DE3347456A1

DE3347456A1 - Verfahren zur sofortigen verarbeitung des winkelfluktuationsrauschens sowie verfolgungs-monopuls-radarempfaenger, in dem dieses verfahren zur anwendung kommt

Info

Publication number: DE3347456A1
Application number: DE19833347456
Authority: DE
Inventors: Michel Prenat
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1982-12-30
Filing date: 1983-12-29
Publication date: 1990-05-31
Also published as: NL190493C; DE3347456C2; CA1272277A; NL8304500A; FR2629922B1; GB8333951D0; US5049888A; IT1218391B; FR2629922A1; NL190493B; IT8368306A0

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur sofortigen Verar beitung des Winkelfluktuationsrauschens sowie einen Ver folgungs-Monopuls-Radarempfänger, in dem dieses Verfahren zur Anwendung kommt.

Ein Monopuls-Radarsystem ist bekanntlich ein Verfolgungs radar, das auf dem Vergleich von zwei oder mehr verschie denen Antennendiagrammen beruht, die auf dasselbe Ziel gerichtet sind. Es liefert einen Meßwert für den Ablage winkel zwischen der sich von der Radaranlage zum erfaßten Ziel erstreckenden Achse und der Achse der beiden vergli chenen Antennendiagramme. Es können eine oder mehrere Messungen vorgenommen werden, z. B. Höhenwinkel- und/oder Seitenwinkelmessungen. Die empfangsseitigen Antennendia gramme werden in wenigstens zwei Empfangskanälen ausge wertet, die als "Summenkanal" zur Verarbeitung eines Summensignals und als "Differenzkanal" zur Verarbeitung eines Differenzsignals für die betrachtete Bezugsebene (z. B. Höhenwinkel oder Seitenwinkel) bezeichnet werden.

Wenn sich das Ziel in der betrachteten Ebene nicht auf der Antennenachse befindet, empfangen die beiden Empfangskanä le verschiedene Signale, und durch Vergleichen der empfan genen Signale kann die Lage des Ziels in bezug auf die Antennenachse bestimmt werden. Es ist keine leichte Auf gabe, zwei Signale unterschiedlicher Amplitude und Phase miteinander zu vergleichen, und es wird in der Praxis stets angestrebt, eine Annäherung an einen der beiden folgenden Fälle vorzunehmen, die zwei Arten der Monopuls- Verarbeitung entsprechen:

- "Phasen-Monopuls", d. h. die verglichenen Signale haben möglichst gleiche Amplituden, aber variable relative Phasen;
- "Amplituden-Monopuls", d. h. die miteinander vergliche nen Signale haben möglichst gleiche Phasen, aber variab le relative Amplituden.

Zur Vereinfachung sind die nun folgenden Betrachtungen auf eine Ebene bezogen; sie gelten jedoch allgemein.

Es soll zunächst angenommen werden, daß ein punktförmiges Ziel vorliegt, das also aus einem einzigen reflektieren den Punkt besteht, und daß dieses Ziel eine Winkelablage R gegenüber der Antennenachse aufweist.

Wenn eine Verarbeitung der zweiten Art vorgenommen wird, also "Amplituden-Monopuls", so empfängt der Summenkanal das Signal und der Differenzkanal das Signal , wobei diese Signale gleichphasig sind oder entgegengesetzte Phasenlage haben und folgende Vektorbeziehung erfüllen:

worin g ein Proportionalitätskoeffizient ist.

Durch Normalisierung des Ablagewinkels R gegenüber einem Winkel R₀ für den ||=||, so wird folgende Beziehung erhalten:

worin der normalisierte Ablagewinkel ist.

Mit ε₀ wird der Ablagemessungs-"Rauschoperator" bezeich net, der in bekannter Weise durch das Verhältnis (1) des Skalarproduktes aus Summenvektor und Differenzvektor zum Quadrat des Betrages des Summenvektors definiert ist:

Wenn für ein punktförmiges Ziel keine störenden Rausch quellen vorhanden sind, so ist der Ablagemessungs-Rausch operator ε₀ gleich .

Wenn aber das Ziel aus einer Mehrzahl N von hellen Punk ten Mi besteht, wobei i zwischen 1 und N beträgt, so kön nen die Abtastwerte des Summenvektors und des Differenz vektors folgendermaßen geschrieben werden:

In diesen Beziehungen (2) und (3) ist a _i die Amplitude und ϕ _i die Phase des elementaren Summensignals, welches dem hellen Punkt Mi entspricht, während _i der normali sierte Ablagewinkel jedes hellen Punktes Mi gegenüber der Antennenachse ist.

Die elementaren Parameter a _i und _i zeigen nur eine sehr langsame zeitliche Entwicklung. Die elementare Phase ϕ _i zeigt jedoch eine schnelle Entwicklung. Sie variiert um 2 π, wenn die Entfernung des hellen Punktes Mi von der Antenne sich um λ/2 verändert, worin λ die Wellenlänge des gesendeten Signals ist.

Die durch den Ablagemessungs-Rauschoperator ε₀, der oben durch die Gleichung (1) definiert ist, gegebene Richtung ist also mit Fluktuationen behaftet, die dazu führen können, daß ein Punkt angezielt wird, der sich weit außerhalb der Gesamtgröße E des Zieles befindet.

Diese als Winkelfluktuation bezeichnete Erscheinung ("glint") ist besonders störend, wenn ein Flugkörper wie eine Rakete auf ein komplexes Ziel gerichtet werden soll.

Es ist daher erforderlich, diese Erscheinung weitestgehend auszuschalten, d. h. die Winkelfluktuationsstörungen oder das Winkelfluktuationsrauschen zu reduzieren.

Es wurden bereits mehrere Verfahren vorgeschlagen, um diese Winkelfluktuationsstörungen zu vermindern. Davon seien hier zwei genannt:

Das erste Verfahren besteht darin, die von verschiedenen hellen Punkten des Zieles kommenden Signale voneinander zu isolieren, indem der Dopplereffekt ausgenutzt wird, da ihre relativen Phasen sich im Verlauf der Zeit ändern. Falls dies möglich ist, so können die Richtungen jedes Punktes in bezug auf die Antennenachse getrennt gemessen werden.

Ein solches Verfahren ist insbesondere in der FR-PS 24 66 025 beschrieben.

Die so vorgenommene Filterung bewirkt aber eine große Verzögerung bei der Messung der Winkelablage.

Da überdies die Frequenzen der verschiedenen Signale im Verlauf der Zeit variieren, ist es schwierig, diese von einander zu trennen.

Ein zweites Verfahren ist in der FR-PS 23 96 311 be schrieben. Es basiert auf der Anwendung des Prinzips, daß der Ablagemessung-Rauschoperator ε₀ "gut" ist, d. h. eine Richtung liefert, die nahe bei derjenigen des Schwer punktes des Zieles liegt, wenn der Betrag des Summensi gnals || ausreichend groß gegenüber seinem Mittelwert ||_moy ist.

Dieses Verfahren, das leistungsfähiger als das erste, auf Filterung beruhende ist, benötigt jedoch eine lange Ver arbeitungszeit, denn es muß abgewartet werden, daß der Betrag || des Summenvektors durch ein relatives Maximum geht, um über einen Ablagemeßwert von guter Qualität zu verfügen.

Diese beiden Verfahren veranschaulichen den Hauptmangel der früheren Methoden zur möglichst weitgehenden Unter drückung der Winkelfluktuationsstörungen, nämlich die durch ihre Anwendung bei der Berechnung des Ablagemes sungs-Operators verursachte Zeitverzögerung.

Durch die Erfindung wird dieser Mangel beseitigt. Das er findungsgemäße Verfahren zur Verarbeitung des Winkelfluk tuationsrauschens eines Zieles, angewendet auf einen Radarempfänger, ermöglicht es, die Richtung des Ziels ohne weitere Verzögerung und mit nur geringem Winkelfluk tuationsrauschen zu gewinnen.

Gemäß der Erfindung wird ein gewichteter Mittelwert der abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren berechnet, die je weils gleich den Verhältnissen der Ableitungen des Skalar produktes aus Summenvektor und Differenzvektor zur empfan genen Leistung sind, wobei von den abgeleiteten Operatoren gezeigt werden kann, daß sie jeweils ein gewichteter Mit telwert der Ablagewinkel _i jedes der hellen Punkte des Zieles sind.

Gemäß der Erfindung ist das Verfahren zur Verarbeitung des Winkelfluktuationsrauschens in einem Monopulsradar dadurch gekennzeichnet, daß es die folgenden aufeinander folgenden Rechenschritte enthält, ausgehend von dem Sum mensignal und dem Differenzsignal , welche durch die Antenne erzeugt werden und deren Phase zeitabhängig va riiert:

- Berechnung der aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen Q ^(k) des Skalarproduktes Q= · des Summensignals und des Differenzsignals nach der Zeit von k=0 bis k=N′ (N′≧2);
- Berechnung der aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen P ^(k) der Leistung P=||² des empfangenen Signals, das gleich dem Quadrat des Betrages des Summensignals ist, nach der Zeit von k=0 bis k=N′;
- Berechnung der (N′+1) abgeleiteten Ablagemessungs-Opera toren für k=0 und k=N′; und
- Berechnung des zusammengesetzten Ablagemessungs-Opera tors ε nach folgender Beziehung: worin die (N′+1) Wichtungskoeffizienten β _k, für k=0 bis k=N′, Koeffizienten sind, welche in bezug auf den Ablagemeßwert des Zielschwerpunktes die Qualität der entsprechenden abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren ε _k kennzeichnen.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Flußdiagramm, das die verschiedenen Schrit te des erfindungsgemäßen Verfahrens darstellt;

Fig. 2a bis 2c Diagramme, welche die zeitliche Veränderung der Leistung P des empfangenen Signals, des Ablage messungs-Rauschoperators und des zugehörigen Qualitätskoeffizienten zeigen;

Fig. 3a bis 3c Diagramme, welche die zeitliche Änderung des Betrags der ersten Ableitung der Leistung P, des abgeleiteten Ablagemessungs-Operators und des zugehörigen Qualitätskoeffizienten zeigen;

Fig. 4a bis 4c Diagramme, welche die zeitliche Änderung des Betrags der zweiten Ableitung der Leistung P, des abgeleiteten Ablagemessungs-Operators und des zugehörigen Qualitätskoeffizienten zeigen;

Fig. 5 ein Diagramm, welches die zeitliche Veränderung des Rauschoperators und des zusammengesetzten Ablagemessungs-Operators zeigt;

Fig. 6a eine Ausführungsform des Radarempfängers, in dem das in Fig. 1 gezeigte Verfahren zur Anwen dung kommt;

Fig. 6b eine erste detaillierte Ausführungsform des in Fig. 6a gezeigten Radarempfängers; und

Fig. 6c eine zweite detaillierte Ausführungsform des in Fig. 6a gezeigten Radarempfängers.

Da die nach dem erfindungsgemäßen Verfahren durchgeführ te Verarbeitung digital erfolgt, wird angenommen, daß die Radaranlage, in der das Verfahren durchgeführt wird, mit digitalen Verarbeitungsschaltungen und mit Abtast schaltungen ausgestattet ist, welche die von der Antenne abgegeben Summen- und Differenzsignale abtasten (mit der Frequenz 1/Te).

Es wird daran erinnert, daß für ein Ziel, welches aus N hellen Punkten Mi (i=i bis N) besteht, das Summen signal und das Differenzsignal folgendermaßen ge schrieben werden:

Aus den Gleichungen (2) und (3) können die Leistung P des empfangenen Signals

und das Skalarprodukt Q aus Summensignal und Diffe renzsignal

abgeleitet werden.

Die aufeinanderfolgenden Ableitungen werden berechnet, indem nur die Phasenänderungen ϕ _i berücksichtigt werden, denn die Größen a _i und H _i zeigen nur langsame zeitliche Schwankungen:

In diesen Gleichungen bezeichnet der Term [cos ( ϕ _i-ϕ _j )]^(k) die k-te Ableitung von cos ( ϕ _i-ϕ _j).

Wenn mit q _{k, i} der folgende Term bezeichnet wird:

so können die durch die Gleichungen (6) und (7) gegebe nen k-ten Ableitungen von P und Q einfacher durch die folgenden Beziehungen (8) und (9) ausgedrückt werden, denn die Formel (4) für P kann aus der Beziehung (5) für Q abgeleitet werden, indem _i für jeden Wert von i gleich 1 gesetzt wird.

Als abgeleiteter Operator ε _k wird folgendes Verhältnis definiert

dann kann festgestellt werden, daß e _k ein gewichteter Mittelwert der Winkel H _i ist, die mit den Wichtungskoef fizienten γ _{k, i} behaftet sind.

Der abgeleitete Operator ε _k liefert eine Größe, die in homogener Beziehung zu einer Ablagemessung steht, deren "Qualität", d. h. Abweichung gegenüber dem Zielschwerpunkt, um so besser ist, je größer der Absolutwert des Nenners P ^(k) ist, d. h. je größer die k-te Ableitung der empfang nen Leistung ist.

Gemäß der Erfindung wird der Ablagemessungs-Operator ε folgendermaßen bestimmt:

Dies ist der gewichtete Mittelwert von (N′+1) abgelei teten Operatoren e _k, wobei die Wichtung durch die "Qua litätskoeffizienten" β _k erfolgt, die also von der Quali tät des abgeleiteten Ablagemessungs-Operators e _k gegen über dem Ablagemeßwert des Zielschwerpunktes abhängen.

Wie bereits erwähnt wurde, ist diese Qualität um so bes ser, je größer der Absolutwert des Nenners P ^(k) des abgeleiteten Operators ε _k ist, so daß, jedoch ohne Ein schränkung, ein Qualitätskoeffizient β _k angenommen werden kann, der eine Funktion von |P ^(k)| ist.

Hierdurch wird es nahegelegt, in einer ersten Lösung z. B. den Qualitätskoeffizienten b _k gleich dem folgenden Verhältnis α k anzunehmen:

Dies ist das Verhältnis des Betrages A _k der k-ten Ab leitung der Leistung P des empfangenen Signals zu die ser selben, "gefilterten" Größe A _k, zu dem Zweck, den Wert |P ^(k)| zu normalisieren. Die gefilterte Größe A _kf ist z. B. gleich dem Mittelwert von A _k=|P ^(k)| über das vorausgehende Zeitintervall.

Kleine Werte, d. h. solche, die kleiner als ein gewählter Schwellwert P _k von |P ^(k)| sind, führen zu solchen Feh lern von ε _k, daß die Wichtung nicht ausreicht, um sie zu unterdrücken. In der Praxis wird bei diesen Werten der Wichtungskoeffizient mit Null angesetzt: Für Werte von |P ^(k)|, die kleiner als ein oder gleich einem Schwellwert P _k sind, welcher einem Bruchteil σ _k des ge filterten Wertes |P ^(k)|_f entspricht (oder wenn α _k klei ner als oder gleich σ _k ist), so wird der Qualitäts koeffizient β _k gleich Null gesetzt. Die Rechenschaltun gen zur Berechnung dieser Koeffizienten β _k sind in Fig. 6b dargestellt.

In einer zweiten Lösung können auch die Qualitätskoeffi zienten β _k jeweils folgendem Ausdruck gesetzt werden: ( τ _k ^k · P ^(k) ) ⁿ, worin τ _k eine mit einer Zeit homo gene Konstante und n eine ganze natürliche Zahl ist, welche größer als oder gleich 2 ist, wobei die Einfüh rung des Koeffizienten τ _k ^k dazu bestimmt ist, den Aus druck des zusammengesetzten Ablagemessungs-Operators ε homogen zu machen.

Wenn die Verarbeitung digital erfolgt, so kann gemäß einem nicht einschränkenden Ausführungsbeispiel τ _k=Te gesetzt werden (für jeden Wert von k von 0 bis N′), worin Te die Abtastperiode ist. Wenn die Verarbeitung analog erfolgt, so kann τ _k gleich der Verarbeitungszeit kontante angesetzt werden. Die (N′+1) Koeffizienten β _k, die für die Wichtung der abgeleiteten Operatoren ε _k (k=0 bis N′) angewendet werden, müssen nämlich nicht nur die Qualität der entsprechenden abgeleiteten Ablage messungs-Operatoren ε _k gegenüber der Ablagemessung des Zielschwerpunktes definieren, sondern sie dürfen darüber hinaus keinerlei Beeinträchtigung der spektralen Dichte des zusammengesetzten Ablagemessungs-Operators ε verur sachen, gleich bei welchem Signal/Rausch-Verhältnis und unabhängig von der Stärke der Zielfluktuation.

Im Falle eines Zieles, das mit keinerlei Fluktuation behaftet ist (oder nur sehr langsame Fluktuationen zeigt), welches jedoch von thermischem Rauschen einge hüllt ist, kann jedoch die spektrale Dichte des zusam mengesetzten Ablagemessungs-Operators, der mittels der Qualitätskoeffizienten β _k berechnet wird, sehr viel größer als die des Ablagemessungs-Rauschoperators e₀ (oder nullte Ableitung des Operators) werden.

Die Qualitätskoeffizienten β _k nach der zweiten Lösung ermöglichen eine bessere Kompensation der relativen Schwankungen der aufeinanderfolgende Ableitungen |P ^(k)| der Leistung P, ohne die spektrale Dichte des zusammen gesetzten Ablagemessungs-Operators gegenüber derjenigen des Ablagemessungs-Rauschoperators zu verschlechtern.

Die nachfolgend angegebenen Berechnungsschritte bilden das erfindungsgemäße Verfahren, wie es in dem Flußdia gramm der Fig. 1 dargestellt ist:

Aus dem Summensignal und dem Differenzsignal , die von der Empfangsantenne abgegeben werden, werden nach einander berechnet:

- das Skalarprodukt Q= · der beiden Signale und sowie die aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen, k von 1 bis N′, dieses Skalarproduktes, d. h. Q ^(k), nach der Zeit;
- die Leistung P=||² des empfangenen Signals und ihre k-ten Ableitungen P ^(k) nach der Zeit für k von 1 bis N′;
- die (N′+1) abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren d. h. die Verhältnisse der Ableitungen Q ^(k) des Skalarproduktes zu den Ableitungen P ^(k) der Leistung p;
- und die Qualitätskoeffizienten β _k, die zu den abgeleite ten Operatoren ε _k gehören und aus der k-ten Ableitung der Leistung P des empfangenen Signals berechnet werden, mit k zwischen 0 und N′; sowie
- der zusammengesetzte Ablagemessungs-Operator

Die Figuren 2a bis 2c, 2a bis 3c, 4a bis 4c und 5 wurden durch digitale Simulierung erhalten, bei welcher das Ziel als aus sechs hellen Punkten (N=6) bestehend angenommen wird, welchen relative Amplituden der reflecktierten Si gnale entsprechen, die folgende Werte haben: zehn, neun, zwei, zwei, zwei, zwei; weiter wird angenommen, daß das Ziel sich relativ zu der Radarantenne bewegt. Die Dia gramme zeigen die zeitliche Veränderung bestimmter Größen. Der gering betrachtete Zeitabschnitt, nämlich 100 ms, verdeutlicht den pseudoperiodischen Charakter der Er scheinungen.

Es wird angenommen, daß der Radarempfänger mit Abtast schaltungen zur Abtastung des Summensignals und des Differenzsignals versehen ist (wobei diese Schaltungen in den Figuren nicht dargestellt sind), die von der An tenne abgegeben werden, und digitale Verarbeitungsschal tungen enthält, welche das Summensignal und das Diffe renzsignal in Form von codierten Abtastproben abgeben.

Die Figuren 2a, 3a und 4a zeigen die Schwankungen des Be trags der k-ten Ableitung P ^(k) der Leistung P=||² des von der Antenne empfangenen Signals für k=0, 1 und 2 (N′=2).

Die Fig. 2b, 3b und 4b zeigen die Schwankungen des ab geleiteten Operators

(worin Q das Skalarprodukt aus Summensignal und Differenzsignal ist), wobei es sich um das Verhältnis der k-ten Ableitung des Skalarpro duktes Q zu der k-ten Ableitung der Leistung P handelt, für k=0, 1 und 2.

In diesen Figuren ist auch eine Gesamtgröße E des Ziels angegeben, um eine Beurteilung des Ablagemeßwertes zu er möglichen, der durch die abgeleiteten Operatoren ε _k (k= 0, 1, 2) geliefert wird, im Vergleich zu der Gesamtgröße E des Zieles und zu dem "Schwerezentrum" der hellen Punkte, die mit ihrer jeweiligen Amplitude behaftet sind.

In diesen Fig. 2b, 3b, 4b ist zu beachten, daß der abgeleitete Ablagemessungs-Operator, der zu verschiedenen Zeitpunkten berechnet wurde, den Bereich des Gesamtgröße E des Zieles verläßt und infolgedessen eine falsche Informa tion liefern würde. Dies gilt besonders im Falle der Fig. 2b für den unbereinigten Ablagemessungs-Operator (k=0), der z. B. in dem zweiten herkömmlichen Verfahren (vgl. Be schreibungseinleitung) verwendet wird, bei welchem die durch ε₀ gelieferte Ablagemeßinformation nur berücksich tigt wird, wenn die Leistung P ^(k) des empfangenen Signals einen bestimmten Schwellwert überschreitet und ein rela tives Maximum erreicht, was im Fall der Fig. 2a und 2b nach einer Meßzeit von 40 ms der Fall ist.

Die Fig. 2c, 3c und 4c zeigen die Qualitätskoeffizien ten β _k (k= 0, 1, 2), die hier verwendet werden und fol gende Werte haben:

β _k ^k=( τ _k · P ^(k) ) ⁿ

mit n=2 und τ _k ^k=Te, worin Te wieder die Abtastperiode bei der Abtastung von Summen- und Differenzsignal ist, die hier 10 ms beträgt.

Die Form der Kurven, welche die Schwankungen von β₀, β₁ und β₂ zeigen (Fig. 2c, 3c, 4c), ist analog den Kurven formen für die Schwankungen von P, |P ⁽¹⁾| und |P ⁽²⁾|.

Fig. 5 zeigt gleichzeitig die Schwankungskurve des beim Stand der Technik verwendeten Ablagemessungs-Rauschopera tors ε₀ und die des zusammengesetzten Ablagemessungs- Operators

wobei die Anzahl von abgeleiteten Operatoren ε _k auf 3 be schränkt ist (N′=2 und k=0, 1, 2). Der Maßstab der Fig. 5 ist gegenüber dem der Fig. 2b, 3b und 4b ge dehnt. Die Gesamtgröße E ist ebenfalls angegeben, um die Qualität des unbereinigten Operators ε₀ mit der des zu sammengesetzten Operators ε vergleichen zu können. Es läßt sich feststellen, daß die Schwankungen des zusammen gesetzten Ablagemessungs-Operators im Verlauf der Zeit vollständig innerhalb der Gesamtgröße E des Zieles liegen, was für den Fall des unbereinigten Operators ε₀ nicht zutrifft.

In den Fig. 2a, 3a und 4a haben die Größen P, |P ⁽¹⁾|, |P ⁽²⁾| niemals zeitlich zusammenfallendes Minima. Wenigstens einer der unbreinigten bzw. abgeleiteten Operatoren ε₀, ε₁, ε₂ ergibt also eine Ablagemessung guter Qualität, und die gewichtete Linearkombination ε weist über den gesamten beobachteten Zeitbereich eine hohe Qualität auf.

Der zusammengesetzte Ablagemeßwert-Operator ε kann als "Augenblickswert" angesehen werden, im Gegensatz zu dem gefilterten oder selektierten Ablagemessungs-Operator bei dem in der Beschreibungseinleitung angegebenen Stand der Technik. Jede Ableitung einer Funktion kann nämlich inner halb einer beliebig kurzen Zeitspanne berechnet werden. In der Praxis werden die Ableitungen über endliche Diffe renzen bestimmt. Die Verarbeitungszeit hängt also nur von der Abtastperiode der Signalabtastung und von der Ord nungszahl k der Ableitung ab.

Die Vornahme einer Filterung von |P ^(k)| im Falle der Koeffizienten β _k nach der ersten Lösung stellt diese so fortige Verfügbarkeit nicht in Frage, denn b _k ist nur ein Wichtungskoeffizient, der auf ε _k angewendet wird.

Das Ziel muß in korrekter Weise von dem Radar verfolgt werden; insbesondere ist eine gute Winkelverfolgung er forderlich, um in der Linearitätszone der Ablagemeßwerte zu bleiben.

Fig. 6a zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Teils eines Verfolgungs-Amplituden-Monopuls-Radarempfängers, bei dem das erfindungsgemäße Verfahren zur Anwendung gelangt und der zusammengesetzte Ablagemessungs-Operator ε wie im Fall der Fig. 5 durch lineare Kombination von drei abge leiteten und unbereinigten Ablagemessungs-Operatoren ε₀, ε₁, ε₂ (k=0, 1, 2) erhalten wird.

Diese Beschränkung der Anzahl von abgeleiteten Operatoren auf drei (N′=2) ergibt, wie auch aus Fig. 5 ersichtlich ist, einen zuverlässigen Ablage-Meßwert ε, im Gegensatz zu dem bloßen Ablagemessungs-Operator ε₀; nichtsdesto weniger handelt es sich um ein nicht einschränkendes Aus führungsbeispiel, das zur Vereinfachung der Beschreibung des Radarempfängers gewählt wurde. Die Anzahl N′ von Ope ratoren ist größer als oder gleich 2.

Die (nicht dargestellte) Antenne erzeugt in bekannter Weise aus den von dem Ziel zurückgeworfenen Signalen das Summensignal und das Differenzsignal, die vor ihrer digi talen Verarbeitung durch den in Fig. 6a gezeigten Radar empfänger abgetastet und dann (in nicht gezeigten) Schal tungen codiert werden, welche das Summensignal und das Differenzsignal abgeben.

Die Untergruppen 1, 2, 3 berechnen jeweils einen der ab geleiteten Ablagemessung-Operatoren ε₀, ε₁, ε₂ aus den abgetasteten und codierten Summen- und Differenzsignalen und .

Die Untergruppen 4, 5, 6 bestimmen die Wichtungskoeffi zienten β₀, β₁, β₂, die der "Qualität" jedes bloßen bzw. abgeleiteten Ablagemessungs-Operators ε₀, ε₁, ε₂ entspre chen.

Schließlich berechnet die Untergruppe 7 aus den abgelei teten bloßem Operatoren ε₀, ε₁, e₂ und den Qualitätskoeffi zienten β₀, β₁, β₂ den zusammengesetzten Ablagemessungs- Operator, welcher gleich der linearen Summe der mit den Qualitätskoeffizienten b₀, β₁, β₂ gewichteten bloßen Ab leitungen ε₀, ε₁, ε₂ ist:

Die erste Untergruppe 1 enthält eine erste Rechenschal tung 11, die das abgetastete und codierte Summensignal empfängt und die Leistung P des empfangenen Signals als Quadrat ||² des Betrages des Eingangssignals berechnet. Die erste Rechenschaltung kann eine Gleichrichterschaltung in Reihe mit einer Multiplizierschaltung (nicht darge stellt) enthalten, die an jedem ihrer beiden Eingänge das gleichgerichtete Signal empfängt. Die Untergruppe 1 ent hält ferner eine zweite Rechenschaltung 12, welche an ihren beiden Eingängen die abgetasteten und codierten Summen- und Differenzsignale und empfängt und das Skalarprodukt Q= · die beiden Signale berechnet.

Die beiden Signale P und Q, welche von den beiden Rechen schaltungen 11 und 12 ausgegeben werden, gelangen an den Eingang einer Teilerschaltung 13, die das Verhältnis Q/P Q/P=ε₀ berechnet, d. h. den abgeleiteten Ablagemessungs- Operator nullter Ordnung des bloßen Ablagemessungs-Opera tors.

Die zweite Untergruppe 2 enthält zwei Differenzierschal tungen 21 und 22, von denen die erste das Ausgangssignal P der ersten Rechenschaltung 11 und die zweite das Aus gangssignal Q der zweiten Rechenschaltung 12 empfängt und welche die Signale P ⁽¹⁾ und Q ⁽¹⁾ abgeben, also die ersten zeitlichen Ableitungen der an ihre Eingänge angelegten Signale P und Q. Die Untergruppe 2 enthält ferner eine Teilerschaltung 23, die von den Ausgangssignalen der Differenzierschaltungen 21 und 22, also von den Signalen P ⁽¹⁾ und Q ⁽¹⁾, gespeist wird und den abgeleiteten Ablage messungs-Operator ε₁ erster Ordnung ausgibt.

Die Signale P ⁽¹⁾ und Q ⁽¹⁾ gelangen ferner zu den Eingängen einer dritten und einer vierten Differenzierschaltung 31, 32, die mit einer Teilerschaltung 33 die dritte Untergrup pe 3 bilden. Diese beiden Differenzierschaltungen 31 und 32 geben die Ausgangssignale P ⁽²⁾ und Q ⁽²⁾ aus, die der Ab leitung der Eingangssignale P ⁽¹⁾ und Q ⁽¹⁾ nach der Zeit, also der zweiten Ableitung nach der Zeit der Signale P und Q entsprechen, die von der ersten bzw. zweiten Rechen schaltung 11, 12 ausgegeben werden. Die Signale P ⁽²⁾ und Q ⁽²⁾ gelangen an die Eingänge der Teilerschaltung 33, die aus ihnen das Verhältnis

berechnet, also die zweite Ableitung des Ablagemessungs-Operators.

Für eine größere Anzahl von abgeleiteten Ablagemessungs- Operatoren (N′<2) werden die Operatoren ε _k durch Unter gruppen berechnet, die jeweils aus zwei Differenzierern und einer Teilerschaltung wie die Untergruppen 2 und 3 ge bildet sind.

Die Untergruppen 4, 5, 6 bestimmen die Qualitätskoeffizien ten β _k (k=0, 1, 2) für die Wichtung der bloßen und abge leiteten Ablagemessung-Operatoren ε _k.

Wenn die Koeffizienten β _k gemäß der ersten Lösung, wie be reits unter Bezugnahme auf Fig. 1 erwähnt, gleich Null oder gleich dem Verhältnis

gesetzt werden, worin A _k=|P ^(k)| der Betrag der k-ten Ableitung der Leistung k des empfangenen Signals und |P ^(k)|_f der gefilterte Wert A _kf der Größe A _k=|P ^(k)| ist, so können die Untergruppen 4, 5, 6 in vollkommen gleicher Weise wie in Fig. 6b gezeigt und weiter unten unter Bezug nahme auf diese Figur beschrieben wird, ausgebildet werden.

Das Signal |P ^(k)|, das für die erste Untergruppe 4 durch die erste Rechenschaltung 11 (k=0) für die Untergruppe 5 durch den ersten Differenzierer 21 (k=1) oder für die Untergruppe 6 durch den dritten Differenzierer 31 (k=2) ausgegeben wird, wird durch die Schaltung 10 gleichge richtet.

Das gleichgerichtete Signal A _k=|P ^(k)| ist an den Eingang einer Normierungsschaltung 20 angelegt. Diese Schaltung 20 enthält z. B. ein Filter 201, das an den ersten Eingang einer Teilerschaltung 202 ein gefiltertes Signal |P ^(k)|_f abgibt, während der zweite Eingang dieser Teilerschaltung 202 das Ausgangssignal |P ^(k)| des Gleichrichters 10 emp fängt. Die Teilerschaltung 202 berechnet das Verhältnis

der Eingangssignale, wobei dieses Verhältnis α _k ein nor malisierter Wert des gleichgerichteten Signals A _k=|P ^(k)| und ferner ein unkorrigierter Wert des Qualitätskoeffi zienten β _k ist.

Wie bereits oben erwähnt wurde, führen kleine Werte von |P ^(k)| zu Fehlern von ε _k, die unterdrückt werden können, wenn der entsprechende Qualitätskoeffizient β _k zu Null angesetzt wird. Der Vergleich des oben definierten Ver hältnisses a _k mit dem Schwellwert σ _k wird durch eine Schaltung 30 durchgeführt, die ein Impulssignal Y abgibt, dessen Pegel folgende Werte hat:

- "0", wenn |P ^(k)|≦σ _k · |P ^(k)|_f
- "1", wenn |P ^(k)|<σ _k · |P ^(k)|_f

Dies kann z. B. durch eine Multiplizierschaltung 301 und eine Vergleicherschaltung 302 verwirklicht werden, welche die Schaltung 30 bilden.

Die Multiplizierschaltung 301 empfängt das Signal |P ^(k)|_f vom Ausgang des Filters 201 der Normierschaltung 20 und aus einem äußeren, nicht dargestellten Speicher einen Schwellwert τ _k, um das Signal τ _k · |P ^(k)|_f an den Eingang des Vergleichers 302 abzugeben. Der zweite Eingang des Vergleichers 302 empfängt das Signal |P ^(k)| vom Ausgang der Gleichrichterschaltung 10.

Das Impulssignal Y vom Ausgang des Vergleichers 302 und das Signal

das von der Teilerschaltung 202 der Normierschaltung 20 ausgegeben wird, werden jeweils an einen der beiden Eingänge einer Multiplizierschaltung 40 angelegt, deren Ausgangssignal β _k gleich dem Verhältnis α _k ist, wenn dieses Verhältnis größer als σ _k ist, und gleich Null ist, wenn dieses Verhältnis kleiner als oder gleich σ _k ist.

Dieser korrigierte Wert β _k wird für die Wichtung der bloßen abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren ε _k in der Untergruppe 7 der Fig. 6a verwendet: β₀ (k=0) für die Untergruppe 4, β₁ (k=1) für die Untergruppe 5, β₂ (k=2) für die Untergruppe 6.

Wenn die Qualitätskoeffizienten β _k (k=0, 1, 2) für die Wichtung der abgeleiteten bloßen Ablagemessungs-Operatoren ε _k der zweiten Lösung gleich dem Ausdruck [τ _k ^k · P ^(k)]ⁿ gewählt werden, so können die Untergruppen 4, 5, 6 in völlig gleicher Weise wie in Fig. 6c gezeigt, ausgebildet werden.

Das Signal P ^(k), das für die Untergruppe 4 durch die erste Rechenschaltung 11 (k=0), für die Untergruppe 5 durch den ersten Differenzierer 21 (k=1) und für die Untergruppe 6 durch den dritten Differenzierer 31 (k=2) ausgegeben wird, wird in einer Schaltung 100 mit einer Konstante multipli ziert, nämlich der mit der Zeit homogenen Konstante τ _k, nachdem ihre k-te Potenz in einer Potenzierschaltung 200 berechnet wurde, mit k=0 (also τ _k ^k=1) für die Unter gruppe 4, k=1 (also τ _k ^k=τ _k) für die Untergruppe 5 und k=2 (also τ _k ^k=τ _k²) für die Untergruppe 6 und für die in Fig. 6a gezeigte Ausführungsform. Das Ergebnis τ _k ^k · P ^(k) wird dann in einer Schaltung 300 in die n-te Potenz er hoben (n≧2), so daß diese Schaltung 300 den Wichtungs koeffizient β _k=( τ _k ^k · P ^(k) ) ⁿ abgibt.

Die letzte Untergruppe 7, welche die gewichtete Kombina tion der Operatoren ε _k durchführt, enthält drei Multi plizierschaltungen 71, 72, 73, die jeweils einem der abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren sowie den zugehö rigen Qualitätskoeffizienten empfängt, also ε₀ für die Ordnungszahl Null des bloßen Operators (vom Ausgang der Untergruppe 1), ε₁ für die Ordnungszahl Eins (vom Aus gang der Untergruppe 2), ε₂ für die Ordnungszahl Zwei (vom Ausgang der Untergruppe 3) sowie β₀ (vom Ausgang der Untergruppe 4), β₁ (vom Ausgang der Untergruppe 5) und β₂ (vom Ausgang der Untergruppe 6). Die Multiplizie rer 71, 72, 73 geben die Signale β₀ · ε₀ bzw. β₁ · ε₁ bzw. β₂ · ε₂ aus.

Die Untergruppe 7 enthält ferner zwei Addierschaltungen 74 und 75. Die erste Addierschaltung 74 empfängt an ihren drei Eingängen jeweils die drei Signale β₀ · ε₀ bzw. β₁ · ε₁ b₂ · ε₂ von den Ausgängen der Multiplizierschaltungen 71 bzw. 72 bzw. 73 und gibt das Signal β₀ · ε₀+b₁ · ε₁+β₂ · ε₂ aus. Die zweite Addierschaltung 75 empfängt an ihren drei Eingängen jeweils die Signale β₀, β₁, β₂ vom Ausgang der Untergruppe 4 bzw. 5 bzw. 6 und gibt ein Signal β₀+β₁+β₂ ab.

Schließlich umfaßt die Untergruppe 7 eine Teilerschaltung 76, welche durch die Ausgangssignale der Addierschaltungen 74 und 75 gespeist wird und den zusammengesetzten Ablage messungs-Operator ausgibt, also das Verhältnis ihrer bei den Eingangssignale:

Wie bereits weiter oben erwähnt wurde, kann der so erhal tene Ablagemessungs-Operator ε als augenblicklich zur Ver fügung stehend angesehen werden, denn er steht nach einer Zeitspanne zur Verfügung, welche von der Abtastperiode und der maximalen Ordnungszahl (N′≧2) der abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren abhängt, welche in die Berech nung des zusammengesetzten Operators ε eingehen.

Der somit praktisch sofort oder unmittelbar zur Verfügung stehende zusammengesetzte Ablagemessungs-Operator ε, wel cher durch das erfindungsgemäße Verfahren erhalten wird, ist mit nur geringen Fluktuationsstörungen behaftet und ermöglicht eine bessere Zielverfolgung hinsichtlich Ver folgungspräzision und Meßzeit.

Claims

1. Verfahren zur Verarbeitung des Winkelfluktuations rauschens in einem Monopulsradar, dadurch gekennzeichnet, daß es nacheinander die folgenden Berechnungsschritte um faßt, ausgehend von dem Summensignal - und dem Differenz signal , welche durch die Antenne gewonnen werden und deren Phase mit der Zeit variiert:

- Berechnung der aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen Q ^(k) des Skalarproduktes Q= · des Summensignals und des Differenzsignals nach der Zeit von k=0 bis k=N′ (N′≧2);
- Berechnung der aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen P ^(k) der Leistung P=||² des empfangenen Signals, das gleich dem Quadrat des Betrages des Summensignals ist, nach der Zeit von k=0 bis k=N′;
- Berechnung der (N′+1) abgeleiteten Ablagemessungs- Operatoren für k=0 bis k=N′; und
- Berechnung des zusammengesetzten Ablagemessungs-Opera tors ε nach folgender Beziehung: worin die (N′+1) Wichtungskoeffizienten β _k für k=0 bis k=N′ Koeffizienten sind, welche von der Qualität der abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren ε _k abhängen, die ihnen entsprechen, verglichen mit dem Ablagemeßwert des Zielschwerpunktes.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Qualitätskoeffizienten β _k proportional zu dem Betrag A _k=|P ^(k)| der Ableitung der Leistung P des empfangenen Signals nach der Zeit sind.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn zeichnet, daß die Qualitätskoeffizienten β _k jeweils gleich dem folgenden Verhältnis gesetzt werden: worin |P ^(k)|_f ein gefilterter Wert von A _k ist.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Qualitätskoeffizienten b _k gleich Null gesetzt werden, wenn A _k=|P ^(k)| kleiner als ein oder gleich einem positiven Schwellwert P _k ist.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die (N′+1) Qualitätskoeffizienten β _k, mit k von 0 bis N′ folgende Werte haben: β _k=( τ _k ^k · P ^(k) ) ⁿworin τ _k eine mit einer Zeit homogene Konstante und n eine ganze natürliche Zahl gleich 2 oder größer als 2 ist.

6. Monopuls-Radarempfänger zur Durchführung des Ver fahrens nach einem der Ansprüche 5, in Verbindung mit einer Monopuls-Antenne, welche die von dem verfolgten Ziel zurückgeworfenen Signale empfängt und das Summen signal sowie das Differenzsignal erzeugt, und Abtast- und Codiereinrichtungen, welche das codierte Summen signal und das codierte Differenzsignal abgeben, dadurch gekennzeichnet, daß sie ferner enthält:

- erste Rechenmittel (11, 21, 31) zur Berechnung der aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen P ^(k) der Lei stung P=||² des empfangenen Signals nach der Zeit für k zwischen 0 und N′ (N′≧2);
- zweite Rechenmittel (12, 22, 32) zur Berechnung der aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen Q ^(k) des Ska larproduktes Q= · aus dem Summensignal und dem Differenzsignal nach der Zeit für k zwischen 0 und N′;
- dritte Rechenmittel (13, 23, 33) zur Berechnung des abgeleiteten Ablagemessungs-Operators der Ordnungszahl k zwischen 0 und N′, welcher gleich dem Verhältnis der k-ten Ableitungen des Skalarproduktes Q= · zu der Leistung P=||² nach der Zeit ist;
- vierte Rechenmittel (4, 5, 6) zur Berechnung des Ko effizienten β _k, der jeweils einem abgeleiteten Ablage messungs-Operator ε _k der Ordnungszahl k zwischen 0 und N′ zugeordnet ist und die Qualität des Operators ε _k bezogen auf den Ablagemeßwert des Zielschwerpunktes kennzeichnet;
- fünfte Rechenmittel (7) zur Berechnung des zusammen gesetzten Ablagemessungs-Operators ε, der gleich der Linearkombination der mit den Qualitätskoeffizienten β _k gewichteten (N′+1) abgeleiteten Ablagemessungs- Operatoren ε _k ist.

7. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeich net, daß die ersten Rechenmittel enthalten:

- eine erste Rechenschaltung (11) zur Berechnung der Leistung P⁰=P=||² des empfangenen Signals aus dem abgetasteten und codierten Summensignal , in Reihe mit
- einer Mehrzahl N′ von Differenzierern (21, 31), die in Serie geschaltet sind, wobei der Differenzierer mit der Ordnungszahl k die Ableitung des an seinen Eingang angelegten Signals P^(k-1) nach der Zeit be rechnet.

8. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeich net, daß die zweiten Rechenmittel enthalten:

- eine erste Rechenschaltung (12) zur Berechnung des Skalarproduktes Q⁰=Q= · aus dem Summensignal und dem Differenzsignal , nachdem diese abgetastet und codiert wurden, in Reihe mit
- einer Mehrzahl von N′ Differenzierern (22, 32), die in Serie angeordnet sind, wobei der Differenzierer mit der Ordnungszahl k die Ableitung des an seinem Eingang angelegten Signals Q ^(k-1) nach der Zeit be rechnet.

9. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekenn zeichnet, daß die dritten Rechenmittel eine Mehrzahl von (N′+1) Teilern enthalten, wobei der Teiler mit der Ordnungszahl k zwischen 0 und N′ an seinem ersten Ein gang das von den ersten Rechenmitteln (11, 21, 31) ab gegebene Signal P ^(k) und an seinem zweiten Eingang das von den zweiten Rechenmitteln (12, 22, 32) abgegebene Signal Q ^(k) empfängt, um das Verhältnis ε _k des zweiten Eingangssignals zu dem ersten Eingangssignal zu berech nen.

10. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekenn zeichnet, daß die vierten Rechenmittel eine Mehrzahl von (N′+1) Schaltungen (4, 5, 6) enthalten, wobei die Schaltung der Ordnungszahl k zwischen 0 und N′ zusammen gesetzt ist aus:

- einer ersten Schaltung (10), welche den Betrag A _k des Signals P ^(k) berechnet, das durch die ersten Rechen mittel (11, 21, 31) ausgegeben wird;
- eine Normierschaltung (20) zur Normierung des Betra ges A _k des Signals P ^(k);
- eine Schwellwertschaltung (30), welche ein Impuls signal (Y) abgibt, dessen Pegel "0" für Werte von A _k ist, die kleiner als oder gleich einem positiven Schwellwert (P _k) sind, und gleich "1" für Werte von A _k ist, die größer als dieser Schwellwert (P _k) sind,
- eine Multiplizierschaltung (40), die das von der Nor mierschaltung (20) ausgegebene normierte Betragssi gnal A _k sowie das Impulssignal (Y) empfängt, welches von der Schwellwertschaltung (30) abgegeben wird, und den Qualitätskoeffizienten ( β _k) abgibt.

11. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeich met, daß die vierten Rechenmittel eine Mehrzahl von (N′+1) Schaltungen (4, 5, 6) enthalten, wobei die Schal tung der Ordnungszahl k von 0 bis N′ zusammengesetzt ist aus:

- einer ersten Rechenschaltung (200), welche eine Zeit konstante ( τ _k) in die k-te Potenz erhebt und einen Ho mogenisierungskoeffizienten ( t _k ^k ) abgibt an den Eingang einer
- zweiten Rechenschaltung (100), welche das Produkt aus dem von den ersten Rechenmitteln (11, 21, 31) abgege benen Signal P ^(k) und dem Homogenisierungskoeffizien ten ( τ _k ^k ) abgibt, der von der ersten Rechenschaltung (200) abgegeben wird, und
- einer dritten Rechenschaltung (300), welche das von der zweiten Rechenschaltung (100) abgegebene Produkt ( τ _k ^k · P ^(k) in die n-te Potenz erhebt (n≧2) und den Qualitätskoeffizienten β _k=( τ _k ^k · P ^(k) ) ⁿ an den Ein gang der fünften Rechenmittel (7) abgibt.

12. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekenn zeichnet, daß die fünften Rechenmittel enthalten:

- eine Mehrzahl von (N′+1) Multiplizierschaltungen (71, 72, 73), wobei die Multiplizierschaltung mit der Ordnungszahl k zwischen 0 und N′ an ihrem ersten Ein gang den Qualitätskoeffizienten ( β _k) der Ordnungszahl k empfängt, welcher durch die vierten Rechenmittel (4, 5, 6) ausgegeben wird, und an ihrem zweiten Ein gang den abgeleiteten Ablagemessung-Operator ( ε _k) der Ordnungszahl k empfängt, der durch die dritten Rechen mittel (13, 23, 33) abgegeben wird, und das Produkt ( β _k · ε _k) der an ihre Eingänge angelegten beiden Signale abgibt;
- eine erste Addierschaltung (74) mit (N′+1) Eingängen, die jeweils durch eines der Ausgangssignale ( β _k · ε _k) der (N′+1) Multiplizierschaltungen (71, 72, 73) ge speist werden, wobei diese Addierschaltung (74) die algebraische Summe ihrer Eingangssignale abgibt:
- eine zweite Addierschaltung (75) mit (N′+1) Eingängen, die jeweils durch einen der Qualitätskoeffizienten ( β _k) gespeist werden, welche durch die vierten Rechenmittel (4, 5, 6) berechnet werden, wobei diese Addierschaltung (75) die algebraische Summe ihrer Eingangssignale ab gibt: und
- eine Teilerschaltung (76), die an ihrem ersten Eingang das Ausgangssignal der ersten Addierschaltung (74) und an ihrem zweiten Eingang das Ausgangssignal der zweiten Addierschaltung (75) empfängt und das zusammengesetzte Ablagemessungs-Signal ε ausgibt, welches gleich dem Verhältnis des ersten Eingangs signals zu dem zweiten Eingangssignal ist.