DE3305478C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Bestimmen der Posi
tion eines Erdpunktes nach dem Oberbegriff des Patentanspruches. Es wird mit Hilfe von Funk
signalen, die von erdumkreisenden Satelliten gesendet werden, durchgeführt.
Derartige Satelliten senden unterschiedlichste Signale. Am
einfachsten auszuwerten sind Signale, bei denen der Träger
mitgesendet wird und bei denen der Modulationskode bekannt
ist. Am schwierigsten ist dagegen die Standortbestimmung unter
Ausnutzung von Funksignalen, bei denen der Träger unterdrückt
ist und bei denen die Modulationsart unbekannt ist. Derartige
Signale sind z. B. die, die im NAVSTAR Global Positioning
System (GPS) gesendet werden. Bei diesen Signalen ändert sich
der Modulationskode in nicht bekannter Weise.
Ein Stand der
Technik, von dem das eingangs genannte
Verfahren ausgeht, ist in Bull. Geod. 53,
1979, Seiten 117-138, beschrieben.
Einige Systeme zur Standortbestimmung durch Funk machen Ge
brauch von der Richtcharakteristik des Strahlungsdiagramms
einer Sende- oder Empfangsantenne. Andere Systeme, einschließ
lich die Erfindung, stützen sich nicht auf die Richtcharak
teristik irgendeiner Antenne. Die Erfindung gehört zu der
allgemeinen Kategorie von Systemen, bei denen der Standort
einer Empfangsantenne durch Messen des Unterschieds zwischen
den Phasen oder den Gruppenlaufzeiten oder beiden von Sig
nalen bestimmt werden kann, die von zwei oder mehr unter
schiedlichen Sendeantennen, dessen Standort schon bekannt
ist, eintreffen. Falls zwei Sendequellen synchronisiert
sind oder falls die Synchronisationsabweichung der zwei Sen
der unabhängig bekannt ist, wird dann durch Messung des
Gruppenlaufzeitunterschieds der von den beiden Quellen an
kommenden Signale der Empfänger lokalisiert, und zwar drei
dimensional auf einem besonderen Rotations-Hyperboloid, des
sen Brennpunkte die Standorte der Sender darstellen. Falls
ähnliche, am gleichen Empfangsort vorgenommene Messungen
von Signalen mehrerer unterschiedlicher, geeignet aufge
stellter Sender kombiniert werden, kann der Empfangsort
eindeutig anhand des Schnittpunktes der entsprechenden Hyper
bolioden bestimmt werden.
Techniken zur Bestimmung der relativen Lage von unterschied
lichen Orten, und zwar einer in bezug auf den anderen, durch
Messung der Phasen- oder der Gruppenlaufzeitunterschiede
zwischen Funksignalen, die gleichzeitig an diesen Orten
empfangen werden, sind ebenso im Stand der Technik bekannt
und werden insgesamt als Techniken der Geodäsie durch Funk
interferometrie erwähnt. Die Antennen an den einzelnen Orten
bilden ein Interferometer, und der relative Lagevektor, der
sich von einer Antenne zu der anderen erstreckt, wird als
Basisvektor des Interferometers bezeichnet. Der Basis- oder
Relativlagevektor zwischen zwei Antennen kann gewöhnlich mit
geringerer Unsicherheit als die Lage jeder einzelnen Antenne
bestimmt werden, da viele potentielle Fehlerquellen die Nei
gung zeigen, auf die Messungen an beiden Antennen fast gleich
einzuwirken und demzufolge, wenn die Differenz zwischen bei
den Antennen gebildet wird, sich aufheben. Die Geodäsietech
nik mittels Mikrowellenfunkinterferometrie ist bekannt für
ihre unerreichte Kombination aus Genauigkeit, Geschwindig
keit und Reichweite zur Bestimmung von Relativlage- oder
Interferometerbasisvektoren. Eine derartige Bestimmung kann
entweder auf Messungen des Grundlaufzeitunterschieds oder
auf Messungen des Phasenunterschieds, oder beiden Unterschie
den der Signale gegründet werden, die an den beiden Enden
des Basisvektors empfangen werden. Phasenmessungen sind von
Natur aus genauer als Gruppenlaufzeitmessungen, jedoch ist
die Interpretation der Phasenmessungen weitaus schwieriger
infolge ihrer innewohnenden, ganzperiodischen Mehrdeutigkeit.
Eine allgemeine Diskussion über Interferometermeßtechniken
und den damit verbundenen Problemen der Interpretation wird
in einem Artikel "Radio Astrometry", in Annual Reviews of
Astronomy and Astrophysics, Vol. 14 (1976), pp. 197-214, von
Charles C. Counselman III diskutiert. Eine große Sammlung von relavan
ten technischen Abhandlungen erscheint in Conference
Publication 2115 der National Aeronautics und Space
Administration, mit dem Titel "Radio Interferometry
Techniques for Geodesy". Geodäsie durch Radiointerferometrie
wurde mit Radiosignalen praktiziert, die von verschiedenen
Quellen einschließlich natürlicher, wie z. B. Quasare, und
künstlicher, wie z. B. Satelliten des NAVSTAR Global
Positioning System (GPS), stammen.
Wie bekannt, gibt es gegenwärtig etwa sechs erdumkreisende
GPS-Satelliten. Die Umlaufbahnen der Satelliten können mit
einer Genaugkeit von etwa 2 Metern bestimmt werden. Diese
Satelliten emittieren Funksignale mit Wellenlängen in der
Nähe von 19,0 Zentimetern und ebenso 24,4 Zentimetern. Geht
man davon aus, daß die ganzperiodischen Mehrdeutigkeiten
der interferometrischen Phasenbeobachtungen dieser Signale
einwandfrei ausgelöst werden, kann der Basisvektor, der sich
von einer Antenne zur anderen erstreckt, interferometrisch
mit einem Unsicherheitsfaktor bestimmt werden, der viel klei
ner als die Wellenlängen der GPS-Übertragungen ist. Durch Be
stimmung von drei Basislinien, wobei jede Basis eine Länge
in der Größenordnung von 100 Metern aufweist, mit Hilfe der
interferometrischen Phasenmessungen von GPS-Signalen wurde
gezeigt, daß man eine Genauigkeit innerhalb etwa 1 Zenti
meters erzielen kann, und zwar gemäß eines Berichtes, ver
öffentlicht in Eos (Transaction of the American Geophysical
Union), Vol. 62, Seite 260, 28. April 1981, von Charles C.
Counselman III, S. A. Gourevitch, R. W. King, T. A. Herring,
I. I. Shapiro, R. L. Greenspan, A. E. E. Rogers, A. R.
Whitney, und R. J. Cappallo. Das bei diesen interferome
trischen Basisbestimmungen verwendeten Verfahren gründete
auf der bekannten Technik der direkten, an einer zentralen
Stelle vorgenommenen Kreuzkorrelation der Signale, die ge
trennt, aber gleichzeitig an den beiden Enden jeder Basis
empfangen werden.
In der US-PS 41 70 776 wird ein System zum Messen von Ände
rungen eines Basisvektors zwischen zwei Orten auf der Erde
unter Verwendung von Signalen beschrieben, die von den GPS-
Satelliten gesendet werden, bei dem die an jedem Ort empfange
nen Funksignale genau zeitmarkiert und anschließend über Tele
fonleitungen zu einer zentralen Stelle übertragen werden, wo
ein naher Echtzeit-Phasenvergleich durch Kreuzkorrelation
beider Signalreihen durchgeführt wird. Das in diesem Patent
beschriebene System beinhaltet Parabolreflektor-Empfangsan
tennen. Da die Funkflußdichte eines GPS-Signals relativ zu
dem Hintergrundrauschpegel gering ist und da die Bandbreite
eines GPS-Signals bei weitem die Bandbreite einer Telefon
leitung überschreitet, ist das Signal-Rauschverhältnis der
über die Telefonleitung von jedem Ort übertragene Leistung
gering. Es ist daher zur Anhebung dieses Signal-Rauschver
hältnisses auf einen sinnvollen Pegel wesentlich, daß Para
bolantennen mit großen Sammelflächen bei diesem System ver
wendet werden. Ein anderer wichtiger Grund für die Verwendung
derartiger Antennen ist darin zu sehen, daß diese eine Richt
wirkung aufweisen, so daß Signale, die die Antennen anders
als direkt von der gewünschten Quelle erreichen, abgewiesen
werden.
Systeme zum Messen von Basisvektoren, die andere Arten von
Signalen von erdumkreisenden Satelliten verwenden, sind eben
so bekannt.
In einem Artikel "Miniature Interferometer Terminals for
Earth Surveying" (MITES), in Bulletin Geodesique, Vol. 53
(1979), Seiten 139-163, von Charles C. Counselman III und
Irwin I. Shapiro wird ein vorgeschlagenes System zum Mes
sen von Basisvektoren beschrieben, das vielfrequente Funk
signale verwendet, die von erdumkreisenden Satelliten ge
sendet werden würden, wobei in diesem System die Phasen
der empfangenen Signale getrennt an jedem Ende der Basis
bestimmt werden. D. h. das an einer Stelle empfangene Signal
wird nicht kreuzkorreliert mit dem an der anderen Stelle
empfangenen Signal, um die Phasendifferenz zwischen den bei
den Signalen zu bestimmen. Um die Phasenmehrdeutigkeit zu
lösen, stützt sich das MITES-System auf die Kombination
von Messungen an einen Satz von bis zu zehn Frequenzen, die
geeignet zwischen 1 und 2 GHz verteilt sind. Jedoch gibt es,
soweit bekannt, keine gegenwärtig die Erde umkreisende Satel
liten, die derartige Signale aussenden.
Systeme zum Messen der Relativlage unter Verwendung von Sig
nalen, die von anderen Quellen als künstlichen Satelliten ge
sendet werden, sind ebenso bekannt. Ein Beispiel für ein der
artiges System, das eine auf den Mond basierende Übertragung
verwendet, ist ebenso in der US-PS 41 70 776 offenbart.
Systeme zum Messen entweder einer einzelnen Lage oder einer
Relativlage unter Verwendung von Signalen von Quellen, die
nicht von erdumkreisenden Satelliten stammen, sind ebenso
bekannt. Z. B. wird in einem Artikel von W. O. Henry, "Some
Developments in Loran", in Journal of Geophysical Research,
Vol. 65, Seiten 506-513, Febr. 1960, ein System zur Bestim
mung einer Lage bzw. eines Standorts (z. B. eines Schiffes
auf See) beschrieben, und zwar unter Verwendung von Signalen,
die von auf dem Erdboden stationierten Sendern stammen. Dieses
System, bekannt als Loran-C-Navigationssystem, weist mehrere
tausend Kilometer lange Ketten von synchronisierten Sendern
auf, die auf der Erdoberfläche stationiert sind, wobei alle
Sender die gleiche Trägerfrequenz, 100 Kilohertz, verwenden,
und wobei jeder Sender durch ein eindeutiges, periodisches
Impulsmuster amplitudenmoduliert wird. Dieses Muster, das
Vorzeichenumkehrungen der Amplitude einschließt, ermöglicht
dem Empfänger, die Signale von verschiedenen Sendern zu unter
scheiden. Eine geeignete Kombination von Beobachtungen von
mehr als einem Paar von Sendern kann eine Bestimmung der
Empfängerlage auf der Erdoberfläche liefern.
Ein anderes Beispiel eines derartigen Systems stellt das
Omegasystem dar, das in einem Artikel von Pierce mit dem
Titel "Omega", in IEEE Transactions on Aerospace and
Electronic Systems, Vol. AES-1, no. 3, Seiten 206-215,
Dez. 1965, beschrieben wird. Beim Omegasystem werden die
Phasendifferenzen der empfangenen Signale im Prinzip fast
wie die Gruppenlaufzeiten in dem Loran-C-System gemessen.
Da die verwendeten Frequenzen sowohl in dem Loran-C- und
dem Omegasystem sehr niedrig sind, sind die Genauigkeiten
der Lagemessungen mit diesen Systemen im Vergleich zu den
erwähnten Satellitensystemen ziemlich schlecht.
Der Stand der Technik beinhaltet auch andere Verfahren
zur Bestimmung des Standorts und der relativen Lage mit
Hilfe des Globalpositionssystems (GPS). Das Standardver
fahren, beschrieben z. B. in einem Artikel von J. J.
Spilker, Jr., in einem Artikel in Navigation, Vol. 25,
no. 2 (1978), Seiten 121-146, und weiterhin beschrieben
in mehreren anderen in der gleichen Ausgabe dieses Jour
nals erscheinenden Artikeln, basiert auf Messungen der
Unterschiede zwischen den Gruppenlaufzeiten oder den
"Zeiten" des Empfangs der codierten Modulation der GPS-
Signale. Im Prinzip stellt dieses Verfahren ein hyper
bolisches Positionsverfahren dar und ist im wesentlichen
ähnlich dem von Loran. Die Bandbreite von etwa 10 MHz der
GPS-Modulation begrenzt die Genauigkeit der Gruppenlauf
zeitmessung und folglich der Lagebestimmung durch das Stan
dardverfahren auf mehrere Dezimeter. Eine Genauigkeit in der
Größenordnung von einem Zentimeter ist möglicherweise durch
Verwendung von Trägerphasenmessungen erreichbar, wie dies
z. B. in einem Artikel von J. D. Bossler, C. M. Goad und
P. L. Bender mit dem Titel "Using the Global Positioning
System for Geodetic Positioning", in Bulletin Geodesique,
Vol. 54, no. 4, Seite 553 (1980), beschrieben wird. Jedoch
hat jedes veröffentlichte Verfahren den Nachteil, daß die
Kenntnis und die Verwendung der Codemodulation, die chiffriert
werden kann, erforderlich ist, oder daß eine Kreuzkorrelation
der an verschiedenen Orten empfangenen Signale erforderlich
ist, oder daß die Verwendung großer Antennen erforderlich ist,
um den empfangenen Rausch- bzw. Störabstand anzuheben und die
Interferenz von reflektierten Signalen zu unterdrücken, oder
das Verfahren weist mehr als einen dieser Nachteile auf.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur
Standortbestimmung mittels GPS-Signalen anzugeben, also Funk
signalen, bei denen der Träger unterdrückt und der Modula
tionskode nicht bekannt ist.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist durch die Merkmale des Pa
tentanspruchs gegeben.
Von besonderer Bedeutung für das erfindungsgemäße Verfahren
ist, daß es mit einer einzigen Antenne gleichzeitig die Signale
von mehreren Satelliten mißt, daß es für diese Signale
Vorhersagen für Doppelverschiebungen macht und daß es die
Signale mit sich selbst korreliert, was vorzugsweise durch
Korrelieren der Seitenbänder eines jeweiligen Signals erfolgt.
Das erfindungsgemäße Verfahren weist keinen der Nachteile be
kannter Verfahren zum Auswerten von GPS-Signalen auf, d. h. es
muß keine große oder stark bündelnde Empfangsantenne verwendet
werden, das am Standort empfangene Signal muß nicht mit einem
an einer anderen Stelle empfangenen Signal kreuzkorreliert
werden, und es ist keine Kenntnis des Kodes erforderlich, die
die Trägersignale modulieren.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnungen näher
erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 eine Vorrichtung zur Bestimmung eines Basisvektors
durch Funkinterferometrie mittels GPS-Satelliten
gemäß der Erfindung;
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines der in Fig. 1 gezeigten
Interferometer-Feldterminals;
Fig. 3 ein Blockdiagramm der in Fig. 2 gezeigten Antennen
anordnung;
Fig. 4 ein Blockdiagramm der in Fig. 2 gezeigten Empfänger
einheit;
Fig. 5 ein Blockdiagramm der in Fig. 2 gezeigten Digital
elektronikeinheit;
Fig. 6 ein Blockdiagramm des in Fig. 5 gezeigten Signal
umsetzers;
Fig. 7 ein Blockdiagramm eines Korrelatormoduls der in
Fig. 5 gezeigten Korrelationsanordnung;
Fig. 8 ein Blockdiagramm eines numerischen Oszillator
moduls der in Fig. 5 gezeigten numerischen Oszilla
toranordnung und
Fig. 9 ein Blockdiagramm des in Fig. 2 gezeigten Feld
terminal-Rechners.
Die Erfindung ist auf eine Technik zum Messen des Basisvektors
zwischen zwei Punkten, wie z. B. Vermessungsmarken, auf der
Erde durch Funkinterferometrie unter Verwendung von Doppel
seitenbandfunksignalen mit unterdrücktem Träger, die von
erdumkreisenden Satelliten des NAVSTAR Globalpositionssystems (GPS)
stammen, gerichtet. Diese Technik schließt das Messen der Phasen
der Trägerwellen, die in den an jedem Ort empfangenen Signalen
enthalten sind, und anschließend das Bearbeiten der Phasenin
formation, die an beiden Stellen erhalten wird, zur Bestimmung
des Basisvektors ein. Ein Vorteil dieser Technik besteht dar
in, daß man die Trägerphasen ohne Bezug auf die Kenntnis der
codierten Signale mißt, die in den Satelliten zur Modulation
der Träger verwendet werden. Ein anderer Vorteil besteht dar
in, daß es nicht erforderlich ist, die empfangenen Signale,
entweder in Echtzeit oder durch Transport der Aufzeichnungen,
von den zwei Orten zu einem gemeinsamen Ort zu transportieren.
Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Verwendung von
großen oder eine starke Richtwirkung aufweisenden Antennen
nicht erforderlich ist. Noch ein weiterer Vorteil besteht
darin, daß diese Technik relativ immun gegen Fehler ist,
die durch Streuung und Reflexionen der Funkwellen in der
Nähe der Empfangsantennen hervorgerufen werden.
Obwohl die Erfindung anschließend speziell für die Verwendung
mit GPS-Satelliten beschrieben wird, ist verständlich, daß
gewisse Aspekte hiervon nicht allein auf die Verwendung mit
derartigen Satelliten begrenzt sind und in Verbindung mit
Signalen, die von anderen Quellen empfangen werden, gut ver
wendbar sein können.
Wie bekannt, umkreisen Satelliten des NAVSTAR Globalposi
tionssystems (GPS) die Erde in einer Höhe von etwa 20 000
Kilometern und übertragen Signale in einem Frequenzband,
das bei 1575,42 MHz zentriert ist, bekannt als das "L1"-Band,
sowie Signale in einem zweiten Band, das bei 1227,60 MHz
zentriert ist, bekannt als das "L2"-Band. Die Signale wer
den derart moduliert, daß nahezu symmetrische Ober- und
Unterseitenbänder erzeugt werden, wobei der Träger voll
ständig unterdrückt wird.
Für jedes Band kann das Signal von einem bestimmten Satel
liten, das an einer bestimmten Stelle empfangen wird, als
eine Funktion der Zeit in folgender Form dargestellt wer
den:
s(t) = m(t) cos (2 πf₀t + Φ) + n(t) sin (2 πf₀t + Φ)
wobei m(t) und n(t) Modulationsfunktionen darstellen, und
zwar jeweils eine reelwertige Zeitfunktion: f₀ stellt die
Trägersollfrequenz dar, die gleich 1575,42 MHz für L1 und
1227,60 MHz für das L2-Band ist; Φ stellt die empfangene
Trägerphase in Radian dar, die unbekannt ist und bestimmt
werden soll. Jede der Modulationsfunktionen m(t) und n(t)
stellt eine pseudofällige Zeitfunktion mit einem Mittel
wert von Null dar. Die beiden Funktionen sind gegenseitig
rechtwinklig bzw. orthogonal. Jede der Funktionen, die zur
Modulation des L1-Trägers für irgendeinen Satelliten verwen
det wird, ist auch rechtwinklig zu der entsprechenden Funk
tion, die für jeden anderen Satelliten verwendet wird, ob
wohl für einen bestimmten Satelliten die gleiche m(t)- oder
n(t)-Funktion oder beide verwendet werden können, um sowohl
die L1- und die L2-Träger zu modulieren.
Die Bandbreiten der beiden Funktionen m(t) und n(t) unter
scheiden sich durch einen Faktor von genau 10, wobei m(t)
die engere und n(t) die breitere Bandbreite aufweist. Ge
wöhnlich sind bei L1 sowohl m(t)- und n(t)-Signalkomponenten
vorhanden, und bei L2 ist nur die n(t)-Komponente vorhanden,
die m(t)-Funktion wird auf Null gesetzt oder "ausgeschaltet".
Die Leistungsspektraldichte von m(t), die dem Modulations
signal entspricht, das in der GPS-Literatur als "clear/acqui
sition"-Code bekannt ist, ist proportional zu der Funktion
wobei F die Modulationsfrequenz darstellt. Diese Funktion
hat eine Halbwertsbreite bei halbem Maximum von etwa 450 kHz.
D. h. der Funktionswert ist etwa 0,5 für F=±450 kHz, wohin
gegen der Wert für F=0 Eins ist. Die Leistungsspektral
dichte von n(t), die dem Modulationssignal entspricht, das
in der GPS-Literatur als "precise code" oder "p code" bekannt
ist, ist proportional zu
Somit beträgt die Halbwertbreite bei halbem Maximum der
Leistungsspektraldichte von n(t) etwa 4,5 MHz.
Für das L1-Signal von 1575,42 MHz ist der mittlere Quadrat
wert von n(t) gewöhnlich gleich ein Halb dem von m(t); d. h.
<n²(t)< = 0,5 <m²(t)<.
(Es ist möglich, einen GPS-Satelliten in außerordentlichen
Betriebsarten zu betreiben, bei denen das Verhältnis der
mittleren Quadratwerte oder das Leistungsverhältnis sich
von Wert 0,5 unterscheidet, insbesondere ist ein Wert von
Null möglich.) Demzufolge entspricht das Verhältnis der
Leistungsspektraldichte von n(t) zu der von m(t) gewöhnlich
etwa 0,5÷10=0,05 für einen Wert von F nahe Null, so
daß, falls ein an das Spektrum m(t) angepaßtes Bandpaßfil
ter bei der L1-Trägerfrequenz zentriert ist, etwa
90 Prozent der Leistung, die in dem Ausgang dieses Filters
enthalten ist, von der m(t)-Signalkomponente stammen wird und
weniger als 10 Prozent von der n(t)-Komponente. Zur Ver
einfachung wird in der übrigen Beschreibung davon ausgegan
gen, daß das GPS-L1-Signal keine n(t)-Komponente aufweist
und die folgende einfachere Form aufweist:
s(t)=m(t) cos (2 πf₀t+Φ).
Im allgemeinen ist die empfangene Trägerphase Φ eine sich
langsam ändernde Zeitfunktion, so daß die tatsächlich empfan
gene Trägerfrequenz durch die folgende algebraische Summe
gegeben ist:
f = f₀ + (2π)-1 (dΦ/dt),
wobei f₀ die Trägersollfrequenz und dΦ/dt die Zeitableitung
von Φ darstellt. Durch den Ausdruck "sich langsam ändernde"
ist gemeint, daß (2π)-1 (dΦ/dt) sehr klein im Vergleich zu
f₀ und zur Bandbreite von m(t) ist. Der Hauptgrund für die
zeitliche Änderung von Φ ist in der Dopplerverschiebung zu
sehen, wodurch f von f₀ bis zu etwa plus oder minus 4,5 kHz
abweichen kann.
Das empfangene Signal s(t) enthält keine diskrete spektrale
Leistungskomponente bei der Trägerfrequenz, da der Mittel
wert von m(t) Null ist. Somit wird der Träger vollständig
unterdrückt, und die Leistungsspektraldichtefunktion des L1-
Signals s(t) ist gleich der Leistungsspektraldichtefunktion
der Modulation m(t), übertragen vom Basisband auf die empfan
gene Trägerfrequenz f. Da m(t) eine reellwertige Zeitfunktion
darstellt, ist dessen Leistungsspektraldichte eine gerade
symmetrische Funktion der Frequenz. Somit hat die Leistungs
spektraldichte von s(t) eine gerade Symmetrie bezüglich der
Trägerfrequenz f und wird als Doppelseitenbandspektrum be
zeichnet. Der Teil dieses Leistungsspektrums, der den
Frequenzen größer als f entspricht, wird oberes Seitenband
genannt; der Teil, der den unteren Frequenzen entspricht,
wird als unteres Seitenband bezeichnet. (Die leichte Aym
metrie, bestenfalls etwa 3 Teile von 10⁶ zwischen dem
oberen und dem unteren Seitenband infolge der Doppler-"Deh
nung" des Signals ist hier nicht von Bedeutung.)
Gemäß der Erfindung wird eine Antenne an jedem Ende eines
Basisvektors aufgestellt. Die Signale, die durch jede Antenne
empfangen werden, werden in obere und untere Seitenbandkom
ponenten getrennt. Diese getrennten Komponenten werden gefil
tert, in Ein-Bit-Digitalform umgewandelt und anschließend zu
sammen multipliziert. Ihr Produkt wird digital durch Korre
lation mit Quadraturausgängen eines Emfänger- bzw. Über
lagerungsoszillators analysiert, um die Leistung und die zu
diesem Überlagerungsoszillator relative Phase der Träger
welle zu bestimmen, die in dem von jedem Satelliten empfan
genen Doppelseitenbandsignal enthalten ist. Unterschiede
in der Dopplerverschiebung werden verwendet, um die Träger
der unterschiedlichen Satelliten zu unterscheiden. Somit
werden die Leistungen und Trägerphasen der Signale mehrerer
Satelliten gleichzeitig gemessen, und an jeder Vermessungs
marke werden numerische Daten erhalten, die die Meßergeb
nisse repräsentieren. Die Messungen werden bei jeder Marke
in Echtzeit durchgeführt, und zwar ohne Bezug auf die Sig
nale, die an irgendeinem anderen Ort empfangen werden und
ohne Kenntnis irgendeines der codierten Signale, die die
GPS-Träger modulieren. Die Daten der gleichzeitig, aber un
abhängig an den beiden Vermessungsmarken durchgeführten
Messungen - und zwar einmal pro Sekunde für eine Zeitspanne
von ausreichender Dauer, wie z. B. von etwa 5000 Sekunden -
werden dann zusammen verarbeitet, um den sich von einer
Marke zu anderen erstreckenden Basisvektor zu bestimmen.
Zwei Verarbeitungsverfahren werden offenbart. Bei dem einen
Verfahren wird eine "Mehrdeutigkeitsfunktion" berechnet, die
eine Funktion der Meßdaten und eines Ausgangs- bzw. Versuchs
vektors des Basisvektors ist. Der Vektorraum von wird
systematisch abgesucht, um den eindeutigen Wert von zu
finden, der die berechnete Funktion maximiert. Dieser Wert
von wird als erwünschte Bestimmung des unbekannten Basis
vektors genommen.
Mit Bezug auf Fig. 1 wird nun eine Vorrichtung 11 zum Be
stimmen eines Basisvektors gemäß der Erfindung verdeut
licht. Der Basisvektor , der manchmal auch anschließend als
"Basislinie" bezeichnet wird, stellt den Relativlagevektor
von einer Vermessungsmarke SM-1 in bezug auf die andere Ver
messungsmarke SM-2 dar. Die Basis erstreckt sich von der Ver
messungsmarke SM-1, die sich an dem Ursprung oder einem
Ende der Basislinie befindet, zu der Vermessungsmarke SM-2,
die sich an dem Endpunkt oder dem anderen Ende der Basis
linie befindet. Die Vorrichtung 11 umfaßt zwei intelligente
Interferometer-Feldterminals 13-1 und 13-2, und zwar eines
an jedem Ende der Basislinie, sowie einen Rechner, der struk
turell und funktionell in eines der Terminals 13 eingebaut
und Teil davon sein kann oder der, wie gezeigt, eine ge
trennte Einheit 15 darstellen kann.
Die Vorrichtung erfordert zum normalen Betrieb gewisse
numerische Daten von externen Quellen und ebenso einige Ein
richtungen zur Übertragung numerischer Daten zwischen dem
Rechner 15 und jedem Terminal 13, und zwar vor und nach oder
(fakultativ) während der Durchführung der Basismessungen.
Ehe mit den Messungen zur Bestimmung der Basis begonnen wird,
werden Daten von einem ersten Datenspeicher 17, und zwar
stellvertretend für die Umlaufbahnen mehrerer GPS-Satelliten
- von denen zwei mit GPS-1 und GPS-2 bezeichnet zu Illu
strationszwecken gezeigt werden - in den Rechner 15 einge
geben, und zwar zusammen mit Approximationsdaten, die stell
vertretend für die Orte der Vermessungsmarken SM-1 und SM-2
sind, und die von einem zweiten Datenspeicher 19 erhalten
werden. Die letzteren Daten können z. B. die Vermessungs
markenorte innerhalb einer Genauigkeit von einigen Kilo
metern repräsentieren. Von diesen Satellitenbahn- und Meßort
daten erzeugt der Rechner 15, in Tabellenform als Funktion
der Zeit, eine Voraussage der Dopplerfrequenzverschiebung,
die das von jedem GPS-Satelliten gesendete 1575,42-MHz-Sig
nal beim Empfang an jeder Vermessungsmarke haben wird. Der
Rechner 15 erzeugt ebenso eine tabellenförmige Voraussage des
Leistungspegels des Signals, das von jedem Satelliten an
jeder Marke empfangen wird. Die vorausgesagte Leistung ist
Null, falls der Satellit sich unterhalb des Horizonts be
findet. Die vorausgesagte Leistung stellt eine Funktion des
vorausgesagten Höhenwinkels des Satelliten über dem Hori
zont dar infolge der Winkelabhängigkeit des Gewinns einer
Empfangsantenne (bei der Vermessungsmarke) und, gewöhnlich
in geringerem Ausmaß, einer Sendeantenne (am Satelliten).
Die Tabellen mit den vorausgesagten Frequenzverschiebungen
und -leistungen werden - für eine Zeitspanne, die die Zeit
für die erwarteten Messungen umfaßt - für alle GPS-Satel
liten, die nach aller Erwartung bei jeder Meßmarke sichtbar
sind, durch irgendeine bekannte Einrichtung, wie z. B.
durch eine Telefon- oder Funktelefonzwischenleitung zu
einem Speicher eines kleineren Rechners übertragen und
eingegeben, der in dem besonderen Interferometer-Feldter
minal 13, das an dieser Vermessungsmarke aufgestellt wird
oder bereits aufgestellt wurde, enthalten ist. Alternativ
können die Frequenz- und Leistungsvorhersagetabellen durch
den im Interferometer-Terminal enthaltenen Rechner erzeugt
werden.
Die Dopplerfrequenzvorhersagen werden nach Formeln berech
net, die im Stand der Technik gut bekannt sind. Die Fehler
größen bei solchen Vorhersagen sind in der Größenordnung
von 1 Hertz pro Fehlerkilometer in bezug auf den angenom
menen Ort der Vermessungsmarke. Der zusätzliche Fehler bei
der Frequenzvorhersage infolge eines Fehlers bei der Extra
polation der Satellitenbahn liegt normalerweise in der
Größenordnung von 1 Hertz oder weniger für wenigstens einen
Tag vorher gemachte Vorhersagen. Frequenzvorhersagefehler
bis zu mehreren Hertz sind im Zusammenhang mit der Erfin
dung zulässig. Die Vorhersagen über die empfangene Leistung
brauchen nicht sehr genau zu sein; Fehler von mehreren Dezi
bel sind zulässig, da diese Voraussagen nicht für einen
sehr kritischen Zweck verwendet werden. Sie dienen in der
Hauptsache dem Feldterminalrechner dazu, zu prüfen, ob das
gewünschte Signal, und nicht irgendein Störsignal empfangen
wird. Unter möglicherweise einem gewissen Verzicht an Zuver
lässigkeit könnten die Leistungsvorhersagetabellen eliminiert
werden.
Ein Interferometer-Feldterminal 13, das an einer Vermessungs
marke aufgestellt wurde, empfängt nun gleichzeitig die
1575,42-MHz-Signale von einer Vielzahl von Satelliten, und
zwar bis zu sieben, aber keinesfalls weniger als zwei Satel
liten. Für eine genaue Bestimmung der zu erlangenden Basis
ist es für die Terminals an beiden Enden der Basis wesent
lich, die Satelliten gleichlaufend zu beobachten.
Elektronikschaltkreise (nachfolgend beschrieben) innerhalb
jedes Terminals trennen die empfangenen Signale in obere
und untere Seitenbandkomponenten auf und analysieren unter
Verwendung der Vorhersage der Dopplerfrequenzverschiebung
diese Seitenbandkomponenten, um die Leistung und die Phase
der Trägerwelle zu bestimmen, die in dem von jedem Satel
liten empfangenen Signal enthalten ist. Die Daten von die
sen Leistungs- und Phasenbestimmungen werden innerhalb des
Feldterminals gespeichert und evtl. durch irgendeine bekann
te Einrichtung an den zentralen Rechner 15 wieder zurückge
geben.
Die Daten von den beiden Interferometer-Feldterminals 13-1
und 13-2 müssen zusammen verarbeitet werden, um eine genaue
Bestimmung des Basisvektors zu erhalten.
Es ist zu bemerken, daß für den Betrieb dieses Systems
keine Einrichtung für eine Fernübermittlung oder Übertragung
der Daten erforderlich ist. Die Terminals 13-1 und 13-2 kön
nen körperlich zu der gleichen Stelle wie der Rechner 15
transportiert werden, und dort können die vorhergesagten
Tabellen vom Rechner 15 zu den Terminals 13 übertragen wer
den. Anschließend können die Terminals 13, die die Tabellen
in ihren Speichern enthalten, zu den Vermessungsmarken SM-1
und SM-2 befördert werden, wo die Satelliten beobachtet wer
den. Nach Beendigung dieser Beobachtungen können die Termi
nals 13 zu der Stelle des Rechners 15 zurückbefördert werden,
wo die Trägerphasendaten von beiden Terminals zu dem Rechner
zur Bearbeitung übertragen werden können.
Mit Bezug auf Fig. 2 werden die Hauptkomponenten eines Inter
ferometerterminals 13, auch als "Feldterminal" bezeichnet,
verdeutlicht. Jedes Feldterminal 13 weist eine Antennenan
ordnung 21 auf, die mit einer Elektronikanordnung 23 mit
Hilfe eines Koaxialkabels 25 verbunden ist.
Jede Antennenanordnung 21 weist eine Antenne 27 und eine
Vorverstärkeranordnung 29 auf. Die Antenne ist auf der Ver
messungsmarke SM positioniert und kann in Art der Antenne,
die in der US-Patentanmeldung 3 23 328, eingereicht am
20. November 1981, beschrieben ist, aufgebaut sein. Ohne
Rücksicht auf die Art der Konstruktion muß der Ort des
Phasenzentrums die Antenne 27 bezüglich der Vermessungs
marke SM genau bekannt sein. Die Antenne, die in dieser
Patentanmeldung beschrieben ist, ist in dieser Hinsicht
ausreichend. Die Ungenauigkeit in der Positionierung ihres
Phasenzentrums beträgt bestenfalls einige Millimeter.
Die Antenne 27 empfängt die 1575,42-MHz-Funksignale, die
von den GPS-Satelliten gesendet werden. Die empfangenen
Signale werden durch den Vorverstärker 29 verstärkt und über
das Koaxialkabel einer Empfängereinheit 31 zugeführt, die
in der Elektronikanordnung 23 enthalten ist, wobei die
Empfängereinheit 31 einen Seitenbandseparator 33, einen
Empfängerarbeitsstromkreis 34 und einen Oszillatorschalt
kreis 35 einschließt.
In dem Seitenbandseparator 33 wird der obere Seitenband
teil der Signale, die denjenigen Teil der von allen kombi
nierten Satelliten empfangenen Signale enthalten, der
einen Bereich von Funkfrequenzen innehat, der sich von
1575,42 MHz nach oben erstreckt, von dem unteren Seiten
bandteil getrennt, der Funkfrequenzen unterhalb 1575,42 MHz
entspricht. Zur Durchführung dieser Trennung verwendet der
Seitenbandseparator 33 ein 1575,42-MHz-Bezugsssignal, das
von dem Oszillatorschaltkreis 35 geliefert wird.
Die Empfängereinheit 31 liefert drei Signale in analoger
Form zu einer Digitalelektronikeinheit 37. Ein analoges Sig
nal, bezeichnet mit u(t), repräsentiert die obere Seitenband
komponente der empfangenen Funkfrequenzsignale, die ins Basis
band übertragen wurde. Das zweite analoge Signal, gekenn
zeichnet mit e(t), repräsentiert die untere Seitenbandkompo
nente, die ebenso ins Basisband übertragen wurde. Jedes die
ser beiden Signale enthält Beiträge von allen sichtbaren
Satelliten. Das dritte, an die Digitalelektronikeinheit 37
gelieferte Signal ist ein sinusförmiges Signal mit einer
Frequenz von 5,115 MHz, das die Ausgangsgröße eines frei
schwingenden, stabilen Quarzkristalloszillators in dem Os
zillatorschaltkreis 35 darstellt. Die Ausgangsgröße dieses
gleichen Oszillator wird hinsichtlich der Frequenz mit
einem festen ganzen Faktor von 308 innerhalb der Oszillator
anordnung multipliziert, um die Bezugsfrequenz von 1575,42 MHz
zu erhalten, die von dem Seitenbandseparator verwendet
wird. Die Genauigkeit der Frequenzen, die durch die Oszil
latoranordnung 35 erzeugt werden, beträgt in der Regel etwa
ein Teil von 10⁹, obwohl eine Genauigkeit von ein Teil von
10⁸ zulässig wäre.
In der Digitalelektronikeinheit 37 wird jede der drei ana
logen Eingangsgrößen in ein digital-logisches Signal über
geführt. Die Digitalsignale werden unter der Steuerung
eines Feldterminalrechners 39 verarbeitet, um die Träger
leistungs- und Phasendaten zu erzeugen. Die Digitalelek
tronikeinheit 37 ist mit dem Feldterminalrechner 39 mit
Hilfe eines bidirektionalen Datenbusses 41 verbunden. Der
Feldterminalrechner 39 kann ein Digital Equipment Corporation
(DEC)-Modell LSI-11/2 Microcomputer sein; in diesem Fall
kann der Datenbus 41 ein DEC-"Q"-Bus sein.
Die Trägerphasendaten werden in dem Speicher des Feldtermi
nalrechners 39 gespeichert, bis diese Daten zu dem zentra
len Rechner 15 zur Verarbeitung übertragen werden. Wie be
reits bemerkt, kann der zentrale Rechner 15 eliminiert wer
den und die Verarbeitung in einem der Feldterminalrechner
39 durchgeführt werden. Die Phasendaten können ebenso durch
den Feldterminalrechner 39 auf ein Datenspeichermedium, wie
z. B. eine Magnetbandkassette oder eine Magnetplatte (nicht
dargestellt), herausgeschrieben werden. Die Daten können
ebenso über eine direkte elektrische Verbindung oder über
ein Modem und eine Telefonverbindung oder durch viele an
dere übliche Einrichtungen übertragen werden.
Mit Bezug auf Fig. 3 werden weitere Einzelheiten der Kom
ponenten der Antennenanordnung 21 gezeigt. Die Antennenan
ordnung 21 beinhaltet eine Antenne 27, die - wie erwähnt -
derart aufgebaut ist, daß ihr Phasenzentrum genau bezüglich
der Vermessungsmarke positioniert werden kann. Die 1575,42-
MHz-Funksignale, die durch die Antenne 27 empfangen werden,
werden der Vorverstärkerschaltung 29 zugeführt, dessen
Funktion es ist, ihren Leistungspegel ausreichend anzuhe
ben, um die Dämpfung des Koaxialkabels 25, das die Antennen
anordnung 21 mit der Empfängereinheit 31 verbindet, und das
Hintergrundrauschen, das in dem Eingangsverstärker in der
Empfängereinheit 31 erzeugt wird, zu beseitigen.
In der Vorverstärkerschaltung 29 werden die von der Antenne 27
empfangenen Signale zuerst durch ein Bandpaßfilter 43
von etwa 50 MHz Bandbreite, zentriert bei 1575,42 MHz, ge
filtert. Die Funktion des Filters 43 besteht darin, eine
Überlastung der Empfängereinheit 31 durch starke Störsig
nale zu verhindern, die außerhalb des GPS-Signalbandes vor
handen sein können. Die Ausgangsgröße des Bandpaßfilters 43
wird einem passiven Diodenbegrenzer 45 zugeführt, der zum
Schutze des Durchbrennens eines rauscharmen Verstärkers 47
dient, und zwar infolge von irgendwelchen, sehr starken
Signalen, wie z. B. Signale, die von in der Nähe befindlichen
Hochleistungsradaranlagen abgestrahlt werden könnten. Der
rauscharme Verstärker 47 stellt einen normalen Gallium-
arsenid-Feldeffekttransistor (FET)-Verstärker mit einer
Rauschzahl von etwa 2 db dar.
Die Gleichstromleistung für den rauscharmen Verstärker wird
über das Koaxialkabel 25, das mit der Vorverstärkerschaltung 29
verbunden ist, von der Empfängereinheit 31 zugeführt,
und zwar über eine Funkfrequenzdrossel 49 und einen Span
nungsregler 51. Ein Kondensator 53 koppelt die Funkfrequenz
ausgangsgröße des rauscharmen Verstärkers 47 mit dem Kabel 25,
während es den Gleitstrom von dem Verstärker abhält.
Mit Bezug auf Fig. 4 werden detaillierter die Komponenten
der Empfängereinheit 31 dargestellt. Die Empfängereinheit 31
schließt einen Empfängerarbeitsstromkreis 34, einen
Seitenbandseparator 33 und einen Oszillatorschaltkreis 35
ein. Der Empfängerarbeitsstromkreis liefert Gleichstrom
für den Betrieb des Oszillatorschaltkreises 35, des Seiten
bandseparators 33 und über das Koaxialkabel 25 zum Betrieb
des rauscharmen Verstärkers 47 in der Antennenanordnung 21.
Der Oszillatorschaltkreis 35 liefert eine Bezugsfrequenz
von 1575,42 MHz zu dem Seitenbandseparator 33 sowie eine
Bezugsfrequenz von 5,115 MHz an die Digitalelektronikein
heit 37. Der Seitenbandseparator 33 trennt die Signale, die
in einem Funkfrequenzband empfangen werden, das bei 1575,42 MHz
zentriert ist und sich von dieser Frequenz nach oben
und unten erstreckt, in getrennte obere und untere Seiten
bandkomponenten im Basisband.
Der Empfängerarbeitsstromkreis 34 enthält geregelte Gleich
spannungsnetzgeräte 61 und zusätzlich eine Akkumulator
batterie 63. Die Batterie 63 ermöglicht es, das dem Kristall
oszillator 65 in dem Oszillatorschaltkreis 35, der Echtzeit
uhr in der Digitalelektronikeinheit 37 und dem Datenspei
cher des Feldterminalrechners 39 ohne Unterbrechung Leistung
zugeführt werden kann, und zwar ungeachtet von Unterbrechun
gen des externen Hauptstromversorgungsnetzes, die auftreten
können; somit wird die Frequenzstabilität des Oszillators
erhalten, und die Uhrzeiteinstellung sowie die in dem Rech
nerspeicher gespeicherten Daten gehen nicht verloren.
Der Oszillator 65 in dem Oszillatorschaltkreis 35 stellt
einen Quarzkristalloszillator dar, wie z. B. ein Frequency
and Time Systems (FTS)-Modell 1001 dar, das eine Ausgangs
frequenz von 5,115 MHz innerhalb eines Bruchteils von 10⁸
oder weniger liefert. Das FTS-Modell 1001 besitzt eine
Stabilität von etwa einem Teil von 10¹⁰ pro Tag und
einem Teil von 10¹² über Zeitintervalle von 1 bis 100
Sekunden, und ist demzufolge für diese Anwendung mehr als
geeignet.
Der Oszillator 65 liefert zwei identische Ausgangsgrößen,
und zwar eine an die Digitalelektronikeinheit 37 und die
andere an einen 1575,42-MHz-Normalfrequenzgenerator 67 in
dem Oszillatorschaltkreis 35.
Der 1575,42-MHz-Normalfrequenzgenerator 67 enthält einen
spannungsgesteuerten Transistoroszillator (VCO) 69, der bei
einer Frequenz von 393,855 MHz schwingt; d. h. 77×5,115 MHz.
Die Phase des Oszillators wird bezüglich der Phase des
5,115-MHz-Bezugssignals durch die Wirkung einer Phasenverkettungsschleife
stabilisiert, die aus dem VCO 69, einem
Koppler 71, einer Divisionsschaltung 73, einem Phasenfrequenzfehlerdetektor
75 und einem Schleifenfilter 77
besteht. Ein Teil der Ausgangsleistung des VCO 69 wird
mit Hilfe des Kopplers 71 an den Eingang der Frequenzdivisionsschaltung
bzw. Frequenzteilerschaltung 73 gekoppelt, die
aus standardisierten emittergekoppelten Logik-IC-Schaltungen
besteht, die eine Division durch 11 und anschließend durch
7 vornehmen. Der Ausgang der Frequenzteilerschaltung 73
stellt die "variable" Eingangsgröße und der 5,115-MHz-Ausgang
des Oszillators 65 stellt den "Bezugs"-Eingang für
den standardisierten ECL-IC-Phasenfrequenzdetektor 75,
wie z. B. Motorola-Typennummer MC 12 040, dar. Der Ausgang
des Detektors 75 wird in dem Schleifenfilter 77 tiefpaßgefiltert,
um die Steuerspannung zu erhalten, die die
Eingangsgröße des VCO 69 darstellt. Der Ausgang des VCO
69 wird vervierfacht hinsichtlich der Frequenz durch eine
Folge von zwei standardisierten, symmetrischen Diodenfrequenzverdopplern
79 und durch einen Verstärker 81 verstärkt,
um die 1575,42-MHz-Ausgangsfrequenz zu erhalten,
die den Seitenbandseparator 33 ansteuert.
Die in einem bei 1575,42 MHz zentrierten Frequenzband enthaltenen
Signale, die über das Koaxialkabel 25 von der Antennenanordnung
21 an dem Eingang 83 des Seitenbandseparators
33 empfangen werden, werden durch einen Gleichstrom-
Sperrkondensator 85 an ein Bandpaßfilter 87 angekoppelt
und mittels eines Eingangsverstärkers 89 verstärkt. Die
Gleichstromleistung für den Vorverstärker 29 (in der Antennenanordnung)
wird über eine Funkfrequenzdrossel 91 und
dem Empfängerarbeitsstromkreis 34 auf das Koaxialkabel 25
gekoppelt.
Der HF-Leistungsverteiler oder die "Verzweigung" 93, die
1575,42-MHz-Überlagerungsoszillator-Quadraturgabelschaltung
95, die beiden Ringmischer 97 und 99 und die Breitbandvideofrequenzquadraturgabelschaltung 101 in dem Seitenbandseparator
33 umfassen einen dualen Funkfrequenz-Basisbandumformer
für ein Einseitenband oder einen "Demodulator" vom bekannten
"Phasenabgleich"-Typ. Ein derartiger Demodulator wurde
beispielsweise in einem Artikel von Alan E. E. Rogers in
Proceedings of the IEEE, vol. 59 (1971), Seiten 1617-1618
beschrieben. Seine Arbeitsweise wird hier nachfolgend beschrieben.
Man bezeichnet mit f₀ die Frequenz des Bezugssignals, das
durch den Oszillatorschaltkreis zu dem Seitenbandseparator
33 geliefert wird. Die Frequenz f₀ entspricht nominell
1575,42 MHz, was der Trägersollfrequenz der GPS-Satelliten-
"L1"-Übertragungen entspricht, und zwar vor der Dopplerverschiebung
(erster Ordnung). Dann können die Ausgangsgrößen
102 und 103 der Quadraturgabelschaltung 95 als sin 2 πf₀t
bzw. cos 2 πf₀t geschrieben werden. Die Ausgangsgrößen, die
um 90° phasenverschoben sind, stellen die "Überlagerungsoszillator
(local oscillator)"-Eingangsgrößen für die
Mischer 97 bzw. 99 dar. Die Hochfrequenzeingangsgrößen für
die beiden Mischer sind identisch. Die Basisbandausgangsgrößen
der Mischer sind demzufolge identisch mit Ausnahme
einer Phasenverschiebung von π/2 Radian. (Mit "Basisband"
ist der näher bei Null, als bei f₀ gelegene Frequenzbereich
gemeint, der dem Unterschied zwischen der Eingangsfrequenz
und f₀ entspricht.) Die Richtung dieser Phasenverschiebung,
Phasenvoreilung oder -nacheilung, ist davon abhängig, ob die
Eingangssignalfrequenz oberhalb oder unterhalb von f₀ liegt.
Somit ist es möglich, entweder die Oberseitenband-(Eigenfrequenz
höher) oder die Unterseitenbandeingänge auszuwählen
und das gegenüberliegende Seitenband durch Verschiebung
der Phase eines Mischerausgangs um zusätzlich π/2
Radian auszuscheiden und dann die beiden Mischerausgänge
entweder zu addieren oder zu subtrahieren (abhängig davon,
welches Seitenband gewünscht ist).
Die Quadratur- bzw. 90°-Phasenverschiebungsgabelschaltung
101, die zwei Eingänge 109 und 111 sowie zwei Ausgänge 105
und 107 hat, führt diese π/2-Phasenverschiebung und diese
Addition/Subtraktion durch. Der obere Ausgang 105 der Gabelschaltung
101 ist gegeben durch die arithmetische Summe des
oberen Eingangs 109 plus des unteren Eingangs 111, wobei
beide Eingänge in der Phase um einen von der Frequenz abhängigen
Betrag verzögert wurden, jedoch mit einer in bezug
auf den oberen Eingang, um konstant π/2 Radian größeren
Phasenverschiebung des unteren Eingangs, und zwar abhängig
von der Frequenz. Der untere Ausgang 107 ist durch die
arithmetische Differenz der gleichen beiden, unterschiedlich
phasenverschobenen Eingänge 109 und 111 gegeben, wobei
die Differenz im Sinne von oben minus unten genommen
wird. Der festgesetzte, π/2 Radian (eine Viertel Periode),
Phasenunterschied wird genau für alle Frequenzen zwischen
fHP und wenigstens fLP eingehalten, wobei fHP≃10 kHz viel
geringer als fLP≃450 kHz und fLP etwa gleich der einseitigen
Bandbreite der GPS-"C/A"-Modulation m(t) ist, wie
vorstehend diskutiert wurde. Der Aufbau einer Quadraturgabelschaltung,
die diese Eigenschaften aufweist, ist in dem
zitierten Artikel von Rogers dargestellt.
Nun werden die Ausgänge der Quadraturgabelschaltung 101 getrennt
durch identische Videoverstärker 113 und 115 verstärkt,
durch Hochpaßfilter 117 und 119 sowie Tiefpaßfilter
121 und 123 gefiltert. Die Filter 117 und 119 sind identische
Hochpaßfilter mit einer Niederfrequenzsperre bei fHP.
Der Zweck dieser Hochpaßfilter 117 und 119 besteht darin,
Gleichstromkomponenten und irgendwelche Niederfrequenzspektralkomponenten
der Mischerausgänge zu eliminieren, und zwar
bezüglich Frequenzen, die annähernd gleich oder niedriger
als die maximal mögliche Größe der Dopplerverschiebung, die
ein GPS-Satellitsignal haben kann, sind.
Es ist erwünscht, derartige Komponenten auszuschließen, da
andererseits diese die nachfolgende Bestimmung der empfangenen,
dopplerverschobenen Trägerphase in der Digitalelektronikeinheit
und dem Rechner des Feldterminals behindern könnten.
Solche potentiellen Interferenz- bzw. Störsignale können
niederfrequentes Funkelrauschen enthalten, das in den
Mischern selbst erzeugt wird, oder können von einer Kombination
aus einer Unausgeglichenheit der Mischer und (unerwünschten)
niederfrequenten Amplituden- oder Phasenschwankungen
des 1575,42-MHz-Bezugssignals oder des Verstärkungsfaktors
irgendwelcher Funkfrequenzsignalverstärker herrühren,
die den Mischern vorangehen. Eine andere potentielle
Quelle einer niederfrequenten Interfrequenz bzw. Störung
stellt das Brummen oder die Welligkeit der Ausgangsspannungen
bzw. -ströme des Netzgerätes dar. Eine weitere Quelle
könnte ein störendes Dauer (CW)-Signal sein, dessen Frequenz
Nahe bei f₀ liegt.
Die Tiefpaßfilter 121 und 123 stellen identische Tiefpaßfilter
mit einer Bandbreite gleich fLP, gleich der einseitigen
Bandbreite von m(t), dar. Das Ansprechverhalten jedes
Filters, als Funktion der Frequenz, ist derart zugeschnitten,
daß diese mit der Leistungsspektraldichte von m(t)
zusammenpaßt. Der Zweck dieser Filter besteht darin, Rauschen
und Interferenz außerhalb der Bandbreite von m(t) auszuschließen.
Es ist zu bemerken, daß GPS-"P code"-Modulationssignale
n(t) mit großer Bandbreite hier normalerweise eine
Interferenz- bzw. Störquelle darstellen würden. Zumeist wird
etwa 80 Prozent der von dem Signal n(t) stammenden Leistung
durch diese Tiefpaßfilter abgehalten. Dieser Abweisungsgrad
ist ausreichend, um sicherzustellen, daß die "P code"-
Interferenz eine vernachlässigbare Wirkung hat. Wir möchten
jedoch bemerken, daß für den Fall, daß die Schmalband-m(t)-
Modulation in den GPS-Satelliten abgeschaltet würde, dann
die Breitband-n(t)-Modulation nicht länger ein unerwünschtes
Störsignal darstellen würde; es würde das gewünschte Signal
werden. Ein derartiger Schalter könnte in der GPS-Signalstruktur
durch Vergrößerung der Bandbreiten der Tiefpaßfilter
35 um einen Faktor von 10 untergebracht werden, um diese an
das neue "Signal" anzupassen.
Die Ausgangsgröße u(t) des Tiefpaßfilters 121 repräsentiert
die nach unten umgesetzte und gefilterte obere Seitenbandkomponente
des Ursprungssignals s(t). Die Ausgangsgröße
l(t) des Tiefpaßfilters 123 repräsentiert das untere Seitenband.
Es sollte bemerkt werden, daß das Spektrum von u(t)
in bezug auf die Frequenz nach oben verschoben wird und das
Spektrum von l(t) bezüglich der Frequenz nach unten verschoben
wird, und zwar relativ zu dem Spektrum der ursprünglichen
Modulation m(t) um einen Betrag gleich (f-f₀), d. h. dem
Unterschied zwischen der aktuell empfangenen Trägerfrequenz
f und der Überlagerungsoszillatorfrequenz f₀. [Falls die
Dopplerverschiebung des Trägers (f-f₀) negativ ist, wird
dann das u(t)-Spektrum nach unten und das l(t)-Spektrum
nach oben verschoben.] Man nimmt an, daß die Größe dieser
Verschiebung kleiner als fHP und sehr viel kleiner als fLP
sein soll. Dieser Annahme wird genügt, falls die Frequenzverschiebung
primär von der Dopplerverschiebung herrührt,
die niemals die Größe von 5 Kilohertz überschreiten kann,
vorausgesetzt, daß fHP etwa gleich 10 kHz gesetzt wird.
Irgendeine Absetzung der Frequenz des Bezugskristalloszillators
65 von der gewünschten 5,115-MHz-Frequenz wird auch
eine (308mal größere) Verschiebung der u(t)- und l(t)-
Spektra hervorrufen. Normalerweise wird jedoch eine derartige
Verschiebung sehr viel kleiner als fHP sein.
Zusätzlich zu der Frequenzverschiebung der oberen und unteren
Seitenbandausgänge u(t) und l(t) entsteht eine frequenzabhängige,
disvergierende Phasenverschiebung jedes Ausgangs
infolge der Quadraturgabelschaltung 101. Jedoch ist für den
speziellen Quadraturgabelschaltungsaufbau von Rogers (oben
zitiert) diese Phasenverschiebung zu gering, um wichtig zu
sein. Ähnlich werden die zusätzlichen Phasenverschiebungen,
die durch das Bandpaßfilter 87 und die Hoch- und Tiefpaßfilter
117, 119, 121 und 123 hervorgerufen werden, unbedeutend
sein, falls Standardfilterkonstruktionen verwendet werden.
Jeder dieser Effekte neigt zur Aufhebung, wenn die Differenz
zwischen den Terminals in der nachfolgenden Datenverarbeitung
gebildet wird. Diese Aufhebung ist nicht exakt,
da zwei Filter niemals genau gleich sind. Ebenso sind die
Dopplerverschiebungen an unterschiedlichen Orten zu irgendeiner
gegebenen Zeit unterschiedlich. Jedoch sind diese
Resteffekte vernachlässigbar, wie dies durch eine direkte
Berechnung und durch aktuelle Experimente bestätigt wurde.
In Fig. 5 ist ein Blockdiagramm der Digitalelektronikeinheit
37 dargestellt. Diese Digitalelektronikeinheit 37 beinhaltet
einen Signalumsetzer 125, eine Korrelatoranordnung
127 mit einer Reihe von sieben identischen Korrelatoren,
eine numerische Oszillatoranordnung 129 mit einem entsprechenden
Satz aus sieben identischen, numerischen Oszillatoren
und eine Echtzeituhr 131, wobei die Korrelatoranordnung
127, die numerische Oszillatoranordnung 129 und
die Echtzeituhr 131 über einen Datenbus 133 miteinander
und mit dem Feldterminalrechner 39 verbunden sind. Die
erste Funktion des Signalumsetzers 125 besteht darin, das
analoge Oberseitenbandsignal u(t), das analoge Unterseitenbandsignal
l(t) und das analoge, sinusförmige 5,115-MHz-
Signal jeweils in ein binärwertiges "Digital"- oder
"Logik"-Signal umzusetzen, das zur Bearbeitung durch übliche
Transistor-Logik-(TTL)-Schaltkreise geeignet ist.
Der Signalumsetzer 125 erzeugt genau zwei Ausgangsgrößen.
Eine dieser Ausgangsgrößen stellt eine binärwertige, TTL,
periodische Rechteckwellenform mit einer Frequenz von 10,23 MHz
dar, die durch Frequenzverdopplung der 5,115-MHz-
Eingangsgröße erzeugt wird. Dieses 10,23-MHz-Ausgangssignal
dient als ein Taktsignal zur Zeitsteuerung aller digitalen
Schaltungen. Dieses Taktsignal wird durch 1023
(=3×11×31) in der Echtzeituhr 131 dividiert, um einen
Takt pro 100 Mikrosekunden zu erhalten. Weitere Divisionen
mit aufeinanderfolgenden Faktoren von 10 erzeugen
dann eine vollständige Dezimaldarstellung der Zeit in Sekunden,
wobei das niedrigstwertige Bit Einheiten von 10-4 Sekunden
repräsentiert. Die Zeit kann in dieser Form über den
Datenbus 133 immer abgelesen werden. Die Operationen der
Korrelatoranordnung 127, der numerischen Oszillatoranordnung
129 und des Feldterminalrechners 39 werden alle durch
die Echtzeituhr 131 über den Datenbus 133 geregelt.
Die zweite "Digital"-Ausgangsgröße des Signalumsetzers
125 wird von den analogen u(t)- und l(t)-Eingangsgrößen
abgeleitet und stellt eine binärwertige, TTL-pegelige,
unperiodische Wellenform dar. Diese Ausgangsgröße wird
durch ein exklusives-TTL-NOR-Glied erzeugt, das zwei Eingänge
aufweist: ein Eingang verdeutlicht das Vorzeichen der
u(t)-Eingangsgröße und der andere das Vorzeichen von l(t).
Somit ist die Gatterausgangsgröße "Wahr" (T oder binäre 1)
falls, und nur falls die analogen u(t)- und l(t)-Signale
das gleiche Vorzeichen aufweisen.
In Fig. 6 ist ein Blockdiagramm des Signalumsetzers 125
dargestellt. Das analoge Singal u(t) stellt eine Eingangsgröße
für einen Komparator 135 dar, an dessen Ausgang ein
TTL-Logikpegel erscheint, und zwar "Wahr", falls u(t) positiv
ist und "Falsch", falls u(t) negativ ist. Dieses TTL-
Logiksignal wird als eine Eingangsgröße für ein exklusives
TTL-NOR-Glied 137 verwendet. Das analoge Signal l(t) wird
auf ähnliche Weise einem Komparator 139 zugeführt, dessen
Ausgangsgröße als die andere Eingangsgröße des exklusiven
NOR-Glieds 137 verwendet wird. Das sinusförmige 5,115-MHz-
Signal, das von dem Kristalloszillator 65 erhalten wird,
stellt eine Eingangsgröße für eine übliche analoge Frequenzverdopplungsschaltung
141 dar, deren Ausgangsgröße einem
dritten Komparator 143 zugeführt wird, um eine 10,23-MHz-,
rechteckwellenförmige, TTL-pegelige Ausgangsgröße zu erzeugen.
Die 10,23-MHz-Ausgangsgröße wird ebenso als "Takt"-
Eingangsgröße für ein Flip-Flop 145 verwendet, das die Ausgangsgröße
des Gatters 137 abtastet und hält; somit stellt
die Ausgangsgröße des Flip-Flops 145 die exklusive NOR-
Funktion der Vorzeichen von u(t) und l(t) dar, die mit
einer gleichmäßigen Geschwindigkeit von 10,23×10⁶ mal
pro Sekunde abgetastet und während der Abtastzeiten gehalten
wird. Es ist im Stand der Technik der Funkinterferometrie
allgemein bekannt, wie beschrieben z. B. von J. M. Moran
in einem Artikel in Methods of Experimental Physics, vol. 12,
Teil C, Seiten 228-260, daß die binärwertige Zeitfunktion
U⊗L eine Fourier-Transformation oder -"Spektrum" aufweist,
das eine gute Approximation sowohl hinsichtlich der Phase
als auch hinsichtlich der relativen Amplitude zu dem
Fourier-Spektrum des analogen Produkts von u(t)l(t) darstellt.
Die Genauigkeit der Approximation ist von den Analogsignalen
abhängig, die Zufallscharakter oder Gaußschen Charakter
aufweisen. Ebenso muß der Korrelationskoeffizient
zwischen den beiden Eingängen in bezug auf seine Größe viel
kleiner als 1 sein. (Praktisch "zittert" das Rauschen die
Nichtlinearitäten der Komparatoren heraus. Das exklusive
NOR-Glied 137 kann als eine Multiplizierschaltung angesehen
werden, wobei jeder der Eingänge Werte von +1 und -1
aufweist.) Diese Bedingungen werden in dem vorliegenden
System gut erfüllt. Somit wird im folgenden der Logikpegel
vom Flip-Flop 145 einfach als Darstellung des Produkts
u(t)l(t) betrachtet.
Das U⊗L-"Produkt" des Signalumsetzers 125 wird jedem der
sieben identischen Korrelatoren in der Korrelatoranordnung
127 parallel eingegeben.
Ehe eine Beschriebung des Aufbaus der Korrelatoranordnung
127 gegeben wird, werden seine Arbeitsprinzipien kurz
erklärt.
In jedem Korrelator wird das u(t)l(t)-Produkt mit binären
Annäherungen an Sinus- und Cosinus-Zeitfunktionen korreliert,
die durch einen entsprechenden der sieben numerischen Oszillatoren
erzeugt werden. Die Frequenz des Oszillators wird
durch den Feldterminalrechner 39 gemäß der Zeit, die von
der Echtzeituhr 131 angezeigt wird, gesteuert. Zu irgendeinem
gegebenen Zeitpunkt wird die Oszillatorfrequenz auf
das zweifache der vorausgesagten Dopplerfrequenzverschiebung
der 1575,42-MHz-Trägerwelle gesetzt, die von einem der Satelliten
übertragen wird. Jeweils ein Oszillator und ein Korrelator
sind mit jedem der in Sicht befindlichen Satelliten,
und zwar bis zu maximal sieben Satelliten, verbunden. (Falls
mehr als sieben Satelliten immer in Sicht sind, können mehr
numerische Oszillatoren und Korrelatoren in diesem System
verwendet werden. In der Praxis sind jedoch sieben ausreichend.)
Falls die vorausgesagte Dopplerverschiebung ausreichend
nahe an die aktuelle Dopplerverschiebung heranreicht,
werden dann die Ausgangsgrößen des Korrelators
die Leistung und die Phase des Signals von dem speziellen
Satelliten, für den die Voraussage gemacht wurde, genau
bestimmen und durch die Anwesenheit von Signalen von
anderen Satelliten, die unterschiedliche Dopplerverschiebungen
aufweisen, nicht nennenswert beeinflußt.
Nachfolgend wird in mathematischen Ausdrücken die Arbeitsweise
eines der numerischen Oszillatoren und seines zugehörigen
Korrelators beschrieben: Als Funktion der Zeit t,
die durch die Echtzeituhr 131 angezeigt wird, ist die vorausgesagte
Dopplerfrequenzverschiebung des Trägers des Satelliten
durch den Ausdruck fp(t) gegeben. Der Wert von fp(t)
wird aus der Tabelle aus vorberechneten Werten interpoliert,
die früher in dem Speicher des Feldterminalrechners gespeichert
wurden. Der numerische Oszillator erzeugt zwei
Zeitfunktionen: cos [2 Φp(t)] und sin [2 Φp(t)], mit 90°-
Phasenverschiebung, wobei Φp(t) eine vorausgesagte Phase
repräsentiert, die eine Zeitfunktion darstellt. Die Funktion
Φp(t) ist zu Anfang der Zeit t₀ gleich Null, wenn der
numerische Oszillator zu schwingen beginnt und an irgendeinem
nachfolgenden Zeitpunkt Φp(t) durch das Integral
gegeben, wobei fp(t′) den Augenblick von fp zu einer
Zwischenzeit t′ verdeutlicht. Der Faktor von 2 π ist erforderlich,
da - wie üblich - die Frequenz fp in Einheiten von
Schwingungen pro Zeiteinheit und die Phase Φp in Einheiten
von Radian und nicht in Perioden gemessen wird.
Nun bildet der Korrelator, der zwischen den Zeitpunkten t₀
und t₁ arbeitet, Größen a und b aus seinen Eingangswerten
[u(t)l(t)], cos [2 Φp(t)] und sin [2 Φp(t)], und zwar gemäß
den Formeln
und
Das Integrationszeitintervall t₁-t₀ ist gleich einer Sekunde,
und die angezeigten Integrationen werden jede Sekunde durchgeführt.
Bei jedem Einsekundentakt seitens der Echtzeituhr
werden die Werte der Integrale in die Speicherregister
"strobiskopiert", die Intergrationen werden auf Null zurückgesetzt,
der numerische Oszillator läuft wieder an, und eine
neue Integrationsperiode beginnt. Somit liefert der Korrelator
am Ende jeder Zeitsekunde Größen a und b, die die Zeitmittel
des Produkts
u(t)l(t) cos [2 Φp(t)]
bzw. des Produkts
u(t)l(t) sin [2 Φp(t)]
über das vorangegangene Einsekundenintervall
darstellt. Diese Ausgangsgrößen verdeutlichen die
Korrelationen des Produkts u(t)l(t) mit den Kosinus- und
Sinusfunktionen.
Während des Einsekundenintervalls wird die Oszillatorfrequenz
fp(t) jede 0,1 Sekunde durch den Rechner aktualisiert, und
zwar veranlaßt durch die 0,1-Sekundentakte der Echtzeituhr.
Diese Aktualisierung ist erforderlich, daß sich die Satelliten-
Dopplerverschiebung ändert, und zwar infolge der Bewegung der
Satelliten relativ zum Feldterminal am Erdboden sowie der
sich ändernden Projektion der Relativgeschwindigkeit entlang
der Sichtlinie mit einer Geschwindigkeit, die einen
wesentlichen Bruchteil von 1 Hertz pro Sekunde darstellen
kann.
Nun können die Korrelatorausgangsgrößen a und b kombiniert
werden, um Schätzungen der Leistung und der Trägerphase des
Signals für den speziellen Satelliten, für den die Vorhersage
fp(t) gemacht wurde, zu erhalten.
Man definiert eine komplexe Zahl c, dessen Realteil gleich
a und dessen Imarginärteil gleich b ist, d. h.
c = a + jb,
wobei j die Quadratwurzel von minus eins ist. Daraus folgt
c ≃ C < m² < < exp [2 j (Φ - Φp)] <,
wobei C ein positiver, reeller, konstanter Skalenfaktor,
<m²< das Zeitmittel des Quadrats der GPS-Modulationsfunktion
m(t) über das Integrationsintervall von t₀ bis t₁ und
<exp [2 j (Φ-Φp)]< das Zeitmittel der komplexen Exponentialfunktion
exp [2 j (Φ-Φp)] darstellt. Setzt man voraus, daß der
Unterschied (Φ-Φp) zwischen der empfangenen GPS-Trägersignalphase
Φ=Φ(t) und der entsprechenden Voraussage Φp=Φp(t)
sich nicht um einen wesentlichen Bruchteil einer Schwingung während
der Integrationszeit ändert, dann ist die Größe von
c etwa proportional der durchschnittlich empfangenen Leistung:
|c| ≡ (a² + b²)1/2 ≃ C < m² <
und der Winkel von c entspricht etwa zweimal der durchschnittlichen
Phasendifferenz (Φ-Φp):
c ≡ tan-1 (b/a) ≃ 2 < (Φ-Φp) <.
Es ist zu bemerken, daß aus b und a der Winkel von c eindeutig
modulo 2 π Radian bestimmt werden kann. Somit wird die
Differenz (Φ-Φp) modulo π Radian bestimmt.
Damit die empfangene Signalleistung und die Trägerphase
(modulo π) exakt aus a und b entspechend diesen Formeln
bestimmt werden können, müssen zwei Bedingungen eingehalten
werden: Erstens, wie bereits erwähnt, muß sich die aktuelle
Phase Φ(t) von der vorausgesagten Phase Φp(t) um einen Betrag
unterscheiden, der sich um viel weniger ändert, als eine
Schwingungsperiode während der Integrationszeit
von einer Sekunde. Zweitens, der Rauschabstand des Korrelatorausgangs,
gegeben durch
SNRc = (2/π)(π/4)(BeffTint)1/2F
= (1/2)(BeffTint)1/2F
= (1/2)(BeffTint)1/2F
muß viel größer als Eins sein, wobei Beff die effektive
Bandbreite der Signale u(t) und l(t) ist, etwa 5×10⁵ Hz;
Tint stellt die Integrationszeit dar, gleich 1 Sekunde, und
F stellt den Bruchteil der in u(t) und l(t) vorhandenen
Leistung dar, der von dem GPS m(t)-Signal, und nicht vom
Rauschen stammt. Der Faktor (2/π) erklärt sich aus dem
Korrelationsverlust zwischen u(t) und l(t), der durch die
Analog-Digital-Umwandlung dieser Signale durch die Komparatoren
in dem Signalumsetzer hervorgerufen wird. Der Faktor
(π/4) erklärt sich aus dem Verlust, der mit der Verwendung
von Rechteckwellenapproximationen der Sinus- und Kosinusfunktionen
in dem Korrelator zusammenhängt. Die Wurzel aus
dem Produkt von BeffTint entspricht etwa 700. Demzufolge
gilt die Relation:
SNRc ≃ 350 · F.
Der Bruchteil F irgendeiner Seitenbandleistung, die von dem
GPS-Satelliten abstammt, ist von dem Empfangsantennengewinn
und der Rauschzahl des Empfangssystems abhängig. Für die
"MITES"-Antenne und das oben beschriebene Empfangssystem
sowie für einen Satellitenhöhenwinkel von etwa 20° ist
aus einem Experiment bekannt, daß der Wert F etwa 0,03 übersteigt.
Demzufolge ergibt sich
SNRc ≳ 10,
was für genaue Leistungs- und Phasenmessungen ausreichend
ist. Die Standardabweichung des Rauschens in jedem Teil der
komplexen Größe c, d. h. im Real- und Imaginärteil, ist gegeben
durch
σc ≃ |c|/SNRc.
Die ersterwähnte Bedingung für die Genauigkeit der Messungen
der Leistung und Phase, nämlich daß (Φ-Φp) sich nicht um
einen wesentlichen Bruchteil einer Schwingung während der
Einsekundenintegrationszeit ändert, ist gleich der Bedingung,
daß der Unterschied zwischen der aktuellen empfangenen
Trägerfrequenz f und der Überlagerungsoszillatorfrequenz
f₀ sich nicht von der vorausgesagten (numerischen Oszillator)
Frequenz fp um einen wesentlichen Bruchteil von 1 Hertz
unterscheidet. Dieser Bedingung wird in dem vorliegenden
System dadurch genügt, daß für die Frequenz des numerischen
Oszillators eine selbstätige Regelung vorgesehen ist, um
diese Frequenz nahe der aktuellen empfangenen Trägerfrequenz
zu halten. Diese Regelung wird mit Hilfe eines einfachen
Programms ausgeübt, das durch den Feldterminalrechner 39
ausgeführt wird. Eine Beschreibung dieses Programms folgt.
Die komplexe Zahl c, die aus den a und b Korrelatorausgängen
am Ende des k-ten Einsekundenintegrationsintervalls
gebildet wird, wird mit c(tk) gekennzeichnet, wobei tk die
Zeit in der Mitte dieses Intervalls kennzeichnet. Zu der
numerischen Oszillatorfrequenz für das (k+1)-Intervall wird
ein Korrekturwert (corrective bias)
K · [c(tk)c*(tk-1)]/2π Hertz
hinzuaddiert, wobei K eine positive reelle Konstante kleiner
als 1, [ ] den Winkel der komplexen Größe, die in den
Klammern [ ] enthalten ist, und c*(tk-1) die komplexe Konjugation
der komplexen Zahl c des nächstvorhergehenden (k-1)-
Intervalls darstellt.
Das Arbeitsprinzip dieses Programms wird anhand des folgenden
Beispiels verdeutlicht: Falls die Frequenzvorhersage angenommen
um 0,1 Hertz zu niedrig ist, dann wird der Winkel
von c um 0,1 Schwingungsperiode in einer Sekunde voranschreiten,
und die komplexe Größe c(tk)c*(tk-1) wird einen Winkel
von (+0,1)×(2π) Radian (plus geringes Rauschen mit Mittelwert
Null) aufweisen. Die Addition des Korrekturwerts, der
in diesem Falle positiv ist, wird die Größe des negativen
Fehlers in der Frequenzvorhersage von (0,1 Hz) auf (1-K)
(0,1 Hz) verringern.
Der Wert K muß größer als 0 sein, oder keine Verringerung
eines Frequenzvorhersagefehlers wird von der Rückkopplung
resultieren. Der Wert muß kleiner als 1 sein, oder die Rückkopplung
wird eine labile Schwingung bzw. Schwankung des
Fehlers hervorrufen, und zwar infolge der Verzögerung bei
der Anwendung der Korrektur. Der exakte Wert ist nicht kritisch,
und der optimale Wert kann durch Experiment bestimmt
werden. In dem vorliegenden System wird ein Nominalwert von
0,5 verwendet.
Ein wichtiger anderer Effekt dieser Frequenzrückkopplung besteht
darin, daß die numerische Oszillatorfrequenz zu der
aktuellen empfangenen Trägerfrequenz "hingezogen" wird,
und zwar von einer anfänglichen Frequenz, die etwa mehrere
Hertz oberhalb oder unterhalb liegen kann. Dieses "Hereinzieh"-
Phänomen ist allgemein bei der Technik der Phasen-
oder Frequenznachführungsrückkopplungsschleifen allgemein
bekannt, wie dies z. B. von Floyd M. Gardner in dem Buch
"Phaselock Techniques", veröffentlicht durch John Wiley &
Sons, Inc., New York, 1966, diskutiert wird.
Die Bedeutung dieses "Hereinzieh"-Phänomens für das vorliegende
System, besteht darin, daß die a priori Kenntnis der
Vermessungsmarkenposition keine geringere Unsicherheit als
einige Kilometer zu haben braucht.
Ein potentieller ungünstiger Nebeneffekt dieses "Hereinzieh"-
Phänomens besteht bei dem vorliegenden System darin, daß
der numerische Oszillator der zur Nachführung eines speziellen
Satelliten vorgesehen ist, statt dessen zu der Frequenz
eines anderen Satelliten hingezogen wird, falls sich die
Frequenz des letzteren in der Nähe des ersteren befindet,
und das Signal des letzteren im Vergleich zum ersteren
stark ist. Um den Schaden in Grenzen zu halten, der von
solchen Vorfällen herrühren kann, enthält das Feldterminal-
Rechnerprogramm eine Vorschrift, die die Größe des angewachsenen
Korrekturwerts, der zu der a priori Frequenzvorhersage
addiert werden kann, auf etwa 10 Hz begrenzt. Da
der Unterschied zwischen zwei Satellitenfrequenzen sich
ändert, üblicherweise etwa um 1 Hz pro Sekunde, folgt daraus,
daß nur etwa Meßdaten von 10 Sekunden oder weniger
als etwa 1 Prozent der gesamten, an einem Meßort empfangenen
Daten durch Nachführung eines falschen Satelliten hinfällig
sein können. Die Erfahrung zeigt, daß dieser Prozentsatz
unbeachtlich ist.
In Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines Korrelatormoduls 149
dargestellt, eines der sieben identischen Module, die in
der Korrelatoranordnung 127 vorhanden sind. Alle sieben
Module haben die gleiche Eingangsgröße U⊗L, die der U⊗L-
Ausgangsgröße des Signalumsetzers 125 entspricht. Jedes
Modul 149 empfängt ebenso eine "Kosinus"-Eingangsgröße und
eine "Sinus"-Eingangsgröße von einem entsprechenden Modul
der sieben numerischen Oszillatormodule. Die U⊗L-Eingangsgröße
und die "Kosinus"-Eingangsgröße gelangen an ein
exklusives NOR-Glied 151, dessen Ausgangsgröße die Eingangsgröße
eines "getakteten" Digitalzählers 153 darstellt.
Die U⊗L-Eingangsgröße und die "Sinus"-Eingangsgröße gelangen
an ein weiteres exklusives NOR-Glied 155, dessen Ausgangsgröße
die Eingangsgröße eines weiteren Zählers 157
darstellt. Einmal pro Sekunde werden die Inhalte der Zählerregister 153, 157 in entsprechenden Ausgangspuffern 159,
161 durch einen Impuls von der Echtzeituhr 131 in der Digitalelektronikanorndung
37 verriegelt bzw. zwischengespeichert
und die Zähler werden dann auf Null zurückgesetzt.
Mit einem Takt von 10,23 MHz, gesteuert durch das
"Takt"-Signal vom Signalumsetzer 125, wächst jeder Zähler
153, 157 um eins, falls und nur falls seine Eingangsgröße,
die von seinem zugehörigen exklusiven NOR-Glied 151 bzw.
155 abstammt, "Wahr" ist. Somit zeigen am Ende jedes
Einsekundenintervalls die Inhalte der Ausgangspuffer 159,
161 an, wie oft mal, und zwar zwischen Null und 10 230 000mal,
die U⊗L- und die Kosinus/Sinus-Eingangsgrößen während
der vorgangegangenen 1 Sekunde übereinstimmten. Die Inhalte
der Ausgangspuffer 159, 161 jedes Zählers werden mit dem
Datenbus 133 verbunden, über den der Feldterminal-Rechner
39 zu jeder Sekunde die Inhalte liest. Jeder Zähler/Signalspeicher
(Puffer) kann eine einzelne integrierte Schaltung
darstellen, wie z. B. das 32-Bit-Bauelement, Modell
Nr. LS7060, hergestellt von LSI Systems, Inc.
Die Größe a, die vorher durch die Kreuzmodulation zwischen
[u(t)l(t)] und cos [2 Φp(t)] definiert wurde, wird in dem
Feldterminal-Rechner 39 durch Subtraktion des Wertes
5 115 000 von der Ausgangsgröße des "Kosinus"-Zählers und
Division des Ergebnisses durch 5 115 000 erhalten. Die
Größe b wird ähnlich durch Subtraktion des Wertes 5 115 000
von der Ausgangsgröße des "Sinus"-Zählers und Division des
Ergebnisses durch 5 115 000 erhalten. (Somit stellt die Einheitsgröße
von a und b eine vollkommene Korrelation zwischen
[u(t)l(t)] und der "Kosinus"- oder "Sinus"-Funktion dar.
Ehe diese Ergebnisse im Speicher des Feldterminal-Rechners
39 gespeichert werden, kann jede Zahl auf ebenso wenige
4 Bit gekürzt werden, um Speicherplatz einzusparen.)
In Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines der sieben identischen
numerischen Oszillatormodule 163 dargestellt, die in der
numerischen Oszillatoranordnung 129 enthalten sind, wobei
jedes numerische Oszillatormodul eine "Kosinus"- und eine
"Sinus"-Eingangsgröße zu einem Korrelatormodul 149 liefert.
Jeder numerische Oszillator 163 beinhaltet ein binäres
Phasenregister 167 und ein binäres Frequenzregister 169,
einen binären Addierer 171, ein exklusives NOR-Glied 173,
einen Inverter 175 und einen Frequenzteiler 177
Das Phasenregister 167 und das Frequenzregister 169 haben
jeweils 32 Bit. Der Addierer 171 ist ein 32-Bit-Addierer.
Die zu irgendeinem Zeitpunkt in dem Phasenregister 167
enthaltene Binärzahl stellt die Phase der Oszillatorausgangsgröße
dar, wobei das höchstwertige Bit eine halbe
Periode, das nächsthöchstwertige Bit eine Viertel Periode
usw. darstellt. Die in dem Frequenzregister 169 enthaltene
Binärzahl stellt auf ähnliche Weise die Frequenz des Oszillators
dar, wobei in diesem Fall das höchstwertige Bit
einen Wert von 155 000 Hz aufweist, der gleich 1/66 der
Periode des vom Signalumsetzer 125 stammenden 10,23-MHz-
"Takt"-Signals entspricht. Der Addierer 171 summiert die
in dem Frequenzregister 169 und dem Phasenregister 167 enthaltenen
Zahlen. Diese Summe wird in das Phasenregister 167
geladen, unter Austausch der vorigen Inhalte, und zwar einmal
pro Periode der Ausgangsgröße des Frequenzteilers, der das
10,23-MHz-"Takt"-Signal durch einen festen Faktor von 33
teilt. Das Phasenregister 167 wird somit mit einer Geschwindigkeit
von genau 310 000mal pro Sekunde aktualisiert.
Der Betrag, um den die Phase nach jeder Aktualisierung
fortschreitet, ist durch die Inhalte des Frequenzregisters
169 gegeben. Das Frequenzregister 169 wird, wie bereits
erwähnt, 10mal pro Sekunde über den Datenbus 133
durch den Feldterminal-Rechner 39 aktualisiert. (Negative
wie auch positive Frequenzen werden durch die Inhalte des
Frequenzregisters dargestellt, und zwar unter Verwendung
der bekannten Zweierkomplementmethode. Gemäß dieser Übereinkunft
wird das Negative einer Binärzahl durch Komplementierung
jedes Bits und anschließende Addition von eins
gebildet. Die größte positive Zahl wird demgemäß dann dargestellt,
falls das höchstwertige Bit Null und alle anderen
Bit eins sind. Falls das höchstwertige Bit eins ist, bedeutet
dies, daß die Zahl negativ ist.)
Die "Sinus"-Ausgangsgröße des numerischen Oszillators 163
wird vom Inverter 175 erhalten, der das höchstwertige Bit
des Phasenregisters 167 invertiert. Die "Sinus"-Ausgangsgröße
weist einen Wert von Eins auf, falls die Phase
zwischen Null und einer positiven halben Periode ist,
und einen Wert von Null, falls die Phase zwischen einer
halben und einer ganzen Periode ist (was das gleiche ist,
wie wenn die Phase sich zwischen minus einer halben Periode
und Null befindet). Die "Kosinus"-Ausgangsgröße des numerischen
Oszillators 163 wird von dem exklusiven NOR-Glied 173
abgenommen, an dessen Eingängen das höchstwertige und das
nächsthöchstwertige Bit des Phasenregisters 167 anliegen.
Die "Kosinus"-Ausgangsgröße weist einen Wert von Eins auf,
falls die Phase innerhalb von plus oder minus ein Viertel
Periode, bezogen auf Null, ist.
In Fig. 9 ist ein Blockdiagramm des Feldterminal-Rechners
39 gezeigt. Der Rechner 39 beinhaltet eine Zentraleinheit
(CPU) 181, einen Programmspeicher 183, einen Datenspeicher
185, einen externen Zweirichtungsdatenkanal 187, der mit
einem Bedienungsterminal 189 verbunden ist, und einen externen
Zweirichtungsdatenkanal 191, der mit einem Modulator-
Demodulator (Modem) 193 verbunden ist, der weiterhin mit
einer Telefonleitung, einem Funktelefon oder irgendeiner
anderen Fernmeldeübertragungseinrichtung 195 in Verbindung
steht. Die Teile des Rechners 39 werden mit Hilfe eines
Datenbusses untereinander verbunden, der auch zur Verbindung
des Rechners 39 mit anderen Baugruppen des Feldterminals
(vgl. Fig. 5) dient.
Die Zentraleinheit CPU 181 kann z. B. ein Modell LSI-11/2
(Teilenummer KD11-GC) der Digital Equipment Corporation
(DEC) sein. Der Programmspeicher 183 kann ein 32-K-Byte
programmierbarer Festwertspeicher sein, z. B. ein DEC,
Teilenummer MRV11-C. Der Datenspeicher 185 kann ein
32-K-Byte Lese/Schreibspeicher mit direktem Zugriff sein,
z. B. ein DEC, Teilenummer MXV11-AC. Die beiden externen
Zweirichtungsdatenkanäle (187 und 191) können die RS-232
Seriendatenkanäle sein, die in dem MXV11-AC enthalten
sind. Das Bedienungsterminal 189 kann das DEC Modell VT-100
oder irgendein gleichwertiges Serien-ASCII-Terminal sein,
das, wie das VT-100, mit der RS-232 Seriendatenschnittstelle
des MXV11-AC oder durch irgendeine andere geeignete Datenkanaleinrichtung
mit dem Rechner verbunden werden kann.
Der Modem 193 kann irgendeine, RS-232 kompatible, Standardeinrichtung
sein und kann vollständig eliminiert werden,
falls, wie erwähnt, der Feldterminal-Rechner 39 direkt mit
dem Basisrechner 15 verbunden ist. Der Datenbus 197 kann
der LSI-11 Q-Bus sein. Die Echtzeituhr 131, die numerische
Oszillatoranordnung 129 und die Korrelatoranordnung 127
können mit dem Bus verbunden werden, indem man sie auf
Standardleiterplatten aufbaut, die direkt in den Plattenkantenverbinder
der "Rückebene" eines LSI-11 Rechnersystems
eingesteckt werden. Derartige Leiterplatten sind von DEC
erhältlich, ausgestattet mit speziellen, integrierten
Schaltungen, die die gesamte Datenkommunikation zwischen
dem Q-Bus und den auf den Platten aufgebauten speziellen
Interferometerterminal-Schaltkreisen durchführen können.
Die in dem Speicher 185 des Feldterminal-Rechners 39 gespeicherten
Meßdaten weisen eine Zeitreihe aus komplexen
Zahlen für jeden der bis zu sieben beobachteten Satelliten
auf, wobei jede Sekunde eine derartige Zahl erhalten wird.
Diese Daten werden für eine Zeitspanne von etwa 5000 Sekunden
erworben, währenddessen wenigstens zwei Satelliten
ständig beobachtet werden, wobei die Durchschnittszahl
der beobachteten Satelliten wenigstens vier betragen soll.
Für den i-ten Satelliten zur Zeit t wird die gegebene komplexe
Größe mit Ai(t) bezeichnet, wobei die Größe dieser
komplexen Zahl proportional der gemessenen Leistung des zu
diesem Zeitpunkt von diesen Satelliten empfangenen Signals
ist, wobei die Proportionalitätskonstante willkürlich, jedoch
für alle Satelliten gleich ist, und wobei der Winkel
der komplexen Zahl gleich dem Zweifachen der zu diesem
Zeitpunkt für den gleichen Satelliten gemessenen Trägerphase
ist, wobei die Phase jedes Satelliten auf das
gleiche Überlagerungs-Bezugsoszillatorsignal, nämlich das
1575,42-MHz-Signal bezogen wird, das durch die Oszillatoranordnung
57 des Feldterminals 13-1 erzeugt wird.
Die komplexen Daten A₁(t) i=1 . . ., 7 werden durch den
Feldterminal-Rechner 39 von den a und b Ausgängen der sieben
Korrelatoren 149 der Korrelatoranordnung 127 wie folgt abgeleitet:
Für den i-ten Korrelator gilt
Ai(t) = [a(t) + jb(t)] exp [2 jΦp(t)],
wobei a(t) bzw. b(t) die normierte a bzw. b Ausgangsgröße
für das Einsekunden-"Integrations"- oder Zählintervall,
zentriert beim Zeitpunkt t, darstellt; j ist die Wurzel aus
minus Eins; und 2Φp(t) ist das Zweifache der vorausgesagten
Trägerphase des i-ten Satelliten zum Zeitpunkt t. Es ist zu
bemerken, daß die komplexe Zahl Ai(t) gleich der von dem
i-ten Korrelatorausgang abgeleiteten komplexen Zahl c, multipliziert
mit exp [2 jΦp(t)] ist. Der Winkel von Ai stellt
(zweimal) die empfangene Trägerphase bezogen auf (zweimal)
die Phase des 1575,42-MHz-Überlagerungsoszillatorsignals dar,
wohingegen der Winkel von c auf (zweimal) die Summe der Bezugsoszillatorphase
plus der Phase des numerischen Oszillators
bezogen ist.
Zum Zwecke der Erläuterung wird davon ausgegangen, daß die
Datenreihe {Ai(t)} von dem Feldterminal 13-1 erzeugt wird,
das sich am Anfang des Basisvektors befindet. Das andere
Feldterminal 13-2, das das Feldterminal am Ende des Basisvektors
darstellt und die gleichen Satelliten zu den gleichen
Zeitpunkten wie das erste Terminal beobachtet, erzeugt
A₁(t) entsprechende Daten, die mit Bi(t) gekennzeichnet
werden. Die gleichen Satelliten werden beobachtet, da
beiden Terminals Vorhersagedaten vom gleichen Zentral- bzw.
Basisrechner 15 zugeführt werden, der die Satelliten 1 bis
7 in genau einer Weise numeriert. Die Beobachtungen an den
beiden Terminals werden effektiv gleichzeitg durchgeführt,
da die beiden Terminaluhren bzw. -takte unmittelbar vor
den Beobachtungen synchronisiert wurden, und die Taktfrequenzen
unterscheiden sich um einen unbedeutenden Betrag.
(Der prinzipielle Effekt des Taktfrequenzunterschieds zwischen
den Kristalloszillatoren, die die Frequenzen der Takte
liefern, besteht darin, daß die Phasendifferenz zwischen
den 1575,42-MHz-Oszillatorbezugsfrequenzen sich ändert.) Es
ist ohne Bedeutung, falls zu einer gegebenen Zeit ein spezieller
Satellit von einem Terminal sichtbar, jedoch von
einem anderen verborgen ist. In diesem Fall wird die Größe
von entweder Ai(t) oder Bi(t) einfach Null oder in dessen
Nähe sein.
Die Operationen, die vom Zentralrechner 15 durchgeführt werden,
um die Bestimmung des Basisvektors des Interferometers
abzuschließen, werden anschließend diskutiert. Hierzu werden
dem Rechner die Leistungs- und Phasenmeßdaten zugeführt,
die von den beiden an den Enden des Basisvektors angeordneten
Feldterminals 13-1 und 13-2 gesammelt wurden.
Der erste Schritt bei der Verarbeitung der Ai(t)- und Bi(t)-
Daten im Zentralrechner 15 besteht darin, die komplexe Konjugation
von Ai(t), gekennzeichnet durch Ai*(t), mit Bi(t)
zu multiplizieren. Das Produkt
h
h
Si(t) = Ai*(t) Bi(t)
hat einen Winkel Si(t), der gleich zweimal dem Unterschied
zwischen den gemessenen Phasen der Trägersignale ist, die
von den i-ten Satelliten an den beiden Terminals empfangen
werden, wobei jede Phase mit Bezug auf den Ortsbezug- bzw.
Überlagerungsoszillator in dem jeweiligen Terminal gemessen
wurde. Demzufolge ist der Winkel von Si(t) mit der Differenz
zwischen den Phasen der Überlagerungs- bzw. Ortsoszillatoren
und mit dem Basisvektor zwischen den Terminals durch die
theoretische Relation
Si(t) ≃ ΔΦL0 + (4 π fi/c) · i(t)
verknüpft,
wobei dieses ΔΦL0 die Phasendifferenz der Überlagerungsoszillatoren,
fi die empfangene Frequenz für den i-ten Satelliten,
etwa 1575,42 MHz, c die Lichtgeschwindigkeit, der
Basisvektor und i(t) ein Einheitsvektor in Richtung des
i-ten Satelliten, betrachtet zur Zeit t vom Mittelpunkt des
Basisvektors aus, darstellt. (Diese Relation erzeugt den
Winkel Si(t) in Radian und nicht in Perioden. Da die Frequenz
fi in Perioden bzw. Schwingungen pro Sekunde und
nicht in Radian bestimmt wird, muß ein Faktor 2π eingeschlossen
werden. Der Grund dafür, daß 4π und nicht 2π
hier erscheinen, ist darin zu sehen, daß jedes Feldterminal
die empfangene Signalphase zweimal mißt.) Diese Relation
stellt eine Approximation insoweit dar, als diese eine
Parallaxe zweiter Ordnung, Effekte des Übertragungsmediums,
relativistische Mehrwegeffekte, Rauschen usw., ignoriert.
Diese geringen Effekte werden hier aus Gründen der Klarheit
vernachlässigt. Der mit der Vernachlässigung dieser Effekte
einhergehende Fehler entspricht einem Basislinienfehler von
weniger als etwa 1 cm bei einer Basislänge von weniger als
etwa 1 km. [Mit Ausnahme des Rauscheffekts, der völlig zufällig
ist, ist es möglich, die oben vernachlässigten
Effekte nachzubilden, um eine genauere theoretische Darstellung
von Si(t) zu erhalten. Diese Nachbildung wird z. B.
in einem Artikel von I. I. Shapiro "Estimation of
astrometric and geodetic parameters from VLBI observations"
in Methods of Experimental Physics, vol. 12, Teil C, Seiten
261-276, 1976, beschrieben.]
Theoretisch ist die Größe von S gegeben durch
|Si| = C · G² (cos Ri),
wobei C eine Konstante und G den (Richtvermögen-) Gewinn einer
Empfangsantenne darstellt, und zwar geschrieben als eine
Funktion des Kosinus des Zenitwinkels Ri des i-ten Satelliten.
Man geht davon aus, daß G unabhängig vom Azimut und
derart normiert ist, daß die durch einen Kugelstrahler mit
entsprechender Kreispolarisation empfangene Leistung
gleich 1 ist. Für den MITES-Antennenaufbau gilt
G (cos R) ≃(1,23) · (1 + cos R)² · sin² ((3π/4) cos R)
für 0°R90°;
G (cos R) ≃ 0
für 90°R.
Der Wert dieser Funktion ist etwa 2,46 am Zenit (R=0) und
hat ein Maximum bei etwa 3,63 bei R≃40°, hat einen Einheitswert
bei R≃72° und erreicht 0, wenn R 90° erreicht.
Der nächste Schritt bei der Bearbeitung der Meßdaten, die
von den beiden Interferometerterminals erhalten werden, besteht
in der Summierung der komplexen Zahlen Si(t) über
i, um eine Summe s(t) für jeden Meßzeitpunkt t zu erhalten:
wobei die Summe sich über all die Satelliten erstreckt, die
zu dem Zeitpunkt t beobachtet wurden.
Der nächste Schritt bei der Bearbeitung der Meßdaten besteht
darin, einen Versuchswert des Basisvektors auszuwählen
und von diesem Wert eine Funktion der Zeit (t) zu berechnen,
die theoretisch den Wert repräsentiert, den S(t) gehabt
hätten, falls der echte Wert des Basisvektors gleich
dem Versuchswert wäre:
wobei λi die Funkwellenlänge darstellt, die der empfangenen
Trägerfrequenz entspricht. Das heißt λi=c/fi. Das Verfahren zur
Auswahl eines Wertes von wird unten beschrieben. Es ist
zu bemerken, daß in dieser theoretischen Funktion (t), im
Gegensatz zu der von Messungen abgeleiteten Funktion S(t),
kein Term vorhanden ist, der die Überlagerungsoszillatorphasendifferenz
repräsentiert. Ebenso ist der konstante
Skalenfaktor C weggelassen.
Als nächstes wird die Größe von S(t) mit der Größe von (t)
multipliziert, und das Produkt dieser Größen wird über alle
Meßzeiten summiert, um einen Wert R() zu erhalten, der sowohl
von als auch natürlich von den Messungen abhängig ist:
wobei tl die l-te der Reihe von etwa 5000 Meßzeiten darstellt.
R() wird als "Mehrdeutigkeitsfunktion" bezeichnet.
Der nächste Verarbeitungsschritt besteht darin, die Berechnung
von R() für verschiedene Werte von zu wiederholen
und den speziellen Wert von zu bestimmen, für den
die Funktion von R() den größten Wert aufweist. Dieser
Wert von ist die gewünschte Bestimmung des Basisvektors .
Der Versuchswert des Basisvektors wird am Anfang so gewählt,
daß er der besten a priori Schätzung von - entspricht,
die von einer unabhängigen Information der Lagen
der Vermessungsmarken verfügbar ist, wie z. B. die Lagen
bzw. Orte, die man durch Identifizierung von Landmarken auf
einer Karte erhalten kann. Die Maximierung von R() mit
Bezug auf wird durch Absuchen eines dreidimensionalen
Raumes vorgenommen, der an diesem Versuchswert zentriert
und groß genug ist, um die Unsicherheit der Anfangsschätzung
einzuschließen. Bei der Suche wird jeder Punkt eines gleichmäßig
verteilten, dreidimensionalen Gitters geprüft, um den
einen Punkt zu lokalisieren, an dem R() maximal ist. Der
Gitterabstand beträgt am Anfang 1 Meter. Dann wird der
Raum, der sich 2 Meter von diesem einen Punkt des Maximums
R() abgesucht, indem man ein Gitter mit einem Abstand von
20 Zentimetern prüft. Das Maximum von R() wird in diesem
feiner verteilten Gitter gefunden. Dann wird der Gitterabstand
und ebenso die lineare Ausdehnung des Gitters
halbiert und die Suche wiederholt. Dieses Halbierungsverfahren
wird so lange durchgeführt, bis der Gitterabstand
unter 1 Millimeter liegt. Der Wert von , der schließlich
R() maximiert, wird als gewünschte Bestimmung des Basisvektors
herangezogen. Unter Verwendung einer Satellitenanzahl
n gleich 5 kann eine Basisvektorbestimmung mit Hilfe
des erfindungsgemäßen Verfahrens mit einer Genauigkeit von
etwa 5 Millimetern pro Koordinate für eine Basislänge von
etwa 100 Metern vorgenommen werden.
Das oben beschriebene Verfahren zur Verarbeitung der von
zwei Interferometerterminals stammenden Meßdaten, um den
Basisvektor zwischen den Terminals zu bestimmen, stellt
eine Spezialisierung des allgemeinen Verfahrens dar, das
in der oben erwähnten Patentanmeldung Nr. 3 05 142 beschrieben
wird. Das in dieser Anmeldung offenbarte allgemeine Verfahren
wird auch von Charles C. Counselman und Sergei A.
Gourevitch, in "Miniature Interferometer Terminals for
Earth Surveying: Ambiguity and Multipath with Global
Positioning System", veröffentlicht in IEEE Transactions
on Geoscience an Remote Sensing, vol. GE-19., Nr. 4, Seiten
244-252, Oktober 1981, beschrieben.
Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des Meßdatenverarbeitungsverfahrens
gemäß der Erfindung wird auch eine Mehrdeutigkeitsfunktion
R() aus den Meßdaten und einem Versuchswert
der Basis gebildet; jedoch ist das Verfahren der
Bildung der Funktion unterschiedlich. In diesem Ausführungsbeispiel,
wie im vorhergehenden Ausführungsbeispiel,
wird die komplexe Konjugierte von Ai(t) mit Bi(t) multipliziert,
um ein komplexes Produkt Si(t) zu erhalten:
Si(t) = Ai*(t) Bi(t)
wobei Ai(t) eine komplexe Zahl darstellt, die repräsentativ
für die Messungen des Signals ist, das vom i-ten Satelliten
bei einem Interferometerterminal zur Zeit t empfangen
wird, wobei die Größe von Ai(t) proportional der
empfangenen Leistung ist, und der Winkel Ai(t) zweimal
der Phase des Trägers relativ zum Überlagerungsoszillator
des Terminals entspricht, und wobei Bi(t) gleich Ai(t) ist,
mit der Ausnahme, daß dieser Wert von dem anderen Terminal
an dem anderen Ende des Basisvektors abgeleitet wird.
Als nächstes wird Si(t) mit einer gewissen komplexen Exponentialfunktion
eines Versuchswerts des Basisvektors
multipliziert, und das Produkt wird über alle zur Zeit t
beobachteten Satelliten summiert, um eine Summe S(t) zu erhalten,
die eine Funktion der Zeit und des Versuchswertes
darstellt:
Wobei i(t) einen Einheitsvektor in Richtung des i-ten
Satelliten zur Zeit t und λi die Wellenlänge des vom i-ten
Satelliten empfangenen Signals darstellt. (Es ist zu bemerken,
daß, falls gleich ist, der Winkel jedes Terms
in der Summe über i gleich ΔΦL0 ist, also unabhängig von i.)
Als nächstes wird die Größe von S(t) genommen und über alle
Beobachtungszeiten summiert, um die Funktion R() zu erhalten:
wobei tl die l-te der etwa 5000 Meßzeiten darstellt.
Schließlich wird der Wert von , der R() maximiert, gefunden,
und zwar durch den gleichen Suchvorgang, der in
Verbindung mit dem ursprünglichen Datenverarbeitungsverfahren
beschrieben wurde. Dieser Wert von stellt die gewünschte
Bestimmung des Basisvektors dar.
Dieses letztere Ausführungsbeispiel ist rechnerisch effektiver
als das zuerst beschriebene Ausführungsbeispiel.
Claims (1)
- Verfahren zum Bestimmen der Position eines Erdpunktes mit Hilfe modulierter Radiosignale, deren Träger unterdrückt ist, und die mit unbekannten pseudozufälligen Kodes moduliert sind und von erdumkreisenden Satelliten gesendet werden, gekennzeichnet durch folgende Schritte:
- (a) gleichzeitiges Empfangen der Signale von mehreren Satelliten mit einer omnidirektionalen Antenne am Erdpunkt, dessen Position zu bestimmen ist;
- (b) Vorhersagen der Dopplerverschiebungen für die von der Antenne empfangenen Signale;
- (c) Korrelieren der empfangenen Signale mit den Vorhersagen für die Dopplerverschiebungen, um diese aufzuheben;
- (d) Korrelieren der von jeder Antenne empfangenen Signale mit sich selbst, um den unbekannten pseudozufälligen Modulationskode zu quadrieren, wodurch sich die Phasenwinkel der Korrelationsprodukte aus den Schritten (c) und (d) nur langsam in bezug auf die Phasen der Trägerwellen ändern, die implizit in den empfangenen Signalen verhanden sind; und
- (e) zeitliches Mitteln der Korrelationsprodukte, wodurch Daten erhalten werden, die die Phase der implizit in dem von jedem Satelliten empfangenen Signal vorhandenen Trägerwelle anzeigen, aus welchen Phasen sich die Position des Erdpunktes berechnen läßt.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: AERO SERVICE DIVISION OF WESTERN GEOPHYSICAL COMPA |
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8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: TER MEER, N., DIPL.-CHEM. DR.RER.NAT. MUELLER, F., |
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8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: WESTERN ATLAS INTERNATIONAL, INC., HOUSTON, TEX., |
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8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: TER MEER, N., DIPL.-CHEM. DR.RER.NAT. MUELLER, F., |
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D2 | Grant after examination | ||
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8328 | Change in the person/name/address of the agent |
Free format text: PATENTANWAELTE MUELLER & HOFFMANN, 81667 MUENCHEN |