DE3215009C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberstufe für einen
Hochleistungsschalttransistor gemäß dem Oberbegriff des
Patentanspruches 1.
Eine solche Treiberstufe ist aus der Firmenschrift von
Thomson CSF "Halbleiter-Übersicht 1980/1981", Seite 42, Absatz
Schaltnetzteil-Steuerung TEA 1001SP bekannt. Der Hochleistungsschalttransistor
wird hierbei an seiner Basis
direkt durch einen positiven bzw. negativen Basisstrom angesteuert,
wobei während des Einschaltvorganges des Hochleistungsschalttransistors
dieser übersteuert wird, um den
Einschaltvorgang zu verkürzen. Ein Logikprozessor gibt
hierbei Schaltsignale zum Aufschalten des positiven bzw.
negativen Basisstromes ab und dient somit zur Steuerung
der gesamten Treiberstufe. Diese weist noch eine Überwachungsschaltung
für die Spannung der den positiven bzw. negativen
Basisstrom liefernden Hilfsspannungsquelle sowie
für die Kollektor-Emitterspannung des Hochleistungsschalttransistors
auf, d. h. einen sogenannten Unterspannungswächter
und eine Entsättigungsüberwachung.
Mit der bekannten Schaltung können Hochleistungsschalttransistoren
mit einer direkten Basisansteuerung bis +/-3 Ampere
betrieben werden. Hierzu sind zwischen dem Logikprozessor
und der Basis des Hochleistungsschalttransistors jeweils
zwei Transistorpaare vorgesehen, wobei das eine Transistorpaar
den positiven Basisstrom und das andere Transistorpaar
den negativen Basisstrom schaltet. Die Transistorpaare
werden direkt von dem Logikprozessor angesteuert und
durch diesen wechselseitig gegeneinander verriegelt. Das
Transistorpaar für die Aufschaltung des positiven Basisstromes
hat zum einen Schaltfunktion, zum anderen ist es
ein Analogverstärker für die Signale der Entsättigungsüberwachung.
Eine solche Vermischung der Funktionen mag zwar
bei den geringen zu schaltenden Leistungen in der Größenordnung
von maximal 1000 Watt noch hinzunehmen sein,
jedoch ergäbe sich bei Treiberstufen für hohe zu schaltende
Leistungen dadurch zwangsläufig eine nicht unerhebliche
Schaltträgheit.
In der Zeitschrift etz-b, Band 30 (1978), Heft 26, Seiten
1063 ff., beschreibt K. Rischmüller einen Transistor-Gleichstromsteller
für einen Ausgangsstrom von 300 Ampere. Auch
bei der dortigen Schaltung sind mehrere Überwachungsschaltungen
vorgesehen, um den Hochleistungsschalttransistor zu
schützen, z. B. hinsichtlich Überstrom, Entsättigung und Erwärmung.
Diese Schaltung weist zwei zusammengeschaltete
Hochleistungstransistoren auf, die von einem weiteren vorgeschalteten
Leistungstransistor angesteuert werden, dessen
Basis wiederum ein positiver bzw. negativer Strom zugeführt
wird. Die Hochleistungstransistoren werden somit
nicht direkt von der Treiberschaltung, sondern über einen
zwischengeschalteten Leistungstransistor angesteuert. Da
alle diese Schaltungselemente verzögerungsbehaftete Schaltzeiten
aufweisen, die sich bei dem Schalten des
Hochleistungsschalttransistors zumindest summieren, können
auch hier keine extrem kurzen Schaltzeiten erreicht werden.
Aus der DE-AS 28 52 943 ist es bekannt, einen
Hochleistungstransistor während der Einschaltphase zu übersteuern,
wobei eine Stromregelung und eine Strombegrenzung
vorgesehen sind. Die Strombegrenzung wirkt jedoch auch während
der Einschaltübersteuerung, so daß diese zumindest
teilweise kompensiert wird.
Die Anforderungen für Treiberstufen zur Basisansteuerung
von Leistungsschalttransistoren können folgendermaßen zusammengefaßt
werden:
- a) Beim Einschalten des Schalttransistors soll der eingeprägte Basisstrom möglichst schnell auf seinen stationären Wert ansteigen,
- b) für ohmsche oder induktive Last mit hohem Anfangsstrom kann die Einschaltverlustenergie verkleinert werden, wenn der eingeprägte Basisstrom beim Einschalten kurzzeitig überhöht wird,
- c) nach dem Einschaltvorgang muß dem Schalttransistor ein ausreichend hoher positiver Basisstrom angeboten werden, damit der Schalttransistor gesättigt oder quasigesättigt bleibt.
Im Hinblick auf den Ausschaltvorgang sind Treiberstufen unter
der Beachtung der folgenden Regeln auszulegen:
- a) Während des Ausschaltvorgangs ist dem Schalttransistor ein hinsichtlich zeitlichen Verlaufs und Amplitude vorgebbarer, "negativer" Basisstrom einzustellen,
- b) ist der Transistor vor Beginn des Ausschaltvorgangs gesättigt, so darf die Amplitude des "negativen" Basisstroms erst nach Verzögerung einen höheren Wert annehmen,
- c) unter der Beachtung des Wiederleitendwerdens des Transistors infolge der Rückwärtserholzeit der Kollektorbasisdiode kann durch Erhöhung des "negativen" Basisstroms während des Ausschaltvorganges die Speicherzeit und die Fallzeit des Kollektorstromes verringert werden,
- d) um den Effekt des Wiederleitendwerdens des Schalttransistors zu vermeiden, muß die negative Basis-Emitter-Spannung am Ende der Fallzeit einen ausreichend hohen, "negativen" Spannungswert annehmen.
Diese Anforderungen werden zwar mit der aus der Firmenzeitschrift
Halbleiter-Übersicht bekannten Treiberstufe berücksichtigt,
jedoch können mit dieser Treiberstufe nur geringe
Leistungen und dieses auch nur mit begrenzten Schaltzeiten
geschaltet werden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Schaltung
für eine Treiberstufe der gattungsgemäßen Art so zu modifizieren,
daß bei einem einfachen Aufbau geringe Schaltzeiten
ermöglicht werden und hohe Leistungen zuverlässig geschaltet
werden können.
Diese Aufgabe ist gemäß der Erfindung durch die im kennzeichnenden
Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale
gelöst.
Demgemäß ist ein wesentliches Merkmal der Erfindung darin
zu sehen, die einzelnen Funktionen bei der Ansteuerung des
Hochleistungsschalttransistors während des Ein- und Ausschaltens
auf voneinander unabhängige separate Bauelementgruppen
aufzuteilen, so daß deren Funktionen sich nicht
miteinander vermischen und einander auch nicht kompensieren.
So wird z. B. die Kondensatoranordnung zur Einschaltübersteuerung
parallel zu dem Stromregler geschaltet, ohne
daß in dem Zweig für die Einschaltübersteuerung eine Strombegrenzung
stattfindet. Durch diese Aufteilung der Funktionen
Einschaltsteuerung einerseits und Stromregelung mit
Strombegrenzung andererseits können extrem kurze Schaltzeiten
für den Hochleistungsschalttransistor erreicht werden.
Mittels der impulsartigen Einschaltübersteuerung wird die
Basiszone des Schalttransistors mit Ladungsträgern aufgefüllt,
wobei durch eine Verzögerung des Einschaltstromes
das Einsetzen des Kollektorstromflusses durch den Schalttransistor
verhindert wird. Mittels des Stromreglers wird
die Basiszone mit so vielen Ladungsträgern aufgefüllt, wie
zum Betrieb des Schalttransistors im Bereich der Kennlinie
zwischen Verstärker- und Schalterbetrieb zur Quasisättigung
und zur Ableitung eines Restbasisstromes zum Kollektor
des Schalttransistors erforderlich sind.
Die Erfindung bietet den Vorteil einer einfach aufgebauten
und gleichzeitig betriebssicheren Schaltungsanordnung.
Der Bauelementeaufwand für die Einschaltimpulsübersteuerung
ist sehr gering. Durch die Einschaltimpulsübersteuerung
lassen sich die Umschalt- und Durchschaltverluste im Hochleistungsschalttransistor
verringern. Durch die Übersteuerung
der Basiszonen mit Ladungsträgern und der damit verbundenen
Herabsetzung der Einschaltdauer und der damit verbundenen
Einschaltverluste kann gleichzeitig die Schaltfrequenz
für den Hochleistungsschalttransistor erhöht werden.
Mittels des Stromreglers ist eine automatische Regelung
des positiven Basisstroms in Abhängigkeit vom Kollektorstrom,
in den auch typenspezifische Parameter des Schalttransistors
eingehen, durchführbar. Der Betriebspunkt auf der Arbeitskennlinie
ist überwachbar, der positive Basisstrom bei direkter
Basisansteuerung des Leistungstransistors unterbrechbar
und der negative Basisstrom zu einem betriebssicheren
Arbeitspunkt einschaltbar. Durch den Stromregler werden
dem Leistungstransistor nur so viele Ladungsträger in die
Basiszone zugeführt, wie effektiv zum Ladungstransport benötigt
werden. Die Einflüsse von typenspezifischen Parametern
und Exemplarstreuungen des Hochleistungsschalttransistors
bleiben durch den Stromregler ohne Einfluß.
Die erfindungsgemäße Treiberstufe wird vorteilhaft so ausgebildet,
daß eine Schaltstromverzögerung im Laststromkreis in Serie zur
Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors liegt. Die
Einschaltstromverzögerung besteht vorzugsweise aus einer Sättigungsdrossel
(Ringkern mit ausgeprägtem Sättigungsknie) und
einer parallelgeschalteten Diode, nebst einer zusätzlichen,
parallelen Serienschaltung einer schnellen Diode und einem
induktionsarmen Widerstand, wobei die Sättigungsdrossel im
Laststromkreis angeordnet sein kann. Diese Schaltungsanordnung
dient der Unterdrückung hoher Nadelimpulse und Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten
zu Beginn der Entmagnetisierungsphase
der Sättigungsdrossel während der Abschaltung des Laststromes.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gehen aus
den Unteransprüchen hervor.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung
dargestellten Ausführungsform beschrieben und erläutert,
wobei zur Gegenüberstellung bisher bekannter Schaltungsanordnungen
und der erfindungsgemäßen auf eine bekannte Schaltungsanordnung
auch zeichnerisch Bezug genommen wird. Es zeigt
Fig. 1 eine Schaltungsanordnung gemäß dem vorbekannten
Stand der Technik zum Betreiben eines Hochvoltschalttransistors,
Fig. 2 die aus der Schaltungsanordnung gem. Fig. 1 resultierenden
Verzögerungszeiten der einzelnen Schaltungsgruppen
und der sich daraus ergebenden Totzeit
des gesamten Systems,
Fig. 3 die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, bezogen
auf die mit Fig. 1 vergleichbaren Schaltungsgruppen,
Fig. 4 die aus der Schaltungsanordnung gem. Fig. 3 resultierenden
Verzögerungszeiten der einzelne Schaltungsgruppen
und der sich daraus ergebenden Totzeit
des vergleichbaren Schaltungssystems,
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Treiberstufe gemäß der
Erfindung und
Fig. 6 ein Detailschaltbild von Komponenten der Treiberstufe
gemäß Fig. 5.
Zur Erzeugung eines erforderlichen "positiven" Basisstromes
eines Hochvoltschalttransistors T₁ in einem Laststromkreis
ist eine Kaskadenschaltung mit mehreren (n) Transistoren
T₂ bis T n zur Verstärkung eines Steuerbefehls "positiver"
Basisstrom erforderlich. Ein Schaltbefehl an den Transistor
T n soll einen Stromfluß I L durch den Transistor T₁ unterbrechen.
Dadurch ergibt sich ein Abklingen des Emitterstromes
von Transistor T₃ nach Speicherzeit (t s) und Fallzeit (t f).
Nach erfolgter Abschaltung des Basisstromes des Transistors
T₂ erfolgt ein Abklingen des Emitterstromes dieses Transistors
T₂ nach dessen bauteilspezifischen Speicherzeit t s und Fallzeit
t f . Nach erfolgter Abschaltung des Basisstromes von
Transistor T₁ ergibt sich ein Abklingen des Laststromes
I L durch diesen Transistor T₁ nach dessen Speicherzeit t s
und Fallzeit t f . Dies hat zur Folge, daß mit zunehmender
Schaltleistung durch den Transistor T₁ und somit steigender
Gefährdung dieses Bauelementes die Totzeit des Systems
steigt. Trotz einer "intelligenten Überwachungselektronik"
gemäß dem Stand der Technik (vgl. TEA 1001 SP) mit frühzeitiger
Erkennung unzulässiger Betriebszustände und unverzüglicher
Einleitung von Schutzmaßnahmen bleiben diese Maßnahmen
aufgrund einer systembedingten Totzeit wirkungslos,
da zwischenzeitlich die Zerstörung des Leistungsbauelementes,
d. h. des Transistors T₁, erfolgt sein kann. Die Anzahl
der erforderlichen Transistorstufen und die daraus resultierende
Totzeit ist physikalisch aus der Beziehung
(I B = Basisstrom, I L = Laststrom, h fe =
dynamische Stromverstärkung)
vorgesehen. Die dynamische Stromverstärkung h fe ist eine
Funktion des Kollektorstromes, des Betriebszustandes, der
Frequenz, der Temperatur eines jeden bipolaren Transistors,
z. B. T₁ bis T n . Dabei sind für die dynamische Stromverstärkung
h fe nur die wesentlichsten Parameter aufgeführt. In solchen
Schaltungskonzeptionen muß dabei von einem Wert für die
dynamische Stromverstärkung h fe von 4 bis 8 ausgegangen
werden. Zum schnellen Durchschalten im Einschaltmoment muß
dabei von einem Minimalwert ausgegangen werden. Der Strom
des Steuerbefehls, d. h. der Steuerbefehl "positiver Basisstrom"
beträgt nur einige Milliampere. Aus dieser Beziehung
kann somit die Anzahl der erforderlichen Transistorstufen
errechnet werden und damit die sich ergebende Totzeit des
Systems bestimmt werden.
Entgegen der Schaltungsanordnung gem. Fig. 1 wird bei der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach Fig. 3 der "positive"
Basisstrom unmittelbar über einen schnellen Schalter
S₁ mit kleiner Speicherzeit t s und kleiner Fallzeit t f ein-
und ausgeschaltet. Dabei ist der Schalter S₁ als ein Power-
MOS-FET ausgebildet.
Die Speicher- und Fallzeiten t s und t f der nachgeschalteten
Systeme, d. h. der Strombegrenzung R₁, Stromregler T₂ und
D₂ und der Einschalt-Impuls-Übersteuerung C i haben keinen
Einfluß mehr auf das Abschalten des Leistungstransistors
T₁. Die gesamte Verzögerungszeit t s des Systems wird nur
noch durch folgende Parameter bestimmt:
- a) Laufzeit der Daten bis zur Erarbeitung eines Steuerbefehles durch die Logik (schnelle Logik) (ca. 100 nsec),
- b) Schaltzeit des schnellen Schalters S₁ (Power-MOS-FET) bei Strömen von ca. 16 A im Bereich von 200 nsec.
- c) Speicherzeit t s und Fallzeit t f von Transistor T₁.
Die gesamte Totzeit des vorgeschalteten Systems ist vernachlässigbar
klein zur Totzeit des Leistungsschalters Transistor
T₁. Da es aus heutiger Sicht technisch noch nicht möglich
ist, sämtliche, im System erforderlichen Funktionen zur
Formung des Basisstromes des Transistors T₁ in einem Bauelement
optimal zu verarbeiten, ist eine Aufteilung einzelner
Funktionen zu Funktionsgruppen erforderlich. Diese Funktionsgruppen
sind:
- a) Schalter S₁ "positiver Basisstrom", verantwortlich für verzögerungsfreie Ein- und Ausschaltung des Basisstromes von Transistor T₁,
- b) Strombegrenzer R₁ "positiver Basisstrom",
- c) Stromregler T₂, D₁ "positiver Basisstrom", verantwortlich für die Bereitstellung des optimalen Basisstromes zum Betrieb im optimalen Kennlinienfeld des Transistors T₁ und
- d) Einschalt- und Impuls-Übersteuerung C₁, verantwortlich für Kompensation der physikalisch bedingten Einschaltverzögerung des Transistors T₁.
In den Fig. 2 und 4 sind die Totzeiten t d des vorbekannten
und des erfindungsgemäßen Systems aufgetragen, wobei sich
diese Totzeiten aus den Speicherzeiten t s und den Fallzeiten
t f der einzelnen Bauelemente der Schaltungsanordnungen der
Fig. 1 und 3 ergeben. Aus der Gegenüberstellung der Totzeiten
t d gem. den Fig. 2 und 4 ergibt sich, daß die Totzeit
t d der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 die Anzahl der dem
Transistor T₁ des Laststromkreises vorgeschalteten Verstärkerstufen,
d. h. der Transistoren T₂ bis T n , zuzüglich der
Eigentotzeit des Leistungstransistors T₁ maßgeblich ist,
während die Totzeit t d der Schaltungsanordnung gem. Fig.
3 annähernd allein bzw. dominierend durch die Speicherzeit
t s und Fallzeit t f des Leistungstransistors T₁ bestimmt
wird.
In Fig. 5 und Fig. 6 ist eine bevorzugte Ausgestaltung der
Erfindung dargestellt. Die gesamte Schaltungskonzeption
ist hinsichtlich einer universell einsetzbaren Treiberstufe
BDS unabhängig vom Verwendungszweck, z. B. in Eintakt-,
Gegentakt- und Brückenwandlern oder im Einsatz als Schaltglied
bei Betrieb von Gleich- oder Wechselstrom-Motoren
einsetzbar. Durch die Schaltungskonzeption einer zusätzlichen,
externen, und in der Zeichnung nicht dargestellten,
parallelen Beschaltung bereits integrierter Leistungsbauelemente,
wie beispielsweise POWER-MOS-FETs bereits bekannter,
integrierter Ausführung, ist eine Verwendung der Treiberstufe
BDS auch für höhere Leistungsklassen bei Bedarf möglich.
Ebenso besteht durch die Möglichkeit einer äußeren
Beschaltbarkeit des integrierten Bausteines dieser erfindungsgemäßen
Treiberstufe BDS der Vorteil, diesen Baustein
durch eine externe Funktionsgruppe, wie beispielsweise einen
Schaltregler im Zweig "positiver Basisstrom" von interner
Erwärmung zu entlasten.
Fig. 5 zeigt eine Übersicht in Blockschaltform für eine
Treiberstufe BDS zur Basisansteuerung eines Hochleistungsschalttransistors
T₁. Fig. 6 zeigt im Detail die Erfindung,
wobei für die Erfindung untergeordnete Blöcke nicht im Detail
dargestellt oder weggelassen sind.
Mittels der in Fig. 5 und Fig. 6 dargestellten Treiberstufe
BDS kann ein Hochleistungsschalttransistor T₁ im Block 11
mit z. B. Basisströmen bis zu Plus/Minus 50 Ampere direkt
gesteuert werden. Der positive Basisstrom ist eine Funktion
des Kollektorstromes in diesem Hochleistungsschalttransistor
T₁ und dessen typenspezifischen Parametern. Mittels der
Treiberstufe BDS gem. Blockschaltbild Fig. 5 kann der positive
Basisstrom automatisch geregelt, die Speicherzeit t s
und Fallzeit t f des verwendeten Hochleistungsschalttransistors
T₁ durch dessen Betrieb im Übergangsbereich zwischen
Verstärker- und Schalterbetrieb verkürzt, die für den Betrieb
maßgebenden Parameter überwacht, verarbeitet, die erforderliche
Anwortfunktion ermittelt und diese sofort eingegeben
werden. Mittels eines in der Treiberstufe BDS vorgesehenen
Logikprozessors 4 kann der Ausschaltvorgang im Hochleistungsschalttransistor
T₁ optimiert werden, indem der positive
Basisstrom unterbrochen, der Betriebspunkt auf der Arbeitskennlinie
automatisch überwacht, der negative Basisstrom
im optimalen Punkt der Arbeitskennlinie eingeschaltet, die
Signallaufzeit zwischen Basis des Hochleistungsschalttransistors
T₁ und Steuerungseingang der Treiberstufe BDS (Steuergröße
St am Eingang eines Impedanzwandlers 2) minimiert
und eine Strombegrenzung ohne zusätzliche Bauelemente vorgenommen
werden.
Mittels des Hochleistungsschalttransistors T₁ im Laststromkreis
PS, welcher einem Verbraucher vor- oder nachgeschaltet
ist, kann der Arbeitsstrom für einen zugeordneten Verbraucher,
ein- und ausgeschaltet werden. Mittels der erfindungsgemäßen
Treiberstufe BDS kann unter Ausnützung sämtlicher
äußerer Beschaltungsmöglichkeiten der Umschalt- und Durchschaltverlust
im Schalttransistor T₁ minimiert werden. Im
Laststromkreis PS, welcher in Fig. 5 und Fig. 6 durch die
fett ausgezogenen Linien dargestellt ist, ist in Serie zur
Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors T₁ eine
Einschaltstromverzögerung 10 angeordnet. Eine verzögerte
Beaufschlagung des Schalttransistors T₁ mit Laststrom ist
physikalisch-technologisch begründet durch die Aktivierungszeit
in der Basiszone dieses Schalttransistors. Diese bauteilspezifische
Einschaltdauer und damit der Durchschaltverlust
werden durch die Beaufschlagung des Schalttransistors
T₁ mit Laststrom erhöht. Die Einschaltstromverzögerung 10
besteht aus einer Sättigungsinduktivität L (Fig. 6) und
einer zu dieser parallelgeschalteten Diode D₁ (Fig. 6).
Die Sättigungsinduktivität L ist im Laststromkreis PS angeordnet.
Wird eine Sättigungsinduktivität L verwendet, so
bewirkt die anfängliche Induktivität bis zum Erreichen der
Sättigungsinduktion in der kritischen Einschaltphase des
Schalttransistors T₁ die Vortäuschung eines Längswiderstandes,
wodurch der Laststrom reduziert wird. Bei Erreichen der
Sättigungsinduktion hat die Sättigungsinduktivität L keinen
Einfluß auf den fließenden Laststrom. Bei Unterbrechung
des Laststroms, d. h. beim Ausschalten des Schalttransistors
T₁, entsteht durch die Umwandlung der magnetischen Energie
in der Sättigungsinduktivität L in elektrische Energie eine
unerwünschte Spannungsspitze. Diese Spannungsspitze addiert
sich zu der Betriebsspannung im Laststromkreis PS, wodurch
die entstehende Überspannung bei Überschreiten der Grenzdaten
des verwendeten Schalttransistors T₁ diesen zerstören
kann. Durch das Parallelschalten der Diode D₁ in Sperrichtung
zum Laststrom erfolgt ein verzögerter Abbau der magnetischen
Energie der Sättigungsinduktivität L und somit ein
vernachlässigbarer Spannungsanstieg am Kollektor des Schalttransistors
T₁. Durch die Einschaltstromverzögerung 10 kann
in vorteilhafter Weise die Einschaltzeit des verwendeten
Schalttransistors T₁ verkürzt und der Einschaltverlust und
somit die Wärmeentwicklung verringert werden. Daneben besteht
die Möglichkeit der Verwendung des Schalttransistors
T₁ für höhere Schaltfrequenzen.
Zur Erzeugung der Steuerenergie für die Treiberstufe BDS
ist eine Hilfsspannungsversorgung 1 vorgesehen. Die Energieübertragung
erfolgt mittels schneller Konverter, deren Sekundärseite
in Fig. 6 dargestellt ist. Dadurch kann die Ladekapazität
der verwendeten Gleichrichterschaltung verkleinert
und die Koppelkapazität zwischen Treiberstufe BDS und der
Primärseite des Übertragers minimiert werden. Mittels der
Hilfsspannungsversorgung 1 kann über die dem Übertrager
nachgeschaltete Gleichrichterschaltung eine positive und
negative Hilfsspannung mit gemeinsamen Bezugspotential (Mittelzapfung
auf der Sekundärseite des Übertragers) erzeugt
werden. Durch die Auswahl der Kenndaten des verwendeten
Übertragers kann die positive und negative Hilfsspannung
auf einen optimalen Spannungswert eingestellt werden.
Die positive Hilfsspannung wird einem Schalter "positiver
Basisstrom" 5, die negative Hilfsspannung einem Schalter
"negativer Basisstrom" 6 und das Bezugspotential einem gemeinsamen
Verbindungspunkt VP 1 im Laststromkreis zugeführt.
Die beiden Schalter 5 und 6 bestehen aus je einer durch
separate Ein- und Ausschaltimpulse vom Logikprozessor 4
selbsthaltende Schaltstufe sowie je einem Leistungsschalter
in Power-MOS-Technologie. Das Gate des MOS-Fets (Fig. 6,
FT₅) wird niederohmig angesteuert, wodurch die Schalter
5 und 6 vor Fehleinschaltung bei hohen Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten
in der Treiberstufe BDS geschützt werden.
Bei einer realisierten Ausführung der Treiberstufe BDS weisen
die Schalter 5 und 6 trotz hoher Impulsströme bis zu 16 A
pro Power-MOS-FET kurze Schaltzeiten von ca. 200 ns auf.
Durch einfache externe Parallelschaltung eines oder mehrerer
Power-MOS-FET besteht die Möglichkeit des Schaltens noch
höherer Impulsströme. Die hohe Stromverstärkung der verwendeten
Power-MOS-FETs FT₅ bedingen eine kleine Ansteuerleistung.
Die Zuordnung der entsprechenden Ein- und Ausschaltimpulse
für die Schalter 5 und 6 erfolgt durch den Logikprozessor
4.
Wie in Fig. 5 dargestellt, ist zwischen dem Schalter "positiver
Basisstrom" 5 und einem Stromregler 9 eine Strombegrenzung
8 für den positiven Basisstrom des Schalttransistors
T₁ zugeordnet. Diese Strombegrenzung 8 kann beispielsweise
für eine Treiberstufe BDS kleiner Leistung durch einen externen,
induktionsarmen Widerstand, für Treiberstufen mittlerer
und hoher Leistung durch einen pulsbreiten-modulierten Schaltregler
realisiert werden. Durch die Verwendung eines pulsbreiten-
modulierten Schaltreglers kann eine unerwünschte
Wärmeentwicklung in der Strombegrenzung 8 vermieden werden.
Am Steuereingang der Treiberstufe BDS liegt ein Steuersignal
St, z. B. ein Schaltstrom, von ca. 1 Milliampere an. Der
Steuereingang der Treiberstufe BDS ist entweder potentialfrei
über einen Transformator bzw. einen Optokoppler oder
ohne Potentialtrennung über eine schaltbare Konstantstromquelle
ansteuerbar. Der Impedanzwandler 2 verarbeitet in
einer realisierten Ausführungsform Pegelsprünge am Emitter
des Schalttransistors T₁ von 600 Volt in 200 ns ohne Funktionsstörung.
Das Steuersignal St kann mittels eines Pulsbreiten-
Modulators abgeleitet werden. Im Impedanzwandler 2 wird
das Steuersignal unabhängig vom Pegel am Emitter des Schalttransistors
T₁ von einer Stromgröße in eine Spannungsgröße
umgesetzt. Zwischen Laststromkreis PS und Steuerstromkreis
bzw. Treiberstufe BDS besteht ein gemeinsamer Massebezugspunkt
VP 1.
Das Ausgangssignal des Impedanzwandlers 2, z. B. die Strom-
Spannungsumsetzung I/U bei Ansteuerung mittels schaltbarer
Konstantstromquelle wird einer Impulsformerstufe 3 zugeführt.
In der Impulsformerstufe 3 werden die Anstiegs- und
Abfallflanken der Steuerspannung differenziert und Impulse
kurzer Zeitdauer abgeleitet. Zur Unterdrückung von Überlappungszeiten
verschiedener Steuersignale erfolgt in der Impulsformerstufe
3 eine Verzögerung. Die Impulsformerstufe
ist mittels Verstärkern in MOS-Technologie ausgeführt.
Der Logikprozessor 4 verknüpft die Schaltbefehle am Ausgang
der Impulsformerstufe 3 und überprüft deren Zulässigkeit.
Die logische Verknüpfung wird in Abhängigkeit der ausgewerteten
Betriebszustände des Schalttransistors T₁ vorgenommen.
Der Logikprozessor 4 ordnet die Einschalt- und Ausschaltbefehle
für die Schalter 5 und 6 zu.
Der Stromregler 9 bietet der Basiszone des Schalttransistors
T₁ nur so viele Ladungsträger an, wie effektiv zum Ladungstransport
benötigt werden. Der Stromregler 9 ist mit dem
Schalter 5 bzw. 6, dem Kollektor des Schalttransistors T₁
und einer Entsättigungsüberwachung 12 verbunden. Komponenten
des Stromreglers 9 sind ein Leistungstransistor T₂ (Fig.
6) und eine Diode D₂ (Fig. 6). Der Leistungstransistor T₂
kann vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie der verwendete
Schalttransistor T₁ sein. Der Emitter des Leistungstransistors
T₂ ist mit der Basis des Schalttransistors T₁ verbunden.
Die Basis des Leistungstransistors T₂ ist einerseits über
einen Widerstand R 3 (Schalter 6) an einem Spannungsversorgungsanschluß
für die negative Hilfsspannung, andererseits
an die Kathode der Diode D₂ angelegt. Der Kollektor des
Leistungstransistors T₂ ist mit einem Widerstand R₁ des
Stromreglers 9 verbunden. Dieser Widerstand R₁ ist einerseits
an den Drain eines MOS-FETs FT₅ im Schalter 5 andererseits
an einem Kondensator C i einer Einschalt-Impuls-Übersteuerung
7 angeschlossen. Die Anode der Diode D₂ ist mit
dem Kollektor des Schalttransistors T₁ verbunden. Mittels
der schnellen Diode D₂ kann der dem Leistungstransistor
T₂ angebotene Basisstrom verzweigt, der zum Betrieb des
Schalttransistors T₁ im Bereich der Kennlinie zwischen Verstärkerbetrieb,
Schalterbetrieb sowie der Quasi-Sättigung
erforderliche Basisstrom des Leistungstransistors T₂ bereitgestellt
und der Restbasisstrom zum Kollektor des Schalttransistors
T₁ abgeleitet werden. Mittels des Stromreglers
9 können die Einflüsse typenspezifischer Parameter infolge
Exemplarstreuungen des Schalttransistors T₁ kompensiert,
die Speicherzeit in diesem Schalttransistor T₁ verkürzt
und dessen Abschaltung beschleunigt werden.
Die Einschalt-Impuls-Übersteuerung 7 ist parallel zu den
Blöcken, d. h. Strombegrenzern 8 und Stromregler 9, geschaltet.
Die Einschalt-Impuls-Übersteuerung 7 besteht aus einem oder
mehreren Impulskondensatoren C i . Mittels der Einschaltstromverzögerung
10 kann das Einsetzen des Kollektorstromflusses
im Schalttransistor T₁ verzögert werden. Mittels der Einschalt-
Impuls-Übersteuerung 7 kann eine zusätzliche Differenzierung
der Einschaltflanke und somit ein Überschwemmen
der Basiszone des Schalttransistors T₁ mit Ladungsträgern
während der kritischen Einschaltphase durchgeführt werden.
Während der Einschaltphase ähnelt das Auffüllen der Basiszone
dem zeitlichen Verlauf einer Ladekurve für einen Kondensator.
Durch das Einsetzen des Kollektorstromflusses
im Schalttransistor T₁ erfolgt das Auffüllen der Basiszone
noch langsamer. Ohne Einschalt-Impuls-Übersteuerung 7 bzw.
Einschaltstromverzögerung 10 würde der Spannungsverlauf
am Kollektor des Schalttransistors T₁ der Entladekurve der
Spannung an einem Kondensator gleichen, während bei einem
idealen Schalttransistor ein Sprung von der Betriebsspannung
auf die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des verwendeten
Schalttransistors auftreten müßte. Die Einschaltverluste,
welche sich aus dem Produkt der Integrale des Spannungsverlaufes
und des Stromverlaufes am Schalttransistor zusammensetzen,
setzen den maximal möglichen Laststrom durch den
Schalttransistor T₁ herab. Diese elektrische Leistung wird
in Wärmeenergie umgesetzt, und diese begrenzt die Schaltfrequenz
des Schalttransistors T₁ erheblich, obwohl dessen
Transitfrequenz wesentlich höher liegt.
Tritt ein Kurzschluß im Laststromkreis PS auf, so führt
dieser zu keiner Gefährdung des Schalttransistors T₁, da
der einsetzende Stromfluß erst nach Beendigung der kritischen
Phase, d. h. Erkennen des Kurzschlusses, erfolgt. Das
erforderliche, sofortige Ausschalten im Laststromkreis PS
ist keine Gefährdung des Schalttransistors T₁.
Ungleiche Ladungsverteilungen innerhalb der Basiszone des
Schalttransistors T₁ verursachen unterschiedliche, elektrische
Felddichten innerhalb des Halbleiterkristalles. Die
Folge örtlich zu hoher Feldstärkedichten innerhalb der Basiszone
sind Durchbrüche und Zerstörungen des Schalttransistors
T₁. Mittels der Entsättigungsüberwachung 12, einem Komparator,
wird während der Durchschaltephase des Schalttransistors
T₁ der Momentanwert der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung
mit einer Referenz verglichen. Beim Übersteigen
eines vorgebbaren Maximalwertes infolge eines nicht mehr
ausreichenden Basisstromes für den Schalttransistor T₁ erfolgt
durch den Logikprozessor 4 die Abgabe der erforderlichen
Ausschaltbefehle. Bei Sperrung des positiven Basisstromes
für den Schalttransistor T₁ erfolgt ein Ansteigen
der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung als Folge des Mangels
an Ladungsträgern in der Basiszone des Schalttransistors
T₁. Bei Anstieg der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung
ist der Schalttransistor T₁ auf der Arbeitskennlinie
aus dem Schalterbetrieb in den Verstärkerbetrieb gelangt.
Der negative Basisstrom über den Schalter 6 zum raschen
Ausräumen der Basiszone muß ohne Verzögerung erfolgen. Bei
einer steuersignalbedingten Abschaltung der Treiberstufe
BDS ist eine Verzögerung des Beginns des negativen Basisstromes
erforderlich.
Weiterhin ist in der in Fig. 5 dargestellten Treiberstufe
BDS ein Unterspannungswächter 13 vorgesehen. Während des
Einschaltvorganges der Hilfsspannungsversorgung 1 und dem
damit verbundenen Aufbau der positiven und negativen Hilfsspannung
muß der Schalttransistor T₁ zur Vermeidung unzulässiger
Betriebszustände gesperrt bleiben. Tritt während
des Betriebs des Schalttransistors T₁ eine Störung in der
Hilfsspannungsversorgung 1 auf, so kann mittels des Unterspannungswächters
13 und des Logikprozessors 4 der Schalttransistor
T₁ gesperrt werden.
Mittels der vorstehend beschriebenen Treiberstufe BDS kann
ein Hochleistungschalttransistor T₁ wahlweise mit positivem
und negativem Basisstrom von bis zu 50 Ampere und gegegenenfalls
mehr bei einem realisierten Ausführungsbeispiel
angesteuert werden. Durch geeignete, hardwaremäßige äußere
Beschaltung des Logikprozessors 4 kann eine einfache Anpassung
der Treiberstufe an unterschiedliche Anwendungsfälle
vorgenommen werden. Beim Übergang zwischen positivem und
negativem Basisstrom tritt ein Zeitraum mit einem Basisstromwert
gleich Null auf. Unzulässige Betriebszustände
im Schalttransistor T₁ sind mittels der Entsättigungsüberwachung
12 überwachbar.
Aus dem Vorbeschriebenen geht hervor, daß mit einer Schaltungsanordnung
gem. vorbeschriebenem Stand der Technik das
Einschalten des negativen Basisstromes mittels eines bipolaren
Transistors oder schnellen Thyristors den Nachteil erheblicher
Verzögerungszeiten und daraus resultierender langer
Totzeiten t d aufweist. Diese Totzeit während des kritischen
Überganges aus dem Verstärkerbetrieb in den Sperrbetrieb
eines Schalttransistors gem. T₁ ist besonders störend, weil
sonst eine unerwünschte Verlängerung der Fallzeit t f stattfindet.
Außerdem hat die vorbekannte Schaltungsanordnung den Nachteil,
daß zum Zeitpunkt größter, gespeicherter Ladungsmenge
und somit größtem, erforderlichem Strom aus der Basis des
Hochleistungstransistors T₁ das bereits beschriebene, ungünstige
Einschaltverhalten bipolarer Transistoren unter
Last vorliegt.
Im Gegensatz dazu bietet der Einsatz der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung bzw. des Schalters S₂ den Vorteil der
Verkürzung der Totzeit t d zwischen anliegendem Befehl und
Durchschalten des negativen Basisstromes bei gleichzeitigem
Vorteil geringer Ansteuerleistung des Schalters S₂ mit
daraus resultierender Verkürzung der Ausräumzeit des Hochleistungsschalttransistors
T₁ auf Grund des günstigeren
Durchschaltverhaltens unter Last des Schalters S₂ (Power-
Mos).
Durch die automatische Erfassung aller gefährlichen Betriebszustände
für den Hochleistungstransistor T₁ und durch die
Erzeugung entsprechender Schaltbefehle mittels der Treiberstufe
BDS wird das Ziel, dem Anwender ein fertiges System
zum problemlosen und sicheren Handhaben von Hochleistungsschalttransistoren
anzubieten, erzielt.
Darüber hinaus kann in Fällen, in denen eine Unterdrückung
von schnellen Nadelimpulsen und hohen Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten
an den Enden der Sättigungsdrossel L, z.
B. zwingend erforderlich ist, die Einschalt-Stromverzögerung
10 mit einer Diode D₁ und einer zusätzlichen Parallelschaltung
einer schnellen Diode (D 1′) sowie einem induktionsarmen
Widerstand R₀ ausgestattet sein. Die Kombination einer
solchen Einschalt-Stromverzögerung 10 mit einer Einschalt-
Impuls-Übersteuerung 7 bietet eine sichere Maßnahme, den
Schalttransistor T₁ im Falle eines auftretenden Kurzschlusses
im Laststromkreis PS zu schützen.
Claims (12)
1. Treiberstufe für einen Hochleistungsschalttransistor
mit
- a) einer Schalteranordnung aus zwei Schaltern zum Aufschalten eines mittels einer Hilfsspannungsquelle erzeugten positiven bzw. negativen Basisstromes an den Hochleistungsschalttransistor,
- b) einer mit der Schalteranordnung verbundenen Schaltung zum Übersteuern und Begrenzen des Basisstromes des Hochleistungsschalttransistors während des Einschaltvorganges,
- c) einer Überwachungsschaltung zum Überwachen der Spannung der Hilfsspannungsquelle (Unterspannungswächter) sowie der Kollektor-Emitter-Spannung des Hochleistungsschalttransistors (Entsättigungsüberwachung) sowie mit
- d) einem Logikprozessor zur Abgabe von Schaltsignalen an die Schalteranordnung, der mit der Überwachungsschaltung verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet, daß der von dem Logikprozessor
(4) angesteuerte Schalter (5, S₁) zum Aufschalten
des positiven Basisstromes an den Hochleistungsschalttransistor
(11, T ₁) mit einer Serienschaltung
aus einem Strombegrenzer (8, R₁) und einem
Stromregler (9; T₂, R₂, D₂) und mit einer parallel
zu dieser Serienschaltung gelegenen Kondensator-
Anordnung (C i) zur Abgabe des den Hochleistungsschalttransistor
(11, T₁) übersteuernden Basisstromes
verbunden ist, und daß der Stromregler
(9; T₂, R₂, D₂) und die Kondensator-Anordnung (C i)
sowie der Schalter (6, S₂) zum Aufschalten des negativen
Basisstromes an den Hochleistungsschalttransistor
(11, T₁) direkt mit dessen Basis verbunden
sind.
2. Treiberstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Kondensator-Anordnung einen Impulskondensator
(C i) aufweist.
3. Treiberstufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der Stromregler (9) einen Leistungstransistor
(T₂) und eine Diode (D₂) aufweist,
wobei die Basis des Leistungstransistors (T₂) über
die Diode (D₂) mit dem Kollektor des Hochleistungsschalttransistors
(11, T₁) und der Emitter des Leistungstransistors
(T₂) mit der Basis des Hochleistungsschalttransistors
(11, T₁) verbunden sind.
4. Treiberstufe nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Basis des Leistungstransistors (T₂)
einerseits über einen Widerstand (R₂) mit dem
Schalter (5, S₁) für den positiven Basisstrom und
andererseits mit dem negativen Pol der Hilfsspannungsquelle
(1) verbunden ist.
5. Treiberstufe nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der Strombegrenzer (8) mit dem
Kollektor des Leistungstransistors (T₂) und dem
Schalter (5, S₁) für den positiven Basisstrom verbunden
ist.
6. Treiberstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß der Strombegrenzer (8) ein Widerstand (R₁)
ist.
7. Treiberstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß der Strombegrenzer (8) ein pulsbreitenmodulierter
Schaltregler ist.
8. Treiberstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (5,
S₁; 6, S₂) für den positiven bzw. negativen Basisstrom
des Hochleistungsschalttransistors (11, T₁)
jeweils MOS-FETs (FT₅, FT₆) aufweisen.
9. Treiberstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß im Laststromkreis
(PS) des Hochleistungsschalttransistors (11, T₁)
eine Schaltung (10) zur Verzögerung des Einschaltstromes
des Hochleistungsschalttransistors (11, T₁)
vorgesehen ist.
10. Treiberstufe nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß zur Verzögerung des Einschaltstromes des
Hochleistungsschalttransistors (11, T₁) in dessen
Laststromkreis (PS) eine Induktivität (L) eingefügt
ist, zu der parallel eine Diode (1. Diode D₁) geschaltet
ist.
11. Treiberstufe nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,
daß parallel zu der ersten Diode (D₁) in Serie
eine zweite schnelle Diode (D₁′) und ein induktionsarmer
Widerstand (R₀) geschaltet sind.
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Publication Number | Publication Date |
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DE3215009A1 DE3215009A1 (de) | 1983-12-29 |
DE3215009C2 true DE3215009C2 (de) | 1989-12-28 |
Family
ID=6161653
Family Applications (1)
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WO1987004297A1 (en) * | 1985-12-31 | 1987-07-16 | Gernot Sikora | Magnetic driver stage and transformer, especially for the driver stage |
DE3546377A1 (de) * | 1985-12-31 | 1987-07-09 | Sikora Gernot Dipl Ing Fh | Magnetische treiberstufe, insbesondere fuer einen leistungsschalttransistor, und transformator fuer die treiberstufe |
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DE2852943C3 (de) * | 1978-12-07 | 1981-09-10 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Anordnung mit einem verzögerungsbehafteten Halbleiterschalter |
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1982
- 1982-04-22 DE DE19823215009 patent/DE3215009A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
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