DE3330043C2

DE3330043C2 - Ladungsverstärkerschaltung

Info

Publication number: DE3330043C2
Application number: DE19833330043
Authority: DE
Inventors: Reinhard Boschanig; Gerhard Dipl.-Ing. Graz Wöss
Original assignee: AVL Gesellschaft fuer Verbrennungskraftmaschinen und Messtechnik mbH
Current assignee: AVL List GmbH
Priority date: 1982-08-26
Filing date: 1983-08-19
Publication date: 1986-07-24
Also published as: DE3330043A1; AT377132B; ATA322482A; CH660267A5

Abstract

Um die Drift der Ausgangsspannung infolge von Eingangsleckströmen zu vermeiden und damit einen quasistatischen Meßbetrieb trotz Unempfindlichkeit gegen Überspannungen zu ermöglichen, ist am Ausgang des Ladungsverstärkers eine Schaltungsanordnung mit einem Gleichspannungsverstärker, einem A/D-Wandler, D/A-Wandler und Widerstand vorgesehen, welche vor der Messung in einer Abgleichphase automatisch die Eingangsleckströme durch einen von ihr erzeugten Strom Ic kompensiert und diesen Strom während der anschließenden Meßphase konstant hält. Unter Zuhilfenahme eines weiteren, mit dem im Ladungsverstärker angeordneten typengleichen, Operationsverstärkers kann der Eingangsleckstrom grob hinsichtlich Temperatureinflüssen vorkompensiert werden, womit der A/D-Wandler nur eine Feinkompensierung durchzuführen hat und entsprechend geringere Auflösung haben kann.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Ladungsverstärkerschaltung mit einem Operationsverstärker, einem Gegenkopplungskondensator zwischen invertierendem Eingang und Ausgang des Operationsverstärkers und einer Rückstelleinrichtung zur Entladung des Gegenkopplungskondensators.

Bei beispielsweise in piezoelektrischen Meßsystemen

1) Extrem hochohmige MOSFET-Eingangsschaltungen, die sich für quasistatischen Meßbetrieb eignen, jedoch den Nachteil haben, daß sie empfindlich gegenüber Überspannungen sind.

2) J-FET-Eingangsschaltungen, die wegen der Eingangsleckströme mit Gegcrikopplungswiderstand (Fig· 1) betrieben werden und deshalb nur für dynamische Messungen geeignet sind.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Ladungsverstärkerschaltung der eingangs genannten Art zu realisieren, die quasistatischen Meßbetrieb erlaubt und zusätzlich unempfindlich gegenüber Überspannungen ist.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß zur Kompensation der Drift der Ausgangsso spannung des Ladungsverstärkers der Ausgang des Ladungsverstärkers über einen nachgeschalteten Gleichspannungsverstärker mit einem A/D-Wandler verbunden ist, daß der A/D-Wandler einen Eingang aufweist, über welchen er so steuerbar ist, daß er — mit fixer Abtastrate laufend τ- das ihm vom Gleichspannungsverstärker zugeführte Analogsignal digitalisiert (Zustand »ABGLEICHEN«), bzw. daß er den zuletzt begonnenen Digitalisierungsvorgang beendet und den letzten Digitalwert festhält (Zustand »MESSEN«), daß der Ausgang des A/D-Wandlers mit einem D/A-Wandler verbunden ist, dem das Ausgangssignal des A/D-Wandlers zugeführt ist, und daß der Analogausgang des D/A-Wandlers über einen Widerstand mit dem Signaleingang des Operationsverstärkers verbunden ist, womit vor einer Messung (Zustand »ABGLEICHEN«) die Eingangslecks?röme durch einen über den Widerstand gelieferten und während der anschließenden Meßphase konstant gehaltenen Strom /_c kompensierbar sind.

Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung besteht in der Verwendung eines zusätzlichen zweiten, typengleichen Operationsverstärkers, der so angeordnet ist, daß er im Betrieb der Schaltung möglichst gleiche Temperatur wie der erste Operationsverstärker aufweist und welcher mit Hilfe eines Rückkopplungswiderstandes, eines am Ausgang angeordneten Potentiometers und eines den Potentiometerabgriff mit dem Signaleingang des ersten Operationsverstärkers verbindenden Widerstandes einen Strom Ic erzeugt, der annähernd gleich groß ist und gleichen Temperaturgang wie der Strom !in am Signaleingang des ersten Operationsverstärkers aufweist und dadurch diesen Strom grob vorkompensiert, womit über den Gleichspannungsverstärker, A/D-Wandler, D/A-Wandler und Widerstand nur mehr der Strom /_c zur Feinkompensierung erzeugt wird. Damit kann der Eingangsleckstrom mit Hilfe der zusätzlichen Schaltung grob hinsichtlich Temperatureinflüssen vorkompensiert werden, wodurch der A/D-Wandler geringere Auflösung haben kann, da er nur die Feinkompensierung durchzuführen hat.

Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird für den A/D-Wandler eine Austührungsform verwendet, welche vom Prinzip her Eingangssignal mit Netzfrequenz oder einem Vielfachen der Netzfrequenz unterdrückt

Die Erfindung wird an einigen Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine Ladungsverstärkerschaltung bekannter Art,

F i g. 2 eine Gegenüberstellung von dynamischen und quasistatischem Verhalten,

Fig.3 eine Ausführung gemäß der Erfindung im Blockschaltplan und

F i g. 4 und 5 je eine weitere Ausführungsform gemäß der Erfindung in gleicher Darstellungsweise.

Gleiche Teile sind mit denselben Bezügszeichen versehen.

Die Summe aller im Eingangskreis auftretenden Leckströme verursacht eine Drift der Ausgangsspannung, welche üblicherweise dadurch begrenzt wird, daß man (vergleiche Schaltplan F i g. 1) parallel zum Gegenkoppluingskondensator Ci, einen Widerstand R\ schaltet. Der Widerstand R\ bewirkt, daß die Ausgangsspannung Lh nur bis zu jenem Wert driftet, bei dem der Strom /| gleich groß wie die Summe aller Leckströme (hso + Un) ist. Durch den Widerstand R\ wird aber auch der Kondensator Q entladen, der die vom nicht dargestellten Aufnehmer abgegebene Ladung (Nutzsignal) speichert. Diese Entladung hat den Nachteil, daß wegen der Zeitkonstante Ri C\ nur kurze Meßzeiten ohne Signalverzerrungen möglich sind.

Der Unterschied zwischen dynamischen und quasistatischem Verhalten einer derartigen Anordnung wird in F i g. 2 dargestellt. Die gestrichelten Linien 23,25 und 27 zeigen das Driftverhalten, die Sprungantwort und den Frequenzgang für den quasistatischen Ladungsverstärker; die Kurven 24,26 und 28 zeigen dieselben Charakteristik;! für den dynamischen Ladungsverstärker. Man sieht, daß beim dynamischen Ladungsverstärker entsprechend der Kurve 24 die Drift begrenzt bleibt, was aber den Nachteil mit sich bringt, daß die untere Grenzfrequenz entsprechend Kurve 28 nicht mehr Null ist und außerdem ein Rechtecksignal entsprechend Kurve 26 verzerrt wiedergegeben wird.

Der eigentliche erfindungsgemäße Ladungsverstärker besteht gemäß Fig.3 aus dem Operationsverstärker 1 und dem Gegenkopplungskondensator 2. Ohne die nachfolgend beschriebene Kompensationsschaltung würde der Ausgang 3 des Ladungsverstärkers eine Drift der Ausgangsspannung aufweisen, die von den Strömen

4 (lis) und 5 (Iiso) verursacht wird.

Die genannte Kompensationsschaltung weist einen Gleichspannungsverstärker 6, einen A/D-Wandler 7, einen D/A-Wandler 8 und einen Widerstand 9 auf. Ober den Eingang 18 kann der A/D-Wandler 7 so gesteuert werden, daß er — mit fixer Abtastrate laufend — das ihm vom Gleichspannungsverstärker 6 zugeführte Analogsignal digitalisiert (Zustand »ABGLEICHEN«), oder daß er den zuletzt begonnenen Digitalisierungsvorgang beendet und anschließend den letzten Digitalwert festhält (Zustand »MESSEN«). Mit dem D/A-Wandler 8 wird das digitale Ausgangssignal des A/D-Wandlers 7 wieder in ein analoges Spannungssignal zurückgewandelt. Dieses Spannungssignal wird dem Widerstand 9 zugeführt wodurch ein Strom 10 (I_c) in den Summierpunkt 11 des Operationsverstärkers 1 fließt

Im Zustand »ABGLEICHEN« bildet die beschriebene Schaltung mit den Elementen 6,7. >, 9 zusammen mit dem Ladungsverstärker 1,2 einen geschlossenen Regelkreis. Die Eingangsleckströme 4 und 5 würden eine Drift der Ausgangsspannung 3 verursachen; diese Spannung wird jedoch verstärkt und dem A/D-Wandler zugeführt, wodurch über den D/A-Wandler- und den Widerstand 9 ein Kompensationsstrom 10 entsteht, welcher die Eingangsleckströme 4 und 5 kompensiert und somit der Drift der Ausgangsspannung 3 entgegenwirkt. Die Ausgangsspannung 3 wird dadurch auf einen vernachlässigbar kleinen Wert gehalten. Es wird also nicht nur der Eingangsleckstrom 4 (Us) der Eingangsstufe des Operationsverstärkers 1 kompensiert, sondern darüberhinaus auch noch ein eventuell fließender Isolationsleckstrom 5 (Iiso)· Dieser Isolationsleckstrom 5 wird einerseits durch die temperaturabhängige Eingangsoffsetspannung des Operationsverstärkers 1 und andererseits durch der. Isolationswiderstand eines angeschlossenen nicht dargestellten Meßwertaufnehmers, beispielsweise eines piezoelektrischen Meßwertaufnehmers, mit Kabel und Stecker bestimmt. Durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist es daher möglich, auch mit Aufnehmern und Kabeln, die keine extrem hohe Isolation aufweisen, etwa mit Isolationswerten bis herab zu 10⁹ Ohm, quasistatisch zu messen.

Im Zustand »MESSEN« ist der Regelkreis unterbrochen, da sonst auch das Nutzsignal auf Null geregelt würde. Der vom Regelkreis zuletzt eingestellte Kompensationsstrom 10 (Ic) bleibt erhalten, solange sich das

so System im Zustand »MESSEN« befindet, da sein Wert von der am Ausgang des A/D-Wandlers 7 anstehenden digitalen Information bestimmt wird.

Die Leckströme 4 unc¹ 5 ändern sich nur langsam, da 3>e vjrviegend exemplar- und temperaturabhängig sind. Sie werden daher auch während der Zeitspanne, in der sich das System im Zustand »MESSEN-« befindet, mit genügender Genauigkeit vom konstanten Strom IC (7,^ kompensiert.

Durch den auf'ösungsbedingten Quantisierungsfehler des A/D-Wandlers 7 können die Leckströme 4 (lis) und

5 (Iiso) durch den Strom 10 (Ι_ς) nicht exakt kompensiert werden. Die Präzision der Regelung ist somit abhängig von Offsetspannung und VerstärkungsfaKtor des Verstärkers 6 und von der Auflösung des A/D-Wandlers 7.

Ist der notwendige Variationsbereich des Kompensationsstromes groß und soll gleichzeitig der Quantisierungsfehler klein gehalten werden, ist ein hochauflösender A/D-Wandler notwendig.

Bei der Ausführung nach F i g. 4 sind der erste Operationsverstärker 1 und ein zweiter Operationsverstärker

12 typengleich und so in der Schaltung angeordnet, daß sie möglichst gleiche Temperaturen haben. Der Operationsverstärker 12 erzeugt mit Hilfe des Widerstandes

13 eine Spannung am Ausgang 16, welche proportional seinem Eingangsstrom 17 ist

Bei den typengleichen Operationsverstärkern ändern sich die Eingangsleckströme in Abhängigkeit der Temperatur nach der gleichen Gesetzmäßigkeit.

Wird das Potentiometer 14 z. B. bei Raumtemperatur so eingestellt, daß der Strom 15 (ic) dem Strom 4 (Un) entspricht, so bleibt das Gleichgewicht auch dann zumindest annähernd erhalten, wenn sich die Temperatur ändert.

Der Regelkreis (1, 2,6, 7, 8, 9), wie zu F i g. 3 bereits beschrieben, muß nun nur noch die Differenz der Ströme 15 (Ic) und 4 (I_1n) und den Strom 5 (Iiso) kompensieren.

Der Gegenkopplungskondensator 2 kann dabei mit Hilfe der in Fig.5 dargestellten zusätzlichen Schaltungselemente 19, 20,21 entladen werden. Dieser Vorgang erfolgt immer am Beginn einer Abgleichphase, wobei über den Eingang 18 und die monostabile Kippstufe 19 das Relais 20 so gesteuert wird, daß der Kontakt 21 kurzzeitig geschlossen wird. Dies bewirkt, daß am Anfang kürzzeitig geschlossen wird. Dies bewirkt, daß am Anfang des Abgleichvorganges der Gegenkopplungskondensator 2 bereits entladen ist und somit die Dauer des Abgleichvorganges verkürzt wird.

Im Eingangskreis des Ladungsverstärkers fließen nicht nur Leckströme, sondern unter Umständen auch von benachbarten Netzleitungen induzierte Fehlerströme. Diese Ströme sind Wechselströme und sollen daher nicht von der Kompensationseinrichtung 6,7,8,9 kornpensiert werden, da ansonsten der Kompensationsstrom Ϊ0 (Ic) bei Beendigung des Abgleichvorganges um den zu diesem Zeitpunkt fließenden Augenbiickswert des Fehlerwechselstromes verfälscht wird. Aus diesem Grund wird für den A/D-Wandler eine Ausführungsform verwendet, welche vom Prinzip· her Eingangssignale mit Netzfrequenz oder einem Vielfachen der Netzfrequenz unterdrückt

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

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Claims

Patentansprüche:

1. Ladungsverstärkerschaltung mit einem Operationsverstärker, einem Gegenkopplungskondensator zwischen invertierendem Eingang und Ausgang des Operationsverstärkers und einer Rückstelleinrichtung zur Entladung des Gegenkopplungskondensators, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kompensation der Drift der Ausgangsspannung des Ladungsverstärkers der Ausgang (3) des Ladungsverstärkers über einen nachgeschalteten Gleichspannungsverstärker (6) mit einem A/D-Wandler (7) verbunden ist, daß der A/D-Wandler (7) einen Eingang (18) aufweist, über welchen er so steuerbar ist, daß er — mit fixer Abtastrate laufend — das ihm vom Gleichspannungsverstärker (6) zugeführte Analogsignal digitalisiert (Zustand »ABGLEICHEN«), bzw. daß er den zuletzt begonnenen Digitalisierungsvorgang beendet und den letzten Digitalwert festhält (Zustand »MESSEN«), daß der Ausgang des A/D-Wandiers (7) mit einem D/A-Wandler (8) verbunden ist, dem das Ausgangssignal A/D-Wandler (7) zugeführt ist, und daß der Analogausgang des D/A-Wandlers (8) über einen Widerstand (9) mit dem Signaleingang des Operationsverstärkers (1) verbunden ist, wocnit vor einer Messung (Zustand »ABGLEICHEN«) die Eingangsleckströme (4 und 5) durch einen über den Widerstand (9) gelieferten und während der anschließenden Meßphase konstant gehaltenen Strom l_c (10) kompensierbar sind.

2. Ladungsverstärke^rschalt-.*ng nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Verwendung eines zusätzlichen zweiten, typengleichcn Operationsverstärkers (12), der so angeordnet ist, dab er im Betrieb der Schaltung möglichst gleiche Temperatur wie der erste Operationsverstärker (1) aufweist und welcher mit Hilfe eines Rückkopplungswiderstandes (13), eines am Ausgang angeordneten Potentiometers (14) und eines den Potentiometerabgriff mit dem Signaleingang des ersten Operationsverstärkers (1) verbindenden Widerstandes (22) einen Strom Ic (15) er zeugt, der annähernd gleich groß ist und gleichen Temperaturgang wie der Strom /w(4) am Signaleingang des ersten Operationsverstärkers (1) aufweist, und dadurch diesen Strom grob vorkompensiert, womit über den Gleichspannungsverstärker (6), A/D-Wandler (7), D/A-Wandler (8) und Widerstand (9) nur mehr der Strom /_c (10) zur Feinkompensierung erzeugt wird.

3. Ladungsverstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß für den A/D-Wandler (7) eine Ausführungsform verwendet wird, welche vom Prinzip her Eingangssignale mit Netzfrequenz oder einem Vielfachen der Netzfrequenz unterdrückt.

verwendeten Ladungsverstärkern ist es notwendig, möglichst hochisolierende Eingangsstufen zu verwenden; das heißt, die Eingangsleckströme sollen sehr klein sein, damit sie keine störende Drift der Ausgangsspannung verursachen. Diese Forderung wird üblicherweise durch die Verwendung einer sehr hochohmigen Eingangsstufe (MOSFET, J-FET) und einer hochisoliert ausgeführten Leitungsführung für die Eingangsleitung erfüllt MOSFET-Eingangsstufen haben den Nachteil,

ίο daß sie gegenüber Überspannungen sehr empfindlich sind. Bei Spannungen über etwa 100 V wird der MOS-FET meist durch einen Durchschlag zerstört. Obwohl im normalen Betrieb durch das Ladungsverstärker-Prinzip die Spannung am Eingang auf Null bleibt, können in manchen Fällen höhere Spannungen auftreten; z. B. durch Berührung oder beim Anschließen eines Kabels bzw. Aufnehmers. Es ist zwar bekannt, die extrem hochohmige MOSFET-Eingangsstufe gegen Überspannungen zu schützen; die in Frage kommenden Schutzelemente (Zenerdioden, Halbleiterdioden, Überspannungsableiter) verschlechtern jedoch die Isolationseigenschaften und bewirken daher Leckströme.

J-FET-Eingangsstufen haben gegenüber MOSFET-Eingangsstufen den Vorteil, daß sie nicht empfindlich

gegen Überspannungen sind, sie haben jedoch gegenüber MOSFET-Eingangsstufen einen größeren Leckstrom, der zudem stark temperaturabhängig ist. Je 8° C Temperaturerhöhung verdoppelt sich beim J-FET der Leckstrom.

Nach dem heutigen Stand der Technik gibt es demnach zwei Grundtypen von Eingangsschaitungen für Ladungsverstärker: