DE3524266A1

DE3524266A1 - Schaltungsanordnung zum betrieb von hochdruckgasentladungslampen

Info

Publication number: DE3524266A1
Application number: DE19853524266
Authority: DE
Inventors: Manfred Dr Albach; Ralf Dr Schaefer; Hans-Peter Dr Stormberg; Armin Wegener
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1985-07-06
Filing date: 1985-07-06
Publication date: 1987-01-08
Also published as: JPS6212098A; EP0208370B1; CA1294665C; EP0208370A1; DE3669430D1; JP2554057B2; US4812736A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen, bestehend aus einem an ein Wechselspannungsnetz angeschlossenen Vollweggleichrichter, dessen Ausgangsgleichspannung einem aus einem Schalttransistor, einer Drosselspule, einer Freilaufdiode und einem Speicherkondensator bestehenden Schaltznetzteil zugeführt wird, aus dem die Lampe gespeist wird. Das Tastverhältnis und/oder die Schaltfrequenz des Schalttransistors wird dabei von einer Steuereinrichtung derart gesteuert, daß die Strombelastung des Wechselspannungsnetzes möglichst sinusförmig ist.

Eine derartige Schaltungsanordnung mit einem Durchfluß- oder Sperrwandler ist z. B. aus der EP-OS 00 59 053 bekannt. Üblicherweise werden hierbei Speicherkondensatoren mit relativ hoher Kapazität verwendet, z. B. 200 µF/400 V bei 130 W Leistungsaufnahme der Lampe. Um eine Mindestlebensdauer der Speicherkondensatoren zu gewährleisten, ist eine relativ große Anzahl von Elektrolytkondensatoren erforderlich. Andernfalls würden sich die Kondensatoren aufgrund der hochfrequenten Stromimpulse zu stark erwärmen. Daher wäre es wünschenswert, für den Speicherkondensator Folienkondensatoren zu verwenden. Bei den bekannten Schaltungsanordnungen hätte diese Lösung jedoch den Nachteil, daß wegen deren kleiner Speicherfähigkeit pro Volumeneinheit am Speicherkondensator keine konstante Gleichspannung, sondern eine mit der doppelten Netzfrequenz pulsierende Gleichspannung auftritt. Oftmals ist aber eine nur geringe Gleichspannungsschwankung erwünscht. Die Regelung für einen üblicherweise benutzten Aufwärts-Spannungswandler ist besonders einfach, wenn eine konstante Ausgleichsspannung vorausgesetzt wird. Zum anderen ist eine nicht zu große Spannungsschwankung auch günstig für das Verhalten von Hochdruckgasentladungslampen, da diese bei Spannungen unterhalb ihrer Brennspannung erlöschen. Eine Wiederzündung von Hochdruckgasentladungslampen ist jedoch nur dann möglich, wenn kurz nach dem Verlöschen der Lampe wieder eine ausreichende Spannung (Wiederzündspannung) am Speicherkondensator zur Verfügung steht.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen zu schaffen, die einerseits eine möglichst sinusförmige Netzbelastung bei geringen Eigenverlusten bewirkt und bei der man mit einem möglichst kleinen Speicherkondensator bei geringer Spannungsschwankung an diesem Speicherkondensator auskommt.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung eingangs erwähnter Art dadurch gelöst, daß zwischen Speicherkondensator und Lampe ein weiteres Schaltnetzteil mit mindestens einem elektronischen Schaltelement angeordnet ist, das von einer Steuereinrichtung gesteuert wird, die den momentanen höherfrequenten Lampenstrom mit einem Sollwert vergleicht, der aus einer sinusförmigen Spannung mit doppelter Netzfrequenz und einem Gleichanteil mit einer Größe von mindestens der maximalen Amplitude der Sinusschwingung besteht.

Eine solche Schaltungsanordnung erzeugt einen Lampenstrom, dem eine von der Schaltfrequenz des elektronischen Schaltelementes abhängige Hochfrequenzkomponente aufmoduliert ist, dessen Frequenz üblicherweise zwischen 10 und 100 kHz, vorzugsweise zwischen 20 und 50 kHz liegt. Der Lampenstrom pulsiert im Takt der doppelten Netzfrequenz, zu der ein Gleichstromanteil hinzuaddiert ist. Die benötigte Sollwertspannung sin² ω t wird dabei vorzugsweise aus der hinter dem Vollweggleichrichter anstehenden Spannung |sin ω t erzeugt, in deren Fourierentwicklung als 1. Harmonische die Funktion cos2 ω t enthalten ist. Gemäß der Formel sin² ω t = 1/2 (1 - cos2 ω t) kann man daraus durch Überlagerung mit einem Gleichanteil das Quadrat des Sinus erzeugen.

Unter einem Schaltnetzteil ist in diesem Zusammenhang nicht nur ein Sperr- oder Durchflußwandler zu verstehen, sondern auch ein Gegentaktwandler, z. B. ein Halbrücken- oder ein Brückengegentaktwandler.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist an den Vollweggleichrichter ein Optokoppler angeschlossen, der aus der gleichgerichteten Netzspannung über eine RC-Kombination die Sollwertspannung erzeugt.

Bei einer anderen vorteilhaften Ausführungsform nach der Erfindung ist das weitere Schaltnetzteil ein Durchflußwandler, wobei aus dem Spannungsabfall am elektronischen Schaltelement über eine RC-Kombination die Sollwertspannung erzeugt wird.

Ausführungsbeispiele nach der Erfindung werden nunmehr anhand der Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckgasentladungslampe mit einem über eine Steuereinrichtung geregelten Durchflußwandler (Aufwärts-Spannungswandler), an den sich ein über eine Steuereinrichtung geregelter weiterer Durchflußwandler (Abwärts-Spannungswandler) anschließt,

Fig. 2 das Schaltschema der bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwendeten Steuereinrichtung,

Fig. 3 das Schaltschema einer anderen Steuereinrichtung,

Fig. 4 den Spannungsverlauf am Ausgang des Vollweggleichrichters der Schaltungsanordnung nach Fig. 1,

Fig. 5 den Verlauf der Sollwertspannung bei den Schaltungsanordnungen nach den Fig. 2 und 3,

Fig. 6 den Stromverlauf durch die Lampe.

In Fig. 1 sind mit A und B Eingangsklemmen zum Anschließen an ein Wechselspannungsnetz von z. B. 220 V, 50 Hz bezeichnet. An diese Eingangsklemmen A und B ist über ein Hochfrequenzfilter 1 ein Vollweggleichrichter 2 mit vier Dioden angeschlossen. An den Ausgang des Vollweggleichrichters 2 schließt sich ein aus einem Schalttransistor 3, einer Drosselspule 4, einer Freilaufdiode 5 und einem Speicherkondensator 6 bestehender Durchflußwandler (Aufwärts-Spannungswandler) an. Am Speicherkondensator 6, der eine relativ kleine Kapzität von z. B. 1,5 µF besitzt, steht eine Gleichspannung von maximal 400 V an.

Parallel zu diesem Speicherkondensator 6 ist ein weiterer Durchflußwandler (Abwärts-Spannungswandler) angeschlossen, der aus einem elektrischen Schaltelement 7 in Form eines weiteren Schalttransistors einer Drosselspule 8, einer Hochdruckgasentladungslampe 9 und einer Freilaufdiode 10 besteht. In den Lampenkreis ist ferner ein als Stromsensor dienender Meßwiderstand 11 eingefügt, an dem eine dem momentanen Lampenstrom-Istwert proportionale Istwert- Spannung abgegriffen wird, die auf den Eingang C einer Steuereinrichtung 12 gegeben wird. Der Lampenstrom I wird durch die Steuereinrichtung 12 in der unten beschriebenen Weise einem von der am Eingang D der Steuereinrichtung 12 angelegten gleichgerichteten Netzspannung abgeleiteten Sollwertsignal nachgeführt.

Eine Steuereinrichtung 13 zur Steuerung des Tastverhältnisses und/oder der Schaltfrequenz des Schalttransistors 3 arbeitet so, daß der aus dem Wechselspannungsnetz aufgenommene Strom möglichst sinusförmig verläuft. Derartige Steuereinrichtungen sind an sich bekannt, z. B. aus der DE-OS 26 52 275.

Die Steuereinrichtung 12 hat die Aufgabe, die Spannungsschwankung am Speicherkondensator 6 möglichst gering zu halten. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Speichereinrichtung 12 wird nunmehr anhand der Fig. 2 näher beschrieben. Aus der am Ausgang des Vollweggleichrichters 2 anliegenden Spannung U _o=|sinω t| (Fig. 4) wird über einen Widerstand 14, einen Optokoppler 15 und einen veränderbaren Widerstand 16 an einem dem letzteren parallel geschalteten Kondensator 17 eine sinusförmige Spannung der doppelten Netzfrequenz erzeugt. Eine RC-Kombination, bestehend aus einem veränderbaren Widerstand 18 und einem Kondensator 19, dient dazu, die Phase der Sollwertspannung, welche letzlich an die Eingänge der Komparatoren 20 und 21 angelegt wird, mit der Phase der Netzspannung in Übereinstimmung zu bringen. Ein Kondensator 22 dient zum Sperren des Gleichanteils, der mit Hilfe eines veränderbaren Widerstandes 23 beliebig eingestellt werden kann. Hiermit läßt sich erreichen, daß den Eingängen der Komparatoren 20 und 21 ein Sollwertsignal U _soll = a sin² ω t + b zugeführt werden kann (Fig. 5). Die Konstante b kann natürlich auch Null werden. Die Sollwertspannung U _soll ist eine sinusförmige Spannung mit doppelter Netzfrequenz und einem Gleichanteil mit einer Größe von mindestens der maximalen Amplitude a/2 der Sinusschwingung. In Fig. 5 ist der Gleichanteil durch die gestrichelte Linie x-x angedeutet.

Am Komparator 20 kann über einen veränderbaren Widerstand 24 ein oberes Grenzniveau eingestellt werden. Am Komparator 21 kann über Widerstände 25 und 26 ein unteres Grenzniveau eingestellt werden. Kondensatoren 33 und 34 dienen zur Unterdrückung hochfrequenter Störsignale. Die dem Lampenstrom proportionale, am Meßwiderstand 11 abfallende Istwert-Spannung wird über einen Kondensator 27 und ein Potentiometer 28 heruntergeteilt und den Komparatoren 20 und 21 zugeführt. Die Ausgangssignale der Komparatoren 20 und 21 werden dem Rücksetz-Eingang R bzw. dem Setz-Eingang S einer bistabilen Kippstufe 29 zugeführt. Das Signal am Ausgang F der bistabilen Kippstufe 29 schaltet nun den Transistor 7 leitend bzw. nichtleitend.

Eine am Punkt G anliegende stabilisierte Gleichspannung von z. B. 12 V kann sich das System selbst erstellen und wird zur Spannungsversorgnung der Elektronik sowie über Widerstände 30 und 31 den Ausgängen der Komparatoren 20 und 21 zugeführt.

Die Steuereinrichtung 12 arbeitet dann so, daß bei Erreichen des oberen Sollwertniveaus U ^o _soll der Schalttransistoren 7 nichtleitend geschaltet wird; bei Erreichen des unteren Referenzstromniveaus U ^u _soll wird der Transistor 7 wieder leitend geschaltet (Fig. 6). Die Schaltfrequenz des Schalttransistors 7 verändert sich während der 100 Hz-Perioden, liegt dabei aber vorzugsweise zwischen 20 und 100 kHz, je nach Größe der Drosselspule 8. Fig. 6 zeigt den Verlauf des Lampenstromes I, welcher im wesentlichen dem Verlauf der Sollwertspannung nach Fig. 5 entspricht, überlagert von der Schaltfrequenz des Schalttransistors 7.

Mit diesem Ausführungsbeispiel kann man beim Betrieb einer 50 W-Quecksilberhochdrucklampe erreichen, daß die Spannungsschwankung am Speicherkondensator 6 geringer als 60 V ist. Dies führt gleichzeitig zu einem sauberen sinusförmigen Netzstrom. Wählt man jedoch als Sollwertniveau, wie an sich bekannt, eine konstante Gleichspannung, so erhält man eine Spannungsschwankung von nahezu 400 V, was bei dem gleichen Aufwärts-Spannungswandler zu deutlichen Netzverformungen führt. Um diese zu vermeiden, muß man bei dieser Art der Regelung einen deutlich größeren Kondensator 6 verwenden (ca. 10 µF).

Die Steuereinrichtung 12 nach Fig. 3 entspricht im wesentlichen der Einrichtung nach Fig. 2. Anstelle des Optokopplers wird hierbei jedoch die Sollwertspannung aus dem Spannungsabfall am Schalttransistor 7 erzeugt, indem über dem Schalttransistor 7 und dem Meßwiderstand 11 eine Spannung abgegriffen wird und diese über einen Widerstand 32 dem veränderbaren Widerstand 16 zugeführt wird.

Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel mit einer Steuereinrichtung nach Fig. 2 zum Betrieb einer 50 W- Quecksilberhochdrucklampe mit einer Lampenbrennspannung von ca. 90 V bei einer Netzwechselspannung von 220 V, 50 Hz und einer Spannung am Speicherkondensator 6 von maximal 400 V wurden folgende Schaltungselemente verwendet:

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen, bestehend aus einem an ein Wechselspannungsnetz angeschlossenen Vollweggleichrichter, dessen Ausgleichsspannung einem aus einem Schalttransistor, einer Drosselspule, einer Freilaufdiode und einem Speicherkondensator bestehenden Schaltnetzteil zugeführt wird, aus dem die Lampe gespeist wird, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Speicherkondensator (6) und Lampe (9) ein weiteres Schaltnetzteil (7, 8, 10, 11) mit mindestens einem elektronischen Schaltelement (7) angeordnet ist, das von einer Steuereinrichtung (12) gesteuert wird, die den momentanen höherfrequenten Lampenstrom mit einem Sollwert vergleicht, der aus einer sinusförmigen Spannung mit doppelter Netzfrequenz und einem Gleichanteil mit einer Größe von mindestens der maximalen Amplitude der Sinusschwingung besteht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an den Vollweggleichrichter (2) ein Optokoppler (5) angeschlossen ist, der aus der gleichgerichteten Netzspannung über eine RC-Kombination (16, 17) die Sollwertspannung erzeugt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Schaltnetzteil ein Durchflußwandler (7 bis 11) ist, wobei aus dem Spannungsabfall am elektronischen Schaltelement (7) über eine RC-Kombination (16, 17) die Sollwertspannung erzeugt wird.