DE3501925C2 - - Google Patents

Description

Titel der ErfindungTitle of the invention

Schaltungsanordnung für einhalbgesteuertes elektronisches ZweigpaarCircuit arrangement for half-controlled electronic Pair of branches

Anwendungsgebiet der ErfindungField of application of the invention

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist zur Kommutierung induktivitätsbehafteter (stromeinprägender) Ströme vorgesehen. Die Kummutierung kann bei einer vorgebbaren Pulsfrequenz an zwei verschiedene Potentiale mit dem Ziel, Strom- und Spannungsverlauf zu steuern, erfolgen. Die erfindungsgemäßen halbgesteuerten elektronischen Zweigpaare sind vorzugsweise in Gleichstrompulsstellern, Zwischenkreisumrichtern, aber auch in Direktumrichtern, einsetzbar.The circuit arrangement according to the invention is for Commutation of inductance (current impressing) Currents provided. The accumulation can be a specifiable pulse frequency to two different ones Potentials with the goal of current and voltage curve to control, take place. The semi-controlled according to the invention electronic branch pairs are preferred in DC pulse converters, DC link converters, but can also be used in direct converters.

Charakteristik der bekannten technischen LösungenCharacteristic of the known technical solutions

Im Schalterbetrieb arbeitende selbstausschaltende Halbleiterzellen, wie z. B. bipolare Transistoren, Unipolartransistoren und GTO-Thyristoren, welche auch als Einwegschalter bezeichnet werden, da ihr Hauptstromfluß betriebsmäßig auf eine Richtung beschränkt ist, sind soweit wie möglich von dynamischen Verlusten zu entlasten, damit die relativ empfindlichen und in ihrer Herstellung teuren selbstausschaltenden Halbleiterzellen maximal durch den Laststrom (verbunden mit statischen Verlusten) ausgelastet werden können.Self-switching operating in switch mode Semiconductor cells, such as. B. bipolar transistors, Unipolar transistors and GTO thyristors, which also be called a one-way switch, because you Mainstream flow is operationally limited to one direction are as dynamic as possible Relieve losses so that the relatively sensitive and in their manufacture expensive self-switching  Semiconductor cells maximum by the load current (combined with static losses) can be.

Solche nicht ideal schaltenden Einwegschalter, denen zum Abfließen des beim Ausschalten des Einwegschalters durch den induktiven Lastanteil induzierten Stromes ein Freilaufventil antiparallel geschaltet ist, sind von den prinzipbedingten Verlustenergien zu entlasten, die während des Umschaltvorganges in der Zeitspanne, bis das Freilaufventil den Strom übernehmen kann, dadurch entstehen, daß der Strom auf Grund stets vorhandener parasitärer Serieninduktivitäten bei Abschaltung des Einwegschalters durch diesen nicht schlagartig, sondern in einer endlichen Zeitspanne zurückgeht, die Spannung zwischen den Hauptelektroden aber schnell ansteigt. Dazu sind Entlastungsnetzwerke bekannt, die über den Einwegschalter angeordnet werden und die ab einer bestimmten Spannungserhöhung den Ausgangsstrom übernehmen. Solche als RC-Glieder, RCD- Glieder oder als LD-RCD-Glieder allgemein bekannten Entlastungsnetzwerke haben aber den Nachteil, daß sie die zugeführte Energie wieder in ohmsche Verluste um­ setzen. Bei hoher Umschalthäufigkeit des Einwegschalters treten damit hohe Belastungen für den ohmschen Widerstand auf. Generell verursachen diese Entlastungs­ schaltungen bis auf wenige Ausnahmen (in Schaltnetzteilen) eine Wirkungsgradverschlechterung für den Stromrichter.Such non-ideal switching one-way switches, which for draining off when the one-way switch is switched off current induced by the inductive load component a free-wheel valve is connected in anti-parallel relieve from the principle-related loss energies, the during the switching process in the period, until the freewheel valve can take over the current, thereby arise that the electricity is always present due to parasitic series inductances when switched off of the one-way switch does not abruptly through this, but goes back in a finite amount of time, the voltage between the main electrodes though rises quickly. Relief networks are known for this, which are arranged via the one-way switch and the from a certain voltage increase Take over output current. Such as RC links, RCD Links or generally known as LD-RCD links Relief networks have the disadvantage that they the supplied energy again in ohmic losses put. With a high switching frequency of the one-way switch this creates high loads for the ohmic Resistance on. Generally, these cause relief circuits with a few exceptions (in switching power supplies) an efficiency deterioration for the Power converter.

Prinzipbedingte und/oder parasitäre Induktivitäten befinden sich nicht nur, wie in der DE-OS 32 41 086 be­ schrieben, im Lastkreis eines periodich schaltenden elektrischen Leistungsschalters bzw. eines halbgesteuerten elektronischen Zweigpaares. In diesen Schaltungs­ anordnungen existieren entsprechende Induktivitäten in Abhängigkeit vom räumlichen Aufbau, aber zugleich auch immer im Gleichspannungskreis. Aus der Fig. 1 der DE- OS 32 41 086 ist eine Darstellung bekannt, in der parallel zu einer Reihenschaltung aus Steuerschalter und Folgeschalter eine Kapazität eingezeichnet ist. Diese deutet aber lediglich einen Gleichspannungskreis an, dessen Klemmenspannung sich bei Schaltvorgängen nicht sprunghaft ändern kann. Diese Kapazität hat dort nicht die Funktion, prinzipbedingte und/oder parasitäre Induktivitäten des Gleichspannungskreises abzublocken. Ganz im Gegenteil wird dafür auf Entlastungsnetzwerke verwiesen.Principle-related and / or parasitic inductances are not only, as described in DE-OS 32 41 086, in the load circuit of a periodically switching electrical circuit breaker or a semi-controlled electronic branch pair. In these circuit arrangements there are corresponding inductors depending on the spatial structure, but at the same time always in the DC circuit. From FIG. 1 of DE-OS 32 41 086 a representation is known in which a capacitance is drawn in parallel to a series connection of control switch and sequential switch. However, this only indicates a DC voltage circuit, the terminal voltage of which cannot change suddenly during switching operations. This capacitance does not have the function of blocking principle-related and / or parasitic inductivities of the DC voltage circuit. On the contrary, reference is made to relief networks.

Es sind auch bereits Lösungen bekanntgeworden, die Abschaltentlastungsnetzwerke beinhalten, welche ohne prinzipbedingte Verluste arbeiten (DE-PS 26 39 589). Diese verlustfreien Entlastungsschaltungen erfordern einen erheblichen Aufwand an Bauelementen und führen zur Einschränkung der Anwendungsmöglichkeiten (Puls­ frequenz, Sicherheitszeiten, aktiver Schutz) sowie zur geringeren Auslastung der Halbleiter durch die Lastströme, wegen zusätzlicher Umschwingströme aus der Entlastungsschaltung. Außerdem verschlechtern diese Entlastungsschaltungen, da sie größtenteils eine Vielzahl elektronischer Bauelemente enthalten, die Gesamtzuverlässigkeit des Stromrichters erheblich.Solutions have also become known that Shutdown relief networks include those without principle-related losses work (DE-PS 26 39 589). These lossless relief circuits require a considerable amount of components and lead to limit the possible applications (pulse frequency, safety times, active protection) and  to lower semiconductor utilization through the Load currents, due to additional swinging currents the relief circuit. Also worsen these relief circuits as they are mostly contain a variety of electronic components, the overall reliability of the converter considerably.

Die bekannten Beschaltungsnetzwerke haben weitere Nachteile, wenn zwei aus einer Reihenschaltung von Einwegschalter und Freilaufdiode bestehende Zweigpaare zu einer Antiparallelschaltung zusammengefügt werden, um z. B. Wechselrichterschaltungen aufzubauen. Aus diesem Grunde wurde in der DE-OS 31 20 469 ein aus Einwegschalter und Freilaufventil bestehendes, zwischen den Polen einer Gleichspannungsquelle liegendes Zweigpaar vorgeschlagen, das eine Einschaltent­ lastungsdrossel, einen Abschaltentlastungskondensator und einen unipolar betriebenen Speicherkondensator als dritten Energiespeicher, der die Energie der beiden anderen Blindelemente zeitweise zwischenspeichert, enthält. Neben einem zweiten Freilaufventil werden pro Zweigpaar zusätzlich noch eine Abschaltentlastungsdiode und eine Sperrdiode benötigt. Bei einer Antiparallel­ schaltung zweier solcher Zweigpaare, wovon eine für einen positiven Laststrom und eine für einen negativen Laststrom ausgelegt sein muß, besteht die Möglichkeit, den Laststrom in beiden Richtungen zu führen. Allerdings müssen dazu die Zweigpaare mittels Dioden und/ oder Induktivitäten noch entkoppelt werden.The known wiring networks have more Disadvantages if two from a series connection of One-way switch and free-wheeling diode existing pairs of branches assembled into an anti-parallel connection be to z. B. to build inverter circuits. For this reason, DE-OS 31 20 469 consisting of one-way switch and free-wheel valve, between the poles of a DC voltage source Branch pair proposed that a switch load choke, a cut-off relief capacitor and a unipolar operated storage capacitor as third energy storage, which is the energy of the two temporarily stores other dummy elements. In addition to a second freewheel valve, pro Branch pair additionally a switch-off relief diode and a blocking diode is required. With an anti-parallel switching two such pairs of branches, one for one positive load current and one for a negative one Load current must be designed, there is the possibility to carry the load current in both directions. Indeed To do this, the pairs of branches using diodes and / or inductors can still be decoupled.

Eine solche Antiparallelschaltung von Zweigpaaren kann zwar noch vereinfacht werden, wie es in der DE-OS 32 15 589 vorgeschlagen wird, aber auch, wenn einzelne Bauelemente für beide Zweigpaare gemeinsam genutzt werden, ist der Aufwand immer noch erheblich. Es ist ferner zu berücksichtigen, daß die bisher be­ kannten Entlastungsschaltungen mit der Erschließung neuer Strom- und Spannungsbereiche (bis 250 A und 1000 V) für selbstausschaltende Halbleiterzellen immer aufwendiger und verlustbehafteter werden, da die dynamischen Verluste proportional mit Strom und Spannung steigen. Der Einsatz sowohl verlustbehafteter als auch verlustfreier Entlastungsschaltungen läßt in diesem Strombereich keine technisch-ökonomisch sinnvollen Lösungen mehr zu.Such an anti-parallel connection of pairs of branches can be simplified, as it is in the DE-OS 32 15 589 is proposed, but also if individual components for both pairs of branches together the effort is still considerable. It should also be borne in mind that the previously be  knew relief circuits with the development new current and voltage ranges (up to 250 A and 1000 V) always for self-switching semiconductor cells become more complex and lossy because the dynamic losses proportional to current and voltage climb. The use of both lossy as also loss-free relief circuits can in this Current area no technically-economically sensible Solutions more to.

Ziel der ErfindungAim of the invention

Die Erfindung hat das Ziel, eine Schaltungsanordnung für im Schalterbetrieb auf der Grundlage selbstaus­ schaltender Halbleiterzellen arbeitende halbgesteuerte elektronische Zweigpaare zu schaffen, die auch bei härtesten Belastungsbedingungen, wie sie z. B. in der Antriebstechnik zu finden sind, mit geringem Beschal­ tungsaufwand bzw. beschaltungsfreiem Aufbau eine wirkungsgradoptimale Kommutierung induktivitätsbehafteter (stromeinprägender) Ströme ermöglichen.The invention has the aim of a circuit arrangement for self-based in switch operation switching semi-controlled semiconductor cells to create electronic branch pairs, which also at toughest stress conditions, such as z. B. in the Drive technology can be found, with little scum effort or circuit-free construction a Efficiency-optimized commutation of inductors Allow currents.

Darlegung des Wesens der ErfindungState the nature of the invention

Die technische Aufgabe, die durch die Erfindung gelöst wird.The technical problem caused by the invention is solved.

Aufgabe der Erfindung ist es, die während des Umschalt­ vorganges der selbstausschaltenden Halbleiterzelle eines halbgesteuerten elektronischen Zweigpaares ent­ stehenden Energien, die bislang in verlustbehafteten bzw. verlustfreien Entlastungsschaltungen abgeführt wurden, auf ein solches halbleiter- und gerätetechno­ logisches Niveau herabzusetzen, daß die Entlastungs­ schaltungen minimiert bzw. ganz weggelassen werden können und damit auch universell einsetzbare modulartige selbstausschaltende leistungselektronische Halbleiter­ bauelemente-Kühlkörper-Anordnungen realisierbar werden, deren interne Überspannungen an den Halbleiterzellen un­ abhängig von den Belastungsbedingungen klein bleiben, und die durch die Ansteuerschaltung aktiv vor Überströmen geschützt werden.The object of the invention is that during the switch operation of the self-switching semiconductor cell a semi-controlled electronic branch pair ent standing energies, which were previously lossy or lossless relief circuits were on such a semiconductor and device techno logical level to lower that relief circuits are minimized or completely omitted  can and thus also universally applicable module-like self-switching power electronic semiconductors component-heat sink arrangements can be realized, whose internal overvoltages on the semiconductor cells un remain small depending on the stress conditions, and which are actively protected against overcurrents by the control circuit to be protected.

Merkmale der ErfindungFeatures of the invention

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zur Abblockung der prinzipbedingten und/oder parasitären Induktivitäten aus dem Gleichspannungskreis, in dem das Zweigpaar liegt, der Reihenschaltung aus Ein­ wegschalter und Freilaufventil ein Kondensator parallel geschaltet ist, und daß die Parallelschaltung induktivitätsarm erfolgt, indem die Anschlüsse des Kondensators direkt an die Elektroden der Elemente der Reihenschaltung geführt sind, die mit der Gleichspannungsquelle in Verbindung stehen.The object is achieved in that to block the principle-related and / or parasitic Inductors from the DC voltage circuit, in to which the pair of branches lies, the series connection from on limit switch and free-wheel valve one capacitor in parallel is switched, and that the parallel connection has little inductance done by connecting the capacitor directly to the electrodes of the elements of the series connection are led with the DC voltage source stay in contact.

In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist zur Verringerung von Überspannungen am Einwegschalter beim Ausschalten des Einwegschalters dem Freilaufventil eine einschaltschnelle Diode direkt parallel geschaltet. Eine noch günstigere Funktionsweise ergibt sich, wenn zur Verringerung von Überspannungen am Einwegschalter beim Ausschalten des Einwegschalters dem Freilaufventil die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors so parallel geschaltet wird, daß der Kollektor des Transistors mit der Kathode des Freilaufventils und der Emitter des Transistors mit der Anode des Freilaufventils verbunden ist.In an advantageous development of the invention to reduce overvoltages on the one-way switch when the one-way switch is turned off the freewheel valve a fast-on diode directly connected in parallel. An even more favorable mode of operation results if to reduce overvoltages on the one-way switch when the one-way switch is turned off the freewheel valve the collector-emitter path of a transistor like this is connected in parallel that the collector of the transistor with the cathode of the free wheel valve and the emitter of the transistor with the anode of the free wheel valve connected is.

In einer zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung kann als ein- und ausschaltbarer elektronischer Einwegschalter ein bipolarer Transistor, ein Unipolartransistor, aber auch ein GTO-Thyristor eingesetzt werden. In an appropriate embodiment of the invention as a one-way switch that can be switched on and off a bipolar transistor, a unipolar transistor, but also a GTO thyristor can be used.  

Bei einer Parallelschaltung eines positiven Ausgangsstroms führenden Zweigpaares mit einem negativen Ausgangsstrom führenden Zweigpaar kann der Parallelkondensator beiden Zweigpaaren gemeinsam zugeordnet sein.When a positive output current is connected in parallel leading pair of branches with a negative output current leading pair of branches can be the parallel capacitor be assigned to both pairs of branches together.

AusführungsbeispielEmbodiment

Die Erfindung soll nachstehend anhand von Ausführungs­ beispielen näher erläutert werden. In den Zeichnungen zeigtThe invention is based on execution examples are explained in more detail. In the drawings shows

Fig. 1 ein erfindungsgemäßes halbgesteuertes Zweigpaar für positiven Ausgangsstrom; Fig. 1 shows an inventive semi-controlled branch pair for positive output current;

Fig. 2 ein erfindungsgemäßes halbgesteuertes Zweigpaar für negativen Ausgangsstrom; Fig. 2 shows an inventive semi-controlled branch pair for negative output current;

Fig. 3 den Strom-Spannungs-Zeitverlauf an einem halb­ gesteuerten Zweigpaar mit Parallelkondensator unter Berücksichtigung parasitärer Leitungsinduktivitäten; Fig. 3 shows the current-voltage time course in a partially controlled branch pair with parallel capacitor, taking into account parasitic lead inductances;

Fig. 4 einen Gleichstrompulssteller mit einem erfin­ dungsgemäßen Zweigpaar; Figure 4 shows a DC pulse controller with an inventive pair of branches.

Fig. 5 einen Zwischenkreisumrichter mit erfindungs­ gemäßen Zweigpaaren;5 shows a link converter with fiction, modern branch pairs.

Fig. 6 induktivitätsarme Bauelemente-Kühlkörper­ anordnungen des erfindungsgemäßen Zweigpaares für positiven Ausgangsstrom. Fig. 6 low-inductance component heat sink arrangements of the pair of branches according to the invention for positive output current.

Die Erfindung geht davon aus, daß die parasitären (in den Schaltungen meist nicht eingezeichneten) Leitungs­ induktivitäten aus dem Gleichspannungskreis, in dem ein solches Zweigpaar liegt, soweit reduziert werden müssen, daß die dynamischen Verluste auf ein solches Maß absinken, daß Entlastungsschaltungen weggelassen bzw. minimiert werden können. Dabei ist zu beachten, daß schon auf jedem Stück Leitung, auf dem die Ströme bei den derzeit erreichten Stromänderungsgeschwindigkeiten (im µs-Bereich) ein- und ausgeschaltet werden, während des Kommutierungsvorganges interne Überspannungen entstehen.The invention assumes that the parasitic (in the circuits mostly not shown) line inductors from the DC circuit in which such a pair of branches lies as far as can be reduced need that the dynamic losses on such Decrease dimension that relief circuits are omitted or can be minimized. It should be noted,  that already on every piece of pipe on which the currents at the current rate of change achieved (in the µs range) are switched on and off, internal overvoltages during the commutation process arise.

Fig. 1 zeigt ein aus der Reihenschaltung eines ein- und ausschaltbaren Einwegschalters T und eines ungesteuerten Freilaufventils D1 bestehendes Zweigpaar ZP+. Als Einwegschalter T ist eine selbstausschaltende Halbleiterzelle, im Ausführungsbeispiel ein Bi­ polartransistor, vorgesehen. Es ist aber auch möglich, dafür einen Unipolartransistor oder einen abschaltbaren GTO-Thyristor einzusetzen. Das Freilaufventil D1 ist eine nichtselbstausschaltende Halbleiterzelle, beispielsweise eine Diode, die in ihrem Schaltzustand "leitend" oder "sperrend" vom Einwegschalter T geführt wird. In der dargestellten Polung ist dieses Zweigpaar bei ein­ geschaltetem Einwegschalter T geeignet, positiven Aus­ gangsstrom (i_a<0) am Lastanschlußpunkt L zu führen. Erfindungsgemäß ist der Reihenanordnung von Einwegschalter T und Freilaufventil D1 ein Kondensator C_p parallel geschaltet, dessen Anschlüsse direkt an den Elektroden E1, E2 des Zweigpaares ZP+ angeordnet sind. Dadurch werden die parasitären Leitungsinduktivitäten (L in Fig. 4 und 5) des Gleichspannungskreises, an dem das Zweigpaar ZP+ liegt, überbrückt bzw. abgeblockt. Fig. 1 a of the series circuit of a one-way switch switched on and off and an uncontrolled T freewheeling valve D is 1 existing branch pair ZP +. A one-way switch T is a self-switching semiconductor cell, in the exemplary embodiment a bipolar transistor. However, it is also possible to use a unipolar transistor or a GTO thyristor that can be switched off. The free-wheeling valve D 1 is a non-self-switching semiconductor cell, for example a diode, which is guided by the one-way switch T in its switching state “conductive” or “blocking”. In the polarity shown, this pair of branches is suitable for a switched one-way switch T to carry positive output current (i _a <0) at the load connection point L. According to the series arrangement of one-way switch T and free-wheeling valve D 1, a capacitor C _p is connected in parallel, the connections of which are arranged directly on the electrodes E 1 , E 2 of the pair of branches ZP +. As a result, the parasitic line inductances (L in FIGS. 4 and 5) of the DC voltage circuit, on which the pair of branches ZP + is located, are bridged or blocked.

Die grundsätzlich gleiche Funktionsweise eines Zweigpaares ergibt sich, wenn die Polarität der Gleichspannungsquelle U_d, die Polarität des Einwegschalters T und die Polarität des Freilaufventils D1 vertauscht werden. Damit entsteht ein Zweigpaar ZP-, das geeignet ist, negativen Ausgangsstrom (i_a<0) zu führen (Fig. 2). In einer Parallelschaltung eignen sich die beiden positiven bzw. negativen Ausgangsstrom strom führenden Zweigpaare ZP+, ZP- zur Steuerung eines Wechselstromes (i_a 0).The fundamentally identical functioning of a pair of branches is obtained if the polarity of the direct voltage source U _d , the polarity of the one-way switch T and the polarity of the one-way valve D 1 are interchanged. This creates a pair of branches ZP-, which is suitable for carrying negative output current (i _a <0) ( FIG. 2). In a parallel connection, the two positive or negative output current-carrying branch pairs ZP +, ZP- are suitable for controlling an alternating current (i _a 0).

Bei einer solchen Parallelschaltung eines positiven Ausgangsstrom führenden Zweigpaares ZP+ mit einem negativen Ausgangsstrom führenden Zweigpaar ZP- kann beiden Zweigpaaren ZKP+, ZP- ein Parallelkondensator C_p gemeinsam zugeordnet sein.With such a parallel connection of a positive output current branch pair ZP + with a negative output current branch pair ZP-, a parallel capacitor C _p can be assigned to both branch pairs ZKP +, ZP-.

Der Kondensator C_p ist so eingesetzt, daß bei den Um­ schaltungen (Kommutierungen) des Laststromes vom Einwegschalter T auf das Freilaufventil D1 und umgekehrt die induktiven Komponenten des Eingangsstromes i_d bzw. des Ausgangsstromes i_a über den Kondensator C_p fließen. Bei der Kommutierung des Stromes in einem solchen Zweigpaar ZP ergeben sich unter Berücksichtigung der parasitären Leitungsinduktivitäten die in den Diagrammen der Fig. 3 aufgezeigten Strom-Spannungs-Zeitverläufe. Der Kommutierungsvorgang von der Diode D1 auf den Transistor T des Zweigpaares wird über den Steueranschluß St des Transistors T mittels des Steuerstromes i_St (Fig. 3b) gesteuert. Nach Ablauf der Ein­ schaltverzögerungszeit t_d beginnt der Transistor T den Strom zu übernehmen (Kollektorstrom i_C in Fig. 3a). Da sich der Stromfluß i_d von der Gleichspannungsquelle über den Transistor T aufgrund der Leitungsinduktivität nur langsam aufbaut (Fig. 3d), muß der Kondensator C_p den Ausgangsstrom i_a für diese kurze Zeit be­ reitstellen, bis sich der Strom i_d aus dem Gleichspan­ nungskreis aufgebaut hat. Gleichzeitig hat der Kondensator C_p bei der Kommutierung des Ausgangsstromes i_a von der Diode D1 auf den Transistor T die Aufgabe, Blindstrom zum Sperren der Diode D1 bereitzustellen. Dadurch kann der Transistor T in der Sperrverzugszeit der Diode D1 im aktiven Bereich (hohe Verlustleistung im Transistor) betrieben werden. Der Abreißvorgang des TSE-Stromes der Diode D1 erzeugt im aktiv betriebenen Transistor T, da nur noch minimale parasitäre Leitungsinduktivitäten vorhanden sind, auch nur noch minimale Überspannungen. Damit kann eine Einschaltentlastung für den Transistor T entfallen. Der zeitweilig vom Kondensator C_p bereitzustellende Ausgangsstrom i_a und der Ausschaltstrom i_p für die Diode D1 addieren sich zum Kondensatorstrom i_Cp, wovon der sich aufbauende Strom i_d aus dem Gleichspannungskreis abzuziehen ist (Fig. 3d).The capacitor C _p is used so that the circuits (commutations) of the load current from the one-way switch T to the free-wheel valve D 1 and vice versa, the inductive components of the input current i _d and the output current i _a flow through the capacitor C _p . When commutating the current in such a pair of branches ZP, taking into account the parasitic line inductances, the current-voltage-time profiles shown in the diagrams in FIG. 3 result. The commutation process from the diode D 1 to the transistor T of the pair of branches is controlled via the control connection St of the transistor T by means of the control current i _St ( FIG. 3b). After the switch-on delay time t _{d has} elapsed, the transistor T begins to take over the current (collector current i _C in FIG. 3a). Since the current flow i _d from the DC voltage source via the transistor T builds up slowly due to the line inductance ( FIG. 3d), the capacitor C _{p must provide} the output current i _a for this short time until the current i _d from the DC voltage has built up At the same time, when commutating the output current i _a from the diode D 1 to the transistor T, the capacitor C _{p has} the task of providing reactive current for blocking the diode D 1 . As a result, the transistor T can be operated in the blocking delay time of the diode D 1 in the active region (high power loss in the transistor). The tearing-off process of the TSE current of the diode D 1 generates in the actively operated transistor T, since only minimal parasitic line inductances are present, also only minimal overvoltages. This means that there is no switch-on relief for the transistor T. The output current i _{a to be} temporarily provided by the capacitor C _p and the switch-off current i _p for the diode D 1 add up to the capacitor current i _Cp , from which the current i _d building up _is to be subtracted from the DC voltage circuit ( FIG. 3d).

In der Fig. 3c bezeichnet die Linie 1 während des Ein­ schaltvorganges in der Stromanstiegs- bzw. Spannungsabfallzeit t_r den markanten Punkt, an dem die Spannung am Lastanschlußpunkt L von der Diode D1 auf den Transistor T umschaltet.In Fig. 3c, line 1 denotes during the switch-on process in the current rise or voltage drop time t _r the distinctive point at which the voltage at the load connection point L switches from the diode D 1 to the transistor T.

Wenn der Transistor T den Ausgangsstrom i_a wieder ab­ geben soll, was durch die Umkehrung des Steuerstromes i_St erfolgt (Fig. 3b, Linie 2), fließt für die Speicherzeit t_s des Transistors T der Strom i_C im Kollektor des Transistors T noch bis zu Beginn der Fallzeit t_f weiter. Gleichzeitig steigt die Kollektor- Emitter-Spannung U_CE prinzipbedingt weiter an, denn erst wenn die Kollektor-Emitter-Spannung U_CE die Spannung des Gleichspannungskreises U_d erreicht hat, kann die Diode D1 leitend werden und den Ausgangsstrom i_a während der Fallzeit t_f übernehmen. Der Strom i_d von der Gleichspannungsquelle U_d wird für kurze Zeit weiter von den Leitungsinduktivitäten angetrieben. Diesen Strom übernimmt der Kondensator C_p, wodurch die Kondensatorspannung U_Cp etwas zunimmt (Fig. 3d). Die induktivitätsarme Anordnung des Kondensators C_p ermöglicht somit die schnelle Kommutierung des Laststromes i_a vom Transistor T auf die Diode D1 und zurück, wobei interne Überspannungen am Transistor T, resultierend aus dem nichtidealen Schaltverhalten der Diode D1 und schnellen Stromänderungen an internen Induktivitäten, klein bleiben und Entlastungsschaltungen minimiert bzw. weggelassen werden können.If the transistor T is to give the output current i _a again, which is done by reversing the control current i _St ( FIG. 3 _b , line 2 ), the current i _{C still flows} in the collector of the transistor T for the storage time t _s of the transistor T. continue until the beginning of the fall time t _f . At the same time, the collector-emitter voltage U _CE continues to rise due to the principle, because only when the collector-emitter voltage U _{CE has reached} the voltage of the direct voltage circuit U _d can the diode D 1 become conductive and the output current i _a during the fall time t _f take over. The current i _d from the DC voltage source U _d is further driven for a short time by the line inductances. The capacitor C _p takes over this current, as a result of which the capacitor voltage U _Cp increases somewhat ( FIG. 3d). The low-inductance arrangement of the capacitor C _p thus enables the load current i _{a to be} quickly commutated from the transistor T to the diode D 1 and back, with internal overvoltages at the transistor T resulting from the non-ideal switching behavior of the diode D 1 and rapid current changes at internal inductances, remain small and relief circuits can be minimized or omitted.

In spannungseinprägenden Gleichstrompulsstellern und spannungseinprägenden Zwischenkreisumrichtern (Fig. 4 bzw. 5) unter der Voraussetzung L_d»Lσ) reduziert der Kondensator C_p als Stützkondensator die den Kommutie­ rungsvorgang des Ausgangsstromes i_a beeinflussenden parasitären Leitungsinduktivitäten auf jenes konstruktiv- technologisch bedingte Minimum, das durch den Bau­ elementehersteller vorgegeben wird. Der Kondensator C_p stellt für den Kommutierungsvorgang des Ausgangsstromes i_a von der nichtselbstausschaltenden Halbleiterzelle D1 auf die selbstausschaltende Halbleiterzelle T den Kommutierungsblindstrom bereit. Damit wird unabhängig vom Geräteaufbau ein eindeutig definierter Kommutierungskreis realisiert, der wiederum einen definierten Kommutierungsvorgang gegebenenfalls unter Ausnutzung des aktiven Arbeitsbereichs (mittels Formung des Steuerstromes bzw. -spannung) der selbstausschaltenden Halbleiterzelle ermöglicht. Dies gilt für den unterschiedlichsten Einsatz der Zweigpaare ZP in Stromrichtergeräten und unabhängig vom Betrag des zu kommutierenden Ausgangsstromes i_a.In voltage-impressing DC pulse actuators and voltage-impressing DC link converters ( Fig. 4 or 5) under the condition L _d »Lσ), the capacitor C _p as a supporting capacitor reduces the parasitic line inductances influencing the commutation process of the output current i _a to that minimum due to the design and technology the component manufacturer is specified. The capacitor C _p provides the commutation reactive current for the commutation process of the output current i _a from the non-self-switching semiconductor cell D 1 to the self-switching semiconductor cell T. A clearly defined commutation circuit is thus implemented regardless of the device structure, which in turn enables a defined commutation process, if necessary, by utilizing the active work area (by means of shaping the control current or voltage) of the self-switching semiconductor cell. This applies to the most varied use of the ZP branch pairs in converter devices and regardless of the amount of the output current i _a to be commutated.

Der Einsatz des Kondensators C_p ist Voraussetzung für die Realisierung stromeinprägender Gleichstrompulssteller und stromeinprägender Zwischenkreisumrichter (Fig. 5 bzw. 6 unter der Voraussetzung C_d=0) mit selbstaus­ schaltenden Halbleiterzellen. Er dient dabei der Begrenzung der Zwischenkreisspannung U_d und stellt nach jedem Schaltvorgang im stromeinprägenden Pulssteller bzw. Wechselrichter die erforderlichen Ausgleichsblindströme bereit.The use of the capacitor C _p is a prerequisite for the realization of current-impressing DC pulse actuators and current-impressing intermediate circuit converters (FIGS . 5 and 6 under the condition C _d = 0) with self-switching semiconductor cells. It serves to limit the intermediate circuit voltage U _d and provides the required equalizing reactive currents after each switching operation in the current-impressing pulse adjuster or inverter.

Neben der Begrenzung interner Überspannungen des Zweigpaares, der Begrenzung der Zwischenkreisspannung eignet sich der parallele Kondensator C_p im Zusammenwirken mit der Diode D1 auch generell zur Begrenzung externer Überspannungen.In addition to the limitation of internal overvoltages of the pair of branches, the limitation of the intermediate circuit voltage, the parallel capacitor C _p in combination with the diode D 1 is also generally suitable for the limitation of external overvoltages.

Die technische Realisierung eines Kondensators als Parallelkondensator C_p für das erfindungsgemäße Zweigpaar ist Stand der Technik. Es wird ein induktivitätsarmer und bis zu hohen Frequenzen verlustarmer Metall- Papier- oder Metall-Polypropylenfolie-Kondensator mit schmalem stirnkontaktierten Wickel eingesetzt.The technical realization of a capacitor as a parallel capacitor C _p for the pair of branches according to the invention is state of the art. A low-inductance and low-loss metal-paper or metal-polypropylene film capacitor with a narrow face-wound winding is used.

Besonders vorteilhaft ist es, der in ihrem Ein- und Ausschaltverhalten optimierten und an den Transistor T angepaßten Diode D1 eine zweite Diode D2 parallel zu schalten (Fig. 1 und 2). Der Einsatz zweier Halbleiterzellen D1 und D2 nichtselbstausschaltender Art als Freilaufventil gestattet eine getrennte halbleitertechnologische Optimierung, angepaßt an die selbstausschaltende Halbleiterzelle. Während D1 optimal an das Einschaltverhalten der selbstausschaltenden Halbleiterzelle angepaßt wird (Kommutierungsblindstrom, kapazitive Ströme), bestimmt D2 wesentlich das Ausschaltverhalten der selbstabschaltenden Halbleiterzelle (Spannungs­ überhöhung, Laststromkommutierungsverlauf). Die Diode D2 muß dabei im Vergleich zur Diode D1 einschalt­ flinker sein, um den von T auf D1 zu kommutierenden Laststrom i_a für eine bestimmte Zeit zu übernehmen und nur eine kleine dynamische Flußspannung zuzulassen, die wiederum verhindert, daß die selbstausschaltende Halbleiterzelle mit unzulässigen Spannungen, die wesentlich größer als die Zwischenkreisspannung U_d sind, beansprucht wird. Dadurch, daß aber die statische Flußspannung von D2 höher festgelegt wird als die von D1, wird erreicht, daß der Laststrom i_a nach einer be­ stimmten Zeit selbständig von D2 auf D1 kommutiert. Bei einer Parallelschaltung eines positiven Ausgangsstroms führenden Zweigpaares ZP+ mit einem Zweigpaar ZP-, das negativen Ausgangsstrom führt, kann, sofern der ein- und ausschaltbare elektronische Einwegschalter T jeweils ein Transistor ist, der Transistor des Zweigpaares ZP- mit negativem Ausgangsstrom in dem Zweigpaar ZP+ mit positivem Ausgangsstrom gleichzeitig die Funktion der dem Freilaufventil D1 parallel zu schaltenden Diode D2 übernehmen bzw. der Transistor des Zweigpaares ZP+ die Funktion der Diode D2 im Zweigpaar ZP-. Bei Sperrspannungsänderungen an den Dioden D1 und D2, wie sie während der Schaltvorgänge auftreten, treten auch gleichzeitig kapazitive Ver­ schiebeströme in den Dioden auf. Im Gegensatz zur pn- Struktur können npn- und Pnp-Strukturen kapazitive Ver­ schiebeströme im Halbleiter bei Sperrspannungsänderungen dU_R/dt verstärken. Deshalb können mit Einsatz eines Transistors anstelle der Diode D2 die Verschiebeströme vorteilhaft verstärkt werden. Bei einer Sperrspannungsänderung an der pnp-Struktur dU_R/dt<0 kann der kapazitive Strom i_D2 so weit verstärkt werden, daß er die Größenordnung des Laststromes i_a erreicht. Der Strom durch die genannte pnp-Struktur verringert den Strom durch die selbstausschaltende Halbleiterzelle T (wobei der Laststrom annähernd konstant bleibt) während der ansteigenden Spannung U_CE im Ausschaltvorgang. Sie bewirkt eine wesentliche Entlastung der selbstaus­ schaltenden Halbleiterzelle T durch eine wesentliche Verringerung der Ausschaltverlustarbeit in der Aus­ schaltzeit t_off, eine schnellere Wiederkehr der Sperr­ spannung U_CE, verbunden mit einer Verkürzung der Aus­ schaltzeit t_off, und erhöht die Sicherheit beim Einsatz von Transistoren gegen den 1. (Spannung) und den 2. Durchbruch (momentane Verlustarbeit).It is particularly advantageous, optimized in their On and off and matched to the transistor T diode D 1, a second diode D 2 in parallel with switch (Fig. 1 and 2). The use of two semiconductor cells D 1 and D 2 of a non-self-switching type as a free-wheeling valve permits a separate optimization in terms of semiconductor technology, adapted to the self-switching semiconductor cell. While D 1 is optimally adapted to the switch-on behavior of the self-switching semiconductor cell (reactive commutation current, capacitive currents), D 2 essentially determines the switch-off behavior of the self-switching semiconductor cell (voltage increase, load current commutation curve). The diode D 2 must turn be nimble in order to take over from T to D 1 to commutating load current i _a for a certain time and to allow only a small dynamic forward voltage, which in turn prevents the selbstausschaltende semiconductor cell as compared to the diode D 1 while with impermissible voltages that are significantly greater than the intermediate circuit voltage U _d . Characterized in that the static forward voltage of D 2 is set higher than that of D 1 , it is achieved that the load current i _a commutates automatically from D 2 to D 1 after a certain time. When a branch pair ZP + carrying a positive output current is connected in parallel with a branch pair ZP- which carries a negative output current, the transistor of the branch pair ZP- with a negative output current in the branch pair ZP + can be provided that the electronic one-way switch T can be switched on and off a positive output current at the same time the function of the freewheeling valve D assume parallel to switching diode D 2 1 and the transistor of the pair of arms ZP + the function of the diode D 2 in the branch pair ZP. With reverse voltage changes on the diodes D 1 and D 2 , as they occur during the switching operations, capacitive shift currents occur at the same time in the diodes. In contrast to the pn structure, npn and Pnp structures can amplify capacitive displacement currents in the semiconductor when reverse voltage changes dU _R / dt. Therefore, using a transistor instead of the diode D 2, the displacement currents can advantageously be amplified. In the event of a reverse voltage change at the pnp structure dU _R / dt <0, the capacitive current i _D2 can be amplified to such an extent that it reaches the order of magnitude of the load current i _a . The current through the pnp structure mentioned reduces the current through the self-switching semiconductor cell T (the load current remaining approximately constant) during the rising voltage U _CE in the switching-off process. It brings about a substantial relief of the self-switching semiconductor cell T by a substantial reduction in the switch-off loss work in the switch-off time t _off , a faster return of the blocking voltage U _CE , combined with a reduction in the switch- _off time t _off , and increases the safety when using transistors against the 1st (voltage) and the 2nd breakthrough (momentary loss work).

Bei einer Sperrspannungsänderung an der pnp-Struktur dU_R/dt<0 (inverser Betrieb) wird der kapazitive Strom i_D2 nicht verstärkt, so daß keine Belastung für die selbstausschaltende Halbleiterzelle T im Ein­ schaltvorgang entsteht. Neben dem Kommutierungsblindstrom zum Ausschalten von D1 entstehen keine weiteren Belastungen während der Einschaltzeit t_on für die Halbleiterzelle T.In the event of a reverse voltage change at the pnp structure dU _R / dt <0 (inverse operation), the capacitive current i _{D2 is} not amplified, so that there is no load on the self-switching semiconductor cell T in the switching process. In addition to the commutation reactive current for switching off D 1 , there are no further loads during the switch-on time t _on for the semiconductor cell T.

Da die in den Kondensatorleitungen gespeicherten Energien in der selbstausschaltenden Halbleiterzelle T in sehr kurzer Zeit (t_r bzw. t_f in Fig. 3) in Wärme um­ gesetzt werden, hat bei einem beschaltungsfreien Zweigpaar ein induktivitätsarmer Aufbau entscheidenden Einfluß auf die elektrische Funktion.Since the energies stored in the capacitor lines are converted into heat in a very short time (t _r or t _f in FIG. 3) in the self-switching semiconductor cell T, a low-inductance structure has a decisive influence on the electrical function in a circuit-free pair of branches.

Der geometrische (räumliche) Aufbau der erforderlichen Verbindungen bestimmt beim erfindungsgemäßen Zweigpaar dessen parasitäre Induktivitäten. Die Fig. 6 zeigt einige mögliche Beispiele solcher induktivitätsarmen Bauelemente-Kühlkörper-Anordnungen für positiven Aus­ gangsstrom führende Zweigpaare ZP+, die die Basis für den beschaltungsfreien Betrieb darstellen. Gleichzeitig ermöglichen die gezeigten Bauelemente-Kühlkörper- Anordnungen den wirksamsten Einsatz von verlustbehafteten oder verlustfreien Entlastungsschaltungen, die u. U. auf Grund bauelementespezifischer Probleme erforderlich sind, wenn diese wieder selbst geometrisch vorteilhaft realisiert werden.The geometric (spatial) structure of the required connections determines the parasitic inductances of the pair of branches according to the invention. Fig. 6 shows some possible examples of such low inductance component-heat sink arrangements for positive output current leading pairs of branches ZP +, which form the basis for the circuit-free operation. At the same time, the component-heat sink arrangements shown enable the most effective use of lossy or lossless relief circuits, which u. U. Are necessary due to component-specific problems if they are realized geometrically advantageous again.

Claims (5)

1. Schaltungsanordnung für ein halbgesteuertes elektro­ nisches Zweigpaar, bestehend aus einer Reihenschaltung eines mindestens einen Steueranschluß aufweisenden ein- und ausschaltbaren elektronischen Einwegschalters und einem ungesteuerten Freilaufventil, wobei das Zweigpaar so zwischen den Polen einer Gleichspannungsquelle liegt, daß der Einwegschalter in Durchlaßrichtung zur Gleichspannungsquelle und das Freilaufventil in Sperrichtung zur Gleichspannungsquelle gepolt ist und der gemeinsame Punkt der Reihenschaltung von Einwegschalter und Freilaufventil den Anschlußpunkt für die Last bildet, gekennzeichnet dadurch, daß zur Abblockung prinzipbedingter und/oder parasitärer Induktivitäten aus dem Gleichspannungskreis, in dem das Zweigpaar (ZP) liegt, der Reihenschaltung aus Einwegschalter (T) und Freilaufventil (D1) ein Kondensator (C_p) parallel geschaltet ist, un daß die Parallelschaltung indukti­ vitätsarm erfolgt, indem die Anschlüsse des Kondensators (C_p) direkt an die Elektroden (E1; E2) der Elemente der Reihenschaltung (T; D1) geführt sind, die mit der Gleichspannungsquelle (Ud) in Verbindung stehen. 1. Circuit arrangement for a semi-controlled electronic branch pair, consisting of a series connection of at least one control connection having on and off switchable electronic one-way switch and an uncontrolled free-wheeling valve, the branch pair being between the poles of a DC voltage source that the one-way switch in the forward direction to the DC voltage source and that Free-wheeling valve is polarized in the reverse direction to the DC voltage source and the common point of the series connection of one-way switch and free-wheeling valve forms the connection point for the load, characterized in that for blocking principle-related and / or parasitic inductances from the DC voltage circuit in which the branch pair (ZP) is located, the Series connection of one-way switch (T) and free-wheeling valve (D 1 ) a capacitor (C _p ) is connected in parallel, so that the parallel connection is low-inductance by connecting the capacitor (C _p ) directly to d he electrodes (E 1 ; E 2 ) of the elements of the series circuit (T; D 1 ) which are connected to the DC voltage source (Ud). 2. Schaltungsanordnung für ein halbgesteuertes elektronisches Zweigpaar nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß zur Verringerung von Überspannungen am Einwegschalter (T) beim Ausschalten des Einwegschalters (T) dem Freilaufventil (D1) eine einschaltschnelle Diode (D2) direkt parallel geschaltet ist.2. Circuit arrangement for a semi-controlled electronic pair of branches according to claim 1, characterized in that to reduce overvoltages on the one-way switch (T) when the one-way switch (T) is switched off the free-wheeling valve (D 1 ), a fast-on diode (D 2 ) is connected directly in parallel. 3. Schaltungsanordnung für ein halbgesteuertes elektronisches Zweigpaar nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß zur Verringerung von Überspannungen am Einwegschalter (T) beim Ausschalten des Einwegschalters (T) dem Freilaufventil (D1) die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors so parallel geschaltet wird, daß der Kollektor des Transistors mit der Kathode des Freilaufventils (D1) und der Emitter des Transistors mit der Anode des Freilaufventils (D1) verbunden ist.3. Circuit arrangement for a semi-controlled electronic pair of branches according to claim 1, characterized in that the collector-emitter path of a transistor is connected in parallel to reduce overvoltages on the one-way switch (T) when the one-way switch (T) is switched off to the free-wheeling valve (D 1 ) that the collector of the transistor is connected to the cathode of the one-way valve (D 1 ) and the emitter of the transistor is connected to the anode of the one-way valve (D 1 ). 4. Schaltungsanordnung für ein halbgesteuertes elektronisches Zweigpaar nach Anspruch 1 bis 3, gekennzeichnet dadurch, daß der ein- und ausschaltbare elektronische Einwegschalter (T) ein bipolarer Transistor, ein Uni­ polartransistor oder ein GTO-Thyristor sein kann.4. Circuit arrangement for a semi-controlled electronic Pair of branches according to claim 1 to 3, characterized in that the electronic switchable on and off One-way switch (T) a bipolar transistor, a Uni can be polar transistor or a GTO thyristor. 5. Schaltungsanordnung für ein halbgesteuertes elektronisches Zweigpaar nach Anspruch 1 bis 4, gekennzeichnet dadurch, daß der Parallelkondensator (C_p) bei einer Parallelschaltung von einem positiven Ausgangsstrom führenden Zweigpaar (ZP+) mit einem negativen Ausgangsstrom führenden Zweigpaar (ZP-) beiden Zweigpaaren (ZP+; ZP-) gemeinsam zugeordnet ist.5. Circuit arrangement for a semi-controlled electronic branch pair according to claim 1 to 4, characterized in that the parallel capacitor (C _p ) with a parallel connection of a positive output current leading branch pair (ZP +) with a negative output current leading pair (ZP-) two branch pairs (ZP + ; ZP-) is assigned together.