DE3524146A1 - Frequenzwandlerschaltung - Google Patents

Description

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Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Frequenzwandlerschaltung, insbesondere eine Frequenzwandlerschaltung mit geringer Frequenzschwankung.

Heutzutage besteht ein großer Bedarf an einem raschen und hochqualitativen Informationsaustausch. Aus diesem Grund wurden beträchtliche Entwicklungen auf dem Gebiet der Nachrichtentechnik gemacht, um Informationsverarbeitung von Daten, Bildern, Ton und dergleichen zu ermöglichen. Typische Beispiele hierfür sind der Mehrkanal-Rundfunk, das Teletext- und das Faksimile-System, die Stehbild-Übertragung, hochqualitatives Fernsehen, Satelliten-Übertragung und dergleichen. Diese Systeme basieren auf Digitaltechnik. Für die Mehrkanal-Übertragung wird die digitale Codierung eingesetzt. Auf der Empfängerseite wird zum Zwecke der Demodulation zunächst auf der Grundlage des Basisbandsignals das Trägersignal reproduziert und einer geeigneten Signalverarbeitung unterzogen. Bei diesem Nachrichtensystem ist das Tonsignal durch Phasendifferenzmodulation (DPSK) moduliert. Das DPSK-System gehört der Kategorie der Phasenumtast-Systeme(PSK-Systeme) an, bei denen eine Phase des Trägersignals nach Maßgabe des Basisbandsignals variiert wird. Die PSK-Modulation zeichnet sich durch hohe Leistungsfähigkeit und ein gutes Trägersignal-Rausch- Verhältnis {C/N-Verhältnis) aus. Beim DPSK-System wird eine Phase des Trägers als Bezugsphase verwendet, und die Trägerphase wird gegenüber der Bezugsphase um vorbestimmte Phasenwinkel verschoben. Das üblicherweise verwendete DPSK-System ist ein vierphasiges oder quaternäres Phasendifferenz-System (DQPSK-System) . Bei diesem DQPSK-System wird die Phase des Trägers schrittweise in bezug auf die digitalisierten Tonsignale um vier Phasen 0°, 90°, 180°

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und 270° geändert. Auf der Senderseite werden die digitalisierten Tonsignale vor der Modulation summiert, während auf der Empfängerseite die empfangenen Signale zum Zwecke der Demodulation einer Subtraktion unterworfen werden. Das Code-System für die digitalisierten Signale ist das sogenannte Gray-Code-System. Emfpangsseitig wird für die Selektion des Basisbandsignals eine Phasenregelschleife (PLL-Schaltung) verwendet.

Wenn bei dem DQPSK-System der übertragenen DQPSK-Welle Rauschen überlagert ist, ändert sich der Vektor der DQPSK-Welle so, daß er aus Bezugsphasen-Ebene der Demodulationsphase herausgeht, und die Demodulationsachse der benachbarten Phase ist Gegenstand der Demodulation. Eine derartige unrichtige Demodulation wird außerdem verursacht durch eine Frequenzschaltung, die zur Träger-Nachbildung in der Frequenzwandlerschaltung verwendet wird. Hierdurch entstehen beträchtliche Probleme.

Die Frequenzwandlerschaltung vollzieht die Frequenzumsetzung zweimal, um die zu demodulierenden Ton-DQPSK-Signale zu erhalten. Das Satelliten-Fernsehübertragungssystem beispielsweise besitzt zwischen 100 und 200 Kanäle, wobei jeder Kanal ein Frequenzband von 6 MHz aufweist. Einer dieser Kanäle ist ausschließlich für den Ton reserviert. Der ausschließlich für den Ton reservierte Kanal ist in mehrere Frequenzbänder unterteilt, um die entsprechende Anzahl von Tonsignalen zu übertragen. Um ein gewünschtes Tonsignal herauszugreifen, wird zunächst der 6-MHz-Tonkanal herausgegriffen und anschließend wird das gewünschte Tonsignal gesucht. Aus diesem Grund werden zwei Frequenzumsetzungen durchgeführt. Der Demodulationsvorgang soll im folgenden näher erläutert werden. Ein Eingangssignal mit einer gewissen Frequenz wird an einen als Mischer arbeitenden ersten Frequenzwandler gelegt. In dem ersten Frequenzwandler wird die Ein-

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gangsfrequenz in eine Zwischenfrequenz umgesetzt, wozu die Schwingungsfrequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) verwendet wird, der ein Teil der Phasenregelschleife ist. Das Ausgangssignal des ersten Frequenzwandlers wird einem zweiten Frequenzwandler zugeführt, in welchem die Ausgangsfrequenz des ersten Frequenzwandlers in eine gewünschte Frequenz umgesetzt wird, wozu die von einem Überlagerungs- oder Empfangsoszillator bereitgestellte Schwingungsfrequenz verwendet wird. Dieses Ausgangssignal des zweiten Frequenzwandlers ist ein Basisbandsignal.

Die Phasenregelschleife enthält einen Kristall-Oszillator, der ein festes Frequenzsignal hoher Stabilität liefert. Das Ausgangssignal des Kristall-Oszillators wird in seiner Phase mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) verglichen. Das Vergleichsergebnis wird zum Regeln des VCO-Betriebs verwendet.

Die Schaltungskonstanten des Oszillators der Phasenregelschleife und des Überlagerungsoszillators sind kaum zeitstabil, wodurch sich unvermeidlich Schwankungen in Frequenz und Phase ergeben. Die Frequenz- und PhasenSchwankungen begünstigen das Auftreten von Bit-Fehlern bei der Reproduktion von Tondaten.

Das durch Frequenzwandlung des Eingangssignals gewonnene Basisbandsignal wird von dem DQPSK-Demodulator synchron demoduliert. Das synchrone Demodulieren ist eine Art von Phasenvergleich, bei dem eine Multiplizierschaltung das modulierte Signal mit einem mit den modulierten Signal synchronen Reproduktions-Träger multipliziert, und das Produktsignal ein Tiefpaßfilter durchläuft, um Phasendaten des Basisbandsignals zu erhalten. Um das digitale Tonsignal, das in Form des DQPSK-Signals als vierphasiges DPSK-Signal übertragen wird, zu demodulieren, wird die zweiachsige

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Synchrondemodulation zum Demodulieren der nach dem Gray-Code zu codierenden Daten verwendet. Un bei dieser Datenerfassung das Auftreten von Bit-Fehlern zu vermeiden, ist es erforderlich, FrequenzSchwankungen möglichst klein zu halten, wenn die Eingangsfrequenz in die Basisband-Frequenz umgesetzt wird.

Bei herkömmlichen Frequenzwandlerschaltungen hängt die Eingangsfrequenz der DQPSK-Demodulation von der Stabilität des Kristalloszillators in der Phasenregelschleife und der der Überlagerungsoszillatoren ab. Wenn man annimmt, daß die FrequenzSchwankung des Kirstalloszillators 50 ppm und die Ausgangsfrequenz des ersten Frequenzwandlers 300 MHz beträgt, so ist die FrequenzSchwankung mit 15 KHz groß. Die Genauigkeit der Datenübertragung beträgt einige 100 Hz. Daher ergeben sich in der herkömmlichen Frequenzwandlerschaltung unvermeidlich Demodulationsfehler. Wenn außerdem die herkömmliche Frequenzwandlerschaltung zum Zwecke der Träger-Reproduktion bei der DQPSK-Demodulation verwendet wird, so ist der Frequenz-Einfangbereich schmal. Selbst wenn also die Frequenz im kritischen Bereich der Anfangzone einrastet, so ist, wenn die Daten durch das DQPSK demoduliert werden, der demodulierte Ausgangssignalpegel niedrig, und die Daten werden mit einiger Wahrscheinlichkeit in derjenigen Phase demoduliert, der sie nicht angehören, was zu dem Auftreten von Bit-Fehlern führt.

Wenn man annimmt, daß die Amplitude des Ausgangssignals der Synchrondemodulation -V beträgt und von Gauß'schem Rauschern einer Varianz a² überlagert ist, so erhält man bei Vewendung einer Normalfehler-Integrationsfunktion φ(Z) eine Bit-Fehlerrate Pe von

Pe = 2 ( 1 - φ (
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wobei C/N das Trägerleistungs-Rausch-Verhältnis ist. Wenn der Einfangbereich schmal ist, ist C/N ist klein und mithin die Bit-Fehlerrate groß.

Hieraus ergibt sich, daß, wenn der Einfangbereich schmal ist, das Einfangen zwar stattfindet, die Augenöffnung jedoch verschlechtert ist, was zu dem Auftreten von Bit-Fehlern führt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Frequenzwandlerschaltung zu schaffen, die eine geringe Frequenzschwankung aufweist.

Hierzu schafft die Erfindung eine Frequenzwandlerschaltung zum Umsetzen einer Eingangsfrequenz in eine gewünschte stabile Ausgangsfrequenz. Die Schaltung enthält einen ersten Oszillator zur Erzeugung einer ersten Zwischenfrequenz, einen zweiten Oszillator zur Erzeugung einer zweiten Zwischenfrequenz, einen ersten Frequenzwandler zum Umsetzen der Eingangsfrequenz in eine dritte Zwischenfrequenz, wozu die von dem ersten Oszillator kommende erste Zwischenfrequenz verwendet wird, einen zweiten Frequenzwandler zum Umsetzen der dritten Zwischenfrequenz in die gewünschte Frequenz, wozu die von dem zweiten Oszillator gelieferte zweite Zwischenfrequenz verwendet wird, und eine Regeleinrichtung zum Regeln der von dem ersten Oszillator erzeugten Frequenz nach Maßgabe der Ausgangsfrequenz des zweiten Frequenzwandlers.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen

Frequenzwandlerschaltung, wobei das zu übertragende Signal einer PSK-Modulation unter

worfen wird,

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Fig. 2 ein Blockdiagramm einer weiteren Ausführungs-

forra einer erfindungsgeinäßen Frequenzwandlerschaltung, und

Fig. 3 eine graphische Darstellung, die eine Frequenz-Kennlinie eines DQPSK-Demodulators, wie er in der Schaltung nach Fig. 2 verwendet wird, veranschaulicht.

Fig. 1 zeigt anhand eines Blockdiagramms eine Ausführungsform der Erfindung, bei der das zu übertragende Signal einer PSK-Modulation unterworfen wird. Über einen Eingangsanschluß 10 wird ein Eingangssignal mit der Frequenz f10 einem ersten Frequenzwandler 12 zugeführt. Der erste Frequenzwandler 12 empfängt ein Ausgangssignal eines in einer Phasenregelschleife (PLL-Schaltung) 14 enthaltenen ersten Überlagerungsoszillators 16. Die Frequenz des Ausgangssignals des ersten Überlagerungsoszillators 16 beträgt Nfx. Die Frequenz des des Ausgangssignals des ersten Frequenzwandlers 12 beträgt Nfx - f10.

Das Signal mit der Frequenz Nfx - f10 wird auf einen zweiten Frequenzwandler 18 gegeben, dessen anderer Eingang von einem zweiten Überlagerungsoszillators 20 ein Signal mit der Frequenz f20 empfängt. Der die Signale Nfx - f10 und f20 empfangende zweite Frequenzwandler 18 erzeugt ein Signal mit der Frequenz f20 - (Nfx - f10). Das Ausgangssignal mit dieser Frequenz wird einem (nicht gezeigten) DQPSK-Demodulator in einer nachgeordneten Stufe zugeführt und hat die Form eines Signals, welches einer gewünschten Frequenzumsetzung unterworfen wurde, d. h. die Form eines Basisbandsignals.

Die Ausgangsfrequenz fx des zweiten Frequenzwandlers 18

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wird zu der Phasenregelschleife 14 zurückgeführt.

Die Phasenregelschleife 14 besteht aus dem ersten Überlagerungsoszillator 16, einem Phasenvergleicher 22, einem programmierbaren Teiler 24 und einem Tiefpaßfilter 26. Die Ausgangsfrequenz fx des zweiten Frequenzwandlers 18 wird einem der Eingangsanschlüsse des Phasenvergleichers 22 in der Phasenregelschleife 14 zugeführt. Der programmierbare Teiler 24 liefert an den anderen Eingang des Phasenvergleichers 22 ein Signal. Eine Steuerung 28 gibt an den programmierbaren Teiler 24 einen geeigneten Frequenzteilungsfaktor N, so daß die dem Phasenvergleicher 22 zugeführte Frequenz fx beträgt. Mit anderen Worten: Wenn der dem programmierbaren Teiler 24 zugeführte Frequenzteilungsfaktor von der Steuerung 28 auf N eingestellt wird, teilt der programmierbare Teiler 24 die von dem ersten Überlagerungsoszillator 18 kommende Ausgangsfrequenz Nfχ durch N, um ein Signal mit der Frequenz fx zu erzeugen. Das Ausgangssignal mit der Frequenz fx vom programmierbaren Teiler 24 und das von dem zweiten Frequenzwandler 18 kommende Basisbandsignal werden von dem Phasenvergleicher 22 in ihrer Phase verglichen. Das von dem Phasenvergleicher 22 gelieferte Ergebnissignal wird durch das Tiefpaßfilter 26 geglättet. Das geglättete Spannungssignal gelangt dann zu dem ersten Überlagerungsoszillator 16, der als spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) ausgebildet ist und von der geglätteten Spannung derart geregelt wird, daß seine Schwingungsfrequenz Nfχ beträgt.

Die Frequenz des Basisbandsignals, welches von der so ausgebildeten Frequenzwandlerschaltung erzeugt wird, läßt sich folgendermaßen ausdrücken:

fx * f20 - (Nfx - f10) ... (1)

Durch Umstellen der Gleichung (1) erhält man:

fx = (f10 + f20) / (1 + N) ... (2)

Aus Gleichung (2) geht hervor, daß die erfindungsgemäße Frequenzwandlerschaltung die Schwankung der umgesetzten Frequenz auf 1/(1 +N) reduziert, wobei N einen Wert von 15 oder mehr hat. Wenn die Schwingungsfrequenz des zweiten Überlagerungsoszillators 20 63,15 MHz beträgt und die Frequenzschwankung des Oszillators selbst 25 ppm beträgt, so ergibt sich eine Frequenzschwankung von etwa 1,6 KHz. Wenn in Gleichung (2) N = 15 ist, reduziert sich die Frequenz Schwankung auf etwa 100 Hz.

Hieraus ergibt sich, daß die FrequenzSchwankung klein ist und der Frequenz-Einfangbereich außerdem erweitert ist. Wenn daher das durch die in Fig. 1 gezeigte Frequenzwandlerschaltung erhaltene Basisbandsignal für den DQPSK-Demodulator verwendet wird, wird die Frequenz des Trägers stabil. Demzufolge wird die Bit-Fehlerrate sehr klein.

Während bei dem obigen Ausführungsbeispiel die Ausgangsfrequenz des ersten Überlagerungsoszillators 16 Nfχ beträgt, so kann diese Frequenz auch fx betragen und direkt dem Eingangsanschluß des Phasenvergleichers 22 zugeführt werden. In diesem Fall muß eine Multiplizierschaltung zum Multiplizieren der Frequenz mit N zwischen den ersten überlagerungsoszillator 16 und den ersten Frequenzwandler 12 eingefügt werden. Diese alternative Ausgestaltung vermag das Basisbandsignal mit einer Frequenz zu liefern, die durch Gleichung (1) gegeben ist. Das Frequenz-Umsetzschema, welches der Gleichung (1) entspricht, läßt sich durch eine andere als die in Fig. 1 gezeigte Schaltung realisieren.

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Fig. 2 ist ein Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. In der Figur bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Teile wie in Fig. 1. Der Hauptunterschied der Schaltung nach Fig. 2 gegenüber der nach Fig. besteht darin, daß das Ausgangssignal des DQPSK-Demodulators anstelle des Ausgangssignals des zweiten Frequenzwandlers 18 zu der Phasenregelschleife 14 zurückgeführt wird.

Ein Eingangssignal mit der Frequenz f10 gelangt über einen Eingangsanschluß 10 an einen der Eingangsanschlüsse eines ersten Frequenzwandlers 12, der außerdem ein Ausgangssignal eines in einer Phasenregelschleife (PLL-Schaltung) 14 enthaltenen ersten Überlagerungsoszillators 16 empfängt. Die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators 16 beträgt (M/N)fx. Die Frequenz des Ausgangssignals des ersten Frequenzwandlers 12 beträgt dann (M/N)fx - f10.

Das Signal mit der Frequenz (M/N)fx - f10 gelangt an einen der Eingangsanschlüsse eines zweiten Frequenzwandlers 18, dessen anderer Eingang ein von einem zweiten überlagerungsoszillator 20 erzeugtes Signal der Frequenz f20 empfängt. Der zweite Frequenzwandler 18 erzeugt aus den empfangenen Signalen ein Signal mit der Frequenz f20 - ((M/N)fx - f10). Das Ausgangssignal mit dieser Frequenz wird als Basisbandsignal einem in der nachfolgenden Stufe enthaltenen DQPSK-Demodulator 30 zugeführt.

Das Ausgangssignal mit der Frequenz fx des DQPSK-Demodulators 30 wird von einem Frequenzteiler 32 durch N geteilt. Das Ausgangssignal mit der Frequenz fx/N wird als Rückkopplungssignal einem Eingang des in der PLL-Schaltung 14 enthaltenen Phasenvergleichers 22 zugeführt.

Die Phasenregelschleife 14 besteht aus dem ersten Überla-

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gerungsoszillator 16, einem programmierbaren Teiler 24, dem Phasenvergleicher 22 und einem Tiefpaßfilter 26. Der programmierbare Teiler 24 wird von einer Steuerung 28 so gesteuert, daß er einen Divisor M aufweist. Der Divisor M sorgt am Ausgang des programmierbaren Teilers für eine Frequenz fx/N. Dieses Signal gelangt an den anderen Eingang des Phasenvergleichers 22. Der Divisor M, der durch die Steuerung 28 eingestellt wird, hängt von einem jeweils empfangenen Kanal ab. Das Ausgangssignal fx/N des programmierbaren Teilers 24 sowie das von dem Frequenzteiler 32 kommende Signal werden von dem Phasenvergleicher 22 verglichen, und das Ergebnissignal vom Phasenvergleicher 22 wird durch das Tiefpaßfilter geglättet. Das geglättete Spannungssignal wird dann auf den ersten überlagerungs-

•|5 oszillator 16 gegeben, der als spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) ausgebildet ist und von der Spannung so geregelt wird, daß die Schwingungsfrequenz (M/N)fx beträgt.

Als Ergebnis einer solchen Regelung wird dem anderen Eingang des ersten Frequenzwandlers 12 ein Signal mit der Frequenz (M/N)fx zugeführt. Demzufolge besitzt das Ausgangssignal des ersten Frequenzwandlers 12 eine Frequenz von (M/N)fx - f10. Dieses Signal wird dem zweiten Frequenzwandler 18 zugeführt, der es mit dem von dem zweiten Oszillator 20 kommenden Signal mischt, wodurch eine umgesetzte Frequenz f20 - ((M/N) fx - f10) erhalten wird. Die Frequenz dieses Ausgangssignals des Frequenzwandlers 18 wird durch die Frequenzrückkopplung, bei der die Ausgangsfrequenz des DQPSK-Demodulators 30 der Phasenregelschleife 14 zugeführt, zu der gewünschten Frequenz fx gemacht. Man erhält also

fx = f20 - ((M/N)fx - f10) ... (3)

Durch Umstellen der Gleichung (3) erhält man:

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fx = £(10 - f20) ... (4)

Wenn M>>N, reduziert sich die Frequenz Schwankung des Ausgangssignals des DQPSK-Demodulators 30.

Wenn die erfindungsgemäße Frequenzwandlerschaltung dazu verwendet wird, das Trägersignal zum Demodulieren des DQPSK-Signals wiederzugewinnen, so ist das Basisbandsignal stabil, die Verschlechterung der Augenöffnung wird gemildert, und das Auftreten von Bit-Fehlern wird reduziert.

Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel wird das von dem programmierbaren Teiler 24 kommende Signal der Frequenz fx/N in seiner Phase mit dem vom Teiler 32 kommende Signal der Frequenz fx/N verglichen. Alternativ läßt sich die Frequenz fx/N des vom Teiler 32 kommenden Signals mit M multiplizieren, um eine Frequenz (M/N)fx zu erhalten. Dieses Signal läßt sich direkt in der Phase mit dem Ausgangssignal (M/N)fx des ersten überlagerungsoszillator s 16 vergleichen.

Fig. 3 zeigt die Beziehung zwischen Eingangsfrequenz und Ausgangsfrequenz des DQPSK-Demodulators 30 nach Fig. 2. In der graphischen Darstellung bedeutet f0 die Mittenfrequenz des DQPSK-Demodulators 30, f0 + fa bedeutet die obere Grenzfrequenz, f0 - fb die untere Grenzfrequenz und eine strichpunktierte Linie die Demodulationskennlinie des DQPSK-Demodulators 30 an. Wenn man nun annimmt, daß die Eingangsfrequenz des DQPSK-Demodulators 30 schwankt und die Mittenfrequenz f0 nach fc verschoben wird, so beträgt die.Frequenz des reproduzierten Trägersignals in dem DQPSK-

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To

Modulator 30 ebenfalls fc. Aufgrund der Rückkopplung verläuft also die Neigung der Demodulationskennlinie, die
durch die eine strichpunktierte Linie in Fig. 3 dargestellt ist, schwach. Als Ergebnis reduziert sich die

Schwankung der Demodulations-Ausgangsfrequenz, die verursacht wird durch die Schwankung der Eingangsfrequenz des DQPSK-Demodulators 30.

Aus der graphischen Darstellung ist ersichtlich, daß, wenn die FrequenzSchwankung auf den Bereich zwischen der oberen und der unteren Grenzfrequenz (fO + fa) und (fO - fb) beschränkt wird, das Auftreten von Bit-Fehlern in dem DQPSK-Demodulator 30 reduziert wird. In der erfindungsgemäßen Frequenzwandler schaltung läßt sich die Frequenzschwankung auf ein gewünschtes Maß begrenzen, indem der Frequenzteilungsfaktor in geeigneter Weise eingestellt wird. Hieraus folgt, daß der wirksame Einfangbereich der Frequenzwandlerschaltung verbreitert wird, und daß das Trägersignal von dem
frequenzgewandelten Signal reproduziert wird, wobei sich das Auftreten von Bit-Fehlern verringern läßt.

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Claims (15)

P atentansprüche 10 15

1. Frequenzwandlerschaltung zum Umsetzen einer Eingangsfrequenz in eine stabile Ausgangsfrequenz, mit einem ersten Frequenzwandler zum Umsetzen der Eingangsfrequenz in eine erste Zwischenfrequenz, einer ersten Oszillatoreinrichtung, die dem ersten Frequenzwandler eine erste Schwingungsfrequenz zuführt, und einem zweiten Frequenzwandler zum Umsetzen der ersten Zwischenfrequenz in eine zweite Zwischenfrequenz (als Ausgangsfrequenz) , dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die erste Oszillatoreinrichtung (16) und den zweiten Frequenzwandler (18) eine Regeleinrichtung (14) geschaltet ist, die die erste Schwingungsfrequenz (Nfx) der ersten Oszillatoreinrichtung (16) nach Maßgabe der von dem zweiten Frequenzwandler (18) gelieferten zweiten Zwischenfrequenz regelt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Oszillatoreinrichtung einen spannungsgesteuerten Oszillator (16) aufweist.

3. Schaltung Nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Regeleinrichtung (14) eine Phasenregelschleife (14) enthält, die den spannungsgesteuerten Oszillator (16) enthält.

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4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenregelschleife (14) ausserdem einen programmierbaren Teiler (24) aufweist, der die erste Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (16) durch N teilt und einen Phasenvergleicher (22) aufweist, der die Phase des Ausgangssignals des programmierbaren Teilers (24) mit der des Ausgangssignals des zweiten Frequenzwandlers (18) vergleicht, wobei das Vergleichsergebnis zum Regeln der ersten Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (16) verwendet wird.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (16) dem N-fachen der zweiten Zwischenfrequenz entspricht.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß N etwa 15 oder mehr beträgt.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Frequenzwandler eine zweite Oszillatoreinrichtung (20) enthält, die eine zweite Schwingungsfrequenz liefert, daß die erste Zwischenfrequenz eine Differenz zwischen der Eingangsfrequenz und der ersten Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (16) ist, und daß die zweite Zwischenfrequenz eine Differenz zwischen der ersten Zwischenfrequenz und der zweiten Schwingungsfrequenz der zweiten Oszillatoreinrichtung (20) ist.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet , daß eine Demodulatoreinrichtung (30) vorgesehen ist, die das Ausgangssignal des zweiten Frequenzwandlers demoduliert, und daß die Regel-

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einrichtung (14) zwischen die erste Oszillatoreinrichtung und die Demodulatoreinrichtung (30) geschaltet ist, um die erste Schwingungsfrequenz der ersten Oszillatoreinrichtung nach Maßgabe der Ausgangsfrequenz der Demodulatoreinrichtung (30) zu regeln.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Oszillatoreinrichtung einen spannungsgesteuerten Oszillator enthält.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Regeleinrichtung (14) eine Phasenregelschleife (14) aufweist, die ihrerseits den spannungsgesteuerten Oszillator (16) enthält.

11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß die Phasenregelschleife (14) einen programmierbaren Teiler (24) enthält, der die erste Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (16) durch M teilt, und daß ein Phasenvergleicher (22) die Phase des Ausgangssignals des programmierbaren Teiles (24) mit der des Ausgangssignals der Demodulatoreinrichtung (30), deren Frequenz durch N geteilt wird, vergleicht, wobei das Vergleichsergebnis zum Regeln der ersten Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (16) verwendet wird.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (16) M/N-mal so groß ist wie die zweite Zwischenfrequenz.

13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß M größer als N ist.

14. Schaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Frequenzwandler eine zweite Oszillatoreinrichtung (20) enthält, die eine zweite Schwingungsfrequenz abgibt, daß die erste Zwischenfrequenz eine Differenz zwischen der Eingangsfrequenz und der ersten Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (16) ist, und daß die zweite Zwischenfrequenz eine Differenz zwischen der ersten Zwischenfrequenz und der zweiten Schwingungsfrequenz der zweiten Oszillatoreinrichtung (20) ist.

15. Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulatoreinrichtung (30) einen Demodulator (30) für ein Phasenumtast-Signal enthält. 15