DE3408284C1 - Unipolarer Stromverstärker für Fotodioden - Google Patents

Description

Für die Verarbeitung der Signale von Fotodioden benötigt man Strom-Spannungswandler hoher Empfindlichkeit und Rauscharmut. Es ist z. B. üblich, einen (Operations-)Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz und einem hochohmigen Gegenkoppelwiderstand zu verwenden. Häufig tritt dabei das Problem auf, daß wegen des großen Bereichs der zu verarbeitenden Signale der Meßbereich umgeschaltet werden muß. Dies kann, elektronische Steuerung vorausgesetzt, wegen der hohen Impedanzen nur mit Feldeffekttransistoren erfolgen. Die parasitären Kapazitäten von FET-Schaltern beeinträchtigen jedoch in Verbindung mit den hochomigen Gegenkoppelwiderständen das Frequenzverhalten und

außerdem beeinträchtigen die zusätzlichen Leckströme die Empfindlichkeit. In den Fällen, wo eine logarithmische Kennlinie erwünscht ist, werden auch mit sehr gutem Erfolg bipolare Transistoren verwendet, die im Gegenkoppelzweig des Verstärkers angeordnet den hochohmigen Gegenkoppelwiderstand ersetzen. In dieser Ausführungsform ist die Kapazitätsbelastung und auch das Verstärkerrauschen gering. Daß dabei nur Signalströme einer Richtung entsprechend dem verwendeten Transistortyp zulässig sind, ist mit der unipolaren Stromerzeugung bei Fotodioden in Übereinstimmung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen unipolaren Stromverstärker für Fotodioden anzugeben, der wie bei logarithmischen Stromverstärkern eine hohe Empfindlichkeit und einen großen Dynamikbereich aufweist. Diese Aufgabe wird bei einem unipolaren Stromverstärker für Fotodioden, der einen Operationsverstärker und zwei bipolare Transistoren aufweist, nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die Emitter der beiden Transistoren mit dem Ausgang des Operations-Verstärkers, der Kollektor des ersten Transistors mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und die Basis des ersten Transistors mit einem Bezugspunkt verbunden ist und daß die Basis des zweiten Transistors an eine Steuerspannungsquelle angeschlossen ist.

Die F i g. 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines linearen Stromverstärkers für Fotodioden. Der (Operations-) Verstärker OVl wird in Verbindung mit den Gegenkoppelwiderständen Rii,R12 und R13 (R 12 und R13 sind durch die Schalter S12 und 513 zu- und abschaltbar) als Strom-Spannungs-Wandler betrieben. Der von der Foto-Diode PD erzeugte, unipolare Strom Is fließt zum invertierenden Eingang und wird über die aus den Gegenkoppelwiderständen und Schaltern bestehende Widerstandskombination R 1 geleitet. Die Ausgangsspannung ergibt sich infolgedessen zu Ua = -Is-Ri. Außer der Kapazität der Fotodiode PD wird der Eingang durch die parasitären Kapazitäten der Schalter S12 und S13, die typisch durch FETs ausgeführt sind, und die Leckströme derselben belastet. Dadurch werden Empfindlichkeit und Frequenzverhalten beeinträchtigt. Die am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers Vl gedachte und nicht weiter dargestellte äquivalente Eingangsrauschspannungsquelle wird mit einer Verstärkung, die sich als Kehrwert des aus Gegenkoppelwiderstand R1 und Innenwiderstand der Fotodiode PD gebildeten Spannungsteilers ergibt, an den Ausgang übertragen, ebenso wie die Rauschspannungen der Fotodiode und des Widerstandes R 1.

In F i g. 2 ist die grundsätzliche Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Der Operationsverstärker OVl der F i g. 2 ist mit dem bipolaren Transistor Ti zu einem logarithmischen Verstärker verbunden. Durch Zufügung eines zweiten Bipolartransistors T2, dessen Emitter mit dem Emitter des ersten und dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist und dessen Basis durch eine Steuerspannung Ust gegenüber der Basis des ersten Transistors vorgespannt wird, wird die Logarithmierung rückgängig gemacht und eine Verstärkung eingeführt, wie jetzt genauer ausgeführt werden soll. Die Übertragungsfunktion des bipolaren Transistors kann vereinfacht durch Ic = Ico ■ exp(Ube/Ut) dargestellt werden. Dabei sind Übe die Basis-Emitter-Spannung, Ut die Temperaturspannung, die sich aus absoluter Temperatur T, Boltzmannscher Konstante k und Elementarladung q zu Ut — kT/q ergibt, Ico der Transferreststrom und /cder Kollektorstrom. Infolge des vernachlässigbaren Eingangsstromes des Operationsverstärkers OVl ist der Kollektorstrom Id des ersten Transistors Ti gleich dem Signalstrom Is der Fotodiode. Wegen der mit der Masse M verbundenen Basis des ersten Transistors Ti wird die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers

Ua 1 = - Übe 1 = - Ut ■ ln(Is/Ico 1).

Die Basis-Emitter-Spannung
T2 beträgt infolgedessen

des zweiten Transistors

Übe2 = Ust+ Ut- \n(Is/Ico 1). Damit ergibt sich der Strom dieses Transistors zu Ic 2 = Is- (Ico 2/Ico 1) · exp(Ust/Ut).

Diese Formel enthält außer dem Eingangsstrom Is zwei Faktoren. Der erste Faktor Ico 2/Ico 1 entspricht bei sonst gleichen technologischen Parametern dem Flächenverhältnis der Basis-Emitterdioden der beiden Transistoren. In einer integrierten Anordnung kann über das Flächenverhältnis in gewissem Umfange verfügt werden. Man kann auch das Flächenverhältnis durch Parallelschaltung mehrerer Transistorsysteme festlegen. Der zweite Faktor ergibt über das Verhältnis der Spannungen Ust/Ut die Möglichkeit einer exponentiellen Steuerung der Verstärkung. Bekanntlich ist bei Silizium und Zimmertemperatur Ut = 25,5 mV. Daraus ergibt sich, daß man für eine Verstärkungsänderung um den Faktor 10 lediglich Ust = 60 mV anlegen muß. Schwierigkeiten bereitet dabei der Umstand, daß die Temperaturspannung Ut proportional zur absoluten Temperatur ist. Dazu sind schaltungstechnische Maßnahmen erforderlich, die im folgenden beschrieben werden. Zunächst soll jedoch noch auf das günstige Rauschverhalten des Stromverstärkers mit bipolaren Transistoren eingegangen werden:

Im Bereich kleiner Ströme, wie sie für die vorliegende Anwendung typisch sind, bildet das Schrotrauschen des Kollektorstromes die dominierende Rauschquelle des Bipolartransistors (siehe z. B. Motchenbacher u. Fitchen, Low-Noise Electronic Design, John Wiley & Sons New York, 1973, S. 70). Soweit diese Aussage zutreffend ist, darf das Rauschen des Transistors völlig ignoriert werden, denn das Schrotrauschen ist eine physikalische Eigenschaft jedes Stromes und keine Bauelementeeigenschaft. Ein Rauschbeitrag ähnlich dem des Widerstandes R 1 der Schaltung der F i g. 1 kommt also in der Schaltung nach Fig.2 nicht vor. Bezieht man den Strom-Spannungs-Wandler mit dem Operationsverstärker O V2 aus F i g. 2 in die Betrachtung ein, so zeigt sich, daß der Widerstand R 3 bei gleichen Eigenschaften der Schaltungen aus F i g. 1 und F i g. 2 um den Faktor der Stromverstärkung des aus OVl, Π und T2 gebildeten Stromverstärkers kleiner gewählt werden muß und sich sein Rauschbeitrag entsprechend vermindert. Auch der Einfluß der äquivalenten Eingangsrauschspannungsquelle des ersten Operationsverstärkers OVl in Fi g. 2 ist geringer als in der Schaltung nach Fig. 1. An Versuchsaufbauten wurde beobachtet, daß das gemessene Rauschen mit dem als Minimalwert möglichen Schrotrauschen im Rahmen der Meßgenauigkeit übereinstimmt.

Infolge der gegenüber Feldeffekttransistoren kleinen parasitären Kapazitäten des Bipolartransistors Ti besitzt die Schaltung nach F i g. 2 gegenüber F i g. 1 ein günstigeres Frequenzverhalten.

Auch im Hinblick auf Leckströme schneidet die Lösung nach F i g. 2 besser ab, da Kollektor und Basis des ersten Transistors gleiches Potential führen und prinzipiell kein Leckstrom ausgelöst werden kann, während in der konventionellen Lösung nach F i g. 1 ein Leckstrom von der spannungsgesteuerten Gate-Elektrode zum Eingang fließen wird.

In F i g. 3 ist dargestellt, wie die verhältnismäßig kleine Steuerspannung Ust durch einen Spannungsteiler R 2, R 4 gebildet werden kann. Dabei kann Ust sowohl durch die Größe der primären Spannung Usp wie auch durch eine Umschaltung der beiden Widerstände, vorzugsweise des Vorwiderstandes R 2, beeinflußt werden. Wie oben dargelegt, wird die Verstärkung genau dann temperaturunabhängig, wenn Ust proportional zur absoluten Temperatur ist. Zu diesem Zweck kann in der Schaltung nach F i g. 3 die primäre Steuerspannung Usp proportional zur absoluten Temperatur eingestellt werden, oder der zwischen den Basen des ersten und zweiten Transistors angeordnete Widerstand R 4 kann einen geeignet positiven Temperaturkoeffizienten erhalten, oder der Vorwiderstand R 2 kann einen geeignet negativen Temperaturkoeffizienten erhalten oder schließlich kann auch eine Kombination dieser Maßnahmen vorgesehen sein.

Für weitere, vorteilhafte Varianten ist es notwendig, einen nachfolgenden Strom-Spannungs-Wandler mit einzubeziehen, wie er in F i g. 2 durch den zweiten Operationsverstärker OV2 mit dem Gegenkoppelwiderstand R 3 dargestellt ist. Durch die Verbindung mit dem Eingang des Operationsverstärkers OV2 liegt der Kollektor des zweiten Transistors T2 annähernd auf Massepotential. Dadurch wird in der gewählten Darstellung mit positiver Steuerspannung Ust und npn-Transistoren die Basis des Transistors T2 positiv gegenüber dem Kollektor, was bei hohen Steuerspannungen und hohen Temperaturen zum Effekt der Stromübernahme führen kann. Zur Abhilfe dieses Mangels wird der zweite, nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers OV2 vorzugsweise mit der Basis des zweiten Transistors verbunden. Diese Abwandlung sichert gleiches Potential an Basis und Kollektor des zweiten Transistors, verfälscht aber gleichzeitig die Ausgangsspannung Ua um die Steuerspannung Ust. Falls dies nicht zulässig ist, kann die in F i g. 4 dargestellte Schaltung angewandt werden. Darin bildet der Operationsverstärker OV2 mit den Widerständen R 41 und R 4 sowie R 31 und R 3 einen Differenzverstärker, dessen Eingänge im Knoten a kurzgeschlossen sind, so daß die primäre Steuerspannung Usp keinen Effekt auf die Ausgangsspannung haben kann. Die Konvertierung des Kollektorstromes des zweiten Transistors T2 zur Ausgangsspannung Ua bleibt davon unbeeinflußt.

Statt die Basis des ersten Transistors Ti mit dem Bezugspunkt (Masse) zu verbinden und die Steuerspannung an die Basis des zweiten Transistors anzulegen, kann man auch umgekehrt die Basis des zweiten Transistors mit Masse verbinden und eine Steuerspannung umgekehrten Vorzeichens an die Basis des ersten Transistors anlegen, wie in F i g. 5 gezeigt ist.

Die oben beschriebenen Lösungen zur Temperaturkompensation erfordern den Einsatz von Widerständen mit verhältnismäßig großer, wohldefinierter Temperaturabhängigkeit Für den Fall, daß derartige Widerstände nicht immer in der gewünschten Art und Qualität zur Verfügung stehen, empfiehlt es sich, die notwendige Temperaturabhängigkeit durch eine Schaltung mit Transistoren und Operationsverstärkern zu erzeugen.

In F i g. 6 ist gezeigt, wie zu diesem Zweck ein dritter Operationsverstärker OV3 mit zwei weiteren Transistoren Γ3, TA hinzugefügt werden. Operationsverstärker OV3 und Transistoren TS sind als logarithmierender Verstärker geschaltet, dem über den Vorwiderstand R 2' und der Spannung Usp ein Strom 12' = Usp/R2' zugeführt wird. Dieser Strom fließt durch T3 und setzt damit die Ausgangsspannung des dritten Operationsverstärkers OV 3 auf

Ua3= -Ut- In((Usp/(R2' ■ Ico3)).

Darin bedeutet Ico 3 den Transferreststrom des dritten Transistors T3. Am Ausgang von OV3 ist der als Diode geschaltete, vierte Transistor TA angeschlossen, über den durch Usp und den Vorwiderstand R 2" näherungsweise der Strom 12" = Usp/R2" fließt. Die Spannung am Kollektor des vierten Transistors wird dann, wenn man den Basisstrom gegenüber dem Kollektorstrom vernachlässigt,

Ust = Ut ■ In ((R 2' ■ Ico 3)1 (R 2" ■ Ico A)).

Daraus ist ersichtlich, daß, wenn Ico 3 = Ico 4 ist, also die Transistoren untereinander gleich sind, die Steuerspannung durch den Faktor Ut proportional zur absoluten Temperatur und durch den Faktor In (R 2'IR 2") proportional zum Logarithmus des Widerstandsverhältnisses R 2'IR 2" ist. Ein Einfluß der primären Spannung Usp ist im Rahmen der getroffenen Näherungen nicht vorhanden. In Verbindung mit der exponentiellen Abhängigkeit der Verstärkung von Ust ergibt sich eine lineare Abhängigkeit derselben vom Widerstandsverhältnis R 2'IR 2". Eine Umschaltung mit Widerständen R 25 und R 26 und Schaltern 5 25 und 5 26 z. B. gestattet eine Bereichsumschaltung.

Um die Genauigkeit der Bildung der Steuerspannung noch zu verbessern, ist in F i g. 7 ein vierter Operationsverstärker OV4 eingesetzt. Sein nichtinvertierender Eingang ist mit dem Kollektor des vierten Transistors TA und dem zweiten Vorwiderstand R 2" verbunden. Sein Ausgang, der mit der Basis von TA verbunden ist, liefert die Steuerspannung Ust, die auch der Basis des zweiten Transistors T2 zugeführt wird. Dieser Operationsverstärker sorgt dafür, daß die Spannung am Kollektor des vierten Transistors nahe null ist und damit der Spannungsabfall über R 2" genau mit der primären Spannung Usp übereinstimmt. Der Näherungscharakter in der Bestimmung des Stromes durch R 2" ist damit beseitigt. Gleichzeitig verschwindet der störende Einfluß der Basisströme, da die Basen des vierten wie auch des zweiten Transistors vom Ausgang des vierten Operationsverstärkers versorgt werden. Insbesondere in dieser Konfiguration bereitet es keine Schwierigkeiten, eine Vielzahl von gesteuerten Stromverstärkern an einer Steuereinheit anzuschließen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (16)

Patentansprüche:

1. Unipolarer Stromverstärker für Fotodioden, der einen Operationsverstärker und zwei bipolare Transistoren aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter der beiden Transistoren (Ti, T2) mit dem Ausgang des Operationsverstärker (OVi), der Kollektor des ersten Transistors (Ti) mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und die Basis des ersten Transistors mit einem Bezugspunkt (M) verbunden ist und daß die Basis des zweiten Transistors (T2) an eine Steuerspannungsquelle (Ust) angeschlossen ist.

2. Unipolarer Stromverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor (T2) gegenüber dem ersten Transistor (Ti) eine größere Fläche der Emitter-Basis-Sperrschicht aufweist oder daß anstelle des zweiten Transistors eine entsprechende Anzahl parallel geschalteter Transistören vorgesehen ist, die den gleichen Leitungstyp wie der erste Transistor aufweisen.

3. Unipolarer Stromverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannungsquelle (Ust) steuerbar oder einstellbar bzw. umschaltbar ist.

4. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die der Basis des zweiten Transistors (T2) zugeführte Steuerspannung (Ust) aus einer primären Spannung (Usp) über einen Spannungsteiler (R 2, R 4) gebildet wird.

5. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die primäre Spannung (Usp) proportional zur absoluten Temperatur ist.

6. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände des Spannungsteilers (R 2, R 4) temperaturabhängig sind, wobei vorzugsweise der zwisehen den Basen des ersten und zweiten Transistors angeordnete Widerstand (R 4) einen positiven und/ oder der zwischen der Basis des zweiten Transistors (T2) und der primären Spannung (Usp) angeordnete Widerstand (R 2) einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist.

7. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Teilungsfaktor des Spannungsteilers (R 2, R 4) proportional zur absoluten Temperatur ist.

8. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler (R 2, R 4) umschaltbar ist.

9. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der zur primären Spannung (Usp) führende Widerstand (R 2) aus einer Parallelschaltung von Widerständen (R 21, R 22,...) besteht, die über Schalter (S 21,522, ...) einzeln einschaltbar sind.

10. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des zweiten Transistors (T2) mit dem Eingang eines als Stromspannungs-Wandlers geschalteten, zweiten Operationsverstärkers (OV2) verbunden ist.

11. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der andere, nichtinvertierende Eingang des zweiten Operationsverstärkers (OV2) mit der Basis des zweiten Transistors (T2) verbunden ist.

12. Unipolarer Stromverstärker nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Widerstand (R 2) zur primären Spannung (Usp) bzw. der entsprechenden Anordnung aus Widerständen (R 12, R 22,...) und Schaltern (S2i, 522,...) und der Basis des zweiten Transistors (T2) ein weiterer Widerstand (R 41) eingefügt ist, und daß von deren Verbindungspunkt (a) ein weiterer Widerstand (R 31) zum Eingang des Stromspannungswandlers geschaltet ist.

13. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannung (Ust) der Basis des ersten Transistors (Ti) zugeführt wird und die Basis des zweiten Transistors (T2) mit einem Referenzpunkt (M) verbunden ist.

14. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung einer geeigneten temperaturabhängigen Steuerspannung (Ust) zwei weitere bipolare Transistoren (T3, TA) und ein dritter Operationsverstärker (OV3) vorgesehen sind, wobei die Emitter dieser beiden Transistoren (T3, T4) mit dem Ausgang, der Kollektor des dritten Transistors (T3) und ein erster Vorwiderstand (R 2') mit dem invertierenden Eingang des dritten Operationsverstärkers (OV3), die Basis des dritten Transistors (T3) und der nichtinvertierende Eingang des dritten Operationsverstärkers mit einem Referenzpunkt (M), die Basis des vierten Transistors (T4) mit seinem Kollektor und einem zweiten Vorwiderstand (R 2") verbunden sind, wobei die Vorwiderstände (R 2', R 2"), die gegebenenfalls umschaltbar sind, mit einer primären Spannung (Usp) verbunden sind und die temperaturabhängige Steuerspannung (Ust) an der Verbindungsstelle von Kollektor und Basis des vierten Transistors entnommen wird.

15. Unipolarer Stromverstärker nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des vierten Transistors (T4) mit dem zweiten Vorwiderstand (R 2") und dem nichtinvertierenden Eingang eines vierten Operationsverstärkers (OVA) und der Ausgang desselben mit der Basis des vierten Transistors verbunden ist, wobei die Ausgangsspannung die gewünschte Steuerspannung (Ust) darstellt.

16. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Stromverstärker an einer gemeinsamen Steuerspannungsquelle angeschlossen sind.