DE3526776C1 - Radarsystem zur Überwachung des Luftraumes - Google Patents
Radarsystem zur Überwachung des LuftraumesInfo
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 34
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 18
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 15
- 230000015654 memory Effects 0.000 claims description 14
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 claims description 12
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 9
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 7
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 claims description 6
- 230000008030 elimination Effects 0.000 claims description 5
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 claims description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 4
- 230000006835 compression Effects 0.000 claims description 4
- 238000007906 compression Methods 0.000 claims description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 4
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 2
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 25
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 16
- 230000006870 function Effects 0.000 description 11
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 11
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 9
- 230000008520 organization Effects 0.000 description 6
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 6
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 4
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 3
- 230000007123 defense Effects 0.000 description 3
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 2
- 230000035515 penetration Effects 0.000 description 2
- 238000012549 training Methods 0.000 description 2
- 241000881711 Acipenser sturio Species 0.000 description 1
- 240000008415 Lactuca sativa Species 0.000 description 1
- 230000000712 assembly Effects 0.000 description 1
- 238000000429 assembly Methods 0.000 description 1
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 238000005286 illumination Methods 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 description 1
- 239000002674 ointment Substances 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000033764 rhythmic process Effects 0.000 description 1
- 235000012045 salad Nutrition 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- GCTNBVHDRFKLLK-UHFFFAOYSA-N thujane Natural products CC1CCC2(C(C)C)C1C2 GCTNBVHDRFKLLK-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000003936 working memory Effects 0.000 description 1
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
- G01S13/53—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on a single spectral line and associated with one or more range gates with a phase detector or a frequency mixer to extract the Doppler information, e.g. pulse Doppler radar
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/28—Details of pulse systems
- G01S7/285—Receivers
- G01S7/292—Extracting wanted echo-signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Remote Sensing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft Radarsysteme zur Überwachung des Luft
raumes nach den Oberbegriffen der Patentansprüche 1 und 6.
Die Grundlagen von Kohärentimpuls-Radarsystemen sind ausführ
lich in der einschlägigen technischen Literatur beschrieben,
insbesondere in dem Buch von M.I. SKOLNIK "Radar Handbook"
1970, Herausgeber McGraw Hill.
Aus der US-PS 4 042 925 ist ein Radarsystem zur Überwachung
des Luftraumes bekannt, bei dem ein Dauerstrich(CW)-Sender
mit einer periodisch wiederholten pseudozufälligen Impulsfol
ge moduliert wird, um Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten zu
vermeiden, indem die Länge der Impulsfolge und die Länge der
einzelnen Impulse geeignet gewählt werden. Der Empfänger ei
nes solchen Radarsystems enthält einen Analog/Digital-Wand
ler, auf den Verarbeitungsschaltungen mit FFT-Prozessoren und
Doppler-Filtern folgen. Empfangsseitig werden sowohl Geschwin
digkeits- als auch Entfernungsmehrdeutigkeiten sowie Clutter-
Störungen unterdrückt. Wenn die senderseitige Codierung zur
Vermeidung von Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten erfolgt, ent
steht jedoch eine große Entfernungsmehrdeutigkeit. Um diese
aufzulösen, müssen von einer Impulsfolge zur nächsten ver
schiedene Taktfrequenzen verwendet werden.
Bei Radar-Militäranwendungen besteht die Aufgabe eines Radar
systems zur Überwachung des Luftraumes darin, die "Eindring
bahnen" feindlicher Flugzeuge aufzuspüren und Abwehrsysteme
mit ausreichender Zeitreserve zu alarmieren, um die Ansprech
zeit des Waffensystems zu berücksichtigen.
Das Manövrier- und Eindringvermögen von feindlichen Flugkör
pern wird aber stetig gesteigert, wobei Flugzeuge insbesonde
re auch in sehr geringer Höhe manövrieren können, selbst wenn
die atmosphärischen Bedingungen besonders ungünstig sind.
Überdies wurde der Schutz von derartigen Flugzeugen durch
Anwendung von hochentwickelten elektronischen Abwehrmaßnahmen
beträchtlich verbessert.
Um einer solchen Bedrohung aus dem Luftraum zu begegnen, muß
die Leistungsfähigkeit von Radarsystemen zur Überwachung des
Luftraumes insbesondere im Bereich niedriger Flughöhe verbes
sert werden. Um auf kontinuierliche Weise die Eindringbahnen
von feindlichen Flugkörpern aufzuspüren, muß das Radarsystem
Erfassungsdiagramme selbst dann liefern, wenn die Ziele sich
tangential zur Radarantenne bewegen, und muß ferner imstande
sein, Echos von feindlichen Körpern von verschiedenen Stör
signalen zu unterscheiden, insbesondere von Echos, die durch
Bodenfahrzeuge erzeugt werden. Aus der US-PS 4 459 592 ist
beispielsweise ein Dopplerradarsystem bekannt, dessen Empfän
ger mit Verarbeitungsschaltungen zur Unterdrückung von Clut
ter-Störungen versehen ist. Die Fehlalarmquote darf durch
Störsignale nicht gesteigert werden, da dies zu einer Sätti
gung der graphischen Anzeige führen würde. Die wichtigsten
Störsignale, die Fehlalarme verursachen können, sind: Boden
echos, die sich durch verschwindende oder äußerst geringe
Doppler-Frequenzverschiebung auszeichnen, Rückstreusignale,
die durch atmosphärische Störungen verursacht werden, die so
genannten "Düppel" und "Engelechos" sowie Signale von Punkt
echos, welche durch Bodenfahrzeuge verursacht werden, die
sich mit relativ hoher Geschwindigkeit bewegen. Das Radar
system darf auch nicht aufelektronische Abwehr-Signale an
sprechen, die vom Gegner bewußt ausgestrahlt werden.
Die sogenannten MTD-Radarsysteme (MTD von Moving Target
Detection, Erfassung bewegter Ziele), die z. B. aus der US-PS
3 127 605 bekannt sind, wenden eine wohlbekannte Technik an,
um eine Klassifizierung der von der Radarantenne aufgefange
nen Signale je nach der Doppler-Frequenzverschiebung vorzu
nehmen, welche durch die Bewegung der angestrahlten Objekte
verursacht wird. In derartigen auf dem Dopplereffekt beruhen
den Radarsystemen wird die Phase der Trägerschwingung, mit
der die Impulse durch die Radarantenne abgestrahlt werden,
festgestellt und mit der Phase der von dieser Antenne aufge
fangenen Signale verglichen, um einen Phasen-Meßwert zu lie
fern, welcher die gesendeten und empfangenen Signale betrifft.
Diese relative Phase ist von einem Impuls zum anderen kon
stant, wenn die Radarsignale durch einen feststehenden Gegen
stand reflektiert werden; sie ändert sich mit der Zeit, wenn
ein bewegliches Objekt vorliegt, dessen radiale Geschwindig
keitskomponente Vr gegenüber der Antenne nicht gleich Null
ist. Der Phasenvergleich zwischen den gesendeten und den emp
fangenen Signalen wird mittels eines Kohärentdetektors vom
sogenannten "komplexen" Typ durchgeführt, also mittels eines
Detektors, welcher die zwei orthogonalen Komponenten I und Q
der Echosignale erfaßt. Daraus ergibt sich, daß der Kohärent
detektor bipolare Impulssignale liefert, deren Amplitude bei
feststehenden Objekten konstant ist, und bipolare Impulssi
gnale, die sinusförmig amplitudenmoduliert sind, wenn bewegte
Objekte vorliegen.
Um die Erfassungs-Leistungsfähigkeit und das Vermögen der
diskontinuierlichen Verfolgung von bewegten Zielen, die durch
Flugzeuge gebildet sind, zu steigern, wurden bereits die er
wähnten MTD-Radarsysteme vorgeschlagen. Gegenüber den Radar
systemen, die auf der Eliminierung von Störsignalen beruhen
und bei denen die Erfassungswahrscheinlichkeit für bewegte
Flugzeuge begrenzt ist, ist man bei den MTD-Systemen bestrebt,
die den Störsignalen überlagerten Echos von Flugzeugen her
auszulösen. Bei den bekannten MTD-Radarsystemen erzeugt ein
Prozessor eine "Karte von Festechos", die fortwährend aufge
frischt wird. Diese Karte von Festechos liefert nach Multi
plikation mit einem konstanten Koeffizienten den Erfassungs
schwellwert des Empfängers für jedes Entfernungsfenster. Die
ses Verfahren zur Unterscheidung von beweglichen Zielen er
fordert die Speicherung von etwa 400 000 Datenwörtern. Über
dies liefern die Echos von Bodenfahrzeugen eine überaus große
Anzahl von Fehlalarmsignalen, und das Radarsystem ist daher
relativ empfindlich gegen elektronische Abwehrmaßnahmen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Radarsystem vom
MTD-Typ zu schaffen, bei welchem die Störsignalechos, ein
schließlich der von Bodenfahrzeugen erzeugten Echosignale, zu
einer äußerst geringen Fehlalarmquote führen.
Diese Aufgabe wird bei einem Radarsystem, dessen Sender zur
Vermeidung von Entfernungsmehrdeutigkeiten unterschiedlich
codierte Impulsfolgen abgibt, durch die im Patentanspruch 1
angegebenen Maßnahmen und bei einem Radarsystem, dessen Sen
der Kohärentimpulspakete abgibt, durch die im Patentanspruch 6
angegebenen Maßnahmen gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen
der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Das Radarsystem enthält also insbesondere: einen Sender, der
außer den Impulspaketen ein Signal zur Identifizierung des
laufenden Impulspakets liefert; einen Empfänger, welcher di
gitale Signale für jedes Entfernungsfenster liefert; und eine
Filterbank aus N Dopplerfiltern, welche die Gesamtheit des
Spektrums der Echosignale überdeckt. Diese Doppler-Filterbank
ist an zwei Signalkanäle angeschlossen: ein erster Kanal oder
Erfassungskanal enthält Mittel zur Erfassung von Punktecho
signalen, und ein zweiter Kanal oder Kontrollkanal empfängt
das Identifikationssignal des laufenden Impulspakets und um
faßt Mittel, um N Wichtungssignale für die Dopplerfilter zu
erzeugen, welche dem Steuereingang einer Sperreinrichtung
zugeführt werden; der Eingang dieser Sperreinrichtung ist mit
dem Ausgang des Erfassungskanals verbunden, und ihr Ausgang
ist mit einer Auswerteeinheit verbunden, beispielsweise mit
einer Graphikanzeige.
Einzelheiten mehrerer Ausführungsformen der Erfindung ergeben
sich aus der folgenden Beschreibung und aus der Zeichnung,
auf die Bezug genommen wird. In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Diagramm, welches die waagerechte Über
deckung durch ein Radarsystem zeigt, das mit
Salven von codierten Impulsen arbeitet;
Fig. 2 die Folge von gesendeten Impulssalven in Abhän
gigkeit von der Zeit;
Fig. 3 das Spektrum der Stör-Radarsignale für verschie
dene gesendete Impulssalven;
Fig. 4 ein Blockdiagramm, welches die wesentlichen
Elemente des Radarempfängers zeigt;
Fig. 5 ein Diagramm, welches eine Matrix von Entfer
nungsfenstern des Radarsystems verdeutlicht;
Fig. 6 ein Diagramm, welches die Matrix von Entfer
nungs-Geschwindigkeits-Fenstern des Radar
systems verdeutlicht;
Fig. 7 ein Blockschaltbild, welches eine Ausführungs
form einer Doppler-Filterbank zeigt, die an den
Ausgang des Radarempfängers angeschlossen ist;
Fig. 8 ein Diagramm, welches die Organisation der Da
tenwörter eines Entfernungsfensters verdeutlicht;
Fig. 9 ein Diagramm, welches die frequenzabhängige
Durchlaßkurve G(f) der Doppler-Filterbank ver
deutlicht;
Fig. 10 eine Kurve, welche die frequenzabhängige Durch
laßkurve eines Elementes der Doppler-Filterbank
zeigt;
Fig. 11 ein Blockdiagramm, welches die wesentlichen Ele
mente der Schaltungen zur Verarbeitung der digi
talen Ausgangsdaten der Doppler-Filterbank zeigt;
Fig. 12 ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungsform
der Schaltungen des Kontrollkanals der Verarbei
tungsschaltungen zeigt;
Fig. 13a, 13b und 13c Diagramme, welche die frequenzabhängige Durch
laßkurve der Doppler-Filterbank in Abhängigkeit
von der scheinbaren Doppler-Frequenzverschiebung
des in einem Entfernungsfenster erfaßten Echo
signals zeigt;
Fig. 14 ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungsform
von Schaltungen zur Berechnung des Mittelwertes
der Störsignale des Empfängers zeigt;
Fig. 15 ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungsform
einer automatischen Erfassungsanordnung für
Punktechosignale darstellt;
Fig. 16 ein Diagramm zur Verdeutlichung des Verfahrens
zur Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit
bei einem Paar von zweideutigen Meßwerten;
Fig. 17 ein Blockdiagramm, welches eine bevorzugte Aus
führungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 18 Die Organisation der Eingangsdatenwörter der Ver
arbeitungsschaltungen für ein Entfernungsfenster;
Fig. 19 die Organisation der Datenwörter, die in komple
mentäre Stellen eingegeben werden;
Fig. 20 die Organisation der Ausgangsdaten an den Ver
arbeitungsschaltungen;
Fig. 21 eine Darstellung des Mehrdeutigkeits-Behebungs
wortes; und
Fig. 22 ein Blockdiagramm, welches eine geänderte Aus
führungsform des Detektionskanals zeigt.
Fig. 1 veranschaulicht die horizontale Überdeckung durch
ein Radarsystem vom Typ ohne Entfernungsmehrdeutigkeit
und mit Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit.
Dieses Radarsystem arbeitet mit Salven von codierten Im
pulsen, welche mit U und V bezeichnet sind und deren Wie
derholungsperiode TRu bzw. TRv ist. TRu ist beispiels
weise kleiner als TRv. Die Entfernung unzweideutiger Erfassung
Rn.a ist durch folgende Beziehung gegeben:
worin C die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagne
tischen Wellen ist.
Die radiale unzweideutige Geschwindigkeit n.a ist durch
folgende Beziehung gegeben:
worin Fc die Mikrowellenfrequenz für die Trägerschwingung
der gesendeten Impulse ist.
Die maximale Erfassungsentfernung Rmax, die gleich Rn.a
oder kleiner als dieser Wert ist, wird in M gleiche Ent
fernungszellen unterteilt, deren entsprechende und stets
gleiche Entfernungsstrecke ΔR durch folgende Beziehung
gegeben ist:
worin τ die Dauer der von der Antenne abgestrahlten Im
pulse ist. Ein bewegtes Ziel, dessen Geschwindigkeit
gleich VT ist, weist eine Radialgeschwindigkeit VT auf,
welcher eine Dopplerfrequenzverschiebung Fd entspricht,
die durch folgende Beziehung gegeben ist:
In einem solchen Radarsystem entspricht das Intervall ko
härenter Verarbeitung (C.I.P. Coherent Interval Processing)
der Dauer Ti jeder der Salven von gesendeten Impulsen, die
durch folgende Beziehung bestimmt ist:
Ti = P · TRi
worin P die Anzahl von Impulsen einer Salve mit der Folge
periode TRi ist.
Die Antenne des Radarsystems rotiert mit der Winkelge
schwindigkeit ωA. Während der Drehung der Antenne wird
ein Ziel durch wenigstens zwei Impulssalven U und V be
strahlt. Der Winkel Θu.v ist kleiner als die Öffnung ΘA
des Antennendiagramms. Andererseits muß die Maximalge
schwindigkeit VT.max der zu erfassenden Flugzeuge berück
sichtigt werden, die gleich dem Kv-fachen der unzweideu
tigen Meßgeschwindigkeit n.a des Radarsystems ist. Der
Faktor Kv ist durch folgende Beziehung gegeben:
Die Fig. 2 zeigt in Abhängigkeit von der Zeit t die Aus
strahlfolge für die Impulssalven U und V. Jede Impuls
salve besteht aus P äquidistanten Impulsen der Folge
periode TRu bzw. TRv; die Parametergrößen TRu und TRv
stehen in folgender allgemeiner Beziehung miteinander:
worin mu und mv ganze Zahlen sind.
Es ist zu beachten, daß die Anzahl von verschiedenen Sal
ven mindestens gleich zwei ist, jedoch größer sein kann,
wenn das Produkt aus der maximalen Erfassungsentfernung
Rmax und der maximalen Zielgeschwindigkeit VTmax ein
großer Wert ist, der insbesondere beträchtlich größer
als C²/8Fc ist.
Da die Erfindung anstrebt, die empfangenen Echosignale in
Abhängigkeit von ihrer Radialgeschwindigkeit zu klassifi
zieren, muß das Radarsystem mehrere aufeinanderfolgende
Messungen der scheinbaren Radialgeschwindigkeit eines
Zieles vornehmen und anschließend diese noch zweideutigen
Meßwerte verknüpfen, um wenigstens teilweise die entspre
chenden Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten zu beheben. Diese
Behebung der Mehrdeutigkeit der Radialgeschwindigkeit von
erfaßten Zielen wird durch eine geeignete Wahl der Anzahl
der Salven U, V, . . . , W und ihrer zugehörigen Folgeperio
den TRi erhalten, wobei auch weitere Radarparameter be
rücksichtigt werden. In Fig. 2 grenzen die Impulssalven
aneinander an, und die aufeinanderfolgenden Sendezyklen
sind durch ihre Ordnungszahl (i-1), i, (i+1) usw. bezeich
net. Um aber die Auswirkungen des Phänomens der sogenann
ten "zweiten Verschwenkung" zu eliminieren, ist eine Be
abstandung der Impulssalven erforderlich, oder aber der
erste Impuls jeder Impulssalve wird bei einer anderen
Ausführungsform durch den Empfänger des Radarsystems nicht
berücksichtigt.
Verschiedene Varianten der Codierung von Impulssalven
können in Betracht gezogen werden. Allgemein gilt, daß
das Paar (Fci, TRi) von einer Salve zur nächsten verän
dert werden muß, wobei Fci die Frequenz der Trägerschwin
gung und TRi die Folgeperiode der Impulse einer Impuls
salve der Ordnungszahl i ist. Die Schaltungen des Empfän
gers ermöglichen es, zyklisch Salven von codierten Impul
sen zu erzeugen, welche durch Anwendung bekannter Technik
erzeugt werden können, so daß eine weitere Beschreibung
entfallen kann.
Fig. 3 zeigt das Spektrum S (fd) von Clutter-Signalen für
jede der Sendesalven U und V. Das Clutter-Signalspektrum
ist auf die Frequenzlinien der gesendeten Signale zen
triert. Dieses Spektrum enthält einen schmalen Bereich,
welcher in der Nähe der Sendelinien liegt, wobei dieser
Bereich den Bodenechos entspricht, und einen größeren Be
reich, welcher durch die Frequenz Fdc begrenzt ist und
den atmosphärischen Clutter-Signalen sowie den Echosigna
len von Bodenfahrzeugen entspricht. In den "hellen" Be
reichen des Spektrums, die zwischen den Frequenzen FR/2
und Fdc liegen, ist die Erfassungsempfindlichkeit des
Radarsystems nur durch die Energie des thermischen Rau
schens des Radarempfängers eingeschränkt, während die Er
fassungsempfindlichkeit in den Gebieten, welche zwischen
den Frequenzen -Fdc und Fdc liegen, durch den Pegel der
Bodenechos und der atmosphärischen Clutter-Signale be
grenzt wird.
Fig. 4 zeigt als Blockdiagramm die wesentlichen Bestand
teile des Empfängers des Radarsystems. Ein Zwischenfre
quenzverstärker 1 ist an einen Kohärentdetektor 2 ange
schlossen, welcher zwei Referenzsignale auf der Zwischen
frequenz empfängt, die von einem kohärenten Lokaloszilla
tor 3 abgegeben werden. Dieser Kohärentdetektor gibt zwei
bipolare Videosignale SIN und COS ab. Es wird daran er
innert, daß unter einem bipolaren Videosignal ein Signal
verstanden wird, welches eine Trägerschwingung moduliert
und durch Überlagerung der modulierten Trägerschwingung
mit einem Signal der Trägerschwingungsfrequenz erhalten
wird. Im vorliegenden Fall werden zwei um 90° phasenver
schobene Signale verwendet, um die Sinuskomponente und die
Cosinuskomponente zu erhalten. Diese Signale werden an die
Eingänge eines Analog/Digital-Umsetzers 4 angelegt. Dieser
Umsetzer empfängt ein Taktsignal Hs, welches die Abtastung
der bipolaren Videosignale SIN und COS für jedes Entfer
nungsfenster M steuert, um die beiden Ausgangskomponenten
I und Q der entsprechenden Videosignale in Digitalform zu
codieren. Diese Komponenten I und Q der Signale werden an
die Eingänge eines digitalen Prozessors 5 zur Bearbeitung
von Binärdaten angelegt. Dieser digitale Prozessor emp
fängt ferner ein Signal, welches die laufende Impulssalve
U bzw. V angibt, und Taktsignale Hx, welche synchron mit
der Folgefrequenz des Radars und der Abtastfrequenz Fs
für die Abtastung der Ausgangssignale des Kohärentdetek
tors 4 sind. Der digitale Prozessor enthält in Reihen
schaltung: eine Doppler-Filterbank 6, welche Ausgangs
daten Am,n liefert, die mit einer Geschwindigkeitsmehr
deutigkeit behaftet sind, und Verarbeitungsschaltungen 7,
welche die automatische Erfassung und die Klassifizierung
der Daten Am,n gewährleisten. Die Ausgangsdaten des Pro
zessors sind durch den Term Dm,n identifiziert, worin D
Meßdaten für ein Entfernungsfenster der Ordnungszahl m
und ein Geschwindigkeitsfenster der Ordnungszahl n bedeu
tet. Diese Ausgangsdaten Dm,n werden einem graphischen
Auswertegerät zugeführt, um anschließend die Flugbahnen
von Flugzeugen zu ermitteln, die innerhalb des Erfas
sungsgebietes des Radarsystems fliegen. Die Baugruppen
1 bis 4 können auf verschiedene, bekannte Weise ausgebil
det werden und werden daher nicht näher beschrieben.
Fig. 5 zeigt die Matrix der Entfernungsfenster vor der
Doppler-Filterbank 6 für den Fall einer Sendesalve aus
T äquidistanten Impulsen der Folgeperiode TR. Entlang der
Radar-Zeitachse π enthält die Matrix der Entfernungsfen
ster M Spalten, die von 0 bis (M-1) numeriert sind. Auf
der Zeitachse t enthält diese Matrix T Reihen von Entfer
nungsfenstern, die mit 0 bis (P-1) numeriert sind. Jedes
Entfernungsfenster der Matrix ist durch einen Term am,p
bezeichnet, worin der Faktor a proportional zum Pegel des
Signals in einem Entfernungsfenster der Ordnungszahlen m
und p ist. Der Faktor a ist eine komplexe Größe, welche
durch ihre orthogonalen Komponenten I und Q dargestellt
wird, wie in dem Diagramm gezeigt, welches gegenüber der
Matrix von Entfernungsfenstern dargestellt ist, und zwar
für das Entfernungsfenster der Ordnungszahl m, mit p Ent
fernungsfenstern von 0 bis (P-1). Die Größen dieser Si
gnalkomponenten I und Q sind durch eine Binärzahl darge
stellt, die ein Vorzeichenbit enthält. Das Produkt M.ΔT,
worin ΔT die Dauer eines Entfernungsfensters ist, ist
gleich der oder kleiner als die Folgeperiode TR der Sende
salve, welche die kürzeste Periode aufweist. Die Anzahl
von Entfernungsfenstern der Matrix ist gleich 2P.M, wenn
die zwei Komponenten I und Q der gemessenen Signale be
trachtet werden. Um eine hohe Signalamplitudendynamik zu
gewährleisten, werden die Komponenten I und Q auf einer
großen Anzahl von Bits codiert, die im allgemeinen zwi
schen 10 und 14 beträgt.
Fig. 6 zeigt die Matrix der Entfernungs-Geschwindigkeits-
Fenster vor der Doppler-Filterbank 6. Auf der Radar-Zeit
achse t enthält die Matrix der Entfernungsfenster M Spal
ten, die von 0 bis (M-1) numeriert sind. Auf der Frequenz
achse dieser Matrix von Fenstern sind N Reihen von Ge
schwindigkeitsfenstern angeordnet, entsprechend der An
zahl N von elementaren Filtern der Doppler-Filterbank.
Jedes Entfernungs-Geschwindigkeits-Fenster ist durch einen
Term Am,n identifiziert, worin der Faktor A proportional
zum Betrag des gefilterten Signals ist, welches einem
Fenster der Ordnungszahl m und einem Dopplerfilter der
Ordnungszahl n entspricht. Der Faktor A ist eine Größe,
welche durch eine Binärzahl mit einer großen Anzahl von
Bits dargestellt ist, um die durch die Filter gegebene
Meßgenauigkeit nicht zu beeinträchtigen, so daß anschlies
send dasjenige Dopplerfilter festgestellt werden kann,
welches das Signal mit dem höchsten Pegel für ein gege
benes Entfernungsfenster liefert.
Fig. 7 ist ein Funktions-Blockdiagramm, welches die Ele
mente der Doppler-Filterbank 6 zeigt. Zwei Paare von Spei
chern 50 mit willkürlichem Zugriff, d. h. RAM-Speicher,
die beim Auslesen und zum Einschreiben adressierbar sind,
empfangen über einen ersten elektronischen Schalter 51
die Komponenten I und Q der Signale am,p. Die Paare von
RAM-Speichern 50a, 50b und 50c, 50d werden zyklisch im
Rhythmus der Aussendung der Impulssalven U und V aus je
weils P Impulsen angeschlossen. Die Funktion dieser RAM-
Speicher besteht beispielsweise darin, die Empfängersignale,
welche zwei aufeinanderfolgenden gesendeten Impulssalven
entsprechen, vorübergehend zu speichern. Ein zweiter elek
tronischer Speicher 52 gestattet die abwechselnde Überfüh
rung des Inhalts jedes der Paare von RAM-Speichern an den
gemeinsamen Eingang einer Mehrzahl von Bandpaßfiltern FDn,
wobei n zwischen 0 und (N-1) beträgt. Jedes dieser Doppler
filter liefert Ausgangsdaten, die durch den Term Am,n be
zeichnet sind, worin der Faktor A den Energiepegel der
Signale darstellt, welche in einem Entfernungs/Geschwin
digkeits-Fenster der Ordnungszahl m und n für die voraus
gehende Impulssalve vorhanden sind, während die Empfänger
signale, welche der laufenden Impulssalve entsprechen,
in das andere Paar von RAM-Speichern eingegeben werden.
Die Ausgangsdaten Am,n der Dopplerfilter FD₀ bis FDN-1
werden an die Eingänge eines dritten Schalters 53 angelegt,
welcher die Ausgangsdaten Am,n in serieller Form auf einen
Datenbus 100 gibt.
Fig. 8 zeigt die Organisation der Digitaldaten, welche
durch die Doppler-Filterbank abgegeben werden und auf dem
Bus 100 verfügbar sind, und zwar für ein Entfernungsfen
ster der Ordnungszahl m. Die N Daten Am,n sind seriell
in der Ordnung zunehmender Größe angeordnet und werden
von komplementären Stellen X, Y, Z und S gefolgt, die dazu
bestimmt sind, Zustandsdaten aufzunehmen, beispielsweise
die Identifizierung der laufenden Impulssalve und Rechen
daten wie der mittlere Pegel des Empfängerrauschens, der
Datenwert Am,n von höchstem Pegel und die Nummer des ent
sprechenden Dopplerfilters. Die Dauer Tc eines Entfer
nungsfensters ist proportional zur Anzahl N von Doppler
filtern und umgekehrt proportional zur Anzahl M von Ent
fernungsfenstern.
Die Fig. 9 zeigt in vereinfachter Form die Frequenzkurve
G(f) der Doppler-Filterbank, die am Ausgang des Analog/
Digital-Umsetzers des Empfängers angeordnet ist. Diese
digitale Filterbank ist auf die Frequenz Null des Video
signalspektrums zentriert und überdeckt das Frequenzband,
welches sich von -FR/2 bis +FR/2 erstreckt. Die Doppler-
Filterbank enthält N Elemente, d. h. Elementarfilter, die
mit 0 bis (N-1) bezeichnet sind. Das Element mit der Be
zeichnung Fo läßt Signale durch, deren Frequenzen auf
die Frequenz Null zentriert sind oder gleich einem Viel
fachen der Wiederholungsfrequenz FR=TR-1 sind. Das mit
FN/2 bezeichnete Element wird hier als zentrales Doppler
filter bezeichnet, weil es auf der Frequenz FR/2 und den
ungeradzahligen Vielfachen dieser Frequenz liegt. Dieses
Filter FN/2 läßt die thermischen Rauschsignale des Empfän
gers durch, deren Frequenzen innerhalb des Durchlaßbandes
liegen, gegebenenfalls aber auch Echosignale von durch
das Radarsystem erfaßten Flugzeugen. Es ist zu beachten,
daß die Bandbreiten der Elementarfilter (FDo bis FDN-1)
im wesentlichen gleich sind und von der ITC-Dauer abhän
gen, welche von der Anzahl P von Impulsen der Sendesal
ven abhängt. Zu beachten ist, daß die Gesamtheit der Aus
gangssignale des Empfängers zum Ausgang der Filterbank
überführt wird. Die Hauptfunktion der Doppler-Filterbank
besteht darin, die Echosignale nach ihrer scheinbaren
Doppler-Frequenzverschiebung zu klassifizieren und zu
gleich eine Integrationsverstärkung zu erreichen, also
das Signal/Rausch-Verhältnis zu steigern. Es ist vorteil
haft, über eine große Anzahl N von Elementarfiltern zu
verfügen, um eine genaue Messung der Doppler-Frequenz
verschiebung der Echosignale zu gewährleisten und über
dies eine besonders gleichmäßige Erfassungsempfindlich
keit zu erreichen. Da jedoch die nebeneinanderliegenden
Elementarfilter eine große Überschneidung aufweisen, lie
fert die Filterbank von einem Echosignal mehrere Ansprech
signale, die anschließend anhand ihrer relativen Amplitu
den unterschieden werden können. In einem solchen Falle
bewirkt die Doppler-Filterbank eine sogenannte "Frequenz-
Überabtastung" der Ausgangssignale des Empfängers.
Fig. 10 zeigt als Beispiel die Frequenzkurve des zentra
len Elementes FN/2 der Doppler-Filterbank. Wenn die
Doppler-Frequenzverschiebung der Echosignale von langsa
men Zielen geringer als das 0,2fache der Hälfte der
Folgefrequenz FR der Impulssalven ist, so ist ersichtlich,
daß nur die vom Radarempfänger erzeugten thermischen
Rauschsignale durchgelassen werden, gegebenenfalls auch
die Echos von schnellen Zielen wie Flugzeuge. Die Durch
laßkurve der anderen Elemente der Doppler-Filterbank
stimmt im wesentlichen mit der des zentralen Elementes
FN/2 überein. Es ist also ersichtlich, daß die Ausgangs
daten Am, N/2 des zentralen Elementes FN/2 ausgewertet
werden können, um eine Messung des mittleren Empfänger
rauschpegels durchzuführen. Der mittlere Wert des thermi
schen Rauschsignals legt den Schwellwert für die Erfas
sungsempfindlichkeit des Radarsystems fest.
Die Elemente der Doppler-Filterbank sind vorzugsweise
vom sogenannten FIR-Typ ("endliche Impulsantwort") und
beruhen auf der Anwendung einer Transversalstruktur. Der
artige Bandpaßfilter sind von Natur aus stabil, und ihre
Frequenzkurve kann an das Signalspektrum angepaßt werden,
indem die Werte der Filterkoeffizienten geeignet einge
stellt werden. Die programmierbaren Transversalstrukturen
erfordern zwar eine große Anzahl von Bauteilen, jedoch
sind derartige Strukturen nunmehr in hochintegrierter
Technik (VLSI) verfügbar.
Fig. 11 zeigt ein Funktions-Blockdiagramm, das den digita
len Prozessor 5 von Fig. 4 darstellt. Insbesondere ist
eine Ausführungsform der Verarbeitungsschaltungen 7 zur
Verarbeitung der digitalen Daten Am,n gezeigt, welche
durch die Doppler-Filterbank 6 erzeugt werden. Die Ein
gangsdaten Am,n der Verarbeitungsschaltungen 7 werden an
zwei Signalkanäle angelegt: an einen ersten bzw. Detek
tionskanal, dessen Aufgabe darin besteht, alle Echosigna
le von bewegten oder festen Punktobjekten zu erfassen,
und an einen zweiten Kanal bzw. Kontrollkanal, dessen
Aufgabe darin besteht, einerseits die durch den ersten
Signalkanal erfaßten Echosignale zu kontrollieren und
andererseits für jedes Entfernungsfenster einen unzwei
deutigen Meßwert n des Radarsignals zu liefern, welches
den höchsten Pegel aufweist.
Der Detektionskanal enthält einen Detektor 70 vom soge
nannten Typ "mit konstanter Fehlalarmquote", welcher Aus
gangsdaten liefert, die das Verhältnis der Punktecho-
Signalamplitude zum mittleren Pegel der Umgebungssignale
darstellen. Dieser Detektor 70 ist an den Eingang einer
Sperrschaltung 71 angeschlossen, die einen Steuereingang
aufweist.
Der Kontrollkanal enthält Rechen- und Kontrollschaltungen
72, welche N binäre Steuersignale (C₀-CN-1) erzeugen, die
an den Steuereingang der Sperrschaltung 71 angelegt wer
den. Es wird daran erinnert, daß der Sender 10 ein Iden
tifikationssignal (U, V) für die laufende Impulssalve
liefert. Dieses Identifikationssignal wird an den Kon
trollkanal angelegt, und seine Aufgabe besteht darin, die
Schaltungen zur Berechnung der Ausgangsdaten und
(C₀-CN-1) zu steuern.
Fig. 12 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der
Kontroll- und Rechenschaltungen 72. Die Digitaldaten Am,n
werden an eine Rechenschaltung 150 angelegt, welche für
jedes der M Entfernungsfenster den höchsten Wert (SUP.Am,n)
der Daten Am,n herausfindet und die Nummer (No.Fn) des
entsprechenden Dopplerfilters feststellt. Die digitalen
Daten Am,n werden auch einer Rechenschaltung 151 zuge
führt, welche den Mittelwert µb der thermischen Rausch
signale des Empfängers berechnet. Das Rechenergebnis µb
wird in einem Operator 153 mit einem konstanten Faktor Ks
multipliziert, der größer als 1 ist, um einen Daten
schwellwert zu erhalten. Die Größe µs und der Rechenwert
SUP.Am,n werden an die Eingänge eines digitalen Pegel
komparators 152 angelegt, der ein Ausgangssignal bzw.
Freigabesignal VE liefert, wenn der Wert SUP.Am,n größer
als der Schwellwert µs ist. Dieses Freigabesignal VE wird
an den Steuereingang einer Torschaltung 154 angelegt, wel
che die Datengröße No.Fn empfängt; diese Torschaltung
gibt die freigegebene Datengröße (NiFn) für jedes der
N Entfernungsfenster ab. Die Ausgangsdaten der Freigabe-
Torschaltung 154 werden an den Eingang eines Verzögerungs
elementes 155 angelegt, das um die Dauer einer Impulssal
ve verzögert. Der Eingang und der Ausgang des Verzöge
rungselementes 155 sind mit Rechenschaltungen 156 ver
bunden, die andererseits auch das Identifikationssignal
(U, V) der laufenden Salve empfangen. Diese Rechenschal
tungen 156 erzeugen einerseits für jedes Entfernungsfen
ster die N Datengrößen (C₀-CN-1), welche den N Doppler
filtern entsprechen, und andererseits eine Datengröße für
den Meßwert m, welcher der Messung für die Behebung der
Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit entspricht. Diese Daten
größe m wird in eine komplementäre Stelle eines Entfer
nungsfensters eingegeben.
Die Fig. 13a, 13b und 13c zeigen als Beispiel die
Übertragungsfunktionen G(f) der Doppler-Filterbank hinter
dem Sperroperator 71 für verschiedene Ausgangsdatenwerte
(C₀-CN-1), die von dem Kontrollkanal geliefert werden. Es
wird daran erinnert, daß die Doppler-Filterbank 6 aus
nahmslos alle Ausgangssignale des Radarempfängers durch
läßt.
Fig. 13a entspricht dem Fall, wo die Doppler-Frequenz
verschiebung des Signale SUP.Am,n für eine gegebene
Impulssalve gleich Null ist. Die Daten C₀, CN-1 und C₁
haben dann den Pegel Null, und die entsprechenden Dopp
lerfilter F₀, FN-1 und F₁ sind gesperrt.
Fig. 13b entspricht dem Fall, wo die scheinbare Doppler-
Frequenzverschiebung des Signals SUP.Am,n für eine gege
bene Impulssalve gering ist und dem Dopplerfilter F2
entspricht. Die Datengrößen C1, C2 und C3 liegen dann auf
niedrigem Pegel, und die entsprechenden Dopplerfilter
sind gesperrt. Es ist ersichtlich, daß in diesem Falle
und in dem vorhergehenden Falle die nicht gesperrten Dopp
lerfilter Informationen liefern können, die ein schnelles
bewegtes Ziel betreffen. Zu beachten ist ferner, daß ein
schnelles bewegtes Ziel, welches während einer gegebenen
Impulssalve verdeckt ist, in der vorausgehenden oder dar
auffolgenden Impulssalve sichtbar ist.
Fig. 13c entspricht dem Fall, wo die scheinbare Doppler-
Frequenzverschiebung des Signals SUP.Am,n groß ist und
einem Dopplerfilter Fn entspricht. Die Datengröße Cn liegt
dann auf hohem Pegel, und alle Dopplerfilter mit Ausnahme
des Filters Cn sind gesperrt. Es ist nun deutlicher er
sichtlich, daß die Frequenzkurve G(f) der Doppler-Filter
bank an jedes der Entfernungsfenster des Radarsystems an
gepaßt ist.
Fig. 14 zeigt ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungs
form der Rechenschaltung 210 zur Berechnung der Datengröße
µb zeigt, die dem mittleren Rauschpegel des Empfängers
entspricht. Die durch die Doppler-Filterbank gelieferten
Eingangsdaten Am,n werden an den Eingang eines Eingangs
registers 211 angelegt, um die Werte Am.N/2 abzutasten,
entsprechend dem zentralen Dopplerfilter FN/2, welches
auf der Folgefrequenz FR/2 der gerade verarbeiteten Im
pulssalve liegt. Diese Datengrößen Am.N/2 werden über
einen Schalter 212 an einen digitalen Operator 213 ange
legt, welcher folgende Operation ausführt:
Wenn der Wert von m gleich der Größe M ist, wird die Aus
gangsdatengröße des Rechenoperators 213 in einem Aus
gangsregister 214 abgespeichert, und der Ausgang dieses
Rechenoperators wird auf Null zurückgesetzt. Der Ausgang
des Ausgangsregisters 214 ist auf einen zweiten Eingang
des Schalters 212 rückgeschleift, welcher einen Steuer
eingang besitzt, der mit dem Ausgang eines digitalen Pe
gelkomparators 215 verbunden ist. Dieser digitale Kompa
rator weist einen Signaleingang auf, der mit dem Ausgang
des Eingangsregisters 211 verbunden ist und einen Referenz
eingang, welcher ein Schwellsignal µs empfängt, das propor
tional zu dem mittleren Rauschpegel µb des Empfängers ist.
Das Schwellwertsignal K₁.µb wird erhalten, indem die Meß
datengröße gib mit dem konstanten Faktor K₁ mittels des
Multiplizieroperators 216 multipliziert wird. Wenn die
Datenwerte Am,N/2 den Schwellwert K₁.µb überschreiten,
erzeugt der Pegelkomparator ein Steuersignal für den Schal
ter 212. Daraus ergibt sich, daß diese Daten Am,N/2 von
sehr großer Amplitude durch den Rechenoperator 213 nicht
berücksichtigt werden und daß diese Daten durch die be
rechnete Datengröße µb ersetzt werden. Es ist nun ersicht
lich, daß die Funktion des Komparators 215 darin besteht,
Meßfehler zu eliminieren, welche verursacht würden durch
inkohärente elektromagnetische Störsignale, die von be
nachbarten Radarsystemen abgestrahlt werden, oder durch
elektromagnetische Abwehrsignale, die von einem potentiel
len Gegner bewußt abgestrahlt werden. Die Datengröße µ
wird während einer Impulssalve erzeugt, und die Ausgangs
datengröße µb ergibt sich aus der vorausgehenden Impuls
salve. Die Datengröße µ wird aus einer Anzahl M von Rausch-
Abtastproben erhalten, während die Datengröße µb dem Mit
telwert der Rauschsignale des Empfängers genau darstellt.
Um die Anzahl oder den Umfang der elektronischen Bauteile
zu vermindern, kann die in der Zeichnung gezeigte Ausfüh
rungsform amplitudenkomprimierte Eingangsdaten verarbei
ten, beispielsweise die Daten A′m,n=log Am,n; zu diesem
Zweck muß der Multiplizieroperator 216 durch einen Addier
operator ersetzt werden.
Fig. 15 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform
der automatischen Detektionsschaltung 70. Es wird daran
erinnert, daß die Aufgabe einer solchen Detektionsschal
tung mit sogenannter konstanter Fehlalarmquote darin be
steht, die Punktechos wie die thermischen Rauschsignale
oder Cluttersignale zu diskreminieren und diffuse Signale
zu unterdrücken. Daraus ergibt sich, daß die Echosignale
von Bodenfahrzeugen und Bauwerken später am Ausgang der
Detektorschaltung 70 eliminiert werden müssen. Die Funk
tion des Kontrollkanals besteht darin, diese Echosignale
zu sperren. Ein Verzögerungselement 71, welches die Si
gnaldaten Am,n empfängt, weist einen Mittelabgriff 72 und
eine Anzahl von Zwischenabgriffen auf, die regelmäßig auf
beiden Seiten dieses Mittelabgriffs angeordnet sind, um
über eine ausreichende Anzahl von Signaldaten zu verfü
gen, damit ein Mittelwert der dem zu erfassenden Echo
signal benachbarten Signale gewonnen werden kann.
Die "eingangsseitigen" Zwischenabgriffe 73 sind mit einem
Mittelungsoperator 74 verbunden, welcher folgende Opera
tion ausführt:
Die "ausgangsseitigen" Zwischenabgriffe 75 sind mit einem
Mittelungsoperator 76 verbunden, welcher die entsprechen
de Operation ausführt:
Ein Vergleichsoperator 77, dessen Eingänge mit dem Mitte
lungsoperator 74 bzw. 76 verbunden sind, führt folgende
Operation aus:
Vd = SUP · µ₁, µ₂
Ein Operator 78 weist einen ersten, an den Mittelabgriff
72 des Verzögerungselements 70 angeschlossenen Eingang
und einen zweiten Ausgang auf, der mit dem Vergleichs
operator 77 verbunden ist, und führt folgende Operation
aus:
Ferner vergleicht ein Schwellwertkomparator 79 die Daten
größe Bmin mit einem festen Erfassungsschwellwert VD.
Wenn die Datengröße Bmin den Schwellwert VD überschreitet,
liefert der Komparator eine Ausgangsdatengröße Dm,n, wel
che angibt, daß ein punktförmiges Echosignal erfaßt wurde.
Um die Anzahl und den Umfang der Schaltungskomponenten zu
vermindern, können die Eingangsdaten Am.n amplitudenkom
primiert werden, beispielsweise in folgender Form:
A′m.n = Log Am.n
In diesem Falle wird der Divisionsoperator 78 durch einen
Subtrahieroperator ersetzt.
Fig. 16 zeigt das Diagramm zur Veranschaulichung der Be
hebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit bei einem Ra
darsystem, welches zyklisch mit zwei codierten Impuls
salven U und V arbeitet. Als Beispiel wird folgender Fall
betrachtet:
Es wird daran erinnert, daß ein solches Radarsystem nicht
mit "blinden" Geschwindigkeiten behaftet ist, denn die
Doppler-Filterbank arbeitet, wie in Fig. 9 gezeigt, kon
tinuierlich. In dem Diagramm der Fig. 16 sind die jewei
ligen mehrdeutigen Geschwindigkeiten auf der Abszisse und
der Ordinate dargestellt, während die nicht mehrdeutigen
Geschwindigkeiten, welche aus der Verknüpfung von Paaren
mehrdeutiger Geschwindigkeiten resultieren, durch schräge
Geraden verdeutlicht sind. Der schraffierte Teil des Dia
gramms entspricht den geringen Geschwindigkeiten, die
charakteristisch sind für Boden- und Atmosphären-Clutter,
für Echos von Bodenfahrzeugen und Flugzeuge, die vor der
Antenne des Radarsystems vorbeifliegen.
Verschiedene Rechenalgorithmen gestatten die Berechnung
der radialen unzweideutigen Geschwindigkeit aus dem Paar
von radialen mehrdeutigen Geschwindigkeiten. Es ist auch
möglich, die unzweideutige Radialgeschwindigkeit zu ge
winnen, wenn ein ROM-Speicher bzw. Festwertspeicher, wel
chem die Leseadressen durch das Paar von mehrdeutigen
Werten geliefert werden, entsprechend programmiert wird.
Es wird nun eine bevorzugte Ausführungsform beschrieben,
wozu als Beispiel eine Radaranlage zur Überwachung des
Luftraumes betrachtet wird, die mit Folgen von drei Im
pulssalven (U, V und W) arbeitet, welche zyklisch wieder
holt werden. Wenn nämlich mehr als zwei codierte Impuls
salven verwendet werden, kann der Entfernungs-Geschwindig
keits-Meßbereich der Radaranlage erweitert werden: wenn
beispielsweise die Radaranlage im S-Band arbeitet (3 GHz),
so kann der Meßbereich 50 Km²·s-1 erreichen. Hier ist zu
nächst zu berücksichtigen, daß die Daten für die durch
die Doppler-Filterbank verarbeiteten Signale mit einer
großen Amplitudendynamik in der Größenordnung von 10 bis
14 Bits codiert werden müssen. Die Hauptfunktion der Dopp
ler-Filterbank besteht nämlich darin, die Ausgangssignale
des Empfängers nach der scheinbaren (mehrdeutigen) Dopp
ler-Frequenzverschiebung zu klassifizieren, um mit hoher
Genauigkeit dasjenige Dopplerfilter zu bestimmen, welches
die Datengröße mit höchstem Pegel liefert. Während der
anschließenden Verarbeitungsoperationen, die an den Aus
gangsdaten Am,n der Doppler-Filterbank durchgeführt wer
den, insbesondere die automatische Erfassung der Punkt
echosignale, kann die Amplitudendynamik für die Daten Am,n
reduziert werden, um die Anzahl und den Umfang der Schal
tungskomponenten zu vermindern.
Fig. 17 zeigt ein Funktions-Blockdiagramm einer bevorzug
ten Ausführungsform der Erfindung. Es wird angenommen,
daß der Radarsender mit drei aneinander angrenzenden Im
pulssalven U, V und W arbeitet, die zyklisch wiederholt
werden, und daß die Anzahl von Entfernungsfenstern gleich
M zwischen Null und M-1 liegt. Dabei entspricht das mit
"Null" numerierte Entfernungsfenster dem Sendeimpuls,
und gegebenenfalls werden die benachbarten Entfernungs
fenster nicht berücksichtigt. Andererseits ist für jede
Impulssalve das Paar (Fc.FR)i verschieden, worin Fc die
sendeseitige Trägerfrequenz, FR die Wiederholungsfrequenz
der Impulse und i die "Nummer" der Salve (U, V oder W)
ist. In der folgenden Beschreibung wird Fc als konstant
und FRi als variabel angenommen. Die Impulsnummer P für
die Impulse, aus denen eine Salve besteht, ist von Null
bis P-1 numeriert, wobei P für alle Salven konstant ist,
und die Impulse der Ordnungszahl "Null" werden nicht be
rücksichtigt, um die sogenannten "Zweitverschwenkungs
echos" zu eliminieren.
Die vom Analog/Digital-Umsetzer des Radarempfängers ge
lieferten Digitaldaten am,p werden an die Eingänge der
Doppler-Filterbank 4 angelegt, welche die Ausgangsdaten
des Empfängers "frequenzüberabtastet". Es wird angenom
men, daß die Dopplerfilter von Null bis N numeriert sind,
wobei N gleich 15 ist und das mit "Null" numerierte Dopp
lerfilter auf den Spektrallinien der gesendeten Impuls
signale liegt. Die Doppler-Filterbank liefert digitale
Ausgangsdaten Am,n, worin A die Amplitude des Signals
ist, das im Entfernungsfenster m liegt und zum Doppler
filter n gehört (entsprechend dem Geschwindigkeitsfen
ster n). Die Daten Am,n, die auf dem Ausgangsbus verfüg
bar sind, werden einerseits einem Amplitudenkompressions
operator zugeführt, beispielsweise einem Linear/Logarith
misch-Umsetzer 300, und andererseits auf einen bidirektio
nalen Bus 101 gegeben und zu einem Operator 305 geführt,
welcher die Datengröße SUP.Am,n und die Nummer No.Fn des
entsprechenden Dopplerfilters gewinnt. Diese Datengröße
SUP.Am,n wird dann an den Eingang des Linerar/Logarith
misch-Umsetzers gegeben, während die Datengröße N₀.Fn auf
den Ausgangsbus 110 des Linear/Logarithmisch-Umsetzers
gegeben wird. Die Nummer der laufenden Impulssalve wird
ebenfalls auf den Datenbus 110 gegeben.
Fig. 18 zeigt die Anordnung der auf den Ausgangsbus 110
des Linear/Logarithmisch-Umsetzers gegebenen Datenwörter.
Ein Entfernungsfenster enthält 20 Wörter zu 8 Bits, die
von 1 bis 20 numeriert sind und wovon 16 Wörter Daten dar
stellen, welche jeweils durch ein Dopplerfilter geliefert
werden, während vier weitere komplementäre Wörter (X, Y,
Z und S) der Einfügung von Rechendaten und Zustandsdaten
vorbehalten sind.
Fig. 19 zeigt die Struktur der mit X, Y, Z und S bezeich
neten Datenwörter:
- - das Datenwort X stellt den mittleren Wert µb der ther mischen Rauschsignale dar und wird durch den Operator 310 nach folgender Formel erzeugt: worin A′m,N/2 = bog Am,N/2 und N/2 die Nummer des zen tralen Dopplerfilters FN/2 ist;
- - das Wort Y nicht benutzt wird (N.V) und verfügbar ge halten wird, um eine komplementäre Rechengröße einzu fügen, beispielsweise den Mittelwert der Signale in einem Entfernungsfenster, falls dies erforderlich ist;
- - das Wort Z bedeutet die Größe Log.SUP.Am,n;
- - das Wort S ist ein Zustandswort, welches insbesondere anzeigt: auf 2 Bits die Nummer (U, V, W) der laufenden Impulssalve und auf 4 Bits die Nummer N₀Fn des Doppler filters, welches der Datengröße SUP.Am,n entspricht, mit zwei komplementären, nicht benutzten Bits (N.U) die verfügbar bleiben.
Wenn auf Fig. 17 Bezug genommen wird, so ist ersichtlich,
daß auf dem Datenbus 110 über alle Ausgangssignale des
Empfängers verfügt wird, wobei diese nach ihrer schein
baren Doppler-Frequenzverschiebung (Fo-F₁₅) klassifiziert
sind, wobei ferner auch die Parameterwerte µb sowie Log
SUP.Am,n, die Zustandsdaten No.Fn und die Nummer (V, U, W)
der laufenden Impulssalve verfügbar sind. Der Datenbus 110
ist an einen ersten Signalkanal angeschlossen, dessen
Funktion darin besteht, die Punktsignalechos mit einer
hohen Erfassungswahrscheinlichkeit Pd zu erfassen und die
diffusen Signale mit einer geringen Fehlalarmwahrschein
lichkeit Pfa zu unterdrücken. Der Datenbus 110 ist ferner
an einen zweiten Signalkanal angeschlossen, dessen Funk
tionen darin bestehen, die Geschwindigkeitsmehrdeutigkei
ten der Echosignale zu beheben und die Frequenzkurve der
Doppler-Filterbank für jedes Entfernungsfenster der Radar
anlage anzupassen. Zu diesem Zweck erzeugt der zweite Si
gnalkanal für jedes Entfernungsfenster eine Folge von
Binärkoeffizienten (C₀-CN-1), die jeweils den Datengrößen
Bm,n zugeordnet werden, welche der Detektionskanal liefert.
Der erste Signalkanal enthält eine Verzögerungseinrichtung
315 vom Typ LIFO (zuletzt ein - zuerst aus), deren Verzö
gerung gleich einem Entfernungs/Geschwindigkeits-Fenster
ist. Er enthält ferner eine automatische Detektionsschal
tung 320 mit "konstanter Fehlalarmquote" sowie einen
Schwellwertdetektor 325. Die Detektionsschaltung 320 lie
fert die Ausgangsdaten Bm,n, welche das Verhältnis der
Amplitude der Punktechosignale zum Mittelwert der diffu
sen Umgebungssignale darstellen. Der Schwellwertdetektor 325
vergleicht die Daten Bm,n mit einem festen Schwell
wert VD und gibt Binärdaten D aus, welche auf den Aus
gangsbus 120 gegeben werden.
In dem zweiten Signalkanal tasten Eingangsregister die
Rechendaten µb und Log.SVP.Am,n, die Zustandsdaten No.Fn
und die Nummer der laufenden Salve (U, V oder W) ab. Das
Element 335 berechnet das Verhältnis der Größe Log.SUP.Am,n
zu einem Schwellwert Vs=Ks.µb, worin µb der Mittelwert
der thermischen Rauschsignale ist, und dieses Element 335
gibt die Datengröße NoFn frei, wenn die Größe Log.SUP.Am,n
den Schwellwert Vs überschreitet, und zwar für jedes Ent
fernungsfenster m. Um die Behebung der Geschwindigkeits
mehrdeutigkeiten zu gestatten, müssen drei Datengrößen
No.Fn verfügbar sein, nämlich eine Datengröße für jede
der drei aufeinanderfolgenden Impulssalven. Zu diesem
Zweck werden die Datengrößen (N₀.Fn)i-1, (N₀.Fn)i und
(No.Fn)i+1 indem Speicherelement 345 gespeichert, welches
drei RAM-Arbeitsspeicher enthält, die durch Verwaltungs
schaltungen 340 gesteuert werden. In den RAM-Speichern
des Elementes 345 sind die Daten NoFn nach der Nummer der
Entfernungsfenster geordnet. Zu diesem Zweck werden sie
beim Lesen und Schreiben durch einen Ordnungszähler
adressiert, welcher synchron mit den Impulssalven arbei
tet. Die Wichtungskoeffizienten (C₀-C(N-1)) der Doppler
filter werden zur Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeu
tigkeit für jedes Entfernungsfenster in einem Element 350
berechnet, unter dem Vorbehalt, daß drei aufeinanderfol
gende Erfassungen für jede Impulssalve stattfinden, wobei
ferner die Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit teilweise beho
ben werden kann, wenn nur zwei Erfassungen durchgeführt
wurden. Die obengenannten Maßnahmen können mittels Fest
wertspeichern (ROM) verwirklicht werden, die in geeigne
ter Weise in Abhängigkeit von den Konstruktionsparametern
der Radaranlage programmiert sind.
Fig. 20 zeigt gegenüber der Fig. 18 die Struktur der Da
tenwörter auf dem Ausgangsbus 120. Es ist zu beachten,
daß die Daten auf dem Ausgangsbus 120 und ein Entfernungs
fenster gegenüber den entsprechenden Datenwörtern auf dem
Datenbus 110 verzögert sind. Dabei ist m das Datenwort,
welches durch die Bezugszahl "4" identifiziert wird. Ein
Datenwort, welches einem Filter Fn entspricht, enthält:
im LSB-Bit den Wert des Koeffizienten Cn, im darauffolgen den Bit den Wert der Datengröße "D", die durch den Schwell wertdetektor 325 geliefert wird, und in den sechs weiteren Bits die Größe des Verhältnisses der Amplitude des Punkt echosignals zum Mittelwert der Umgebungssignale.
im LSB-Bit den Wert des Koeffizienten Cn, im darauffolgen den Bit den Wert der Datengröße "D", die durch den Schwell wertdetektor 325 geliefert wird, und in den sechs weiteren Bits die Größe des Verhältnisses der Amplitude des Punkt echosignals zum Mittelwert der Umgebungssignale.
Fig. 21 zeigt die verschiedenen Formen der Datengröße m
für die Messung zur Behebung der Mehrdeutigkeit bei einem
Echosignal, das in einem Entfernungsfenster vorhanden ist,
für verschiedene Echosignal-Erfassungsbedingungen:
- - Bedingung a: drei aufeinanderfolgende Erfassungen in den Impulssalven U, V und W, wobei das MSB-Bit den Pegel 1 aufweist und die Datengröße m auf 7 Bits an gegeben ist und wobei die radiale Geschwindigkeit eines Punktobjektes (fest oder beweglich) ohne Mehrdeutigkeit bestimmt wird;
- - Bedingung b: zwei Erfassungen in den Impulssalven U und W, was einer teilweisen Behebung der Mehrdeutigkeit entspricht;
- - Bedingung c: zwei Erfassungen in den Impulssalven U und V oder V und W, wobei keine Behebung der Mehrdeutigkeit erfolgt;
- - Bedingung d: nur eine Erfassung in den Impulssalven U oder V oder W;
- - Bedingung e: keine Erfassung.
Es ist hier anzumerken, daß bei einer Steigerung der An
zahl von Impulssalven in einer Anstrahlsequenz die teil
weise Behebung der Mehrdeutigkeit eingeschränkt werden
kann; bei dem obigen Beispiel gewährleisten nur zwei be
sondere Impulssalven (U und W) unter den drei Impulssal
ven (U, V und W) eine teilweise Behebung der Mehrdeutig
keit.
Fig. 22 zeigt eine Ausführungsvariante des ersten Signal
kanals, worin ein Verzögerungselement 355 eine Impuls
salve verzögert, um die Organisation der RAM- und ROM-
Speicher zu erleichtern, die im Element 345 bzw. 350 des
zweiten Signalkanals liegen. Dieses Verzögerungselement
kann beispielsweise zwischen den Elementen 315 und 320
des ersten in Fig. 17 gezeigten Signalkanals eingefügt
werden.
Wenn die Ausgangsdaten analysiert werden, so ist ersicht
lich, daß die diffusen Echosignale durch den Detektions
kanal unterdrückt werden und die Echosignale von Fest
punkten oder solchen mit geringer Radialgeschwindigkeits
komponente durch den Kontrollkanal gesperrt werden. Wei
terhin verfügt die graphische Auswerteeinheit der Radar
anlage für jedes Entfernungsfenster über eine Information
zur Behebung der Mehrdeutigkeit, was eine sehr nützliche
Hilfe bei der Informationssynthese darstellt.
Die durch die Erfindung geschaffenen Vorteile sind nur
deutlicher ersichtlich: Die Anzahl von Datenwörtern, die
abgespeichert werden müssen, ist relativ gering; die Art
der dem graphischen Auswertegerät zugeführten Daten und
insbesondere auch die geringe Fehlalarmquote gewährlei
sten eine schnelle Initialisierung der Flugbahnen; die
Quote von "Fehlflecken" ist gering.
Bei weiteren Ausführungsformen der Erfindung ist eine
andere Anzahl von Impulssalven vorgesehen. Diese hängt
nicht nur von dem Entfernungs/Geschwindigkeits-Meßbereich,
sondern auch von anderen Radarparametern ab, insbesondere
dem verwendeten Mikrowellenbereich und der Ziel-Anstrahl
zeit. Die Werte der wichtigsten Konstruktionsparameter
sind an die jeweilige Aufgabe des Radarsystems anzupassen.
Die Architektur der Datenverarbeitungsschaltungen hängt
insbesondere von der Ausbildung der Daten-Busleitungen
und den verwendeten integrierten Schaltungstypen ab.
Die Erfindung ist ferner nicht auf die Anwendung bei MTD-
Radarsystemen beschränkt, die eine rotierende Antenne
verwenden, sondern gleichfalls anwendbar auf MTD-Radar
systeme, deren Antenne mit elektronischer Verschwenkung
arbeitet. Die Erfindung ist allgemein bei Radarsystemen
anwendbar, bei denen Nutz-Echosignale und Störechosignale
anhand ihrer Relativgeschwindigkeit unterschieden werden
müssen.
Claims (10)
1. Radarsystem zur Überwachung des Luftraumes, mit einem
Sender (10), der zyklisch eine Folge von Impulspaketen aus
P Impulsen aussendet, die zur Vermeidung von Entfernungs
mehrdeutigkeiten unterschiedlich codiert sind, und ein Iden
tifikationssignal (U, V) zur Identifizierung des laufenden
Impulspaketes abgibt, und mit einem Kohärentempfänger, wel
cher einen Analog/Digital-Umsetzer (4) enthält, der digitale
Daten (am,p) für jedes der M Entfernungsfenster abgibt, wel
che innerhalb des eindeutigen Entfernungsbereiches liegen,
dadurch gekennzeichnet, daß es ferner in Reihenschaltung mit
dem Analog/Digital-Umsetzer enthält: eine Filterbank (6) aus
N Dopplerfiltern, welche die Gesamtheit des Frequenzspektrums
der Echosignale überdecken, und Verarbeitungsschaltungen (7)
zur Verarbeitung der digitalen Ausgangsdaten (Am,n) dieser
Filterbank (6); und daß die Verarbeitungsschaltungen versehen
sind mit einem an einen gemeinsamen Eingang angeschlossenen
Detektionskanal, der einen Detektor (70) mit konstanter Fehl
alarmquote umfaßt, welcher an eine Sperrschaltung (71) ange
schlossen ist, und mit einem an den gemeinsamen Eingang ange
schlossenen Kontrollkanal, welcher Rechenschaltungen (72)
enthält, die für jedes der M Entfernungsfenster Daten (C₀-
CN-1) erzeugen, die an den Steuereingang der Sperrschaltung
angelegt werden, um die Frequenzkurve der Doppler-Filterbank
an das Amplituden-Verteilungsgesetz der Ausgangsdaten Am,n
jedes Filters (F₀-Fn) mittels einer in den Rechenschaltun
gen (72) enthaltenen Einrichtung (150) zur Gewinnung der Da
tengröße SUP.Am,n mit dem größten Pegel sowie der Nummer
(N₀.Fn) des entsprechenden Dopplerfilters anzupassen, wobei
die Ausgangsdaten (Bm,n) der Sperrschaltung (71) den Echosi
gnalen von bewegten Zielen wie fliegende Flugzeuge entspre
chen.
2. Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Rechenschaltungen (72) des Kontrollkanals zusätzlich
Mittel zur Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten der
erfaßten Objekte enthalten, wobei diese Mittel zur Behebung
der Mehrdeutigkeit komplexe Ausgangsdaten (m) liefern, die
einerseits die Anzahl von im Verlaufe eines Meßzyklus gelie
ferten Impulspaketen und andererseits das entsprechende Er
gebnis der Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit ange
ben.
3. Radarsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich
net, daß die Doppler-Filterbank (6) die Ausgangsdaten (am,p)
des Analog/Digital-Umsetzers (4) des Radarempfängers in der
Frequenz überabtastet, wobei die Frequenzabstände der Dopp
lerfilter (F₀-FN-1) kleiner als die jeweiligen Durchlaßbän
der dieser Dopplerfilter sind.
4. Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Rechenschaltungen (72) des Kontrollkanals enthalten: eine
an den Ausgang der Doppler-Filterbank (6) angeschlossene
Einrichtung (151) zur Berechnung des Mittelwertes (µb) der
thermischen Empfänger-Rauschsignale, wobei diese Gewinnungs-
und Recheneinrichtungen enthalten: einen Pegelkomparator (152)
mit einem ersten Eingang, welcher die Datengröße SUP.Am,n
empfängt, und einem zweiten Eingang, welcher eine Schwellwert
spannung (µs) empfängt, die proportional zu einer berechneten
Rausch-Datengröße (µb) ist, wobei dieser Pegelkomparator
(152) ein Freigabesignal (VE) für eine Torschaltung (154)
liefert, deren Eingang die Nummer des Dopplerfilters emp
fängt, welches die Datengröße SUP.Am,n geliefert hat, und
Mittel (155, 156) zur Berechnung der Kontrolldaten (C₀-CN-1)
für die Sperrschaltung des Detektionskanals (71), wobei diese
Berechnungsmittel durch das Identifikationssignal (U, V) des
laufenden Impulspakets gesteuert werden.
5. Radarsystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß
die Rechenschaltungen (155, 156), an welche die Datengrößen
angelegt sind, welche die Nummer (N₀Fn) desjenigen Doppler
filters angeben, das die Datengröße mit dem höchsten Pegel
geliefert hat, und das Identifikationssignal (U, V) für das
laufende Impulspaket angelegt ist, zusätzlich Mittel zur Be
rechnung der unzweideutigen Radialgeschwindigkeit eines Echo
signals enthalten, wobei diese Rechenmittel durch einen pro
grammierten ROM-Speicher (350) gebildet sind, dessen Adres
siersignale durch die Nummern (N₀Fn) derjenigen Dopplerfilter
gebildet sind, welche eine Datengröße SUP.Am,n mit dem höch
sten Pegel im Verlauf von aufeinanderfolgenden Impulspaketen
geliefert haben.
6. Radarsystem zur Überwachung des Luftraumes, mit einem Sen
der (10), der zyklisch eine Folge von Kohärentimpulspaketen
aussendet, die keine Entfernungsmehrdeutigkeit aufweisen, und
ein Identifikationssignal (U, V, W) zur Identifizierung des
laufenden Impulspakets abgibt, und mit einem Kohärentempfän
ger, welcher einen Analog/Digital-Umsetzer (4) enthält, der
digitale Daten (am,n) für jedes der M Entfernungsfenster lie
fert, die innerhalb des eindeutigen Entfernungsbereiches lie
gen, dadurch gekennzeichnet, daß es umfaßt: eine Doppler-Fil
terbank (6), welche Datengrößen (Am,n) auf einen Ausgangsbus
(100) gibt und an den Analog/Digital-Umsetzer des Empfängers
angeschlossen ist; eine Kompressionseinrichtung (300) zur
Kompression der Amplitudendynamik der Ausgangssignale der
Doppler-Filterbank; Mittel (305) zur Gewinnung der Datengröße
SUP.Am,n mit dem höchsten Pegel und der Nummer (N₀.Fn) des
entsprechenden Dopplerfilters, wobei diese Gewinnungsmittel
einen eindirektionalen Eingangsdatenbus (101), der mit dem
Ausgangsbus (100) verbunden ist, sowie einen eindirektionalen
Ausgangsdatenbus (102) umfassen, der mit dem Ausgangsbus (110)
der Kompressionseinrichtung (305) verbunden ist; und eine an
diesen Ausgangsbus (110) angeschlossene Recheneinrichtung (310)
zur Berechnung des Mittelwertes (µb) der thermischen Empfän
ger-Rauschsignale; und daß es zwei an diesen Ausgangsbus (110)
angeschlossene Signalkanäle enthält, nämlich: einen Detek
tionskanal, welcher die den Punktechosignalen entsprechenden
Daten auf einem Ausgangsbus (120) abgibt, und einen Kontroll
kanal, dessen Ausgang mit diesem Ausgangsbus des Detektions
kanals verbunden ist und der Kontrollsignale (C₀-CN-1) lie
fert, die es ermöglichen, das Frequenzverhalten jedes der N
Dopplerfilter anzupassen, sowie Meßdaten abgibt, die einer
seits die Anzahl von im Verlaufe eines Meßzyklus erfaßten
Impulspaketen angeben und andererseits eine entsprechende
Meßgröße zur Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit an
geben.
7. Radarsystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß
die Kompressionseinrichtung (300) für die Ausgangsdaten der
Doppler-Filterbank (6) durch einen Linear/Logarithmisch-Um
setzer gebildet ist.
8. Radarsystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß
der Detektionskanal eine Verzögerungsschaltung (315), die um
ein Entfernungsfenster verzögert, und einen Detektor mit kon
stanter Fehlalarmquote (320) sowie eine Schwellwertdetektor
schaltung (325) enthält.
9. Radarsystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß
die Verzögerungsschaltung (315), die in dem Detektionskanal
angeordnet ist, durch einen Speicher vom Typ LIFO gebildet
ist.
10. Radarsystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß
eine komplementäre Verzögerungsschaltung (355) in dem
Detektionskanal angeordnet ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8411967A FR2717906A1 (fr) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | Système radar de surveillance de l'espace aérien. |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3526776C1 true DE3526776C1 (de) | 1995-12-21 |
Family
ID=9306569
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3526776A Expired - Fee Related DE3526776C1 (de) | 1984-07-27 | 1985-07-26 | Radarsystem zur Überwachung des Luftraumes |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3526776C1 (de) |
FR (1) | FR2717906A1 (de) |
GB (1) | GB8517809D0 (de) |
IT (1) | IT8567523A0 (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2873210B1 (fr) * | 2004-07-13 | 2008-02-22 | Thales Sa | Procede de tfac par segmentation statistique et normalisation |
CN113759324B (zh) * | 2021-07-21 | 2024-01-30 | 西安电子科技大学 | 一种基于箔条干扰实测数据的对抗方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3127605A (en) * | 1960-02-24 | 1964-03-31 | Melpar Inc | Moving target radar systems |
US4042925A (en) * | 1975-11-24 | 1977-08-16 | International Telephone And Telegraph Corporation | Pseudo-random code (PRC) surveilance radar |
US4459592A (en) * | 1980-10-31 | 1984-07-10 | Long Maurice W | Methods of and circuits for suppressing doppler radar clutter |
-
1984
- 1984-07-27 FR FR8411967A patent/FR2717906A1/fr not_active Withdrawn
-
1985
- 1985-06-06 IT IT8567523A patent/IT8567523A0/it unknown
- 1985-07-15 GB GBGB8517809.3A patent/GB8517809D0/en active Pending
- 1985-07-26 DE DE3526776A patent/DE3526776C1/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3127605A (en) * | 1960-02-24 | 1964-03-31 | Melpar Inc | Moving target radar systems |
US4042925A (en) * | 1975-11-24 | 1977-08-16 | International Telephone And Telegraph Corporation | Pseudo-random code (PRC) surveilance radar |
US4459592A (en) * | 1980-10-31 | 1984-07-10 | Long Maurice W | Methods of and circuits for suppressing doppler radar clutter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2717906A1 (fr) | 1995-09-29 |
IT8567523A0 (it) | 1985-06-06 |
GB8517809D0 (en) | 1995-10-25 |
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