DE3408284C1 - Unipolarer Stromverstärker für Fotodioden - Google Patents
Unipolarer Stromverstärker für FotodiodenInfo
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Description
Für die Verarbeitung der Signale von Fotodioden benötigt man Strom-Spannungswandler hoher Empfindlichkeit
und Rauscharmut. Es ist z. B. üblich, einen (Operations-)Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz und
einem hochohmigen Gegenkoppelwiderstand zu verwenden. Häufig tritt dabei das Problem auf, daß wegen
des großen Bereichs der zu verarbeitenden Signale der Meßbereich umgeschaltet werden muß. Dies kann, elektronische
Steuerung vorausgesetzt, wegen der hohen Impedanzen nur mit Feldeffekttransistoren erfolgen.
Die parasitären Kapazitäten von FET-Schaltern beeinträchtigen jedoch in Verbindung mit den hochomigen
Gegenkoppelwiderständen das Frequenzverhalten und
außerdem beeinträchtigen die zusätzlichen Leckströme die Empfindlichkeit. In den Fällen, wo eine logarithmische
Kennlinie erwünscht ist, werden auch mit sehr gutem Erfolg bipolare Transistoren verwendet, die im Gegenkoppelzweig
des Verstärkers angeordnet den hochohmigen Gegenkoppelwiderstand ersetzen. In dieser
Ausführungsform ist die Kapazitätsbelastung und auch das Verstärkerrauschen gering. Daß dabei nur Signalströme
einer Richtung entsprechend dem verwendeten Transistortyp zulässig sind, ist mit der unipolaren
Stromerzeugung bei Fotodioden in Übereinstimmung.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen unipolaren Stromverstärker für Fotodioden anzugeben,
der wie bei logarithmischen Stromverstärkern eine hohe Empfindlichkeit und einen großen Dynamikbereich
aufweist. Diese Aufgabe wird bei einem unipolaren Stromverstärker für Fotodioden, der einen Operationsverstärker
und zwei bipolare Transistoren aufweist, nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die Emitter der
beiden Transistoren mit dem Ausgang des Operations-Verstärkers, der Kollektor des ersten Transistors mit
dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und die Basis des ersten Transistors mit einem Bezugspunkt
verbunden ist und daß die Basis des zweiten Transistors an eine Steuerspannungsquelle angeschlossen ist.
Die F i g. 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines linearen Stromverstärkers für Fotodioden. Der (Operations-)
Verstärker OVl wird in Verbindung mit den Gegenkoppelwiderständen Rii,R12 und R13 (R 12 und R13
sind durch die Schalter S12 und 513 zu- und abschaltbar)
als Strom-Spannungs-Wandler betrieben. Der von der Foto-Diode PD erzeugte, unipolare Strom Is fließt
zum invertierenden Eingang und wird über die aus den Gegenkoppelwiderständen und Schaltern bestehende
Widerstandskombination R 1 geleitet. Die Ausgangsspannung ergibt sich infolgedessen zu Ua = -Is-Ri.
Außer der Kapazität der Fotodiode PD wird der Eingang durch die parasitären Kapazitäten der Schalter
S12 und S13, die typisch durch FETs ausgeführt sind,
und die Leckströme derselben belastet. Dadurch werden Empfindlichkeit und Frequenzverhalten beeinträchtigt.
Die am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers Vl gedachte und nicht weiter dargestellte
äquivalente Eingangsrauschspannungsquelle wird mit einer Verstärkung, die sich als Kehrwert des
aus Gegenkoppelwiderstand R1 und Innenwiderstand
der Fotodiode PD gebildeten Spannungsteilers ergibt, an den Ausgang übertragen, ebenso wie die Rauschspannungen
der Fotodiode und des Widerstandes R 1.
In F i g. 2 ist die grundsätzliche Ausführungsform der
Erfindung dargestellt. Der Operationsverstärker OVl der F i g. 2 ist mit dem bipolaren Transistor Ti zu einem
logarithmischen Verstärker verbunden. Durch Zufügung eines zweiten Bipolartransistors T2, dessen Emitter
mit dem Emitter des ersten und dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist und dessen Basis
durch eine Steuerspannung Ust gegenüber der Basis des ersten Transistors vorgespannt wird, wird die Logarithmierung
rückgängig gemacht und eine Verstärkung eingeführt, wie jetzt genauer ausgeführt werden soll. Die
Übertragungsfunktion des bipolaren Transistors kann vereinfacht durch Ic = Ico ■ exp(Ube/Ut) dargestellt
werden. Dabei sind Übe die Basis-Emitter-Spannung, Ut
die Temperaturspannung, die sich aus absoluter Temperatur T, Boltzmannscher Konstante k und Elementarladung
q zu Ut — kT/q ergibt, Ico der Transferreststrom und /cder Kollektorstrom. Infolge des vernachlässigbaren
Eingangsstromes des Operationsverstärkers OVl ist der Kollektorstrom Id des ersten Transistors Ti
gleich dem Signalstrom Is der Fotodiode. Wegen der mit der Masse M verbundenen Basis des ersten Transistors
Ti wird die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers
Ua 1 = - Übe 1 = - Ut ■ ln(Is/Ico 1).
Die Basis-Emitter-Spannung
T2 beträgt infolgedessen
T2 beträgt infolgedessen
des zweiten Transistors
Übe2 = Ust+ Ut- \n(Is/Ico 1).
Damit ergibt sich der Strom dieses Transistors zu Ic 2 = Is- (Ico 2/Ico 1) · exp(Ust/Ut).
Diese Formel enthält außer dem Eingangsstrom Is zwei Faktoren. Der erste Faktor Ico 2/Ico 1 entspricht bei
sonst gleichen technologischen Parametern dem Flächenverhältnis der Basis-Emitterdioden der beiden
Transistoren. In einer integrierten Anordnung kann über das Flächenverhältnis in gewissem Umfange verfügt
werden. Man kann auch das Flächenverhältnis durch Parallelschaltung mehrerer Transistorsysteme
festlegen. Der zweite Faktor ergibt über das Verhältnis der Spannungen Ust/Ut die Möglichkeit einer exponentiellen
Steuerung der Verstärkung. Bekanntlich ist bei Silizium und Zimmertemperatur Ut = 25,5 mV. Daraus
ergibt sich, daß man für eine Verstärkungsänderung um den Faktor 10 lediglich Ust = 60 mV anlegen muß.
Schwierigkeiten bereitet dabei der Umstand, daß die Temperaturspannung Ut proportional zur absoluten
Temperatur ist. Dazu sind schaltungstechnische Maßnahmen erforderlich, die im folgenden beschrieben werden.
Zunächst soll jedoch noch auf das günstige Rauschverhalten des Stromverstärkers mit bipolaren Transistoren
eingegangen werden:
Im Bereich kleiner Ströme, wie sie für die vorliegende
Anwendung typisch sind, bildet das Schrotrauschen des Kollektorstromes die dominierende Rauschquelle des
Bipolartransistors (siehe z. B. Motchenbacher u. Fitchen, Low-Noise Electronic Design, John Wiley & Sons
New York, 1973, S. 70). Soweit diese Aussage zutreffend ist, darf das Rauschen des Transistors völlig ignoriert
werden, denn das Schrotrauschen ist eine physikalische Eigenschaft jedes Stromes und keine Bauelementeeigenschaft.
Ein Rauschbeitrag ähnlich dem des Widerstandes R 1 der Schaltung der F i g. 1 kommt also in der
Schaltung nach Fig.2 nicht vor. Bezieht man den Strom-Spannungs-Wandler mit dem Operationsverstärker
O V2 aus F i g. 2 in die Betrachtung ein, so zeigt sich, daß der Widerstand R 3 bei gleichen Eigenschaften der
Schaltungen aus F i g. 1 und F i g. 2 um den Faktor der Stromverstärkung des aus OVl, Π und T2 gebildeten
Stromverstärkers kleiner gewählt werden muß und sich sein Rauschbeitrag entsprechend vermindert. Auch der
Einfluß der äquivalenten Eingangsrauschspannungsquelle des ersten Operationsverstärkers OVl in Fi g. 2
ist geringer als in der Schaltung nach Fig. 1. An Versuchsaufbauten
wurde beobachtet, daß das gemessene Rauschen mit dem als Minimalwert möglichen Schrotrauschen
im Rahmen der Meßgenauigkeit übereinstimmt.
Infolge der gegenüber Feldeffekttransistoren kleinen parasitären Kapazitäten des Bipolartransistors Ti besitzt
die Schaltung nach F i g. 2 gegenüber F i g. 1 ein günstigeres Frequenzverhalten.
Auch im Hinblick auf Leckströme schneidet die Lösung nach F i g. 2 besser ab, da Kollektor und Basis des
ersten Transistors gleiches Potential führen und prinzipiell kein Leckstrom ausgelöst werden kann, während in
der konventionellen Lösung nach F i g. 1 ein Leckstrom von der spannungsgesteuerten Gate-Elektrode zum
Eingang fließen wird.
In F i g. 3 ist dargestellt, wie die verhältnismäßig kleine Steuerspannung Ust durch einen Spannungsteiler
R 2, R 4 gebildet werden kann. Dabei kann Ust sowohl durch die Größe der primären Spannung Usp wie auch
durch eine Umschaltung der beiden Widerstände, vorzugsweise des Vorwiderstandes R 2, beeinflußt werden.
Wie oben dargelegt, wird die Verstärkung genau dann temperaturunabhängig, wenn Ust proportional zur absoluten
Temperatur ist. Zu diesem Zweck kann in der Schaltung nach F i g. 3 die primäre Steuerspannung Usp
proportional zur absoluten Temperatur eingestellt werden, oder der zwischen den Basen des ersten und zweiten
Transistors angeordnete Widerstand R 4 kann einen geeignet positiven Temperaturkoeffizienten erhalten,
oder der Vorwiderstand R 2 kann einen geeignet negativen Temperaturkoeffizienten erhalten oder schließlich
kann auch eine Kombination dieser Maßnahmen vorgesehen sein.
Für weitere, vorteilhafte Varianten ist es notwendig, einen nachfolgenden Strom-Spannungs-Wandler mit
einzubeziehen, wie er in F i g. 2 durch den zweiten Operationsverstärker OV2 mit dem Gegenkoppelwiderstand
R 3 dargestellt ist. Durch die Verbindung mit dem Eingang des Operationsverstärkers OV2 liegt der Kollektor
des zweiten Transistors T2 annähernd auf Massepotential. Dadurch wird in der gewählten Darstellung
mit positiver Steuerspannung Ust und npn-Transistoren die Basis des Transistors T2 positiv gegenüber dem
Kollektor, was bei hohen Steuerspannungen und hohen Temperaturen zum Effekt der Stromübernahme führen
kann. Zur Abhilfe dieses Mangels wird der zweite, nichtinvertierende
Eingang des Operationsverstärkers OV2 vorzugsweise mit der Basis des zweiten Transistors verbunden.
Diese Abwandlung sichert gleiches Potential an Basis und Kollektor des zweiten Transistors, verfälscht
aber gleichzeitig die Ausgangsspannung Ua um die Steuerspannung Ust. Falls dies nicht zulässig ist, kann
die in F i g. 4 dargestellte Schaltung angewandt werden. Darin bildet der Operationsverstärker OV2 mit den Widerständen
R 41 und R 4 sowie R 31 und R 3 einen Differenzverstärker,
dessen Eingänge im Knoten a kurzgeschlossen sind, so daß die primäre Steuerspannung Usp
keinen Effekt auf die Ausgangsspannung haben kann. Die Konvertierung des Kollektorstromes des zweiten
Transistors T2 zur Ausgangsspannung Ua bleibt davon unbeeinflußt.
Statt die Basis des ersten Transistors Ti mit dem
Bezugspunkt (Masse) zu verbinden und die Steuerspannung an die Basis des zweiten Transistors anzulegen,
kann man auch umgekehrt die Basis des zweiten Transistors mit Masse verbinden und eine Steuerspannung
umgekehrten Vorzeichens an die Basis des ersten Transistors anlegen, wie in F i g. 5 gezeigt ist.
Die oben beschriebenen Lösungen zur Temperaturkompensation erfordern den Einsatz von Widerständen
mit verhältnismäßig großer, wohldefinierter Temperaturabhängigkeit Für den Fall, daß derartige Widerstände
nicht immer in der gewünschten Art und Qualität zur Verfügung stehen, empfiehlt es sich, die notwendige
Temperaturabhängigkeit durch eine Schaltung mit Transistoren und Operationsverstärkern zu erzeugen.
In F i g. 6 ist gezeigt, wie zu diesem Zweck ein dritter Operationsverstärker OV3 mit zwei weiteren Transistoren
Γ3, TA hinzugefügt werden. Operationsverstärker OV3 und Transistoren TS sind als logarithmierender
Verstärker geschaltet, dem über den Vorwiderstand R 2' und der Spannung Usp ein Strom 12' = Usp/R2'
zugeführt wird. Dieser Strom fließt durch T3 und setzt damit die Ausgangsspannung des dritten Operationsverstärkers
OV 3 auf
Ua3= -Ut- In((Usp/(R2' ■ Ico3)).
Darin bedeutet Ico 3 den Transferreststrom des dritten Transistors T3. Am Ausgang von OV3 ist der als Diode
geschaltete, vierte Transistor TA angeschlossen, über den durch Usp und den Vorwiderstand R 2" näherungsweise
der Strom 12" = Usp/R2" fließt. Die Spannung am Kollektor des vierten Transistors wird dann, wenn
man den Basisstrom gegenüber dem Kollektorstrom vernachlässigt,
Ust = Ut ■ In ((R 2' ■ Ico 3)1 (R 2" ■ Ico A)).
Daraus ist ersichtlich, daß, wenn Ico 3 = Ico 4 ist, also
die Transistoren untereinander gleich sind, die Steuerspannung durch den Faktor Ut proportional zur absoluten
Temperatur und durch den Faktor In (R 2'IR 2")
proportional zum Logarithmus des Widerstandsverhältnisses R 2'IR 2" ist. Ein Einfluß der primären Spannung
Usp ist im Rahmen der getroffenen Näherungen nicht vorhanden. In Verbindung mit der exponentiellen Abhängigkeit
der Verstärkung von Ust ergibt sich eine lineare Abhängigkeit derselben vom Widerstandsverhältnis
R 2'IR 2". Eine Umschaltung mit Widerständen R 25 und R 26 und Schaltern 5 25 und 5 26 z. B. gestattet
eine Bereichsumschaltung.
Um die Genauigkeit der Bildung der Steuerspannung noch zu verbessern, ist in F i g. 7 ein vierter Operationsverstärker
OV4 eingesetzt. Sein nichtinvertierender Eingang ist mit dem Kollektor des vierten Transistors
TA und dem zweiten Vorwiderstand R 2" verbunden. Sein Ausgang, der mit der Basis von TA verbunden ist,
liefert die Steuerspannung Ust, die auch der Basis des zweiten Transistors T2 zugeführt wird. Dieser Operationsverstärker
sorgt dafür, daß die Spannung am Kollektor des vierten Transistors nahe null ist und damit der
Spannungsabfall über R 2" genau mit der primären Spannung Usp übereinstimmt. Der Näherungscharakter
in der Bestimmung des Stromes durch R 2" ist damit beseitigt. Gleichzeitig verschwindet der störende Einfluß
der Basisströme, da die Basen des vierten wie auch des zweiten Transistors vom Ausgang des vierten Operationsverstärkers
versorgt werden. Insbesondere in dieser Konfiguration bereitet es keine Schwierigkeiten,
eine Vielzahl von gesteuerten Stromverstärkern an einer Steuereinheit anzuschließen.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (16)
1. Unipolarer Stromverstärker für Fotodioden, der einen Operationsverstärker und zwei bipolare
Transistoren aufweist, dadurch gekennzeichnet,
daß die Emitter der beiden Transistoren (Ti, T2) mit dem Ausgang des Operationsverstärker
(OVi), der Kollektor des ersten Transistors (Ti) mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers
und die Basis des ersten Transistors mit einem Bezugspunkt (M) verbunden ist und daß
die Basis des zweiten Transistors (T2) an eine Steuerspannungsquelle (Ust) angeschlossen ist.
2. Unipolarer Stromverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor
(T2) gegenüber dem ersten Transistor (Ti) eine größere Fläche der Emitter-Basis-Sperrschicht aufweist
oder daß anstelle des zweiten Transistors eine entsprechende Anzahl parallel geschalteter Transistören
vorgesehen ist, die den gleichen Leitungstyp wie der erste Transistor aufweisen.
3. Unipolarer Stromverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannungsquelle
(Ust) steuerbar oder einstellbar bzw. umschaltbar ist.
4. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die
der Basis des zweiten Transistors (T2) zugeführte Steuerspannung (Ust) aus einer primären Spannung
(Usp) über einen Spannungsteiler (R 2, R 4) gebildet wird.
5. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die
primäre Spannung (Usp) proportional zur absoluten Temperatur ist.
6. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die
Widerstände des Spannungsteilers (R 2, R 4) temperaturabhängig sind, wobei vorzugsweise der zwisehen
den Basen des ersten und zweiten Transistors angeordnete Widerstand (R 4) einen positiven und/
oder der zwischen der Basis des zweiten Transistors (T2) und der primären Spannung (Usp) angeordnete
Widerstand (R 2) einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist.
7. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der
Teilungsfaktor des Spannungsteilers (R 2, R 4) proportional zur absoluten Temperatur ist.
8. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der
Spannungsteiler (R 2, R 4) umschaltbar ist.
9. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der
zur primären Spannung (Usp) führende Widerstand (R 2) aus einer Parallelschaltung von Widerständen
(R 21, R 22,...) besteht, die über Schalter (S 21,522,
...) einzeln einschaltbar sind.
10. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der
Kollektor des zweiten Transistors (T2) mit dem Eingang eines als Stromspannungs-Wandlers geschalteten,
zweiten Operationsverstärkers (OV2) verbunden ist.
11. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß
der andere, nichtinvertierende Eingang des zweiten Operationsverstärkers (OV2) mit der Basis des
zweiten Transistors (T2) verbunden ist.
12. Unipolarer Stromverstärker nach Anspruch 10
oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Widerstand (R 2) zur primären Spannung (Usp) bzw.
der entsprechenden Anordnung aus Widerständen (R 12, R 22,...) und Schaltern (S2i, 522,...) und der
Basis des zweiten Transistors (T2) ein weiterer Widerstand (R 41) eingefügt ist, und daß von deren Verbindungspunkt
(a) ein weiterer Widerstand (R 31) zum Eingang des Stromspannungswandlers geschaltet
ist.
13. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die
Steuerspannung (Ust) der Basis des ersten Transistors (Ti) zugeführt wird und die Basis des zweiten
Transistors (T2) mit einem Referenzpunkt (M) verbunden
ist.
14. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß
zur Erzeugung einer geeigneten temperaturabhängigen Steuerspannung (Ust) zwei weitere bipolare
Transistoren (T3, TA) und ein dritter Operationsverstärker (OV3) vorgesehen sind, wobei die Emitter
dieser beiden Transistoren (T3, T4) mit dem Ausgang, der Kollektor des dritten Transistors (T3)
und ein erster Vorwiderstand (R 2') mit dem invertierenden Eingang des dritten Operationsverstärkers
(OV3), die Basis des dritten Transistors (T3) und der nichtinvertierende Eingang des dritten Operationsverstärkers
mit einem Referenzpunkt (M), die Basis des vierten Transistors (T4) mit seinem Kollektor
und einem zweiten Vorwiderstand (R 2") verbunden sind, wobei die Vorwiderstände (R 2', R 2"),
die gegebenenfalls umschaltbar sind, mit einer primären Spannung (Usp) verbunden sind und die temperaturabhängige
Steuerspannung (Ust) an der Verbindungsstelle von Kollektor und Basis des vierten
Transistors entnommen wird.
15. Unipolarer Stromverstärker nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor
des vierten Transistors (T4) mit dem zweiten Vorwiderstand (R 2") und dem nichtinvertierenden
Eingang eines vierten Operationsverstärkers (OVA)
und der Ausgang desselben mit der Basis des vierten Transistors verbunden ist, wobei die Ausgangsspannung
die gewünschte Steuerspannung (Ust) darstellt.
16. Unipolarer Stromverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß
mehrere Stromverstärker an einer gemeinsamen Steuerspannungsquelle angeschlossen sind.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19843408284 DE3408284C1 (de) | 1984-03-07 | 1984-03-07 | Unipolarer Stromverstärker für Fotodioden |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19843408284 DE3408284C1 (de) | 1984-03-07 | 1984-03-07 | Unipolarer Stromverstärker für Fotodioden |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3408284C1 true DE3408284C1 (de) | 1985-08-29 |
Family
ID=6229771
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19843408284 Expired DE3408284C1 (de) | 1984-03-07 | 1984-03-07 | Unipolarer Stromverstärker für Fotodioden |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3408284C1 (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0361000A3 (de) * | 1988-09-29 | 1991-10-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Optische Sensorzeile aus amorphen oder polykristallinem photo-elektrischem Material mit einer Vielzahl von Sensorelementen |
DE19518734C1 (de) * | 1995-05-22 | 1996-08-08 | Siemens Ag | Transimpedanzverstärkerschaltung |
-
1984
- 1984-03-07 DE DE19843408284 patent/DE3408284C1/de not_active Expired
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
NICHTS-ERMITTELT * |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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EP0744828A2 (de) * | 1995-05-22 | 1996-11-27 | Siemens Aktiengesellschaft | Transimpedanzverstärkerschaltung |
EP0744828A3 (de) * | 1995-05-22 | 1999-03-31 | Siemens Aktiengesellschaft | Transimpedanzverstärkerschaltung |
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