großen Elektrolyt-Filterkondensator, der erforderlich ist, um eine Gleich-
spannung an den Hochfrequenz-Inverter zu liefern, der bei all diesen Vorschaltgeräten
zu finden ist. Stark gefilterte Leistungsversorgungen dieser Art entnehmen der Netzleitung
einen relativ großen kapazitiven Strom, so daß in vielen Fällen eine Zweigleitung,
die unter Verwendung von Netzfrequenz -Vorschaltgeräten 90 Leuchtstofflampen
speisen kann, bei der Verwendung von Hochfrequenz-Vorschaltgeräten
auf weniger als 70 Lampen beschränkt sein kann. Die Filterkondensatoren sind von ihren Abmessungen
auch verglichen mit den anderen Bauteilen groß und sie führen relativ hohe Welligkeitsströme.
Daher vergrößern sie die Größe und Kosten des Vorschaltgerätes. Aufgrund ihrer
elektrolytischen Konstruktion und der erheblichen Verlustleistung verringern sie
die Gesamtzuverlässigkeit des Systems.
Im Fall von elektronischen Vorschaltgeräten mit Helligkeitssteuerung sind zusätzliche
Eingangsleitungen erforderlich, um die Steuerinformationen an das Vorschaltgerät zu liefern,
wodurch die Installation weiter kompliziert wird. Diese Steuerleitungen sind unveränderlich
auf den Wechselspannungs-Netzleistungseingangskreis bezogen. Viele Beleuchtungssysteme
sind mit Drei-Phasen-Wechselspannungskreisen verbunden und es ist allgemein
üblich, benachbarte Lampenfassungen aus verschiedenen Phasen zu speisen, um den wahrnehmbaren
Flackerpegel in der Gasentladungs-
lampen-Lichtleistung zu verringern. Die Steuerleitungen, die galvanisch auf den Wechselspannungs-Leistungseingang
bezogen sind, werden üblicherweise parallel geschaltet, damit alle
Vorschaltgeräte durch die gleiche Steuerspannung gesteuert werden. Alle Vorschaltgeräte
mit derartigen parallelen Steuerleitungen müssen dann aus der gleichen Wechselspannungs-Phase
betrieben werden, um einen Phasen-/Phasen-Kurzschluß der Wechselspannungsquelle über die
Vorschaltgeräte und ihre parallelen Steuerleitungen zu vermeiden, da ein derartiger Kurzschluß
zur Zerstörung der Vorschaltgeräte führen würde. Die'Vermeidung dieses Zustandes
führt zu zusätzlichen Komplikationen bei der Installationsverdrahtung derartiger Beleuchtungssysteme,
so daß schon kleine Verdrahtungsfehler zu einer weit verteilten Zerstörung der Vorschaltgeräte führen können.
Weiterhin ist es bei Vorschaltgeräten mit Helligkeitssteuerung allgemein üblich, einen veränderlichen
Spannungspegel an den Steuereingängen zu verwenden, damit das Vorschaltgerät Informationen
bezüglich des gewünschten Pegels der Lichtleistung erhält. Weil das Vorschaltgerät
eine Hochfrequenz-Leistungsversorgung darstellt, kann es sehr leicht Störkomponenten
in die Steuerleitungen induzieren, die den Betrieb der Lampen stören. Dies ist insbesondere
dann der Fall, wenn die Steuerspannung in der Nähe von Null Volt liegt, wenn die Lampen auf
ihre niedrigste Lichtausgangsleistungs-Einstellung eingestellt sind. Unter diesen Bedingungen
sind die Lampen am empfindlichsten gegenüber irgendwelchen Störungen und irgendwelche Störungen,
die von den Steuerleitungen aufgefangen werden, sind von erheblicher Bedeutung, wenn
sie mit den relativ niedrigen Steuerspannungen bei niedrigen Lichtleistungspegeln verglichen
werden.
Weiterhin sind die meisten bekannten Vorschaltgeräte mit Helligkeitssteuerung hinsichtlich
ihres Steuerbereiches beschränkt und sie ermöglichen lediglich eine Änderung der Lichtleistung
ihrer Lampen über ein Verhältnis von ungefähr IO : 1 oder noch weniger. Obwohl dieses
Verhältnis für Energiemanagement-Anwendungen ausreichend ist, ist es für die meisten
kinesthetischen oder architektonischen Helligkeit sSteueranwendungen unzureichend, bei denen
ein Verhältnis von 100 : 1 üblicherweise erforderlich ist. Die zusätzlichen Flexibilität,
die durch eine Steuermöglichkeit über einen derartigen weiten Bereich erzielt wird, vergrößert
den funktioneilen und Marktwert von Hochfrequenz-Vorschaltgeräten verglichen mit
üblichen ungesteuerten Netzfrequenz-Vorschaltgeräten in erheblichem Ausmaß. Weil Hochfrequenz
-Vor schal tger ate aufgrund ihrer Eigenart kostspieliger sind, ist es entsprechend erforderlich,
erhebliche Betriebseigenschafts-Vorteile anzubieten, um die unvermeidbaren höheren
Einheitskosten zu gerechtfertigen.
Viele bekannte Vorschaltgeräte können zur Er-
läuterung der vorstehenden Ausführungen herangezogen werden. So beschreibt das US-Patent
4 414 491 ein elektronisches Vorschaltgerät ohne Helligkeitssteuerung jedoch mit relativ
wenigen Bauteilen, wobei außerdem zwei Leistungshalbleiterbauelemente,
ein großer Filterkondensator und eine relativ komplizierte magnetische Struktur verwendet werden- Weiterhin
ist die dargestellte magnetische Struktur aus relativ aufwendigem Material aufgebaut.
Ein ähnliches Vorschaltgerät ist in dem US-Patent 4 392 087 beschrieben und verwendet
zwei Leistungshalbleiterbauelemente, komplizierte magnetische Bauteile und einen großen
Filterkondensator. Die Helligkeitssteuerung oder -verringerung wird durch eine Spannungsverringerung
oder eine Impulsbreitenmodulation der Halbleiterleistungsbauteile erzielt,
doch kann der Helligkeitssteuerbereich bei üblichen Leuchtstofflampen nicht das Verhältnis
von 10 : 1 überschreiten.
In dem US-Patent 4 35 8 716 ist ein elektronisches Vorschaltgerät beschrieben, dessen Helligkeitssteuerung
durch eine Tastverhältnis-Steuerung von Hochfrequenz-Impulsfolgen für Gasentladungslampen erreicht wird. Dieses Vorschaltgerät
weist ebenfalls zwei Halbleiterleistungsbauteile und einen großen Filterkondensator
auf, wie dies weiter oben erläutert wurde.
Bei dem Vorschaltgerät nach dem US-Patent
4 392 086 ist der Leistungsfaktor durch Umsetzen des großen Kondensators in eine kleine
Hilfs-Leistungsversorgung verbessert, die
dazu verwendet wird, den Lampenlichtbogen während der Perioden der 60 Hz Netzleistungsperiode
im gezündeten Zustand zu halten, wenn die Spannung zu niedrig ist, um einen geeigneten
Lampenbetrieb zu ermöglichen. Es sind jedoch zwei Halbleiterleistungsbauteile und mehrere
magnetische Bauteile erforderlich, und der Helligkeitssteuerbereich ist relativ begrenzt.
Bei einem Vorschaltgerät nach dem US-Patent 4 277 728 wird ebenfalls ein relativ kleiner
Gleichspannungs-Filterkondensator in Kombination mit einem aktiven Schaltregler verwendet,
um den Leistungsfaktor zu verbessern. Es werden drei Halbleiter-Leistungsbauteile verwendet
und eine große Anzahl von komplizierten magnetischen Elementen ist erforderlich, um
die Schaltung gerätemäßig auszuführen. Es ist lediglich die Erzielung eines Steuerbereiches
von ungefähr 10 : 1 möglich.
Bei all diesen bekannten Vorschaltgeräten, bei denen eine Helligkeitssteuerung möglich ist,
sind die Steuerleitungen für die Helligkeitssteuerung galvanisch auf die Wechselspannungs-Leistungsleitungen
bezogen. Dies führt zu den oben erwähnten Verdrahtungsschwierigkeiten und zu der Möglichkeit von katastrophalen Fehlverdrahtungsbedingungen
.
Die US-Patente 3 619 716 und 3 731 142 sowie das US-Patent 3 2 65 930 beschreiben die Verwendung
eines einzigen Halbleiterleistungsschal tbauteils in einem elektronischen Vorschaltgerät.
Insbesondere beschreiben die US-Patente 3 619 716 und 3 731 142 die Steuerung von Gasentladungslampen unter Verwendung
eines einzigen Halbleiterleistungsschaltbauteils
und eines Impulsformungsnetzwerkes, das längs der Lampe angeschaltet ist. Dadurch,
daß die Einschaltzeit des Halbleiterleistungsbauteils verglichen mit der Lichtbogen-Zeitkonstante kurzgehalten wird, wird ein Hochlaufen
des Lampenstromes vermieden und die in dem Impulsformernetzwerk gespeicherte Energie
kann durch den Lichtbogen umlaufen, wenn sich der Halbleiterleistungsschalter im
abgeschalteten Zustand befindet. Die Verwendung eines einzigen Halbleiterleistungsschalterns
beseitigt die vorstehend beschriebenen Kosten- und Zuverlässigkeitsprobleme, und die
gespeicherte Energie in dem Impulsformernetzwerk ermöglicht eine Helligkeitssteuerung über
einen weiten Bereich. Diese Grundgedanken eines Vorschaltgerätes werden seit 1974 in einem
elektronischen Vorschaltgerät mit Helligkeitssteuerung angewendet, das von der Fa. Lutron-Electronics
Go, Incorp. unter dem Warenzeichen "Hi-Lume" vertrieben wird.
Dieses "Hi-Lume"-Vorschaltgerät verwendet eine einfache Ausgangsinduktivität als Impulsformernetzwerk und ein Strommeßwiderstand istin
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Serie mit dem Lampenlichtbogenstrom geschaltet. Der Spannungsabfall längs des Strommeßwiderstandes,
der proportional zum Lampenstrom ist, wird in der Steuerschaltung gleichgerichtet
und gefiltert. Dieser Wert wird mit dem HeI-ligkeitssteuerungs-Spannungseingang
verglichen und das Tastverhältnis eines einzigen Halbleiterschalterbauteils (Schalttransistor) wird
solange eingestellt, bis der Lampenstrom bei dem Pegel stabil ist, der von der Größe der
Helligkeitssteuerungs-Spannung festgelegt ist. Ein großer Filterkondensator liefert eine geglättete
Gleichspannung an den Inverter- oder Wechselrichterteil der Schaltung. Die Verwendung
einer genauen Servo-Rückführungsschleife, die direkt den Lampen-Entladungsstrom überwacht,
führt zu sehr stabilen Helligkeits-Steuereigenschaften für das Hi-Lume-Vorschaltgerät
über einen Bereich von mehr als 100 : 1 des Lichtleistungsverhältnisses, wobei keine
Streifen- oder Flackereffekte in den Lampen sichtbar sind.
Selbst zehn Jahre nach seiner Einführung weist das Hi-Lume-System immer noch im Vergleich
ausgezeichnete HeIligkeitssteuereigenschäften
bei Leuchtstofflampen auf. Um diese ausgezeichneten Betriebseigenschaften zu erzielen, waren
jedoch gewisse Kompromisse erforderlich. So ruft der große Filterkondensator einen relativ
schlechten Leistungsfaktor hervor und die Zweigleitungs-Lampenkapazität muß verringert
werden. Die Steuerschaltung ist relativ kompli-
ziert, damit die interne Servoschleife stabilisiert wird, was zu hohen Kosten führt, und
zwar trotz des einzigen Halbleiterleistungsschalters und einer relativ einfachen magnetischen
Struktur. Die dem Vorschaltgerät eigene Zuverlässigkeit ist aufgrund der Verwendung
eines einzigen Leistungshalbleiterschalters sehr gut, doch kann eine Fehlverdrahtung
der Lampenleitungen zu Ausfällen führen, weil diese direkt mit dem Leistungshalbleiterschalter
und den Steuerschaltungen verbunden sind. Weiterhin sind die HeIligkeitsSteuerleitungen
über den Brückengleichrichter direkt auf die Wechselspannungsleitung bezogen. Dies bedeutet
vergrößerte Kosten, weil Trennverstärkerschaltungen
und Stromspitzen-Verringerungsschaltungen in Verbindung mit irgendeiner wesentlichen
Anzahl dieser Vorschaltgeräte verwendet werden müssen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein elektronisches Vorschaltgerät der eingangs genannten
Art zu schaffen, das bei einfachem Aufbau einen guten Leistungsfaktor und einfache
Verdrahtungsmöglichkexten der Steuerschaltungen sowie eine Unempfindlichkeit gegenüber
FehlVerdrahtungen aufweist.
Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale
gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen
Das erfindungsgemäße elektronische Vorschaltgerät behält die einfache grundlegende Struktur
und die ausgezeichneten Helligkeitssteuerungseigenschaften des Hi-Lume-Vorschaltgerätes
bei, während bestimmte Punkte beträchtlich verbessert werden, nämlich insbesondere
die Einfachheit der Steuerschaltkreisverdrahtung, der Leistungsfaktor, der Schutz gegen
eine Fehlverdrahtung, die Isolation der Steuerschaltung und die Unempfindlichkeit gegenüber
Störungen. Entsprechend verwendet das erfindungsgemäße Schaltgerät weiterhin lediglich
einen Leistungsschalter und eine einzige magnetische Struktur. Der Strommeßwiderstand ist
jedoch in Serie mit dem Leistungsschaltbauteil geschaltet und nicht in Serie mit der
Lampe. Weiterhin ist die Lampe galvanisch von den Schalterkreisen isoliert. Diese Vorkehrungen
beseitigen praktisch die Möglichkeit eines Ausfalls der Schaltung aufgrund einer Fehlverdrahtung der Lampenleitungen,
weil derartige Fehler die Strommeßschaltungen
nicht mehr unwirksam machen können und auch keine direkten Kurzschlüsse von einer Wechselspannungsleitung
zur Erde hin hervorrufen können.
Weiterhin kann der Filterkondensator nunmehr einen relativ kleinen Wert aufweisen, der dazu
dient, einen Hochfrequenz-Kurzschluß an den Leistungsversorgungsanschlüssen zu bilden,
jedoch keine wesentliche Beeinflussung des Leistungsfaktors des 60 Hz Netzes bei voller
Lichtleistung hervorruft. Wenn der Inverter oder Wechselrichter die volle Lampenleistung
liefert, so dient die Stromentnahme zur schnellen Entladung des Filterkondensators
und die Versorgungsgleichspannung weist die Schwingungsform einer typischen ungefilterten
zweiweg-gleichgerichteten Spannung auf.
Hierdurch ergibt sich ein ausgezeichneter Netzleitungs-Leistungsfaktor bei voller Lichtleistung.
Bei sehr niedrigen Lampenlichtleistungen ist die Kondensatorspannung geglättet und folgt nicht der Netzspannungsschwingungsform,
so daß der Leistungsfaktor verringert ist. Bei niedrigen Ausgangslichtleistungen
weist ein niedriger Leistungsfaktor jedoch keine wesentlichen Nachteile auf und die mehr
geglättete Gleichspannungsschwingungsform dient zur Verbesserung der Lampenstabilität
und der Helligkeitssteuereigenschaften am unteren Ende des Helligkeitssteuerbereiches.
Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät weicht wesentlich von bekannten Vorschaltgeräten ab.
Bei dem vorstehend genannten US-Patent 3 2 65 wird der Lampenentladungsstrom überwacht und
zur direkten Steuerung des Leitfähigkeitszustandes des in Serie geschalteten Leistungsschalterbauteils
verwendet. Dieses Leistungsschalterbauteil wird eingeschaltet und bleibt solange eingeschaltet, bis der Entladungsstrom
einen vorgegebenen oberen Grenzwert erreicht, worauf der Leistungsschalter geöffnet wird und
offengehalten wird, bis der Entladungsstrom unter einen zweiten Grenzwert fällt. Bei dem
erfindungsgemäßen Vorschaltgerät wird nicht der Lampenentladungsstrom gemessen sondern
statt dessen der Strom durch den Leistungsschalter, um die bereits beschriebenen Fehlverdrahtungsprobleme
zu vermeiden. Weiterhin bleibt bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät der Leistungsschalter eingeschaltet, bis
ein oberer Stromgrenzwert überschritten wird, worauf der Leistungsschalter abgeschaltet
wird und abgeschaltet bleibt, bis ein interner Oszillator ein Signal abgibt, das den
Leistungsschalter erneut einschaltet, um einen weiteren Zyklus zu starten. Hierdurch
wird die Betriebsfrequenz des Vorschaltgerätes auf einen bekannten Wert festgelegt und
sie ist keine Funktion der Lampenparameter, wie dies bei dem Vorschaltgerät nach dem
US-Patent 3 265 930 der Fall ist. Hierdurch wird die Lampenlichtleistung weniger abhängig
von Änderungen der Netzspannung und der Lampenentladungsspannung und es wird ein Betrieb
im hörbaren Frequenzbereich verhindert, in dem ein störendes "singendes" Geräusch von
Personen wahrgenommen werden kann, die sich in dem beleuchteten Bereich befinden.
Das Vorschaltgerät nach dem US-Patent 3 265 schaltet weiterhin den Leistungsschalter bei
einem festen vorgegebenen Stromwert ab. Bei dem erfindungsgemäßen Schaltgerät ist dieser Grenzwert
eine Funktion der momentanen Netzspannung. Diese Art der Steuerung führt zu einer nahezu
sinusförmigen Netzstromschwingungsform, die mit der Netzspannung in Phase ist. Daher ist der
Leistungsfaktor in der oben erwähnten Weise sehr gut- Diese schnelle Änderung des Steuerstrompegels,
die der 120 Hz-Zweiweggleichrichtungs-Hüllkurve folgt, ist bei dem bekannten
Hi-Lume-Vorschaltgerät nicht möglich, weil die
bei diesem Vorschaltgerät verwendeten gefilterten Stromrückführungssignale zu langsam ansprechen,
um einer Netzfrequenzkorrekturfunktion
wie dieser zu folgen. Das schnelle Ansprechen der Stromschleife des erfindungsgemäßen
Vorschaltgerätes ergibt weiterhin eine von Natur aus stabile Steuerschleife und verringert
stark die Kompliziertheit der Steuerschaltungen. Schließlich verhindert das schnelle
Ansprechverfahren, daß auf das Leistungsschalterbauteil Stromstöße einwirken, die über
den normalen Konstruktionspegeln liegen, selbst wenn ungewöhnliche Betriebsbedingungen auftreten,
wie z.B. eine Fehlverdrahtung.
Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät verwendet weiterhin ein dielektrisch isoliertes Kopplungsbauteil
zwischen den Helligkeitssteuerleitungen und der Steuerschaltung. Statt mit einer veränderlichen Eingangsgleichspannung
wird der Koppler mit einem Rechteckschwingungseingang mit veränderlichem Tastverhältnis gespeist.
Wie dies weiter oben erwähnt wurde, ermöglicht dies eine einfachere Auslegung der
Verdrahtung weil es nicht mehr erforderlich ist, daß man aufpassen muß, daß Einheiten mit
parallel geschalteten Steuerleitungen immer aus der gleichen Wechselspannungs-Phasenleitung
gespeist werden. Weiterhin wird die Stör-
unempfindlichkeit verbessert.
Erfindungsgemäß wird weiterhin ein neuartiges Verfahren geschaffen, bei dem mehrere Lampen,
die aus einem einzigen Vorschaltgerät betrieben werden, den Lampenstrom, der von dem Vorschaltgerät
geliefert wird, gleichmäßig unter sich aufteilen. Weil die Gasentladungslampen eine Entladungsspannungs-y/Stromcharakteristik
mit negativem Widerstand aufweisen, führt eine Parallelschaltung derartiger Lampen immer
dazu, daß eine Lampe den gesamten Strom führt, während die andere vollständig erlischt. Es
sind zwei Möglichkeiten zur Lösung dieses Problems bekannt. Die übliche Lösung besteht
darin, die Lampen in Serie zu betreiben. Obwohl dies sehr gut mit mehreren Lampen bei
60 Hz funktioniert und mit zwei Lampen bei höheren Frequenzen, können die höheren erforderlichen
Spannungen Probleme bei der Erfüllung von Sicherheitsbestimmungen hervorrufen. Weiterhin werden bei einer Helligkeitssteuerung
über einen großen Bereich kapazitive Leckströme von erheblicher Bedeutung, wenn die
Lampen bei weniger als 1 % der vollen Lichtleistung betrieben werden, und ein Serienbetrieb
von 3 oder mehr Lampen führt zu einer schwerwiegenden Unsymmetrie der Lichtleistung
bei niedrigen Lichtleistungspegeln.
Eine zweite bekannte Lösung dieses Problems besteht darin, die Lampen parallel zu betreiben,
wobei kleine, jedoch aufwendige Stromsymmetriertransformatoren
verwendet werden, um
eine Lampe daran zu hindern, den gesamten zur Verfügung stehenden Entladungsstrom auf sich
zu ziehen. Bei einer Einheit mit zwei Lampen ist lediglich ein Symmetriertransformator erforderlich,
doch benötigt eine Gruppe mit vier Lampen drei Symmetriertransformatoren
und der Aufwand und die Kompliziertheit ist erheblich.
Die Verwendung eines isolierten Ausgangstransformators bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät
ermöglicht in Verbindung mit der Steuerung des Leistungsschalter-Stromes ein neues
Verfahren, das eine Aufteilung des Lampenstromes in Mehrfachlampeneinheiten erzwingt. Wie
dies bereits erwähnt wurde, arbeiten zwei in Serie geschaltete Lampen gut, doch können mehr
Lampen Probleme hervorrufen. Bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät wird eine getrennte Energiespeicherinduktivität
in Verbindung mit zwei Ausgangstransformatoren verwendet, deren Primärwicklungen in Serie geschaltet sind. Die
Last an jedem Transformator wird durch ein oder mehr, vorzugsweise zwei, in Serie geschaltete
Lampen gebildet. Hierdurch ergibt sich der Effekt von vier in Serie geschalteten Lampen,
die von Natur aus Stromaufteilungseigenschaften aufweisen, doch sind die Spannungen
der Transformator-Sekundärwicklungen nicht höher als im Fall von zwei Lampen. In diesem
Fall weist das Vorschaltgerät drei getrennte magnetische Elemente auf. Wenn ein einziger
Ausgangstransformator verwendet wird, kann die Speicherinduktivität in einfacher Weise durch
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einen Teil der Transformatorstruktur selbst gebildet sein, so daß lediglich ein magnetisches
Element erforderlich ist. In ähnlicher Weise kann die vorstehend beschriebene aus drei Elementen bestehende magnetische
Struktur in Form eines einzigen magnetischen Elementes integriert werden. Obwohl ein derartiges
Element relativ kompliziert ist, ist die Möglichkeit, die gesamte restliche Schaltung
auf vier Lampen aufzuteilen, anstelle auf zwei, hinsichtlich der Gesamteinheit kosteneffektiv.
Wie dies weiter oben erwähnt wurde, besteht ein wesentliches Merkmal der Erfindung in der
Verwendung eines einzigen Leistungsschalters. Es sei jedoch bemerkt, daß der einzige Leistungsschalter
in neuartiger Weise durch ein bipolares Hochspannun gs-Ha\bleiterbauteil und
ein eine niedrige Spannung aufweisendes Leistungs-MOSFET-Bauteil gebildet sein kann, die
in einer Kaskodenschaltung zusammengeschaltet sind. Das bipolare Hochspannungs-Halbleiterbauteil
ergibt die notwendigen Hochspannungs-Eigenschaften für den Schalter, während das
für niedrige Spannungen ausgelegte Leistungs-MOSFET-Bauteil einen Betrieb mit extrem hoher
Geschwindigkeit ermöglicht. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ein bipolares
NPN-Halbleiterbauteil in Serie mit den Drain- und Source-Elektroden eines Niederspannungs-Leistungs-MOSFETs
geschaltet. Die Verbindung zwischen dem Emitter des bipolaren Transistors und der Drain-Elektrode des Lei-
stungs-MOSFETs ist die Primärwicklung eines
Stromtransformators eingefügt. Die Sekundärwicklung ist dann zwischen der Basis des bipolaren
Transistors und der Drain-Elektrode des MOSFETs angeschaltet. Die Basis des bipolaren
Transistors ist weiterhin mit einer kleinen Zener-Diode verbunden, deren anderer
Anschluß mit dem Source-Anschluß des Leistungs-MOSFETs verbunden ist. Dieser neuartige Steuer-
und Schalterkreis, der im Ergebnis ein einziges Leistungsschalterbauteil bildet, ergibt
eine hohe Spannung, ein Hochgeschwindigkeits-Schaltverhalten und ist äußerst einfach anzusteuern.
Diese Schaltungsanordnung verhindert weiterhin einen zweiten Durchbruch des bipolaren
Transistors.
Die Erfindung wird im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen
noch näher erläutert.
In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 Ein Schaltbild des bekannten
Hi-Lume-Vorschaltgerätes.
Fig. 2 Ein Schaltbild einer Ausfüh
rungsform des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes.
Fig. 3 Eine Darstellung des Verlaufes
der Ausgangsspannung an dem Filterkondensator nach Fig. 2,
wenn der Inverter die volle Lampenlichtleistung liefert.
Fig. 4 Den Verlauf der Spannung an
dem Filterkondensator nach Fig. 2 in einem Zustand mit verringerter Lampenleistung.
Fig. 5 Ein Schaltbild einer Ausfüh
rungsform einer Ausgangstransformatoranordnung, die mehrere
Lampen verwendet, bei der eine gleichmäßige Aufteilung des Stromes erzwungen wird.
Fig. 6 Ein Schaltbild einer Ausfüh
rungsform eines einzigen Leistungsschalters sowie der zugehörigen Ansteuerschaltungen.
In Fig. 1 ist das Schaltbild des bekannten elektronischen Hi-Lume-Vorschaltgerätes gezeigt, das
in weitem Ausmaß regelbar ist und das über viele Jahre im Handel erhältlich ist. Die Schaltung
wird aus einer WechselSpannungsquelle 10 betrieben, die eine übliche WechselSpannungsquelle von
110, 220 oder 277 Volt bei 50 oder 60 Hz sein kann. Der Ausgang der Quelle 10 ist mit einem
üblichen Einphasen-Gleichrichter 11 vom Zweiweg-Brückentyp verbunden, der ein gleichgerichtetes
Ausgangssignal längs eines relativ großen Filterkondensators 12 liefert, der ein Elektrolytkondensator
ist. Der positive Anschluß der Gleichrichterbrücke 11 ist weiterhin mit dem Kollektor des schematisch dargestellten bipolaren
Schalttransistors 13 verbunden, der seinerseits mit dem induktiven Ballast 14 und der
Gasentladungslampe 15 verbunden ist, die irgendeine gewünschte Gasentladungslampe sein kann,
beispielsweise eine Leuchtstofflampe. Anzapfungen 16 und 17 an dem Ballast oder der Induktivität
14 bilden eine Heizspannungsquelle für die Heizfäden der Gasentladungslampe 15.
. Ein Strommeßwiderstand 18 ist in Serie mit der
Lampe 15 geschaltet und erzeugt eine Ausgangsspannung, die der Steuerschaltung 19 zugeführt
wird. Die Steuerschaltung 19 kann von irgendeinem gewünschten Typ sein und empfängt eine
Helligkeitssteuer-Eingangsspannung an Leitungen 20 und 21, die zusammen mit dem Strommeßwiderstand
18 das Steuersignal steuern, das der Basis des Transistors 13 zugeführt wird und das
im Sinne einer Regelung der Lichtausgangsleistung derart wirkt, daß der Strom durch den
Strommeßwiderstand 18 auf einem Wert gehalten wird, der durch das Helligkeitssteuer-Eingangssignal
an den Leitungen 20 und 21 eingestellt ist.
Die Schaltung nach Fig. 1 weist einen relativ einfachen Aufbau mit ausgezeichneten Helligkeitssteuereigenschaften
auf. Die Schaltung verwendet die einfache Ausgangsinduktivität 14 als Impulsformernetzwerk und der Strommeßwiderstand
18 ist in Serie mit dem Lampenentladungsstrom geschaltet. Die Steuerschaltung
19 ist so ausgebildet, daß sie die Spannung längs des Widerstandes 18, die proportional zum
Lampenentladungsstrom ist, gleichrichtet und filtert. Dieser überwachte Spannungswert wird
dann mit der Helligkeitssteuer-Eingangsspannung verglichen und das Tastverhältnis des Schalttransistors
13 wird dann solange eingestellt, bis der Lampenentladungsstrom bei dem Pegel
stabil ist, der durch die Größe der Helligkeitssteuer-Eingangsspannung festgelegt ist, die an
die Leitungen 20 und 21 angelegt wird. Der grosse Filterkondensator 12 liefert einfach eine
geglättete Gleichspannung an den Inverterteil der Schaltung.
Die Schaltung nach Fig. 1 verwendet eine genaue Servo-Rückführungsschleife, die zu sehr
stabilen Helligkeitssteuereigenschaften führt. Dies wird jedoch unter Inkaufnahme des Aufwandes
eines großen Filterkondensators erreicht, der den Leistungsfaktor der Schaltung verringert.
Weiterhin ist die Steuerschaltung 19 relativ komplex, damit eine stabilisierte interne
Servoschleife gebildet werden kann und sie ist relativ aufwendig. Damit ist das gesamte
Vorschaltgerät relativ aufwendig, selbst in Anbetracht der Tatsache, daß lediglich ein einziges
Leistungsschalterbauteil und eine relativ einfache magnetische Struktur verwendet
werden. Eine Fehlverdrahtung der Lampenleitungen der Lampe 15 kann weiterhin zu einem Ausfall
führen, weil die Leitungen direkt mit dem Leistungsschalter 13 und der Steuerschaltung
19 verbunden sind. Weiterhin sind die Helligkeitssteuerleitungen notwendigerweise direkt
über den in Brücke geschalteten Gleichrichter 11 auf die Wechselspannungsleitung bezogen
(diese Verbindung ist nicht dargestellt). Daher ergeben sich vergrößerte Kosten, weil
Isolations- oder Trennverstärkerschaltungen und Stromspitzen-Verringerungsschaltungen
in Verbindung mit irgendeiner wesentlichen Anzahl von Schaltungen nach Fig. 1 verwendet
werden müssen.
Fig. 2 zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform des Vorschaltgerätes, bei dem die grundlegenden
einfachen Strukturen und die ausgezeichneten Helligkeitssteuereigenschaften
der bekannten Schaltung nach Fig. 1 beibehalten werden. Andererseits weist die Schaltung
nach Fig. 2 eine Anzahl von Verbesserungen auf, insbesondere eine wesentliche Vereinfachung der
Steuerschaltung und eine Verbesserung des Leistungsfaktors und des Schutzes gegen eine Fehlverdrahtung
sowie eine Isolierung der Steuerschaltung und eine Unempfindlichkeit gegen Störungen.
So hat bei der Schaltung nach Fig. 1 der Kondensator 12 eine Kapazität von ungefähr 300
Mikrofarad, während der Kondensator 12 der Schaltung nach Fig. 2 lediglich einen Wert von
ungefähr 3 Mikrofarad aufweist. In Abhängigkeit von der Größe der Lampenlast haben bekannte Vorschaltgeräte-Schaltungen
Kapazitäten bis herunter auf 35 Mikrofarad für niedrige Lampenlasten
verwendet. Bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät werden jedoch Kapazitätswerte von weniger
als ungefähr 30 Mikrofarad selbst für hohe Lampenlasten verwendet.
Wie dies weiterhin in Fig. 2 gezeigt ist, besteht der Vorschaltgerätetransformator aus einem
Transformator 30 mit zwei Wicklungen, der eine Primärwicklung 31 aufweist, die dielektrisch
von der Sekundärwicklung 3 2 i.so-
OR\G^AU
liert, mit dieser jedoch magnetisch gekoppelt ist. Die Sekundärwicklung 32 weist die Anzapfungen
16 und 17 zum Betrieb der Heizfäden der Gasentladungslampen 15 auf.
Der Schalttransistor 13 nach Fig. 2 ist in Serie mit der Primärwicklung 31 und in Serie
mit dem Strommeßwiderstand 18 geschaltet. Hierbei ist es von Bedeutung, daß der Strommeßwiderstand
18 nach Fig. 2 in Serie mit dem Transistor 13 und nicht in Serie mit dem tatsächlichen
Lampenstrom der Lampe 15 geschaltet ist, wie dies in Fig. 1 gezeigt ist.
Eine weitere wesentliche Änderung gegenüber der Schaltung nach Fig. 1 ist die Verwendung
eines üblichen Optokopplers 35 zum Ankoppeln des Eingangssignals an den Steuereingangsleitungen
20 und 21 an die Steuerschaltung 19. Der Optokoppler 35 besteht aus irgendeiner üblichen inneren Anordnung, wie z.B. einer
lichtemittierenden Diode, die optisch mit einem lichtempfindlichen Transistor gekoppelt,
von diesem jedoch dielektrisch isoliert ist. Diese Bauteile sind schematisch in Fig. 2 dargestellt.
Die für die Lampe gezeigte Anordnung, die aus einem Trenntransformator 30 gespeist wird,
ermöglicht eine galvanische Isolierung der Lampe gegenüber den Schalterkreisen. Diese
Vorsichtsmaßnahme beseitigt praktisch jede Möglichkeit eines Ausfalls der Schaltung auf-
grund einer Fehlverdrahtung der Lampenleitungen,
weil derartige Fehler die Strommeßschaltungen nicht mehr unwirksam machen können und
auch keine direkten Kurzschlüsse zwischen Erde und einer Wechselspannungsleitung hervorrufen
können.
Der Filterkondensator 12 ist in der Schaltung nach Fig. 2 wesentlich kleiner als in der
Schaltung nach Fig. 1 und wirkt als Hochfrequenzkurζschluß
an den Leistungsversorgungsanschlüssen der Wechselspannungsleitung 10.
Der Kondensator beeinflußt jedoch nicht im wesentlichen Ausmaß den Netz-Leistungsfaktor
bei voller Lampenleistung. Wenn der Inverter
die volle Lampenleistung liefert, dient die Stromentnahme zur schnellen Entladung des
Kondensators 12, so daß die Speisegleichspannung die typische ungefilterte Vollweggleichrichter-Spannungsform
nach Fig. 3 aufweist. Damit ergibt sich ein ausgezeichneter Netz-Leistungsfaktor
bei voller Lampenlichtleistung. Wenn jedoch der Lampenausgangsstrom relativ niedrig ist, so folgt die Kondensatorspannung
längs des Kondensators 12 nicht der Netzspannungsschwingungsform, sondern hat das Aussehen, wie es beispielsweise in Fig. 4
gezeigt ist. Daher wird bei niedrigen Ausgangspegeln der Leistungsfaktor verringert. Dies
stellt jedoch bei dem niedrigen Strompegel keinen wesentlichen Nachteil dar und die
gleichförmigere, mehr geglättete Gleichspannungsschwingungsform verbessert die Lampensta-
bilität und die Helligkeitssteuereigenschaften am unteren Ende des Helligkeitsbereiches.
Wie dies weiter oben erläutert wurde, ist bei der neuartigen Schaltung nach Fig. 2 weiterhin
wesentlich, daß nicht der Lampenentladungsstrom von dem Strommeßwiderstand 18 gemessen wird,
wie im Fall der Schaltung nach Fig. 1, sondern der Leistungsschalterstrom. Diese Verbindung
entfernt den Strommeßwiderstand 18 von den Lampenanschlüssen
und trägt dazu bei, Probleme bei Fehlverdrahtungen zu vermeiden. Weiterhin bleibt bei der Verwendung der Schaltung nach
Fig. 2 das Leistungsschalterbauteil 13 eingeschaltet, bis ein oberer Stromgrenzwert überschritten
wird, worauf das Leistungsschalterbauteil abgeschaltet wird und abgeschaltet bleibt, bis ein (nicht gezeigter) interner Oszillator
innerhalb der Steuerschaltung 19 dieses Leistungsschalterbauteil erneut einschaltet,
um einen neuen Zyklus zu starten. Hierdurch wird dann die Betriebsfrequenz der Schaltung
auf einen festen Wert festgelegt und sie ist keine Funktion der Lampenparameter, wie
dies bei bekannten Vorschaltgeräten der Fall ist. Hierdurch wird die Lampenlichtleistung
weniger von Änderungen der Netzspannung und der Lampenentladungsspannung abhängig und es
wird ein Betrieb in einem Tonfrequenzbereich verhindert, in dem sonst ein störendes Brummen
erzeugt werden könnte.
Die Schaltung nach Fig. 2 bildet weiterhin eine Steuerstromschleife, die von ihrer Eigenart her
stabil ist, ein schnelles Ansprechverhalten ergibt und die Kompliziertheit der Steuerschaltungen
stark verringert. Ein derartiges schnelles Ansprechen verhindert, daß der Leistungsschaltertransistor
13 Stromstößen ausgesetzt wird, die oberhalb seiner Leistungswerte liegen, und zwar selbst bei Auftreten von
ungewöhnlichen Betriebsbedingungen, wie sie beispielsweise durch eine falsche Verdrahtung
hervorgerufen werden.
Die Verwendung des Optokopplers 35 ermöglicht eine direktere Verbindung von den Helligkeitssteuerleitungen
zur Steuerschaltung 19. Bisher wurde eine sich ändernde Eingangsgleichspannung
verwendet. Der Optokoppler 35 ermöglicht die Verwendung von Rechteckschwingungs-Eingangssignalen
mit veränderlichem Tastverhältnis an den Steuerleitungen 20 und 21 für eine direktere Steuerung des Systems. Dies ermöglicht
weiterhin eine vereinfachte Verdrahtung, weil mehrfache Vorschaltgeräte mit parallel geschalteten
Steuerleitungen nicht mehr aus der die gleiche Phase aufweisenden Wechselspannungsleitung
gespeist werden müssen. Der Optokoppler ergibt weiterhin eine verbesserte Störunempfindlichkeit
für das System.
Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät bildet weiterhin eine neuartige Anordnung zum Betrieb
mehrerer Lampen an einem einzigen Vorschaltgerät, wobei eine gleichmäßige Aufteilung
des von dem Vorschaltgerät gelieferten
Entladungsstroraes auf die Anzahl der Lampen erzwungen wird. Diese neuartige Stromteilerschaltung
ist in Fig. 5 gezeigt, in der den Bauteilen der Fig. 2 entsprechende Bauteile mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet
sind. Daher entsprechen in Fig. 5 die Knotenpunkte 40 und 41 den Knotenpunkten 40 und
nach Fig. 2. Eine einzige Vorschaltgeräte-Induktivität 42 ist parallel zu den Primärwicklungen
43 und 44 von Transformatoren 45 und 46 angeschaltet, die jeweilige Sekundärwicklungen
47 und 48 aufweisen. Das Windungsverhältnis der Wicklungen 43 und 44 zu den Sekundärwicklungen 47 und 4 8 kann 1 : 2
sein. Jede der Wicklungen 47 und 48 ist zur Ansteuerung von zwei in Serie geschalteten
Lampen 49 - 50 bzw. 51 - 52 angeschaltet. Wicklungsanzapfungen 53 und 54 sind mit einem
Heizfaden jeder der Lampen 49 und 50 verbunden und eine in der Mitte liegende Wicklungsanzapfung
55 oder eine Koppelwicklung ist mit den anderen Heizfäden jeder der Lampen 49 und 50 verbunden, wie dies in Fig. 5
gezeigt ist. Eine ähnliche Anordnung ist für den Transformator 46 und die Lampen 51, 52
vorgesehen.
Es ist zu erkennen, daß irgendeine gewünschte Anzahl von Transformatoren 45 und 46 verwendet
werden könnte, um irgendeine gewünschte Anzahl von Lampen in der speziellen Lampenbank
zu ermöglichen, wie dies in Fig. 5 gezeigt ist. Jeder Satz von Lampen besteht lediglich aus zwei in Serie geschalteten Lam-
pen, so daß die maximale Spannung, die in dem Vorschaltgerät erforderlich ist, begrenzt wird.
Dieses neuartige Verfahren der Symmetrierung des Stromes zwischen einer Anzahl von Lampen
wird durch die Verwendung eines einen isolierten Ausgang aufweisenden Transformators und
die getrennte Anordnung des Strommeßwiderstandes ermöglicht. Die Induktivität 42 nach Fig.
wirkt als getrennte Energiespeicherinduktivität, während die Ausgangstransformatoren 45
und 4 6 den gleichen Primärstrom führen, so
daß eine gleichförmige Aufteilung des Stromes auf die Lampen 49 - 52 sichergestellt ist.
Das Schaltbild nach Fig. 5 benötigt drei getrennte magnetische Elemente. Damit wird dieses
Vorschaltgerät relativ kompliziert, doch ist die Möglichkeit, die Stromaufteilung auf
vier Lampen anstelle von zwei Lampen zu erzwingen, für die Gesamteinheit sehr kosteneffektiv.
Ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung betrifft die neuartige Ausführung des
einzigen Leistungsschaltertransistors 13 nach den vorstehenden Figuren zusammen mit einer
neuartigen Steuerbetriebsart für diesen Transistor. Wie dies in Fig. 6 gezeigt ist, kann
dieses einzelne Hochspannungs-Schalterbauteil 13 durch einen Hochspannungs-NPN-Transistor
70 gebildet sein, der in Serie mit einem Niederspannungs-Leistungs-MOSFET
71 geschaltet ist. Diese Bauteile sind in der gut bekannten Kaskodenschaltung zusammengeschaltet. Der NPN-
Transistor 70 kann vom Typ NJE 13 007 A sein, während der MOSFET 71 vom Typ BUZ 710 sein
kann. Der bipolare Transistor 70 ergibt die erforderliche hohe Spannungsfestigkeit, die
für den Schalter 13 erforderlich ist, während der MOSFET 71 den gewünschten Hochgeschwindigkeitsbetrieb
für das Schalterbauteil hervorruft.
In Fig. 6 wird weiterhin eine neuartige Steuerschaltung verwendet, die einen zusammenwirkenden
Betrieb der Transistoren 70 und 71 sicherstellt und gleichzeitig einen zweiten Durchbruch
des bipolaren Transistors 70 vermeidet. Hierbei ist ein Stromtransformator 72 vorgesehen,
der 24 Windungen auf einem Feridkern aufweist. Ein Anzapfungsabschnitt 73 mit vier
Windungen ist in Serie zwischen dem Emitter des Transistors 70 und der Drain-Elektrode
des Transistors 71 angeschaltet, wie dies gezeigt ist. Der Rest der Wicklung ist dann mit
der Basis des Transistors 70 verbunden. Eine Zener-Diode ist zwischen der Basis des Transistors
70 und der Source-Elektrode des Transistors
71 eingeschaltet. Die Steuerschaltung 19 nach Fig. 2 beispielsweise ist dann mit
der Gate-Elektrode des MOSFETs 71 verbunden, um die Schalteranordnung 13 ein- und auszuschalten.
Im Betrieb sei angenommen, daß sich der Schalter 13 in leitfähigem Zustand befindet und
daß ein Signal erzeugt wird, das den Schalter 13 abschalten soll. Hierbei schaltet der
MOSFET 71 äußerst schnell ab, wodurch ein scharfer Abfall im Emitterstrom des bipolaren Transistors
70 hervorgerufen wird. Der Kollektorstrom des bipolaren Transistors, der beim Abschalten
weiterfließt, läuft über die Zener-Diode und zur Source-Anschlußleitung des MOSFETs,
um den bipolaren Transistor 70 vollständig abzuschalten. Damit kann ein Hochgeschwindigkeitsabschalten
erzielt werden, bei dem der MOSFET immer sicher geschützt ist.
Es sei bemerkt, daß im leitfähigen Zustand des Schalters 13 der Emitterstrom durch den
vier Windungen aufweisenden Abschnitt 73 des Transformators 72 hindurchfließt. Entsprechend
wirkt der Transformator 72 als Stromtransformator und prägt 1/5 des vollen Emitterstromes
auf die Basiselektrode auf, wodurch die Basisansteuerung für den Transistor 70 erzeugt
wird. Der Ferritkern ist so ausgelegt, daß er während dieses Vorganges nicht gesättigt wird.
Als Ergebnis bewirkt die vorstehend beschriebene Schaltung nach Fig. 6 ein Hochgeschwindigkeitsabschalten
und sie ist sehr leicht anzusteuern. Weiterhin wird ein zweiter Durchbruch des bipolaren Transistors 70 verhindert,
so daß dieser bipolare Transistor robuster ist.
Claims (9)
- Patentanwälte " Dipl.-Ing. C u rt Wal lach Europäische Patentvertreter Dipl.-lng.GüntherKochEuropean Patent Attorneys Dipl.-Phys. Dr.TinO HaibachDipl.-Ing. Rainer FeldkampD-8000 München 2 · Kaufingerstraße 8 · Telefon (0 89) 2 60 80 78 · Telex 5 29 513 wakai dDatum: LUTRON ELECTRONICS Co. Unser Zeichen: 18 178 - Fk/stElektronisches Vorschaltgerät für GasentladungslampenPATENTANSPRÜCHE:/l/ Elektronisches Vorschaltgerät für Gasentladungslampen, deren Lichtleistung über einen großen Bereich einstellbar ist, mit einem Wechselspannungs-Eingangskreis, mit einem Zweiweggleichrichter, dessen Wechselspannungsanschlüsse mit dem Wechselspannungs-Eingangskreis verbunden sind und der Gleichspannungs-Ausgangsanschlüsse aufweist, mit einem Filterkondensator, der längs der Gleichspannungs-Ausgangsanschlüsse angeschaltet ist, mit Transformatoreinrichtungen, die elektrisch voneinander isolierte Primär- und Sekundärwicklungen einschließen, mit einer Gasentladungslampe, die längs der Anschlüsse der Sekundärwicklung angeschaltet ist, mit einem einzigen Halbleiterschaltelement, das eine Steuerelektrode und erste und zweite Leistungsanschlüsse aufweist, mit einer Strommeßeinrichtung, mit einer Steuerschaltung, die mit derSteuerelektrode verbunden und so betätigbar ist, daß das Halbleiterschaltelement mit einem gesteuerten Tastverhältnis ein- und ausgeschaltet wird, mit einer Helligkeitssteuerpegel-Einstellschaltung, die mit der Steuerschaltung verbunden ist, um das Tastverhältnis auf einen Wert einzustellen, der auf ein vorgegebenes Ausmaß der Helligkeitsverringerung der Gasentladungslampe bezogen ist, wobei die Strommeßeinrichtungen mit der Steuerschaltung verbunden sind und das Tastverhältnis auf einen Wert einstellen, der den Strom durch die Strommeßeinrichtungen auf einem Wert hält, der zu dem in Beziehung steht, der sich aus der Einstellung der Helligkeitssteuerpegel-Einstellschaltung ergibt,
dadurch gekennzeichnet , daß die Gleichspannungs-Ausgangsanschlüsse, die Primärwicklung (31; 43, 44)y das einzige Halbleiterschaltelement (13) und die Strommeßeinrichtungen (18) in einem geschlossenen Serienkreis zusammengeschaltet sind. - 2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Filterkondensator (12) einen Wert von weniger als ungefähr 30 Mikrofarad aufweist.
- 3. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Sekundärwicklung (32; 47,48) Heizungs-Anzapfabschnitte (16, 17) aufweist, die mit den Heizfäden der Gasentladungslampe (15; 4 9 - 52) verbunden sind.
- 4. Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche,dadurch gekennzeichnet , daß ein zweiter Transformator (46) vorgesehen ist-, der dielektrisch isolierte Primärwicklungen (44) und Sekundärwicklungen (4 8) aufweist, daß die Primärwicklung (43) des Transformators (45) und die Primärwicklung (44) des zweiten Transformators (46) in Serie in den geschlossenen Serienkreis eingeschaltet sind, daß eine Induktivität (4 2) parallel zu den in Serie geschalteten Primärwicklungen (43, 44) angeschaltet ist und daß eine zweite Gasentladungslampe längs der Anschlüsse der Sekundärwicklung (4 8) angeschaltet ist.
- 5. Vorschaltgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß zumindestens zwei in Serie geschaltete Gasentladungslampen (49, 50, 51, 52) längs der Anschlüsse jeder der Sekundärwicklungen (47, 48) angeschaltet sind.
- 6. Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche,dadurch gekennzeichnet , daß ein Optokoppler-Bauteil (35) die Helligkeitspegel-Einstellschaltung mit der Steuerschaltung (19) koppelt.
- 7. Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche,dadurch gekennzeichnet ,-A-daß das einzige Halbleiterschaltelement (13) durch einen bipolaren Transistor gebildet ist.
- 8. Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche,dadurch gekennzeichnet , daß das einzige Halbleiterschaltelement (13) einen bipolaren Hochspannungstransistor (70) und einen Niederspannungs-Leistungs-MOSFET (71) umfaßt, die miteinander in Kaskode geschaltet sind.
- 9. Vorschaltgerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Stromtransformator (72) mit einem Anzapf -Anschluß (73) und Endanschlüssen vorgesehen ist, daß die Endanschlüsse mit der Basis des bipolaren Transistors (70) bzw. der Drain-Elektrode des MOSFETs (71) verbunden sind, daß der Anzapfungs-Anschluß mit dem Emitter des bipolaren Transistors (70) verbunden ist, daß die Source-Elektrode des MOSFET und der Kollektor des bipolaren Transistors in den Serienkreis eingeschaltet sind und daß eine Zener-Diode zwischen der Basis des bipolaren Transistors (70) und der Source-Elektrode des MOSFETs (71) eingeschaltet ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/642,072 US4663570A (en) | 1984-08-17 | 1984-08-17 | High frequency gas discharge lamp dimming ballast |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3528549A1 true DE3528549A1 (de) | 1986-02-27 |
Family
ID=24575071
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19853528549 Ceased DE3528549A1 (de) | 1984-08-17 | 1985-08-08 | Elektronisches vorschaltgeraet fuer gasentladungslampen |
Country Status (6)
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US (1) | US4663570A (de) |
KR (1) | KR920007773B1 (de) |
CA (1) | CA1254610A (de) |
DE (1) | DE3528549A1 (de) |
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GB (1) | GB2163309B (de) |
Families Citing this family (63)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4894587A (en) * | 1984-08-17 | 1990-01-16 | Lutron Electronics Co., Inc. | High frequency gas discharge lamp dimming ballast |
GB8520105D0 (en) * | 1985-08-09 | 1985-09-18 | Parker Graphics Ltd | Electric control circuit |
ZA862614B (en) * | 1986-04-08 | 1986-12-30 | David John Cockram | Controller for gas discharge lamps |
US4857810A (en) * | 1987-03-17 | 1989-08-15 | General Electric Company | Current interruption operating circuit for a gaseous discharge lamp |
US4853598A (en) * | 1987-10-13 | 1989-08-01 | Alexander Kusko | Fluorescent lamp controlling |
DE3736222A1 (de) * | 1987-10-26 | 1989-05-03 | Ingo Maurer | Schaltungsanordnung zum steuern der helligkeit einer lampe |
JPH0185894U (de) * | 1987-11-27 | 1989-06-07 | ||
US4958109A (en) * | 1988-09-22 | 1990-09-18 | Daniel Naum | Solid state ignitor |
US4999546A (en) * | 1989-01-30 | 1991-03-12 | Kabushiki Kaisha Denkosha | Starting device for discharge tube |
US5170099A (en) * | 1989-03-28 | 1992-12-08 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Discharge lamp lighting device |
US5144205A (en) * | 1989-05-18 | 1992-09-01 | Lutron Electronics Co., Inc. | Compact fluorescent lamp dimming system |
US5055742A (en) * | 1989-05-18 | 1991-10-08 | Lutron Electronics Co., Inc. | Gas discharge lamp dimming system |
US5003230A (en) * | 1989-05-26 | 1991-03-26 | North American Philips Corporation | Fluorescent lamp controllers with dimming control |
US5001386B1 (en) * | 1989-12-22 | 1996-10-15 | Lutron Electronics Co | Circuit for dimming gas discharge lamps without introducing striations |
US5041767A (en) * | 1990-03-30 | 1991-08-20 | Bertonee Inc. | Digital controller for gas discharge tube |
US5118992A (en) * | 1990-04-17 | 1992-06-02 | North American Philips Corporation | Fluorescent lamp controlling arrangement |
US5173643A (en) * | 1990-06-25 | 1992-12-22 | Lutron Electronics Co., Inc. | Circuit for dimming compact fluorescent lamps |
US5250877A (en) * | 1991-06-04 | 1993-10-05 | Rockwell International Corporation | Method and apparatus for driving a gas discharge lamp |
US5367223A (en) * | 1991-12-30 | 1994-11-22 | Hewlett-Packard Company | Fluoresent lamp current level controller |
US5386181A (en) * | 1992-01-24 | 1995-01-31 | Neon Dynamics Corporation | Swept frequency switching excitation supply for gas discharge tubes |
US5239239A (en) * | 1992-03-26 | 1993-08-24 | Stocker & Yale, Inc. | Surrounding a portion of a lamp with light regulation apparatus |
US5345150A (en) * | 1992-03-26 | 1994-09-06 | Stocker & Yale, Inc. | Regulating light intensity by means of magnetic core with multiple windings |
GB2271479A (en) * | 1992-10-07 | 1994-04-13 | Transmicro Limited | Dimmable H.F. flourescent lamp driver with regulated output |
KR100265199B1 (ko) * | 1993-06-21 | 2000-09-15 | 김순택 | 고압 방전등 구동장치 |
DE4328306A1 (de) * | 1993-08-23 | 1994-03-17 | Spindler Bernhard Dipl Ing | Schaltungsanordnung zur Einstellung und Regelung des Betriebszustandes von Niederdruckentladungslampen im Hochfrequenz- und Niederfrequenzbetrieb |
US5668446A (en) * | 1995-01-17 | 1997-09-16 | Negawatt Technologies Inc. | Energy management control system for fluorescent lighting |
IT1303437B1 (it) * | 1998-09-25 | 2000-11-06 | Elettrotecnica Sas Di Ricci En | Apparato di trasformazione per tubi illuminanti a catodo freddocaricati con neon od argon o miscelati. |
US6285571B1 (en) | 2000-03-03 | 2001-09-04 | Linfinity Microelectronics | Method and apparatus for an efficient multiphase switching regulator |
US6292378B1 (en) | 2000-04-07 | 2001-09-18 | Linfinity Microelectronics | Method and apparatus for programmable current sharing |
US6570347B2 (en) | 2000-06-01 | 2003-05-27 | Everbrite, Inc. | Gas-discharge lamp having brightness control |
FI109446B (fi) * | 2000-11-16 | 2010-05-18 | Teknoware Oy | Järjestely purkauslampun yhteydessä |
US6784622B2 (en) | 2001-12-05 | 2004-08-31 | Lutron Electronics Company, Inc. | Single switch electronic dimming ballast |
US7285919B2 (en) | 2001-06-22 | 2007-10-23 | Lutron Electronics Co., Inc. | Electronic ballast having improved power factor and total harmonic distortion |
US7005835B2 (en) * | 2002-06-28 | 2006-02-28 | Microsemi Corp. | Method and apparatus for load sharing in a multiphase switching power converter |
US6965219B2 (en) * | 2002-06-28 | 2005-11-15 | Microsemi Corporation | Method and apparatus for auto-interleaving synchronization in a multiphase switching power converter |
US6836103B2 (en) * | 2002-06-28 | 2004-12-28 | Microsemi Corporation | Method and apparatus for dithering auto-synchronization of a multiphase switching power converter |
US6979959B2 (en) | 2002-12-13 | 2005-12-27 | Microsemi Corporation | Apparatus and method for striking a fluorescent lamp |
US6791279B1 (en) * | 2003-03-19 | 2004-09-14 | Lutron Electronics Co., Inc. | Single-switch electronic dimming ballast |
US7187139B2 (en) | 2003-09-09 | 2007-03-06 | Microsemi Corporation | Split phase inverters for CCFL backlight system |
US7183727B2 (en) | 2003-09-23 | 2007-02-27 | Microsemi Corporation | Optical and temperature feedbacks to control display brightness |
JP4658061B2 (ja) * | 2003-10-06 | 2011-03-23 | マイクロセミ・コーポレーション | 複数のccfランプを動作させるための電流分配方法および装置 |
US7279851B2 (en) * | 2003-10-21 | 2007-10-09 | Microsemi Corporation | Systems and methods for fault protection in a balancing transformer |
US7239087B2 (en) | 2003-12-16 | 2007-07-03 | Microsemi Corporation | Method and apparatus to drive LED arrays using time sharing technique |
US6969955B2 (en) * | 2004-01-29 | 2005-11-29 | Axis Technologies, Inc. | Method and apparatus for dimming control of electronic ballasts |
US7468722B2 (en) | 2004-02-09 | 2008-12-23 | Microsemi Corporation | Method and apparatus to control display brightness with ambient light correction |
WO2005099316A2 (en) | 2004-04-01 | 2005-10-20 | Microsemi Corporation | Full-bridge and half-bridge compatible driver timing schedule for direct drive backlight system |
WO2005101920A2 (en) | 2004-04-07 | 2005-10-27 | Microsemi Corporation | A primary side current balancing scheme for multiple ccf lamp operation |
US7755595B2 (en) | 2004-06-07 | 2010-07-13 | Microsemi Corporation | Dual-slope brightness control for transflective displays |
US7173382B2 (en) * | 2005-03-31 | 2007-02-06 | Microsemi Corporation | Nested balancing topology for balancing current among multiple lamps |
US7414371B1 (en) | 2005-11-21 | 2008-08-19 | Microsemi Corporation | Voltage regulation loop with variable gain control for inverter circuit |
US7247991B2 (en) * | 2005-12-15 | 2007-07-24 | General Electric Company | Dimming ballast and method |
US7569998B2 (en) | 2006-07-06 | 2009-08-04 | Microsemi Corporation | Striking and open lamp regulation for CCFL controller |
US7541751B2 (en) * | 2007-03-05 | 2009-06-02 | Mdl Corporation | Soft start control circuit for lighting |
TW200939886A (en) | 2008-02-05 | 2009-09-16 | Microsemi Corp | Balancing arrangement with reduced amount of balancing transformers |
US8093839B2 (en) * | 2008-11-20 | 2012-01-10 | Microsemi Corporation | Method and apparatus for driving CCFL at low burst duty cycle rates |
US8164275B2 (en) * | 2009-12-15 | 2012-04-24 | Tdk-Lambda Americas Inc. | Drive circuit for high-brightness light emitting diodes |
WO2012012195A2 (en) | 2010-07-19 | 2012-01-26 | Microsemi Corporation | Led string driver arrangement with non-dissipative current balancer |
US8754581B2 (en) | 2011-05-03 | 2014-06-17 | Microsemi Corporation | High efficiency LED driving method for odd number of LED strings |
CN103477712B (zh) | 2011-05-03 | 2015-04-08 | 美高森美公司 | 高效led驱动方法 |
US8947896B2 (en) | 2011-10-11 | 2015-02-03 | Fairchild Semiconductor Corporation | Proportional bias switch driver circuit |
US8981819B2 (en) * | 2011-12-23 | 2015-03-17 | Fairchild Semiconductor Corporation | Proportional bias switch driver circuit with current transformer |
US20140035627A1 (en) * | 2012-08-06 | 2014-02-06 | Fairchild Semiconductor Corporation | SiC Proportional Bias Switch Driver Circuit with Current Transformer |
DE102012112391B4 (de) * | 2012-12-17 | 2018-10-04 | Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg | Schaltnetzteil mit einer Kaskodenschaltung |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4168453A (en) * | 1977-12-28 | 1979-09-18 | Datapower, Inc. | Variable intensity control apparatus for operating a gas discharge lamp |
US4253046A (en) * | 1978-12-11 | 1981-02-24 | Datapower, Inc. | Variable intensity control apparatus for operating a gas discharge lamp |
FR2489071A1 (fr) * | 1980-08-22 | 1982-02-26 | Cit Alcatel | Circuit d'alimentation d'un tube fluorescent |
US4414493A (en) * | 1981-10-06 | 1983-11-08 | Thomas Industries Inc. | Light dimmer for solid state ballast |
Family Cites Families (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
BE794165A (fr) * | 1972-01-19 | 1973-07-17 | Philips Nv | Dispositif muni d'une lampe a decharge dans le gaz et/ou dans la vapeur |
US3913002A (en) * | 1974-01-02 | 1975-10-14 | Gen Electric | Power circuits for obtaining a high power factor electronically |
US3969652A (en) * | 1974-01-04 | 1976-07-13 | General Electric Company | Electronic ballast for gaseous discharge lamps |
US3922582A (en) * | 1974-08-22 | 1975-11-25 | Gte Sylvania Inc | Current limited oxcillator arrangement |
US4060751A (en) * | 1976-03-01 | 1977-11-29 | General Electric Company | Dual mode solid state inverter circuit for starting and ballasting gas discharge lamps |
US4132925A (en) * | 1976-06-15 | 1979-01-02 | Forest Electric Company | Direct current ballasting and starting circuitry for gaseous discharge lamps |
FI55745C (fi) * | 1978-01-09 | 1979-09-10 | Teknoware Oy | Anordning foer reglering av effekten i en elektrisk apparat |
US4197485A (en) * | 1978-07-24 | 1980-04-08 | Esquire, Inc. | Optocoupler dimmer circuit for high intensity, gaseous discharge lamp |
GB2030388A (en) * | 1978-09-05 | 1980-04-02 | Thorn Electrical Ind Ltd | Lamp drive circuits for cine film projectors or cameras |
GB2047486A (en) * | 1979-04-12 | 1980-11-26 | Smith E H | Lighting system |
US4259616A (en) * | 1979-07-09 | 1981-03-31 | Gte Products Corporation | Multiple gaseous lamp electronic ballast circuit |
US4358717A (en) * | 1980-06-16 | 1982-11-09 | Quietlite International, Ltd. | Direct current power source for an electric discharge lamp |
JPS6057673B2 (ja) * | 1980-09-03 | 1985-12-16 | 株式会社エルモ社 | 交流放電灯の電源装置 |
US4395660A (en) * | 1980-12-31 | 1983-07-26 | Waszkiewicz E Paul | Lamp dimmer circuit utilizing opto-isolators |
FI61114C (fi) * | 1981-03-30 | 1982-05-10 | Kalervo Virtanen | Anordning foer reglering av effekten i elektriska apparater isynnerhet i lysroer |
US4385262A (en) * | 1981-11-30 | 1983-05-24 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for variable current control of a negative resistance device such as a fluorescent lamp |
GB2120870B (en) * | 1982-05-12 | 1986-03-12 | Hsiung Chiou Eric De | Electronic ballast for gas discharge lamps and fluorescent lamps |
US4513226A (en) * | 1983-03-04 | 1985-04-23 | Astec Components, Ltd. | Electronic ballast-inverter circuit |
-
1984
- 1984-08-17 US US06/642,072 patent/US4663570A/en not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-08-02 GB GB08519442A patent/GB2163309B/en not_active Expired
- 1985-08-08 DE DE19853528549 patent/DE3528549A1/de not_active Ceased
- 1985-08-12 FR FR8512271A patent/FR2569327A1/fr not_active Withdrawn
- 1985-08-16 CA CA000488850A patent/CA1254610A/en not_active Expired
- 1985-08-17 KR KR8505939A patent/KR920007773B1/ko not_active IP Right Cessation
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4168453A (en) * | 1977-12-28 | 1979-09-18 | Datapower, Inc. | Variable intensity control apparatus for operating a gas discharge lamp |
US4253046A (en) * | 1978-12-11 | 1981-02-24 | Datapower, Inc. | Variable intensity control apparatus for operating a gas discharge lamp |
FR2489071A1 (fr) * | 1980-08-22 | 1982-02-26 | Cit Alcatel | Circuit d'alimentation d'un tube fluorescent |
US4414493A (en) * | 1981-10-06 | 1983-11-08 | Thomas Industries Inc. | Light dimmer for solid state ballast |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA1254610A (en) | 1989-05-23 |
KR920007773B1 (en) | 1992-09-17 |
GB8519442D0 (en) | 1985-09-11 |
US4663570A (en) | 1987-05-05 |
FR2569327A1 (fr) | 1986-02-21 |
GB2163309B (en) | 1988-03-16 |
GB2163309A (en) | 1986-02-19 |
KR870002745A (ko) | 1987-04-06 |
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