DE3328194C1 - Method and arrangement for eliminating the effect of interference signals on a pulse radar - Google Patents

Abstract

In einem Impulsradar mit mehreren Empfangskanälen (45 1 bis 45 n ) sind Umschalter (46) vorgesehen, um die Zeittore für die Entfernung zu definieren. Die Umschalter erzeugen Störimpulse (76), die sich den Nutzsignalen (72) überlagern können, wenn die Folgefrequenz (f R ) verändert wird, um die Zweideutigkeiten der Entfernungsmessung zu beseitigen. Diese Schwierigkeit wird eliminiert, indem die auf die Zwischenfrequenz umgesetzten Signale durch ein Rauschen, das ein relativ breites Spektrum hat, vor den Umschaltern moduliert werden. Hinter den Umschaltern werden die Zwischenfrequenzsignale mit Hilfe desselben Rauschsignals demoduliert. Die Bandbreite des benutzten Rauschsignals ist ausreichend, damit die Höhe des verbreiterten Spektrums der Störsignale ausreichend niedrig ist, um nicht die Erfassung der Nutzsignale zu stören, und zwar ungeachtet der Folgefrequenz.In a pulse radar with several receiving channels (45 1 to 45 n) changeover switches (46) are provided in order to define the time gates for the distance. The changeover switches generate interference pulses (76) which can be superimposed on the useful signals (72) when the repetition frequency (f R) is changed in order to eliminate the ambiguities of the distance measurement. This difficulty is eliminated by modulating the signals converted to the intermediate frequency by a noise that has a relatively broad spectrum in front of the switches. Behind the switches, the intermediate frequency signals are demodulated using the same noise signal. The bandwidth of the noise signal used is sufficient so that the level of the broadened spectrum of the interference signals is sufficiently low so that the detection of the useful signals is not disturbed, regardless of the repetition frequency.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Radar und betrifft insbesondere ein Radar, bei dem Höchstfrequenzimpulse in wiederholten Intervallen ausgesandt werden. Die da­ für aufgefangenen Echoimpulse werden sowohl zeitmäßig als frequenzmäßig analysiert, um Daten bezüglich der Ent­ fernung eines Ziels vom Ursprung jedes Echos und seiner Relativgeschwindigkeit in bezug auf das Radar zu liefern.The invention relates to and relates to a radar especially a radar with the highest frequency pulses be sent at repeated intervals. The one there for captured echo pulses are both timed as frequency analyzed to provide data regarding the Ent remove a target from the origin of each echo and its To provide relative speed with respect to the radar.

Wenn die Folge- oder Wiederholfrequenz der gesendeten Impulse relativ hoch ist, entspricht in Anbetracht der Entfernung des Ziels der unmittelbar nach dem Senden ei­ nes Impulses empfangene Echoimpuls nicht der Rückstreu­ ung des letzteren, sondern der eines Impulses, der meh­ rere Perioden früher gesendet worden ist. Der zeitliche Abstand zwischen dem Empfang eines Echos und dem unmit­ telbar vorangehenden Sendezeitpunkt liefert somit nur ein zweideutiges Maß der Entfernung zwischen dem Radar und dem Ziel. Ein bekanntes Verfahren zum Beseitigen der Zweideutigkeit dieses Maßes besteht darin, die Impulsfol­ gefrequenz auf diskontinuierliche oder kontinuierliche Weise zu verändern, je nach den angewandten Verfahren.If the following or repetition frequency of the broadcast Impulse is relatively high, considering the Removal of the target immediately after sending egg The received echo pulse is not the backscatter the latter, but that of an impulse, the more  earlier periods has been sent earlier. The temporal Distance between receiving an echo and the immediate telbar preceding broadcast time thus only delivers an ambiguous measure of the distance between the radar and the goal. A known method for removing the The ambiguity of this measure is the impulse fol frequency on discontinuous or continuous How to change, depending on the procedures used.

Die Modifizierung der Impulsfolgefrequenz in einem Radar bringt eine Schwierigkeit hervor. Um das Analysieren des Empfangszeitpunkts jedes Echos in bezug auf die Sende­ zeit des unmittelbar vorhergehenden Impulses zu gestat­ ten, bildet die Periode zwischen dem Senden von zwei Im­ pulsen eine in aufeinanderfolgende Zeittore oder -inter­ valle unterteilte Empfangszeit. Das Erfassen eines Echos in einem solchen bestimmten Zeitintervall liefert somit eine Angabe über den Abstand zwischen dem Empfangszeit­ punkt dieses Echos und dem Sendezeitpunkt des unmittelbar vorhergehenden Impulses. Das Unterteilen der Empfangszeit in Zeitintervalle erfolgt durch zeitlich gestaffelte Um­ schaltungen von Empfangskanälen in den Empfangsschaltun­ gen des Schaltradars. Zu diesem Zweck enthält jeder Em­ pfangskanal einen Umschaltkreis, der gestattet, in die­ sen Kanal die Signale einzulassen, die während eines be­ stimmten Bruchteils der Empfangszeit empfangen werden. Das Arbeiten dieses Umschaltkreises drückt sich daher im Ver­ laufe der aufeinanderfolgenden Empfangsperioden durch ei­ ne Aufeinanderfolge von Schließungen und Öffnungen mit der Impulsfolgefrequenz aus.The modification of the pulse repetition frequency in a radar creates a difficulty. To analyze the Time of reception of each echo in relation to the transmission time of the immediately preceding pulse ten, forms the period between sending two Im pulse one into successive time gates or times valle divided reception time. Detecting an echo delivers in such a certain time interval an indication of the distance between the reception time point of this echo and the transmission time of the immediate previous impulse. Dividing the reception time in time intervals is done by staggered um circuits of receive channels in the receive circuit against the switching radar. For this purpose, each contains Em pfangskanal a switching circuit that allows in the channel to let the signals in during a be certain fraction of the reception time can be received. The Working of this switching circuit is therefore expressed in the ver run the consecutive reception periods through egg ne sequence of closings and openings with the pulse repetition frequency.

Das Arbeiten von solchen Umschaltern ist die Quelle von Störsignalen mit der Impulsfolgefrequenz und deren har­ monischen Frequenzen. Diese Störsignale resultieren einer­ seits aus den Betätigungssignalen der Umschalter selbst (im allgemeinen statische Schaltkreise, wie beispielswei­ se Dioden) und andererseits aus Streukapazitäten und -in­ duktivitäten, die auf die plötzlichen Öffnungs- und Schließübergänge der Empfangskanäle reagieren.Working of such switches is the source of Interference signals with the pulse repetition frequency and their har monic frequencies. These interference signals result in one partly from the actuation signals of the switch itself (Generally static circuits, such as  se diodes) and on the other hand from stray capacitances and -in ductivities due to the sudden opening and closing Locking transitions of the receiving channels react.

Es ist wichtig, daß die Nutzechosignale und insbesondere Signale, deren Frequenz in bezug auf die Sendefrequenz verschoben ist (Doppler-Effekt ungleich null), in den ent­ sprechenden Empfangskanälen (Entfernungstoren) präzise erfaßt werden können. Infolgedessen ist es üblich, die Empfangsschaltungen des Radars so auszubilden, daß die Nutzsignale und insbesondere die Signale, die einem von null verschiedenen Doppler-Effekt entsprechen, nach der Umsetzung zwischen die harmonischen Spektrallinien der Im­ pulsfolgefrequenz fallen. Eine herkömmliche Maßnahme, um das zu erreichen, besteht darin, die Zwischenfrequenz, um die die empfangenen Höchstfrequenzechos umgesetzt werden, um sie zu verstärken und zu verarbeiten, mit einem Viel­ fachen der Impulsfolgefrequenz zusammenfallen zu lassen.It is important that the useful echo signals and in particular Signals whose frequency is related to the transmission frequency is shifted (Doppler effect not equal to zero), into the ent speaking receiving channels (distance gates) precisely can be detected. As a result, it is common that Train receiving circuits of the radar so that the Useful signals and in particular the signals that one of correspond to zero different Doppler effect, according to Implementation between the harmonic spectral lines of the Im pulse rate fall. A conventional measure to to accomplish this is to use the intermediate frequency which the received maximum frequency echoes are implemented, to reinforce and process them with a lot times the pulse repetition frequency to coincide.

Diese Technik kann jedoch nicht mehr angewandt werden, wenn sich die Impulsfolgefrequenz verändert, und insbe­ sondere dann nicht, wenn diese Veränderung vorgenommen wird, um die Zweideutigkeiten der Entfernung und/oder der Geschwindigkeit zu beseitigen.However, this technique can no longer be used if the pulse repetition frequency changes, and in particular especially not if this change has been made will resolve the ambiguities of distance and / or Eliminate speed.

Zur Lösung dieses Problems ist bereits vorgeschlagen worden, für jeden Empfangskanal zwei doppelte Umschaltungen auszuführen, die zwei Zeitfenster in jedem Empfangsintervall definieren. Das Zeitintervall, das die beiden Fenster trennt, wird so gewählt, daß die aus diesen Um­ schaltungen resultierenden Störsignale gegenphasig sind. Sie heben sich dann selbst gegenseitig auf, und es bleibt nur das Nutzsignal übrig, wenn es in dem be­ treffenden Empfangskanal vorhanden ist.To solve this problem it has already been proposed for to perform two double switching operations on each receiving channel Define two time windows in each reception interval. The time interval that separates the two windows is chosen so that those from these order circuits resulting interference signals are out of phase. You lift then each other and only the useful signal remains, if it is in the be  receiving channel is available.

Diese Technik erfordert, wenn sie wirksam ist, jedoch Syn­ chronisationen mit großer Präzision, insbesondere wenn die Ordnung der Harmonischen der betreffenden Impulsfolge­ frequenz hoch ist. Daraus folgen eine gewisse technische Komplexität und der Zwang, auf extrem genaue Quarzzeitge­ ber zurückzugreifen, deren Gebrauch in gewissen Fällen, in denen eine relativ einfache, robuste und konstengünsti­ ge Realisierung erwünscht ist, nicht immer ganz einfach ist.However, this technique, when effective, requires syn Chronizations with great precision, especially when the order of the harmonics of the pulse train concerned frequency is high. From this follow a certain technical Complexity and the constraint on extremely precise quartz times to resort to, their use in certain cases, in which a relatively simple, robust and inexpensive implementation is not always easy is.

Es ist demgemäß Aufgabe der Erfindung, eine Möglichkeit zu schaffen, die zu vermeiden gestattet, daß die Störsignale aufgrund der Umschaltung der Empfangskanäle eines Impuls­ radars die Erfassung der Echos stören, und zwar ins­ besondere dann, wenn die Impulsfolgefrequenz variabel ist.It is accordingly an object of the invention to provide a way create that allows to avoid the spurious signals due to the switching of the reception channels of a pulse radars interfere with the detection of the echoes, namely into the especially if the pulse repetition frequency is variable.

Zur Lösung dieser Aufgabe schafft die Erfindung ein Ver­ fahren, bei dem ein Höchstfrequenzimpulssignal, das auf eine Zwischenfrequenz umgesetzt wird, empfangen und das umgesetzte Signal abgeschnitten wird, damit nur ein Teil dieses Signals empfangen wird, der insbesondere einem Zeittor oder einem Entfernungstor in wenigstens einem Em­ pfangskanal entspricht. Dieses Verfahren ist dadurch ge­ kennzeichnet, daß das Höchstfrequenzimpulssignal mit dem um ein gespreiztes Rauschsignal spektral verbreiterten Frequenzsignal vor dem Unterteilen moduliert wird; und daß das nach dem Unterteilen erhaltene Signal mit Hilfe desselben rauschgespreizten Frequenzsignals demoduliert wird. Dadurch wird die spektrale Form der Nutzsignale praktisch wiederhergestellt, während das Spektrum der durch das Abschneiden hervorgerufenen Störsignale auf ein Niveau verbreitert wird, das gegen­ über dem der so wiederhergestellten Nutzsignale klein ist. To achieve this object, the invention creates a ver drive where a maximum frequency pulse signal that is on an intermediate frequency is implemented, received and that converted signal is cut off so that only a part this signal is received, in particular one Time gate or a distance gate in at least one Em pfang channel corresponds. This procedure is ge indicates that the maximum frequency pulse signal with that around spread noise signal spectrally broadened frequency signal before Dividing is modulated; and that that obtained after dividing Signal demodulated using the same noise spread frequency signal becomes. This makes the spectral form of the useful signals practical restored while cutting off the spectrum of the caused interference is broadened to a level that against above which the useful signal thus restored is small.  

Auf diese Weise werden die Nutzsignale durch das Rausch­ signal mit relativ breitem Band nacheinander moduliert und demoduliert. Infolgedessen ist am Ende dieser beiden Operationen die Form ihres Spektrums relativ wenig be­ einflußt. Im Gegenteil, die Störsignale, die durch das Abschneiden hervorgerufen werden, erfahren lediglich ei­ ne dieser Modulationen. Das hat zur Folge, daß ihr Spek­ trum verbreitert wird. Da die Gesamtleistung der Stör­ signale konstant bleibt, ist die Verbreiterung ihres Spektrums von einer Verkleinerung ihrer Amplitude in ei­ nem Ausmaß begleitet, das der Breite dieser Spektrums­ verbreiterung und dem Band der anschließenden Signalverarbei­ tung entspricht. Rein harmonische Signale werden in dem Empfangsband verarbeitet. Wenn sie moduliert werden, wird dagegen die mittlere Energie verbreitert, während der verbleibende Teil in dem Verhältnis von Modulations­ band zu Verarbeitungsband gedämpft wird. Das Verhältnis kann Werte in der Größenordnung von 30 dB erreichen.In this way, the useful signals are caused by the noise signal modulated in succession with a relatively wide band and demodulated. As a result, these two end up Operations the shape of their spectrum be relatively little influenced. On the contrary, the interference signals caused by the Cutting off are only experienced ne of these modulations. As a result, your spec is widened. Because the overall performance of the sturgeon signals remains constant is the broadening of theirs Spectrum from a decrease in their amplitude in egg to the extent that the breadth of this spectrum broadening and the band of subsequent signal processing tung corresponds. Purely harmonic signals are in the Receiving band processed. If they are modulated, the mean energy is broadened while the remaining part in the ratio of modulation band to processing band is steamed. The relationship can reach values in the order of 30 dB.

Die Bandbreite des für die Modulation benutzten Rauschsignals ist vorzugsweise kleiner als die Impuls­ folgefrequenz. Sie kann ungefähr gleich der Hälfte die­ ser Frequenz sein. Dieser Wert hat gestattet, sehr zu­ friedenstellende Resultate zu erzielen, wobei die Nutz­ signale mit Pegeln wiederhergestellt werden, die im we­ sentlichen ihrem Ausgangspegel entsprechen, wohingegen der Pegel der so verbreiterten Störsignale mit dem des thermischen Rauschens zusammenfällt, das normalerweise den Betrieb der Empfangsschaltungen des Radars nachtei­ lig beeinflußt.The bandwidth of that used for the modulation Noise signal is preferably less than the pulse repetition frequency. It can be about half that frequency. This value has allowed very much achieve satisfactory results, with the benefit signals are restored with levels that are in the we correspond substantially to their output level, whereas the level of the broadened interference signals with that of thermal noise that usually coincides the operation of the receiving circuits of the radar lig influenced.

Die Erfindung schafft außerdem eine Anordnung zur Durch­ führung des vorstehend beschriebenen Verfahrens, wobei die Anordnung zum Eliminieren der Auswirkung von Störsignalen aufgrund der Umschaltung der Empfangskanäle bzw. Entfernungstore eines Impuls-Dopp­ ler-Radargerätes mit variabler Impuls-Wiederholungsfrequenz einen von dem empfangenen Höchstfrequenzimpulssignal beaufschlagten Zwischen­ frequenzumsetzer, einen Umschalter für wenigstens einen Empfangs­ kanal bzw. ein Entfernungstor und eine nachgeschaltete Doppler-Filter­ bank umfaßt. Die Anordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß dem mit den empfangenen Höchstfrequenzimpulssignalen beaufschlagten und dem Umschalter für die Empfangskanäle bzw. Entfernungstore vorgeschalteten Zwischenfrequenzumsetzer eine Signalquelle zugeordnet ist, welche ein um ein gespreiztes Rauschsignal spektral verbreitertes Frequenzsignal an den Zwischenfrequenzumsetzer anlegt; und daß dem Umschalter ein weiterer Umsetzer nachgeschaltet ist, welchem das um ein gespreiztes Rauschsignal spektral verbreitertes Frequenzsignal ebenfalls zur Demodu­ lation des vom Umschalter erhaltenen Signals zugeführt ist.The invention also provides an arrangement for through implementation of the method described above, the Arrangement for eliminating the effect of interference signals due to the Switching the reception channels or distance gates of a pulse double  Radar device with variable pulse repetition frequency one of the received intermediate frequency pulse signal frequency converter, a switch for at least one reception channel or a distance gate and a downstream Doppler filter bank includes. The arrangement is characterized in that with the received maximum frequency pulse signals and the Switch for the reception channels or distance gates upstream Intermediate frequency converter is assigned a signal source, which is a frequency signal broadened spectrally by a spread noise signal creates the intermediate frequency converter; and that the switch is followed by another converter, which is a spread Noise signal spectrally broadened frequency signal also for demodulation tion of the signal received from the switch is supplied.

Das Signal zur Bandspreizung wird vorzugsweise von einem Zufallsgene­ rator erzeugt, der sowohl Modulations- als auch Demodulationsschaltungen versorgt. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist auch vorgesehen, daß das gespreizte Rauschsignal einerseits durch Superhead-Überlagerung mit den Höchstfrequenzimpulssignalen verknüpft ist, um die modulierte Zwischenfrequenzsignale zu erzeugen, und daß andererseits das gespreizte Rauschsignal durch Infrahead-Überlagerung mit den Zwischenfrequenzsig­ nalen verknüpft ist, um die Nutzsignale zu erzeugen.The signal for spreading the spectrum is preferably from a random gene rator generates both modulation and demodulation circuits provided. According to a preferred embodiment, it is also provided that that the spread noise signal on the one hand through superhead superimposition associated with the maximum frequency pulse signals to the modulated To generate intermediate frequency signals, and that on the other hand, the spread Noise signal due to infrahead overlay with the intermediate frequency sig nals is linked to generate the useful signals.

Weitere Ausgestaltungen sind Gegenstand von Unteransprüchen.Further developments are the subject of subclaims.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnah­ me auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:An embodiment of the invention is hereinafter referred to with reference me described in more detail on the drawings. Show it:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Radars, bei dem die Erfindung angewandt wird, und Fig. 1 is a block diagram of a radar to which the invention is applied, and

Fig. 2A und 2B ein Diagramm der Signale, das die Erläuterungen der Arbeitsweise des Radars veranschaulicht. Figs. 2A and 2B is a diagram of signals illustrating the explanation of the operation of the radar.

Ein Radar (Fig. 1) enthält eine Antenne 12, die mit einem Duplexer 14 verbunden ist, der zu der Antenne 12 Höchstfrequenzsignale aus einem Sender 16 überträgt, welcher mit einer Frequenz F_O (beispielsweise von mehreren Gigahertz) durch eine Steuersignalquelle 18 gesteuert wird. Der Sender 16 wird durch eine Synchronisations­ schaltung 20 während der Zeitintervalle, die dem Senden von Impulsen mit der Frequenz F_O entsprechen, mit einer Impulsfolgefrequenz f_R betätigt (Steuerleitung 22).A radar ( FIG. 1) includes an antenna 12 which is connected to a duplexer 14 which transmits to the antenna 12 maximum frequency signals from a transmitter 16 which is controlled by a control signal source 18 at a frequency F _O (e.g. several gigahertz) , The transmitter 16 is operated by a synchronization circuit 20 during the time intervals, which correspond to the transmission of pulses with the frequency F _O , with a pulse repetition frequency f _R (control line 22 ).

Die Echoimpulse, die durch die Antenne 12 aufgefangen werden, werden über den Duplexer 14 zu dem Eingang 23 ei­ nes Mischers 24 übertragen, der an seinem anderen Eingang 25 ein Signal aus dem Überlagerungsoszillator mit der Fre­ quenz F_O + F₁ empfängt und eine Überlagerungsfrequenzum­ setzung bewirkt. Das Signal an dem Eingang 25 wird von einem Einseitenband (ESB)-Umsetzer 28 geliefert, dessen einer Eingang 29 mit der Sendefrequenz F_O versorgt wird und dessen anderer Eingang 30 die Ausgangsfrequenz F₁ eines Oszillators 32 empfängt, dessen Frequenz sich in ei­ nem Band ändert, das sich in diesem Beispiel von -125 kHz bis +125 kHz um eine Nennfrequenz F_i von 500 MHz erstrec­ ken kann.The echo pulses, which are picked up by the antenna 12 , are transmitted via the duplexer 14 to the input 23 of a mixer 24 , which receives at its other input 25 a signal from the local oscillator with the frequency F _O + F ₁ and a local frequency settlement causes. The signal at the input 25 is supplied by a single sideband (ESB) converter 28 , one input 29 of which is supplied with the transmission frequency F ₀ and the other input 30 receives the output frequency F _{1 of} an oscillator 32 , the frequency of which is in a band changes that in this example from -125 kHz to +125 kHz by a nominal frequency F _i of 500 MHz.

Der Oszillator 32 besteht aus einer Kapazitätsdiode, deren Kapazität mit Hilfe eines Befehls an ihrem Eingang 33 in Form eines Zufallssignals elektronisch veränderbar ist. Dieses Zufallssignal wird von einem weißes Rauschen er­ zeugenden Digitalgenerator 34 oder Pseudozufallsgenera­ tor geliefert, dessen Videoausgangsfrequenz f_a sich in einem Band von 0 bis 125 kHz mit einem ebenen Spektrum ändert. Das Ausgangssignal dieses Generators wird zu dem Eingang 33 über eine Differenzierschaltung 36 in Form eines Konden­ sators übertragen, der das Spektrum des an den Oszilla­ tor 32 angelegten Zufallssignals in ein Spektrum mit po­ sitiver Steigung umwandelt. Der Oszillator 32 wird so mit einem Modulationsfaktor ΔF/F, der im wesentlichen kon­ stant bleibt, zufallsgewobbelt. Das Signal des zufalls­ gewobbelten Oszillators 32 wird außer an den Eingang 30 des ESB-Umsetzers 28 an einen Eingang 38 eines Mischers 40 angelegt, dessen anderer Eingang 42 mit den Ausgangs­ signalen F_VCO eines frequenzveränderlichen Oszillators 61, dessen Aufgabe weiter unten noch näher erläutert ist, versorgt wird.The oscillator 32 consists of a capacitance diode, the capacitance of which can be changed electronically with the aid of a command at its input 33 in the form of a random signal. This random signal is supplied by a white noise generating digital generator 34 or pseudo random generator, whose video output frequency f _a changes in a band from 0 to 125 kHz with a flat spectrum. The output signal of this generator is transmitted to the input 33 via a differentiating circuit 36 in the form of a capacitor which converts the spectrum of the random signal applied to the oscillator 32 into a spectrum with a positive slope. The oscillator 32 is thus randomly swept with a modulation factor ΔF / F which remains essentially constant. The signal of the randomly swept oscillator 32 is applied to the input 30 of the ESB converter 28 to an input 38 of a mixer 40 , the other input 42 of which contains the output signals F _{VCO of} a variable-frequency oscillator 61 , the task of which is explained in more detail below , is supplied.

Der Mischer 24 für die Umsetzung der Höchstfrequenzecho­ impulse, die er an seinem Eingang 23 empfängt, überträgt Signale, deren Mittenfrequenz in diesem Beispiel bei ei­ ner Frequenz von 500 MHz liegt, zu einem Zwischenfre­ quenzverstärker 44. Dessen Ausgang ist mit den Eingängen von n parallelen Verarbeitungs- oder Entfernungsempfangs­ kanälen 45 ₁ bis 45 _n verbunden. Diese Kanäle haben den gleichen Aufbau, weshalb im folgenden nur der Kanal 45 _i beschrieben wird. Er enthält einen Abschneideumschalter 46, der durch die Synchronisationsschaltung 20 mit der Impulsfolgefrequenz F_R über eine Leitung 47 betätigt wird. Dieser Umschalter schließt und öffnet den Durchgang von Signalen zu dem Eingang 49 eines Filters 48. Das Filter 48 dient in den Schaltungen zur Verarbeitung von Radar­ signalen mit der Zwischenfrequenz in einem herkömmlichen Zweck. Es reicht aus, um die empfangenen Impulse durch­ zulassen, eliminiert aber die Möglichkeiten der Bildzu­ sammenfaltung (repliement d'image) und einen Teil der Störsignale und des Rauschens, die jeden der Empfangska­ näle nachteilig beeinflussen.The mixer 24 for the implementation of the maximum frequency echo pulses, which it receives at its input 23 , transmits signals whose center frequency in this example is at a frequency of 500 MHz to an intermediate frequency amplifier 44 . Its output is connected to the inputs of n parallel processing or distance reception channels 45 ₁ to 45 _n . These channels have the same structure, which is why only channel 45 _{i is} described below. It contains a clipping switch 46 which is actuated by the synchronization circuit 20 with the pulse repetition frequency F _R via a line 47 . This switch closes and opens the passage of signals to the input 49 of a filter 48 . The filter 48 is used in the circuits for processing radar signals with the intermediate frequency in a conventional purpose. It is sufficient to allow the received impulses through, but eliminates the possibilities of image replication (repliement d'image) and part of the interference signals and noise, which adversely affect each of the receive channels.

An dem Ausgang des Filters 48 gelangen die Signale in ei­ ne neue Frequenzumsetzeinrichtung 50, deren Ausgangssi­ gnale 51 eine relativ niedrige Frequenz haben, hier bei­ spielsweise etwa zwanzig Megahertz und an den Eingang 52 einer Dopplervorfiltrierschaltung 53 angelegt werden, die ihrerseits mit den Eingängen 54 ₁ bis 54 _n einer Dopp­ lerfiltergruppe 55 verbunden ist. Der Ausgang 56 des Filters 53 ist außerdem in einer Ausführungsform für die Verfolgung eines Ziels, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, mit einer Geschwindigkeitstorschaltung 58 verbunden, die aus einem Diskriminator besteht, dessen Ausgang 59 eine Spannung liefert, die sich mit dem Doppler-Effekt verändert, welcher der Geschwindigkeit des Ziels ent­ spricht. Der Ausgang 59 ist mit dem Spannungssteuerein­ gang 60 des spannungsgesteuerten Oszillators 61 ver­ bunden, der infolgedessen an seinem Ausgang das Signal F_VCO erzeugt, das zu der erfaßten Geschwindigkeit pro­ portional ist. Die Ausgangssignale des Mischers 40 wer­ den über ein Bandpaßfilter 62 (dessen Kenndaten in Ab­ hängigkeit von den Kenndaten des Bandpaßfilters 48 ge­ wählt werden, wie im folgenden noch näher erläutert) an den zweiten Eingang 63 des Mischers 50 angelegt werden, um diesem ein Infradynüberlagerungsoszillatorsignal der Frequenz F₁-F_VCO zu liefern. Aufgrund der Schleife, die die Geschwindigkeitstorschaltung 58 und den spannungsge­ steuerten Oszillator 61 zur Frequenzfolgeregelung enthält, wird die Frequenz an dem Ausgang 51 des Mischers 50 durch Regelung im wesentlichen in der Mitte des Bandes der Dopplerfilterschaltung 53 gehalten.At the output of the filter 48 , the signals arrive in a new frequency conversion device 50 , the output signals 51 of which have a relatively low frequency, here, for example, about twenty megahertz, and are applied to the input 52 of a Doppler pre-filtering circuit 53 , which in turn is connected to the inputs 54 ₁ to 54 _n a Dopp lerfiltergruppe 55 is connected. The output 56 of the filter 53 is also connected, in one embodiment for tracking a target, as shown in FIG. 1, to a speed gate circuit 58 , which consists of a discriminator, the output 59 of which supplies a voltage which is related to the Doppler -Effect changed, which corresponds to the speed of the target. The output 59 is connected to the voltage control input 60 of the voltage-controlled oscillator 61 , which consequently generates the signal F _VCO at its output, which is proportional to the detected speed. The output signals of the mixer 40 who the via a bandpass filter 62 (the characteristics of which are selected depending on the characteristics of the bandpass filter 48 ge, as explained in more detail below) are applied to the second input 63 of the mixer 50 , in order to give this an Infradyn heterodyne oscillator signal Frequency F ₁ -F _VCO to deliver. Due to the loop, which includes the speed gate circuit 58 and the voltage controlled oscillator 61 for frequency sequence control, the frequency at the output 51 of the mixer 50 is kept by control essentially in the middle of the band of the Doppler filter circuit 53 .

Bei 70 ist das Spektrum der Hauptspektrallinie des Höchst­ frequenzimpulses dargestellt, der durch die Antenne 12 empfangen und in Form eines Impulses 72 durch den Duplexer 14 zu dem Umsetzer 24 übertragen wird. Wegen der Ver­ breiterung der Umsetzfrequenz F_i über einem Band von un­ gefähr 250 kHz in diesem Beispiel wird das Spektrum des Zwischenfrequenzimpulses 74, der dem Impuls 72 entspricht, so verbreitert, wie es in Fig. 1 dargestellt ist. Der Impuls 74 wird auf einem der Empfangskanäle 45 ₁ bis 45 _n durch den betreffenden Umschalter 46 übertragen. Die Dauer des Schließens desselben ist gleich der Dauer eines ge­ sendeten Impulses. Die Anzahl n der Empfangskanäle ist so, daß, da die Schließungen der Umschalter 46 versetzt sind, die kombinierte Schließzeit dieser Umschalter das Intervall zwischen zwei gesendeten Impulsen oder Empfangs­ intervall überdeckt. Deshalb werden die Ausgangssignale des Verstärkers 44 notwendigerweise zu einem der Kanäle 45 ₁ bis 45 _n übertragen. Die Öffnungs- und Schließungs­ frequenz der Umschalter 46 ist gleich f_R. Auf jedem Em­ pfangskanal drücken sich die Öffnungen und Schließungen der Umschalter durch Störimpulse 76 aus, die sowohl aus dem eigentlichen Betätigungsimpuls des Umschalters als auch aus Öffnungs- und Abschaltübergangsvorgängen auf­ grund von Streuelementen oder parasitären Kapazitäten resultieren.At 70 , the spectrum of the main spectral line of the maximum frequency pulse is shown, which is received by the antenna 12 and transmitted in the form of a pulse 72 by the duplexer 14 to the converter 24 . Because of the broadening of the conversion frequency F _i over a band of approximately 250 kHz in this example, the spectrum of the intermediate frequency pulse 74 , which corresponds to the pulse 72 , is broadened as shown in FIG. 1. The pulse 74 is transmitted on one of the reception channels 45 ₁ to 45 _n by the relevant switch 46 . The duration of the same closing is equal to the duration of a transmitted pulse. The number n of reception channels is such that, since the closings of the changeover switches 46 are offset, the combined closing time of these changeover switches covers the interval between two transmitted pulses or the reception interval. Therefore, the output signals of the amplifier 44 are necessarily transmitted to one of the channels 45 ₁ to 45 _n . The opening and closing frequency of the switch 46 is equal to f _R. On each receiving channel, the openings and closings of the changeover switch are expressed by interference pulses 76 , which result both from the actual actuation pulse of the changeover switch and from opening and shutdown transition processes due to stray elements or parasitic capacitances.

In der Praxis ist versucht worden, die Arbeitsweise von solchen Schaltern zu verbessern, um Störsignale wie die Störimpulse 76 auf Höhen zu verkleinern, bei denen sie die Erfassung der auf die Zwischenfrequenz umgesetzten und den Nutzechos entsprechenden Impulse nicht stören können. Die Versuche, die unternommen worden sind, um das zu erreichen, erfordern jedoch relativ komplizierte und kostspielige Anordnungen, ohne daß wirklich zufrie­ denstellende Resultate erzielt werden können. Die Erfin­ dung gestattet, Störsignale wie die Störimpulse 76 zu be­ seitigen, die durch Umschaltkreise erzeugt werden, welche auf diesem Gebiet üblich und verfügbar sind. Diese Im­ pulse können ausreichend große Pegel erreichen, um, wenn sie mit dem Frequenzspektrum eines Nutzimpulses zusammen­ fallen, letzteren zu maskieren.In practice, attempts have been made to improve the operation of such switches in order to reduce interference signals such as interference pulses 76 to levels at which they cannot interfere with the detection of the pulses converted to the intermediate frequency and corresponding to the useful echoes. The attempts that have been made to achieve this, however, require relatively complex and costly arrangements without really satisfactory results. The invention allows interference signals such as the interference pulses 76 to be eliminated, which are generated by switching circuits which are customary and available in this field. These pulses can reach sufficiently high levels to mask the latter if they coincide with the frequency spectrum of a useful pulse.

Die Impulse 76 und 74 werden über das Filter 48 an den Eingang der Frequenzumsetzstufe 50 angelegt. Diese em­ pfängt an ihrem Überlagerungsoszillatoreingang 63 ein Signal F₁-F_VCO, dessen Spektrum so verbreitert ist, daß es gleich dem an dem Eingang 25 des Umsetzers 24 ist. Da jedoch die Schaltung eine Infradynüberlagerungsschaltung ist, drückt sich die Anwendung der Frequenz F_i bei den Ein­ gangssignalen des Mischers 50 durch eine Frequenzdemodu­ lation des Signals 74 mit dem verbreiterten Spektrum und gleichzeitig durch eine Umsetzung auf F_VCO aus. Ein Spek­ trum 78 wird an dem Ausgang 50 des Mischers wiederherge­ stellt, dessen Form der des Spektrums des Nutzechos 72 entspricht, das ursprünglich empfangen wird. Dagegen ist das Spektrum des Störimpulses 76 durch die Überlage­ rungsoperation verbreitert. Die Energie des Störimpul­ ses nimmt wegen seiner Amplitude in dem Ausmaß der Ver­ breiterung seines Spektrums ab und ergibt ein verbrei­ tertes Spektrum 80, das in Fig. 1 schematisch darge­ stellt ist. Trotz der gegenseitigen Frequenzüberdeckung der Spektren des regenerierten Impulses 78 und des Stör­ impulses 80 ist ersterer leicht von letzterem unter­ scheidbar.The pulses 76 and 74 are applied via the filter 48 to the input of the frequency conversion stage 50 . This em receives at its local oscillator input 63 a signal F ₁ -F _VCO , the spectrum of which is broadened so that it is the same as that at the input 25 of the converter 24 . However, since the circuit is an Infradyn superimposition circuit, the application of the frequency F _i in the input signals of the mixer 50 is expressed by frequency demodulation of the signal 74 with the broadened spectrum and at the same time by conversion to F _VCO . A spectrum 78 is restored at the output 50 of the mixer, the shape of which corresponds to that of the spectrum of the useful echo 72 which is originally received. In contrast, the spectrum of the glitch 76 is broadened by the overlay operation. The energy of the Störimpul ses decreases because of its amplitude in the extent of the broadening of its spectrum and results in a widened spectrum 80 , which is shown in FIG . Despite the mutual frequency coverage of the spectra of the regenerated pulse 78 and the interference pulse 80 , the former is easily distinguishable from the latter.

Die anschließenden Filtrieroperationen gestatten die frequenzmäßige Lokalisierung des Impulses 78 und die passende Regelung der um den spannungsgesteuerten Folge­ regeloszillator 61 gebildeten Folgeregelschleife.The subsequent filtering operations permit the frequency localization of the pulse 78 and the appropriate regulation of the sequence control loop formed around the voltage-controlled sequence oscillator 61 .

Die Kenndaten des Filters 62 werden so gewählt, daß die Laufzeit des durch das Zufallsrauschen modulierten Si­ gnals durch dieses Filter hindurch bis zu dem Mischer 50 gleich der der Zwischenfrequenzsignale ist, die durch dieses Rauschen moduliert sind und durch das Filter 48 übertragen werden. Diese Bedingung ist für die Regenera­ tion mit der größtmöglichen Reinheit des Nutzsignals notwendig.The characteristics of the filter 62 are chosen so that the transit time of the signal modulated by the random noise through this filter to the mixer 50 is equal to that of the intermediate frequency signals modulated by this noise and transmitted by the filter 48 . This condition is necessary for the regeneration with the greatest possible purity of the useful signal.

In Fig. 2A ist das Spektrum der um f_R verschobenen und aus der Umschaltfrequenz des Schalters 46 resultieren­ den Störspektrallinien (Spektrallinien 90-1, 90-2, 90-3, . . . 90-n) dargestellt. Die Amplituden der Störsignale sind in dieser Figur übertrieben groß dargestellt, um die Erläuterung zu erleichtern. Es sind außerdem Nutzim­ pulse dargestellt, die aus Zielechos 92 ₁, 92 ₂, 92 ₃ re­ sultieren. Diese Impulse sind ebenfalls um einen Fre­ quenzwert f_R aufgrund des wiederholten Sendens der Impul­ se getrennt, was sich durch eine Entfernungszweideutig­ keit ausdrücken kann. Das Spektrum nach Fig. 2A kann am Eingang der Dopplerfiltrierschaltung 53 erhalten werden, wenn der Rauschgenerator 34 weggelassen wird. Die Zwi­ schenfrequenz F₁ ist dann stabil und gleich F_i, und die Impulse werden durch den Umsetzer 24 ohne Modifizierung der Breite ihres Spektrums übertragen. Wenn jedoch die Folgefrequenz f_R verändert wird, insbesondere um eine Entfernungszweideutigkeit zu vermeiden, und zwar durch eine geeignete Steuerung 100 der Synchronisationsschal­ tung 20, wird sich die Position der Zinken des Kammes 90-1 bis 90-n bis zu dem Punkt verschieben, wo sie mit den Impulsen 92-1 bis 92-3 zusammenfallen und diese maskie­ ren.In Fig. 2A, the spectrum of f to _R and shifted from the switching frequency of the switch 46 results in the Störspektrallinien (spectral lines 90-1, 90-2, 90-3,... 90-n) is shown. The amplitudes of the interference signals are shown exaggeratedly large in this figure in order to facilitate the explanation. There are also shown useful pulses that result from target echoes 92 ₁ , 92 ₂ , 92 ₃ re. These pulses are also separated by a frequency value f _R due to the repeated transmission of the pulses, which can be expressed by a distance ambiguity. The spectrum of Fig. 2A can be obtained at the input of Dopplerfiltrierschaltung 53 when the noise generator is omitted 34th The intermediate frequency F ₁ is then stable and equal to F _i , and the pulses are transmitted by the converter 24 without modifying the width of its spectrum. However, if the repetition frequency f _{R is} changed, in particular to avoid a distance ambiguity , by means of a suitable control 100 of the synchronization circuit 20 , the position of the teeth of the comb 90-1 to 90 -n will shift to the point where they coincide with the pulses 92-1 to 92-3 and mask them.

Fig. 2B zeigt das Spektrum, das am Eingang des Filters 53 wirklich erhalten wird. Die Impulse 92-1 bis 92-3 sind immer vorhanden. Die Störspektrallinien 90-1 bis 90-n werden in der Frequenz verbreitert und buchstäblich "abgeflacht", um ein Spektrum zu bilden, das dem eines Rauschens 95, welches in der Frequenz im wesentlichen kontinuierlich ist, äquivalent ist. Fig. 2B shows the spectrum that is actually received at the input of filter 53. The pulses 92-1 to 92-3 are always present. Interference spectral lines 90-1 through 90 -n are broadened in frequency and literally "flattened" to form a spectrum equivalent to that of noise 95 which is substantially continuous in frequency.

Zum Erzielen eines wirksamen Resultats empfiehlt es sich, daß die Größe der spektralen Verbreiterung, die bei der Modulation und bei der Demodulation durch die Addition des Zufallssignals erzeugt wird, in derselben Größenord­ nung ist wie die Folgefrequenz und vorzugsweise kleiner als diese. Ein Wert von etwa der Hälfte der Folgefre­ quenz hat sich als geeignet erwiesen, um ein verbreiter­ tes Spektrum wie das Spektrum 95 zu erzeugen, das nach dem Passieren der Filterschaltungen 53 und 55 eine Höhe hat, die in derselben Größenordnung wie die des ther­ mischen Rauschens liegt. To achieve an effective result, it is recommended that the size of the spectral broadening, which is generated in the modulation and in the demodulation by the addition of the random signal, in the same order of magnitude as the repetition frequency and preferably smaller than this. A value of approximately half the repetition frequency has been found to be suitable for producing a widened spectrum such as spectrum 95 which, after passing through filter circuits 53 and 55, has a height which is of the same order of magnitude as that of thermal noise lies.

Auf diese Weise ergeben sich in einem Beispiel, bei dem die Folgefrequenz zwischen 300 und 600 kHz verändert wird, zufriedenstellende Resultate mit einer Bandbreite des Signals F₁ von ungefähr 250 kHz. Es ist keine kon­ struktive spezielle Anordnung mehr erforderlich, um das Spektrum der Nutzimpulse gegenüber dem der Umschaltstör­ signale einzustellen.In this way, in an example in which the repetition frequency is changed between 300 and 600 kHz, satisfactory results are obtained with a bandwidth of the signal F ₁ of approximately 250 kHz. It is no longer necessary to construct a special arrangement in order to adjust the spectrum of the useful pulses to that of the switching interference signals.

Die Anordnung arbeitet ebenso gut in Systemen mit nie­ driger Folgefrequenz, in denen die Zweideutigkeit, mit denen die Messungen behaftet sind, vor allem die Ge­ schwindigkeit nachteilig beeinflußt, als auch in Sy­ stemen mit mittlerer und hoher Folgefrequenz, bei denen Entfernungszweideutigkeiten auftreten. Sie ist besonders wirksam bei Systemen, in denen die Folgefrequenz kon­ tinuierlich verändert wird.The arrangement works equally well in systems with never third repetition frequency, in which the ambiguity, with to which the measurements are afflicted, especially the Ge speed adversely affected, as well as in Sy systems with medium and high repetition frequency, where Distance ambiguities occur. It is special effective for systems in which the repetition frequency is con is being continually changed.

Selbstverständlich können die Infraheterodyn- und Super­ heterodynfunktionen der an die Mischer 24 und 50 ange­ legten Überlagerungsoszillatorsignale vertauscht werden.Of course, the infraheterodyne and super heterodyne functions of the local oscillator signals applied to mixers 24 and 50 can be interchanged.

Claims (9)

1. Verfahren zum Eliminieren der Auswirkung von Störsignalen, die mit der Umschaltung der Empfangskanäle bzw. Entfernungstore eines Puls-Doppler-Radargerätes mit variabler Impulswiederholungsfrequenz verknüpft sind, wobei Höchstfrequenzimpulssignale empfangen sowie auf eine Zwischenfrequenz umgesetzt werden und ferner das umgesetzte Signal in Zeitintervalle unterteilt wird, um wenigstens einen einem Zeit­ tor bzw. Entfernungstor entsprechenden Teil dieses Signals zu gewinnen, dadurch gekennzeichnet,
daß das Höchstfrequenzimpulssignal (72) mit dem um ein gespreiztes Rauschsignal (fa) spektral verbreiterten Frequenzsignal (F_i) vor dem Unterteilen moduliert wird;
und daß das nach dem Unterteilen erhaltene Signal (76) mit Hilfe des­ selben rauschgespreizten Frequenzsignals demoduliert wird.1. A method for eliminating the effect of interference signals which are linked to the switching of the reception channels or distance gates of a pulse Doppler radar device with a variable pulse repetition frequency, maximum frequency pulse signals being received and converted to an intermediate frequency and the converted signal being further divided into time intervals, in order to obtain at least a part of this signal corresponding to a time gate or distance gate, characterized in that
that the maximum frequency pulse signal ( 72 ) is modulated with the frequency signal (F _i ) spectrally broadened by a spread noise signal (fa) before the division;
and that the signal ( 76 ) obtained after dividing is demodulated using the same noise spread frequency signal. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandbreite des für die Modulation benutzten Rauschsignals kleiner als die Impulsfolgefrequenz (f_R) ist.2. The method according to claim 1, characterized in that the bandwidth of the noise signal used for the modulation is smaller than the pulse repetition frequency (f _R ). 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandbreite des für die Modulation benutzten Rauschsignals un­ gefähr gleich der Hälfte der Impulsfolgefrequenz (f_R) ist. 3. The method according to claim 2, characterized in that the bandwidth of the noise signal used for the modulation un danger is equal to half the pulse repetition frequency (f _R ). 4. Anordnung zum Eliminieren der Auswirkung von Störsignalen aufgrund der Umschaltung der Empfangskanäle bzw. Entfernungstore eines Impuls-Doppler-Radargerätes mit variabler Impuls-Wiederholungs­ frequenz mit einem von dem empfangenen Höchstfrequenzimpulssignal beaufschlagten Zwischenfrequenzumsetzer (24), einem Umschalter (46) für wenigstens einen Empfangskanal bzw. ein Entfernungstor (45 _a bis 45 _n) und mit einer nachgeschalteten Doppler-Filterbank, dadurch gekennzeichnet,
daß dem mit den empfangenen Höchstfrequenzimpulssignalen beauf­ schlagten und dem Umschalter (46) für die Empfangskanäle bzw. Ent­ fernungstore (45 ₁ bis 45 _n) vorgeschalteten Zwischenfrequenzumsetzer (24) eine Signalquelle (32 bis 34) zugeordnet ist, welche ein um ein gespreiz­ tes Rauschsignal (f_a) spektral verbreitertes Frequenzsignal (F_i) an den Zwischenfrequenzumsetzer (24) anlegt;
und daß dem Umschalter (46) ein weiterer Umsetzer (50) nachgeschaltet ist, welchem das um ein gespreiztes Rauschsignal spektral verbreitertes Frequenzsignal (F_i) ebenfalls zur Demodulation des vom Umschalter (46) erhaltenen Signals (76) zugeführt ist.4. Arrangement for eliminating the effect of interference signals due to the switching of the receiving channels or distance gates of a pulse Doppler radar device with variable pulse repetition frequency with an intermediate frequency converter ( 24 ) acted upon by the received maximum frequency pulse signal, a switch ( 46 ) for at least one receiving channel or a distance gate ( 45 _a to 45 _n ) and with a downstream Doppler filter bank, characterized in that
that the beat with the received high-frequency pulse signals and the switch ( 46 ) for the receiving channels or Ent gates ( 45 ₁ to 45 _n ) upstream intermediate frequency converter ( 24 ) is assigned a signal source ( 32 to 34 ) which is a noise signal by a spread (f _a ) applies spectrally broadened frequency signal (F _i ) to the intermediate frequency converter ( 24 );
and that the switch ( 46 ) is followed by a further converter ( 50 ), to which the frequency signal (F _i ), which is spectrally broadened by a spread noise signal, is also supplied for demodulating the signal ( 76 ) obtained from the switch ( 46 ). 5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal zur Bandspreizung von einem Zufallsgenerator oder einem Pseudo-Zufallsgenerator erzeugt ist.5. Arrangement according to claim 4, characterized, that the signal for spreading from a random generator or a Pseudo-random generator is generated. 6. Anordnung nach den Ansprüchen 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß das gespreizte Rauschsignal einerseits durch Superhead-Überlagerung mit den Höchstfrequenzimpulssignalen verknüpft ist, um die modulierte Zwischenfrequenzsignale zu erzeugen, und daß andererseits das gespreiz­ te Rauschsignal durch Infrahead-Überlagerung mit den Zwischenfrequenz­ signalen verknüpft ist, um die Nutzsignale zu erzeugen. 6. Arrangement according to claims 4 and 5, characterized, that the spread noise signal on the one hand through superhead superimposition associated with the maximum frequency pulse signals to the modulated To generate intermediate frequency signals, and that on the other hand, the spread te noise signal due to infrahead overlay with the intermediate frequency signals is linked to generate the useful signals.   7. Anordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalquelle (32) zur Erzeugung des gespreizten Rauschsignals dem ZF-Umsetzer (24) und dem weiteren Umsetzer (50) gemeinsam zuge­ ordnet ist;
daß in jedem Empfangskanal bzw. jedem Entfernungstor ein erstes Filter (48) vor dem Umsetzer (50) und ein zweites Filter (62) zwischen der Signalquelle (32) und dem Umsetzer (50) angeordnet ist, wobei die Laufzeit des zweiten Filters (62) auf die Laufzeit der Zwischenfrequenzsignale (76) im ersten Filter (48) eingestellt ist.7. Arrangement according to one of claims 4 to 6, characterized in that
that the signal source ( 32 ) for generating the spread noise signal is assigned to the IF converter ( 24 ) and the further converter ( 50 ) together;
that a first filter ( 48 ) is arranged in front of the converter ( 50 ) and a second filter ( 62 ) between the signal source ( 32 ) and the converter ( 50 ) in each receiving channel or distance gate, the running time of the second filter ( 62 ) is set to the transit time of the intermediate frequency signals ( 76 ) in the first filter ( 48 ). 8. Anordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalquelle ein Generator (32) mit einer der Zwischenfrequenz des Radars entsprechenden Nennfrequenz (F_i) ist, dessen Frequenz beid­ seitig mit dem Rauschsignal gewobbelt ist, wobei das Frequenzspektrum so gewählt ist, daß der Modulationsfaktor des Frequenzsignals (F_i) des Generators (32) im wesentlichen konstant ist.8. Arrangement according to one of claims 4 to 7, characterized in that the signal source is a generator ( 32 ) having a nominal frequency corresponding to the intermediate frequency of the radar (F _i ), the frequency of which is wobbled on both sides with the noise signal, the frequency spectrum thus is chosen so that the modulation factor of the frequency signal (F _i ) of the generator ( 32 ) is substantially constant. 9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das mit dem Rauschsignal gewobbelte Frequenzsignal (F_i) des Gene­ rators (32) zur Verknüpfung mit der Sendefrequenz (F_o) an einen weite­ ren Umsetzer (28) angelegt ist, welcher ausgangsseitig ein Überlagerungs­ signal (F_o + F_i) an den Zwischenfrequenzumsetzer (24) zur Modulation des Hochfrequenzimpulssignals überträgt;
daß das gewobbelte Frequenzsignal (F_i) zur Demodulation dem Umsetzer (50) über einen Mischer (40) zugeführt ist;
und daß dem Frequenzsignal (F_i) im Mischer (40) das Ausgangssignal (F_VCO) eines spannungsgesteuerten Oszillators (61) überlagert wird, wobei die Frequenz des Oszillators (61) derart variabel gesteuert ist, daß sie der Geschwindigkeit des erfaßten Zieles proportional ist.9. Arrangement according to claim 8, characterized in that the swept with the noise signal frequency signal (F _i ) of the generator ( 32 ) for linking to the transmission frequency (F _o ) is applied to a further ren converter ( 28 ), which on the output side Superposition signal (F _o + F _i ) to the intermediate frequency converter ( 24 ) for modulating the high-frequency pulse signal;
that the swept frequency signal (F _i ) for demodulation is fed to the converter ( 50 ) via a mixer ( 40 );
and that the frequency signal (F _i ) in the mixer ( 40 ) is superimposed on the output signal (F _VCO ) of a voltage-controlled oscillator ( 61 ), the frequency of the oscillator ( 61 ) being variably controlled such that it is proportional to the speed of the detected target ,