DE3215009C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberstufe für einen Hochleistungsschalttransistor gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Eine solche Treiberstufe ist aus der Firmenschrift von Thomson CSF "Halbleiter-Übersicht 1980/1981", Seite 42, Absatz Schaltnetzteil-Steuerung TEA 1001SP bekannt. Der Hochleistungsschalttransistor wird hierbei an seiner Basis direkt durch einen positiven bzw. negativen Basisstrom angesteuert, wobei während des Einschaltvorganges des Hochleistungsschalttransistors dieser übersteuert wird, um den Einschaltvorgang zu verkürzen. Ein Logikprozessor gibt hierbei Schaltsignale zum Aufschalten des positiven bzw. negativen Basisstromes ab und dient somit zur Steuerung der gesamten Treiberstufe. Diese weist noch eine Überwachungsschaltung für die Spannung der den positiven bzw. negativen Basisstrom liefernden Hilfsspannungsquelle sowie für die Kollektor-Emitterspannung des Hochleistungsschalttransistors auf, d. h. einen sogenannten Unterspannungswächter und eine Entsättigungsüberwachung.

Mit der bekannten Schaltung können Hochleistungsschalttransistoren mit einer direkten Basisansteuerung bis +/-3 Ampere betrieben werden. Hierzu sind zwischen dem Logikprozessor und der Basis des Hochleistungsschalttransistors jeweils zwei Transistorpaare vorgesehen, wobei das eine Transistorpaar den positiven Basisstrom und das andere Transistorpaar den negativen Basisstrom schaltet. Die Transistorpaare werden direkt von dem Logikprozessor angesteuert und durch diesen wechselseitig gegeneinander verriegelt. Das Transistorpaar für die Aufschaltung des positiven Basisstromes hat zum einen Schaltfunktion, zum anderen ist es ein Analogverstärker für die Signale der Entsättigungsüberwachung. Eine solche Vermischung der Funktionen mag zwar bei den geringen zu schaltenden Leistungen in der Größenordnung von maximal 1000 Watt noch hinzunehmen sein, jedoch ergäbe sich bei Treiberstufen für hohe zu schaltende Leistungen dadurch zwangsläufig eine nicht unerhebliche Schaltträgheit.

In der Zeitschrift etz-b, Band 30 (1978), Heft 26, Seiten 1063 ff., beschreibt K. Rischmüller einen Transistor-Gleichstromsteller für einen Ausgangsstrom von 300 Ampere. Auch bei der dortigen Schaltung sind mehrere Überwachungsschaltungen vorgesehen, um den Hochleistungsschalttransistor zu schützen, z. B. hinsichtlich Überstrom, Entsättigung und Erwärmung. Diese Schaltung weist zwei zusammengeschaltete Hochleistungstransistoren auf, die von einem weiteren vorgeschalteten Leistungstransistor angesteuert werden, dessen Basis wiederum ein positiver bzw. negativer Strom zugeführt wird. Die Hochleistungstransistoren werden somit nicht direkt von der Treiberschaltung, sondern über einen zwischengeschalteten Leistungstransistor angesteuert. Da alle diese Schaltungselemente verzögerungsbehaftete Schaltzeiten aufweisen, die sich bei dem Schalten des Hochleistungsschalttransistors zumindest summieren, können auch hier keine extrem kurzen Schaltzeiten erreicht werden.

Aus der DE-AS 28 52 943 ist es bekannt, einen Hochleistungstransistor während der Einschaltphase zu übersteuern, wobei eine Stromregelung und eine Strombegrenzung vorgesehen sind. Die Strombegrenzung wirkt jedoch auch während der Einschaltübersteuerung, so daß diese zumindest teilweise kompensiert wird.

Die Anforderungen für Treiberstufen zur Basisansteuerung von Leistungsschalttransistoren können folgendermaßen zusammengefaßt werden:

• a) Beim Einschalten des Schalttransistors soll der eingeprägte Basisstrom möglichst schnell auf seinen stationären Wert ansteigen,
• b) für ohmsche oder induktive Last mit hohem Anfangsstrom kann die Einschaltverlustenergie verkleinert werden, wenn der eingeprägte Basisstrom beim Einschalten kurzzeitig überhöht wird,
• c) nach dem Einschaltvorgang muß dem Schalttransistor ein ausreichend hoher positiver Basisstrom angeboten werden, damit der Schalttransistor gesättigt oder quasigesättigt bleibt.

Im Hinblick auf den Ausschaltvorgang sind Treiberstufen unter der Beachtung der folgenden Regeln auszulegen:

• a) Während des Ausschaltvorgangs ist dem Schalttransistor ein hinsichtlich zeitlichen Verlaufs und Amplitude vorgebbarer, "negativer" Basisstrom einzustellen,
• b) ist der Transistor vor Beginn des Ausschaltvorgangs gesättigt, so darf die Amplitude des "negativen" Basisstroms erst nach Verzögerung einen höheren Wert annehmen,
• c) unter der Beachtung des Wiederleitendwerdens des Transistors infolge der Rückwärtserholzeit der Kollektorbasisdiode kann durch Erhöhung des "negativen" Basisstroms während des Ausschaltvorganges die Speicherzeit und die Fallzeit des Kollektorstromes verringert werden,
• d) um den Effekt des Wiederleitendwerdens des Schalttransistors zu vermeiden, muß die negative Basis-Emitter-Spannung am Ende der Fallzeit einen ausreichend hohen, "negativen" Spannungswert annehmen.

Diese Anforderungen werden zwar mit der aus der Firmenzeitschrift Halbleiter-Übersicht bekannten Treiberstufe berücksichtigt, jedoch können mit dieser Treiberstufe nur geringe Leistungen und dieses auch nur mit begrenzten Schaltzeiten geschaltet werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Schaltung für eine Treiberstufe der gattungsgemäßen Art so zu modifizieren, daß bei einem einfachen Aufbau geringe Schaltzeiten ermöglicht werden und hohe Leistungen zuverlässig geschaltet werden können.

Diese Aufgabe ist gemäß der Erfindung durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Demgemäß ist ein wesentliches Merkmal der Erfindung darin zu sehen, die einzelnen Funktionen bei der Ansteuerung des Hochleistungsschalttransistors während des Ein- und Ausschaltens auf voneinander unabhängige separate Bauelementgruppen aufzuteilen, so daß deren Funktionen sich nicht miteinander vermischen und einander auch nicht kompensieren. So wird z. B. die Kondensatoranordnung zur Einschaltübersteuerung parallel zu dem Stromregler geschaltet, ohne daß in dem Zweig für die Einschaltübersteuerung eine Strombegrenzung stattfindet. Durch diese Aufteilung der Funktionen Einschaltsteuerung einerseits und Stromregelung mit Strombegrenzung andererseits können extrem kurze Schaltzeiten für den Hochleistungsschalttransistor erreicht werden. Mittels der impulsartigen Einschaltübersteuerung wird die Basiszone des Schalttransistors mit Ladungsträgern aufgefüllt, wobei durch eine Verzögerung des Einschaltstromes das Einsetzen des Kollektorstromflusses durch den Schalttransistor verhindert wird. Mittels des Stromreglers wird die Basiszone mit so vielen Ladungsträgern aufgefüllt, wie zum Betrieb des Schalttransistors im Bereich der Kennlinie zwischen Verstärker- und Schalterbetrieb zur Quasisättigung und zur Ableitung eines Restbasisstromes zum Kollektor des Schalttransistors erforderlich sind.

Die Erfindung bietet den Vorteil einer einfach aufgebauten und gleichzeitig betriebssicheren Schaltungsanordnung.

Der Bauelementeaufwand für die Einschaltimpulsübersteuerung ist sehr gering. Durch die Einschaltimpulsübersteuerung lassen sich die Umschalt- und Durchschaltverluste im Hochleistungsschalttransistor verringern. Durch die Übersteuerung der Basiszonen mit Ladungsträgern und der damit verbundenen Herabsetzung der Einschaltdauer und der damit verbundenen Einschaltverluste kann gleichzeitig die Schaltfrequenz für den Hochleistungsschalttransistor erhöht werden.

Mittels des Stromreglers ist eine automatische Regelung des positiven Basisstroms in Abhängigkeit vom Kollektorstrom, in den auch typenspezifische Parameter des Schalttransistors eingehen, durchführbar. Der Betriebspunkt auf der Arbeitskennlinie ist überwachbar, der positive Basisstrom bei direkter Basisansteuerung des Leistungstransistors unterbrechbar und der negative Basisstrom zu einem betriebssicheren Arbeitspunkt einschaltbar. Durch den Stromregler werden dem Leistungstransistor nur so viele Ladungsträger in die Basiszone zugeführt, wie effektiv zum Ladungstransport benötigt werden. Die Einflüsse von typenspezifischen Parametern und Exemplarstreuungen des Hochleistungsschalttransistors bleiben durch den Stromregler ohne Einfluß.

Die erfindungsgemäße Treiberstufe wird vorteilhaft so ausgebildet, daß eine Schaltstromverzögerung im Laststromkreis in Serie zur Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors liegt. Die Einschaltstromverzögerung besteht vorzugsweise aus einer Sättigungsdrossel (Ringkern mit ausgeprägtem Sättigungsknie) und einer parallelgeschalteten Diode, nebst einer zusätzlichen, parallelen Serienschaltung einer schnellen Diode und einem induktionsarmen Widerstand, wobei die Sättigungsdrossel im Laststromkreis angeordnet sein kann. Diese Schaltungsanordnung dient der Unterdrückung hoher Nadelimpulse und Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten zu Beginn der Entmagnetisierungsphase der Sättigungsdrossel während der Abschaltung des Laststromes.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsform beschrieben und erläutert, wobei zur Gegenüberstellung bisher bekannter Schaltungsanordnungen und der erfindungsgemäßen auf eine bekannte Schaltungsanordnung auch zeichnerisch Bezug genommen wird. Es zeigt

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung gemäß dem vorbekannten Stand der Technik zum Betreiben eines Hochvoltschalttransistors,

Fig. 2 die aus der Schaltungsanordnung gem. Fig. 1 resultierenden Verzögerungszeiten der einzelnen Schaltungsgruppen und der sich daraus ergebenden Totzeit des gesamten Systems,

Fig. 3 die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, bezogen auf die mit Fig. 1 vergleichbaren Schaltungsgruppen,

Fig. 4 die aus der Schaltungsanordnung gem. Fig. 3 resultierenden Verzögerungszeiten der einzelne Schaltungsgruppen und der sich daraus ergebenden Totzeit des vergleichbaren Schaltungssystems,

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Treiberstufe gemäß der Erfindung und

Fig. 6 ein Detailschaltbild von Komponenten der Treiberstufe gemäß Fig. 5.

Zur Erzeugung eines erforderlichen "positiven" Basisstromes eines Hochvoltschalttransistors T₁ in einem Laststromkreis ist eine Kaskadenschaltung mit mehreren (n) Transistoren T₂ bis T _n zur Verstärkung eines Steuerbefehls "positiver" Basisstrom erforderlich. Ein Schaltbefehl an den Transistor T _n soll einen Stromfluß I _L durch den Transistor T₁ unterbrechen. Dadurch ergibt sich ein Abklingen des Emitterstromes von Transistor T₃ nach Speicherzeit (t _s) und Fallzeit (t _f). Nach erfolgter Abschaltung des Basisstromes des Transistors T₂ erfolgt ein Abklingen des Emitterstromes dieses Transistors T₂ nach dessen bauteilspezifischen Speicherzeit t _s und Fallzeit t _f . Nach erfolgter Abschaltung des Basisstromes von Transistor T₁ ergibt sich ein Abklingen des Laststromes I _L durch diesen Transistor T₁ nach dessen Speicherzeit t _s und Fallzeit t _f . Dies hat zur Folge, daß mit zunehmender Schaltleistung durch den Transistor T₁ und somit steigender Gefährdung dieses Bauelementes die Totzeit des Systems steigt. Trotz einer "intelligenten Überwachungselektronik" gemäß dem Stand der Technik (vgl. TEA 1001 SP) mit frühzeitiger Erkennung unzulässiger Betriebszustände und unverzüglicher Einleitung von Schutzmaßnahmen bleiben diese Maßnahmen aufgrund einer systembedingten Totzeit wirkungslos, da zwischenzeitlich die Zerstörung des Leistungsbauelementes, d. h. des Transistors T₁, erfolgt sein kann. Die Anzahl der erforderlichen Transistorstufen und die daraus resultierende Totzeit ist physikalisch aus der Beziehung

(I _B = Basisstrom, I _L = Laststrom, h _fe = dynamische Stromverstärkung)

vorgesehen. Die dynamische Stromverstärkung h _fe ist eine Funktion des Kollektorstromes, des Betriebszustandes, der Frequenz, der Temperatur eines jeden bipolaren Transistors, z. B. T₁ bis T _n . Dabei sind für die dynamische Stromverstärkung h _fe nur die wesentlichsten Parameter aufgeführt. In solchen Schaltungskonzeptionen muß dabei von einem Wert für die dynamische Stromverstärkung h _fe von 4 bis 8 ausgegangen werden. Zum schnellen Durchschalten im Einschaltmoment muß dabei von einem Minimalwert ausgegangen werden. Der Strom des Steuerbefehls, d. h. der Steuerbefehl "positiver Basisstrom" beträgt nur einige Milliampere. Aus dieser Beziehung kann somit die Anzahl der erforderlichen Transistorstufen errechnet werden und damit die sich ergebende Totzeit des Systems bestimmt werden.

Entgegen der Schaltungsanordnung gem. Fig. 1 wird bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach Fig. 3 der "positive" Basisstrom unmittelbar über einen schnellen Schalter S₁ mit kleiner Speicherzeit t _s und kleiner Fallzeit t _f ein- und ausgeschaltet. Dabei ist der Schalter S₁ als ein Power- MOS-FET ausgebildet.

Die Speicher- und Fallzeiten t _s und t _f der nachgeschalteten Systeme, d. h. der Strombegrenzung R₁, Stromregler T₂ und D₂ und der Einschalt-Impuls-Übersteuerung C _i haben keinen Einfluß mehr auf das Abschalten des Leistungstransistors T₁. Die gesamte Verzögerungszeit t _s des Systems wird nur noch durch folgende Parameter bestimmt:

• a) Laufzeit der Daten bis zur Erarbeitung eines Steuerbefehles durch die Logik (schnelle Logik) (ca. 100 nsec),
• b) Schaltzeit des schnellen Schalters S₁ (Power-MOS-FET) bei Strömen von ca. 16 A im Bereich von 200 nsec.
• c) Speicherzeit t _s und Fallzeit t _f von Transistor T₁.

Die gesamte Totzeit des vorgeschalteten Systems ist vernachlässigbar klein zur Totzeit des Leistungsschalters Transistor T₁. Da es aus heutiger Sicht technisch noch nicht möglich ist, sämtliche, im System erforderlichen Funktionen zur Formung des Basisstromes des Transistors T₁ in einem Bauelement optimal zu verarbeiten, ist eine Aufteilung einzelner Funktionen zu Funktionsgruppen erforderlich. Diese Funktionsgruppen sind:

• a) Schalter S₁ "positiver Basisstrom", verantwortlich für verzögerungsfreie Ein- und Ausschaltung des Basisstromes von Transistor T₁,
• b) Strombegrenzer R₁ "positiver Basisstrom",
• c) Stromregler T₂, D₁ "positiver Basisstrom", verantwortlich für die Bereitstellung des optimalen Basisstromes zum Betrieb im optimalen Kennlinienfeld des Transistors T₁ und
• d) Einschalt- und Impuls-Übersteuerung C₁, verantwortlich für Kompensation der physikalisch bedingten Einschaltverzögerung des Transistors T₁.

In den Fig. 2 und 4 sind die Totzeiten t _d des vorbekannten und des erfindungsgemäßen Systems aufgetragen, wobei sich diese Totzeiten aus den Speicherzeiten t _s und den Fallzeiten t _f der einzelnen Bauelemente der Schaltungsanordnungen der Fig. 1 und 3 ergeben. Aus der Gegenüberstellung der Totzeiten t _d gem. den Fig. 2 und 4 ergibt sich, daß die Totzeit t _d der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 die Anzahl der dem Transistor T₁ des Laststromkreises vorgeschalteten Verstärkerstufen, d. h. der Transistoren T₂ bis T _n , zuzüglich der Eigentotzeit des Leistungstransistors T₁ maßgeblich ist, während die Totzeit t _d der Schaltungsanordnung gem. Fig. 3 annähernd allein bzw. dominierend durch die Speicherzeit t _s und Fallzeit t _f des Leistungstransistors T₁ bestimmt wird.

In Fig. 5 und Fig. 6 ist eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung dargestellt. Die gesamte Schaltungskonzeption ist hinsichtlich einer universell einsetzbaren Treiberstufe BDS unabhängig vom Verwendungszweck, z. B. in Eintakt-, Gegentakt- und Brückenwandlern oder im Einsatz als Schaltglied bei Betrieb von Gleich- oder Wechselstrom-Motoren einsetzbar. Durch die Schaltungskonzeption einer zusätzlichen, externen, und in der Zeichnung nicht dargestellten, parallelen Beschaltung bereits integrierter Leistungsbauelemente, wie beispielsweise POWER-MOS-FETs bereits bekannter, integrierter Ausführung, ist eine Verwendung der Treiberstufe BDS auch für höhere Leistungsklassen bei Bedarf möglich. Ebenso besteht durch die Möglichkeit einer äußeren Beschaltbarkeit des integrierten Bausteines dieser erfindungsgemäßen Treiberstufe BDS der Vorteil, diesen Baustein durch eine externe Funktionsgruppe, wie beispielsweise einen Schaltregler im Zweig "positiver Basisstrom" von interner Erwärmung zu entlasten.

Fig. 5 zeigt eine Übersicht in Blockschaltform für eine Treiberstufe BDS zur Basisansteuerung eines Hochleistungsschalttransistors T₁. Fig. 6 zeigt im Detail die Erfindung, wobei für die Erfindung untergeordnete Blöcke nicht im Detail dargestellt oder weggelassen sind.

Mittels der in Fig. 5 und Fig. 6 dargestellten Treiberstufe BDS kann ein Hochleistungsschalttransistor T₁ im Block 11 mit z. B. Basisströmen bis zu Plus/Minus 50 Ampere direkt gesteuert werden. Der positive Basisstrom ist eine Funktion des Kollektorstromes in diesem Hochleistungsschalttransistor T₁ und dessen typenspezifischen Parametern. Mittels der Treiberstufe BDS gem. Blockschaltbild Fig. 5 kann der positive Basisstrom automatisch geregelt, die Speicherzeit t _s und Fallzeit t _f des verwendeten Hochleistungsschalttransistors T₁ durch dessen Betrieb im Übergangsbereich zwischen Verstärker- und Schalterbetrieb verkürzt, die für den Betrieb maßgebenden Parameter überwacht, verarbeitet, die erforderliche Anwortfunktion ermittelt und diese sofort eingegeben werden. Mittels eines in der Treiberstufe BDS vorgesehenen Logikprozessors 4 kann der Ausschaltvorgang im Hochleistungsschalttransistor T₁ optimiert werden, indem der positive Basisstrom unterbrochen, der Betriebspunkt auf der Arbeitskennlinie automatisch überwacht, der negative Basisstrom im optimalen Punkt der Arbeitskennlinie eingeschaltet, die Signallaufzeit zwischen Basis des Hochleistungsschalttransistors T₁ und Steuerungseingang der Treiberstufe BDS (Steuergröße St am Eingang eines Impedanzwandlers 2) minimiert und eine Strombegrenzung ohne zusätzliche Bauelemente vorgenommen werden.

Mittels des Hochleistungsschalttransistors T₁ im Laststromkreis PS, welcher einem Verbraucher vor- oder nachgeschaltet ist, kann der Arbeitsstrom für einen zugeordneten Verbraucher, ein- und ausgeschaltet werden. Mittels der erfindungsgemäßen Treiberstufe BDS kann unter Ausnützung sämtlicher äußerer Beschaltungsmöglichkeiten der Umschalt- und Durchschaltverlust im Schalttransistor T₁ minimiert werden. Im Laststromkreis PS, welcher in Fig. 5 und Fig. 6 durch die fett ausgezogenen Linien dargestellt ist, ist in Serie zur Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors T₁ eine Einschaltstromverzögerung 10 angeordnet. Eine verzögerte Beaufschlagung des Schalttransistors T₁ mit Laststrom ist physikalisch-technologisch begründet durch die Aktivierungszeit in der Basiszone dieses Schalttransistors. Diese bauteilspezifische Einschaltdauer und damit der Durchschaltverlust werden durch die Beaufschlagung des Schalttransistors T₁ mit Laststrom erhöht. Die Einschaltstromverzögerung 10 besteht aus einer Sättigungsinduktivität L (Fig. 6) und einer zu dieser parallelgeschalteten Diode D₁ (Fig. 6). Die Sättigungsinduktivität L ist im Laststromkreis PS angeordnet. Wird eine Sättigungsinduktivität L verwendet, so bewirkt die anfängliche Induktivität bis zum Erreichen der Sättigungsinduktion in der kritischen Einschaltphase des Schalttransistors T₁ die Vortäuschung eines Längswiderstandes, wodurch der Laststrom reduziert wird. Bei Erreichen der Sättigungsinduktion hat die Sättigungsinduktivität L keinen Einfluß auf den fließenden Laststrom. Bei Unterbrechung des Laststroms, d. h. beim Ausschalten des Schalttransistors T₁, entsteht durch die Umwandlung der magnetischen Energie in der Sättigungsinduktivität L in elektrische Energie eine unerwünschte Spannungsspitze. Diese Spannungsspitze addiert sich zu der Betriebsspannung im Laststromkreis PS, wodurch die entstehende Überspannung bei Überschreiten der Grenzdaten des verwendeten Schalttransistors T₁ diesen zerstören kann. Durch das Parallelschalten der Diode D₁ in Sperrichtung zum Laststrom erfolgt ein verzögerter Abbau der magnetischen Energie der Sättigungsinduktivität L und somit ein vernachlässigbarer Spannungsanstieg am Kollektor des Schalttransistors T₁. Durch die Einschaltstromverzögerung 10 kann in vorteilhafter Weise die Einschaltzeit des verwendeten Schalttransistors T₁ verkürzt und der Einschaltverlust und somit die Wärmeentwicklung verringert werden. Daneben besteht die Möglichkeit der Verwendung des Schalttransistors T₁ für höhere Schaltfrequenzen.

Zur Erzeugung der Steuerenergie für die Treiberstufe BDS ist eine Hilfsspannungsversorgung 1 vorgesehen. Die Energieübertragung erfolgt mittels schneller Konverter, deren Sekundärseite in Fig. 6 dargestellt ist. Dadurch kann die Ladekapazität der verwendeten Gleichrichterschaltung verkleinert und die Koppelkapazität zwischen Treiberstufe BDS und der Primärseite des Übertragers minimiert werden. Mittels der Hilfsspannungsversorgung 1 kann über die dem Übertrager nachgeschaltete Gleichrichterschaltung eine positive und negative Hilfsspannung mit gemeinsamen Bezugspotential (Mittelzapfung auf der Sekundärseite des Übertragers) erzeugt werden. Durch die Auswahl der Kenndaten des verwendeten Übertragers kann die positive und negative Hilfsspannung auf einen optimalen Spannungswert eingestellt werden.

Die positive Hilfsspannung wird einem Schalter "positiver Basisstrom" 5, die negative Hilfsspannung einem Schalter "negativer Basisstrom" 6 und das Bezugspotential einem gemeinsamen Verbindungspunkt VP 1 im Laststromkreis zugeführt. Die beiden Schalter 5 und 6 bestehen aus je einer durch separate Ein- und Ausschaltimpulse vom Logikprozessor 4 selbsthaltende Schaltstufe sowie je einem Leistungsschalter in Power-MOS-Technologie. Das Gate des MOS-Fets (Fig. 6, FT₅) wird niederohmig angesteuert, wodurch die Schalter 5 und 6 vor Fehleinschaltung bei hohen Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten in der Treiberstufe BDS geschützt werden. Bei einer realisierten Ausführung der Treiberstufe BDS weisen die Schalter 5 und 6 trotz hoher Impulsströme bis zu 16 A pro Power-MOS-FET kurze Schaltzeiten von ca. 200 ns auf. Durch einfache externe Parallelschaltung eines oder mehrerer Power-MOS-FET besteht die Möglichkeit des Schaltens noch höherer Impulsströme. Die hohe Stromverstärkung der verwendeten Power-MOS-FETs FT₅ bedingen eine kleine Ansteuerleistung. Die Zuordnung der entsprechenden Ein- und Ausschaltimpulse für die Schalter 5 und 6 erfolgt durch den Logikprozessor 4.

Wie in Fig. 5 dargestellt, ist zwischen dem Schalter "positiver Basisstrom" 5 und einem Stromregler 9 eine Strombegrenzung 8 für den positiven Basisstrom des Schalttransistors T₁ zugeordnet. Diese Strombegrenzung 8 kann beispielsweise für eine Treiberstufe BDS kleiner Leistung durch einen externen, induktionsarmen Widerstand, für Treiberstufen mittlerer und hoher Leistung durch einen pulsbreiten-modulierten Schaltregler realisiert werden. Durch die Verwendung eines pulsbreiten- modulierten Schaltreglers kann eine unerwünschte Wärmeentwicklung in der Strombegrenzung 8 vermieden werden.

Am Steuereingang der Treiberstufe BDS liegt ein Steuersignal St, z. B. ein Schaltstrom, von ca. 1 Milliampere an. Der Steuereingang der Treiberstufe BDS ist entweder potentialfrei über einen Transformator bzw. einen Optokoppler oder ohne Potentialtrennung über eine schaltbare Konstantstromquelle ansteuerbar. Der Impedanzwandler 2 verarbeitet in einer realisierten Ausführungsform Pegelsprünge am Emitter des Schalttransistors T₁ von 600 Volt in 200 ns ohne Funktionsstörung. Das Steuersignal St kann mittels eines Pulsbreiten- Modulators abgeleitet werden. Im Impedanzwandler 2 wird das Steuersignal unabhängig vom Pegel am Emitter des Schalttransistors T₁ von einer Stromgröße in eine Spannungsgröße umgesetzt. Zwischen Laststromkreis PS und Steuerstromkreis bzw. Treiberstufe BDS besteht ein gemeinsamer Massebezugspunkt VP 1. Das Ausgangssignal des Impedanzwandlers 2, z. B. die Strom- Spannungsumsetzung I/U bei Ansteuerung mittels schaltbarer Konstantstromquelle wird einer Impulsformerstufe 3 zugeführt. In der Impulsformerstufe 3 werden die Anstiegs- und Abfallflanken der Steuerspannung differenziert und Impulse kurzer Zeitdauer abgeleitet. Zur Unterdrückung von Überlappungszeiten verschiedener Steuersignale erfolgt in der Impulsformerstufe 3 eine Verzögerung. Die Impulsformerstufe ist mittels Verstärkern in MOS-Technologie ausgeführt.

Der Logikprozessor 4 verknüpft die Schaltbefehle am Ausgang der Impulsformerstufe 3 und überprüft deren Zulässigkeit. Die logische Verknüpfung wird in Abhängigkeit der ausgewerteten Betriebszustände des Schalttransistors T₁ vorgenommen. Der Logikprozessor 4 ordnet die Einschalt- und Ausschaltbefehle für die Schalter 5 und 6 zu.

Der Stromregler 9 bietet der Basiszone des Schalttransistors T₁ nur so viele Ladungsträger an, wie effektiv zum Ladungstransport benötigt werden. Der Stromregler 9 ist mit dem Schalter 5 bzw. 6, dem Kollektor des Schalttransistors T₁ und einer Entsättigungsüberwachung 12 verbunden. Komponenten des Stromreglers 9 sind ein Leistungstransistor T₂ (Fig. 6) und eine Diode D₂ (Fig. 6). Der Leistungstransistor T₂ kann vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie der verwendete Schalttransistor T₁ sein. Der Emitter des Leistungstransistors T₂ ist mit der Basis des Schalttransistors T₁ verbunden. Die Basis des Leistungstransistors T₂ ist einerseits über einen Widerstand R 3 (Schalter 6) an einem Spannungsversorgungsanschluß für die negative Hilfsspannung, andererseits an die Kathode der Diode D₂ angelegt. Der Kollektor des Leistungstransistors T₂ ist mit einem Widerstand R₁ des Stromreglers 9 verbunden. Dieser Widerstand R₁ ist einerseits an den Drain eines MOS-FETs FT₅ im Schalter 5 andererseits an einem Kondensator C _i einer Einschalt-Impuls-Übersteuerung 7 angeschlossen. Die Anode der Diode D₂ ist mit dem Kollektor des Schalttransistors T₁ verbunden. Mittels der schnellen Diode D₂ kann der dem Leistungstransistor T₂ angebotene Basisstrom verzweigt, der zum Betrieb des Schalttransistors T₁ im Bereich der Kennlinie zwischen Verstärkerbetrieb, Schalterbetrieb sowie der Quasi-Sättigung erforderliche Basisstrom des Leistungstransistors T₂ bereitgestellt und der Restbasisstrom zum Kollektor des Schalttransistors T₁ abgeleitet werden. Mittels des Stromreglers 9 können die Einflüsse typenspezifischer Parameter infolge Exemplarstreuungen des Schalttransistors T₁ kompensiert, die Speicherzeit in diesem Schalttransistor T₁ verkürzt und dessen Abschaltung beschleunigt werden.

Die Einschalt-Impuls-Übersteuerung 7 ist parallel zu den Blöcken, d. h. Strombegrenzern 8 und Stromregler 9, geschaltet. Die Einschalt-Impuls-Übersteuerung 7 besteht aus einem oder mehreren Impulskondensatoren C _i . Mittels der Einschaltstromverzögerung 10 kann das Einsetzen des Kollektorstromflusses im Schalttransistor T₁ verzögert werden. Mittels der Einschalt- Impuls-Übersteuerung 7 kann eine zusätzliche Differenzierung der Einschaltflanke und somit ein Überschwemmen der Basiszone des Schalttransistors T₁ mit Ladungsträgern während der kritischen Einschaltphase durchgeführt werden. Während der Einschaltphase ähnelt das Auffüllen der Basiszone dem zeitlichen Verlauf einer Ladekurve für einen Kondensator. Durch das Einsetzen des Kollektorstromflusses im Schalttransistor T₁ erfolgt das Auffüllen der Basiszone noch langsamer. Ohne Einschalt-Impuls-Übersteuerung 7 bzw. Einschaltstromverzögerung 10 würde der Spannungsverlauf am Kollektor des Schalttransistors T₁ der Entladekurve der Spannung an einem Kondensator gleichen, während bei einem idealen Schalttransistor ein Sprung von der Betriebsspannung auf die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des verwendeten Schalttransistors auftreten müßte. Die Einschaltverluste, welche sich aus dem Produkt der Integrale des Spannungsverlaufes und des Stromverlaufes am Schalttransistor zusammensetzen, setzen den maximal möglichen Laststrom durch den Schalttransistor T₁ herab. Diese elektrische Leistung wird in Wärmeenergie umgesetzt, und diese begrenzt die Schaltfrequenz des Schalttransistors T₁ erheblich, obwohl dessen Transitfrequenz wesentlich höher liegt.

Tritt ein Kurzschluß im Laststromkreis PS auf, so führt dieser zu keiner Gefährdung des Schalttransistors T₁, da der einsetzende Stromfluß erst nach Beendigung der kritischen Phase, d. h. Erkennen des Kurzschlusses, erfolgt. Das erforderliche, sofortige Ausschalten im Laststromkreis PS ist keine Gefährdung des Schalttransistors T₁.

Ungleiche Ladungsverteilungen innerhalb der Basiszone des Schalttransistors T₁ verursachen unterschiedliche, elektrische Felddichten innerhalb des Halbleiterkristalles. Die Folge örtlich zu hoher Feldstärkedichten innerhalb der Basiszone sind Durchbrüche und Zerstörungen des Schalttransistors T₁. Mittels der Entsättigungsüberwachung 12, einem Komparator, wird während der Durchschaltephase des Schalttransistors T₁ der Momentanwert der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung mit einer Referenz verglichen. Beim Übersteigen eines vorgebbaren Maximalwertes infolge eines nicht mehr ausreichenden Basisstromes für den Schalttransistor T₁ erfolgt durch den Logikprozessor 4 die Abgabe der erforderlichen Ausschaltbefehle. Bei Sperrung des positiven Basisstromes für den Schalttransistor T₁ erfolgt ein Ansteigen der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung als Folge des Mangels an Ladungsträgern in der Basiszone des Schalttransistors T₁. Bei Anstieg der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung ist der Schalttransistor T₁ auf der Arbeitskennlinie aus dem Schalterbetrieb in den Verstärkerbetrieb gelangt. Der negative Basisstrom über den Schalter 6 zum raschen Ausräumen der Basiszone muß ohne Verzögerung erfolgen. Bei einer steuersignalbedingten Abschaltung der Treiberstufe BDS ist eine Verzögerung des Beginns des negativen Basisstromes erforderlich.

Weiterhin ist in der in Fig. 5 dargestellten Treiberstufe BDS ein Unterspannungswächter 13 vorgesehen. Während des Einschaltvorganges der Hilfsspannungsversorgung 1 und dem damit verbundenen Aufbau der positiven und negativen Hilfsspannung muß der Schalttransistor T₁ zur Vermeidung unzulässiger Betriebszustände gesperrt bleiben. Tritt während des Betriebs des Schalttransistors T₁ eine Störung in der Hilfsspannungsversorgung 1 auf, so kann mittels des Unterspannungswächters 13 und des Logikprozessors 4 der Schalttransistor T₁ gesperrt werden.

Mittels der vorstehend beschriebenen Treiberstufe BDS kann ein Hochleistungschalttransistor T₁ wahlweise mit positivem und negativem Basisstrom von bis zu 50 Ampere und gegegenenfalls mehr bei einem realisierten Ausführungsbeispiel angesteuert werden. Durch geeignete, hardwaremäßige äußere Beschaltung des Logikprozessors 4 kann eine einfache Anpassung der Treiberstufe an unterschiedliche Anwendungsfälle vorgenommen werden. Beim Übergang zwischen positivem und negativem Basisstrom tritt ein Zeitraum mit einem Basisstromwert gleich Null auf. Unzulässige Betriebszustände im Schalttransistor T₁ sind mittels der Entsättigungsüberwachung 12 überwachbar.

Aus dem Vorbeschriebenen geht hervor, daß mit einer Schaltungsanordnung gem. vorbeschriebenem Stand der Technik das Einschalten des negativen Basisstromes mittels eines bipolaren Transistors oder schnellen Thyristors den Nachteil erheblicher Verzögerungszeiten und daraus resultierender langer Totzeiten t _d aufweist. Diese Totzeit während des kritischen Überganges aus dem Verstärkerbetrieb in den Sperrbetrieb eines Schalttransistors gem. T₁ ist besonders störend, weil sonst eine unerwünschte Verlängerung der Fallzeit t _f stattfindet.

Außerdem hat die vorbekannte Schaltungsanordnung den Nachteil, daß zum Zeitpunkt größter, gespeicherter Ladungsmenge und somit größtem, erforderlichem Strom aus der Basis des Hochleistungstransistors T₁ das bereits beschriebene, ungünstige Einschaltverhalten bipolarer Transistoren unter Last vorliegt.

Im Gegensatz dazu bietet der Einsatz der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bzw. des Schalters S₂ den Vorteil der Verkürzung der Totzeit t _d zwischen anliegendem Befehl und Durchschalten des negativen Basisstromes bei gleichzeitigem Vorteil geringer Ansteuerleistung des Schalters S₂ mit daraus resultierender Verkürzung der Ausräumzeit des Hochleistungsschalttransistors T₁ auf Grund des günstigeren Durchschaltverhaltens unter Last des Schalters S₂ (Power- Mos).

Durch die automatische Erfassung aller gefährlichen Betriebszustände für den Hochleistungstransistor T₁ und durch die Erzeugung entsprechender Schaltbefehle mittels der Treiberstufe BDS wird das Ziel, dem Anwender ein fertiges System zum problemlosen und sicheren Handhaben von Hochleistungsschalttransistoren anzubieten, erzielt.

Darüber hinaus kann in Fällen, in denen eine Unterdrückung von schnellen Nadelimpulsen und hohen Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten an den Enden der Sättigungsdrossel L, z. B. zwingend erforderlich ist, die Einschalt-Stromverzögerung 10 mit einer Diode D₁ und einer zusätzlichen Parallelschaltung einer schnellen Diode (D _1′) sowie einem induktionsarmen Widerstand R₀ ausgestattet sein. Die Kombination einer solchen Einschalt-Stromverzögerung 10 mit einer Einschalt- Impuls-Übersteuerung 7 bietet eine sichere Maßnahme, den Schalttransistor T₁ im Falle eines auftretenden Kurzschlusses im Laststromkreis PS zu schützen.

Claims (12)

1. Treiberstufe für einen Hochleistungsschalttransistor mit

• a) einer Schalteranordnung aus zwei Schaltern zum Aufschalten eines mittels einer Hilfsspannungsquelle erzeugten positiven bzw. negativen Basisstromes an den Hochleistungsschalttransistor,
• b) einer mit der Schalteranordnung verbundenen Schaltung zum Übersteuern und Begrenzen des Basisstromes des Hochleistungsschalttransistors während des Einschaltvorganges,
• c) einer Überwachungsschaltung zum Überwachen der Spannung der Hilfsspannungsquelle (Unterspannungswächter) sowie der Kollektor-Emitter-Spannung des Hochleistungsschalttransistors (Entsättigungsüberwachung) sowie mit
• d) einem Logikprozessor zur Abgabe von Schaltsignalen an die Schalteranordnung, der mit der Überwachungsschaltung verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet, daß der von dem Logikprozessor (4) angesteuerte Schalter (5, S₁) zum Aufschalten des positiven Basisstromes an den Hochleistungsschalttransistor (11, T ₁) mit einer Serienschaltung aus einem Strombegrenzer (8, R₁) und einem Stromregler (9; T₂, R₂, D₂) und mit einer parallel zu dieser Serienschaltung gelegenen Kondensator- Anordnung (C _i) zur Abgabe des den Hochleistungsschalttransistor (11, T₁) übersteuernden Basisstromes verbunden ist, und daß der Stromregler (9; T₂, R₂, D₂) und die Kondensator-Anordnung (C _i) sowie der Schalter (6, S₂) zum Aufschalten des negativen Basisstromes an den Hochleistungsschalttransistor (11, T₁) direkt mit dessen Basis verbunden sind.

2. Treiberstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensator-Anordnung einen Impulskondensator (C _i) aufweist.

3. Treiberstufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromregler (9) einen Leistungstransistor (T₂) und eine Diode (D₂) aufweist, wobei die Basis des Leistungstransistors (T₂) über die Diode (D₂) mit dem Kollektor des Hochleistungsschalttransistors (11, T₁) und der Emitter des Leistungstransistors (T₂) mit der Basis des Hochleistungsschalttransistors (11, T₁) verbunden sind.

4. Treiberstufe nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Leistungstransistors (T₂) einerseits über einen Widerstand (R₂) mit dem Schalter (5, S₁) für den positiven Basisstrom und andererseits mit dem negativen Pol der Hilfsspannungsquelle (1) verbunden ist.

5. Treiberstufe nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Strombegrenzer (8) mit dem Kollektor des Leistungstransistors (T₂) und dem Schalter (5, S₁) für den positiven Basisstrom verbunden ist.

6. Treiberstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Strombegrenzer (8) ein Widerstand (R₁) ist.

7. Treiberstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Strombegrenzer (8) ein pulsbreitenmodulierter Schaltregler ist.

8. Treiberstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (5, S₁; 6, S₂) für den positiven bzw. negativen Basisstrom des Hochleistungsschalttransistors (11, T₁) jeweils MOS-FETs (FT₅, FT₆) aufweisen.

9. Treiberstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Laststromkreis (PS) des Hochleistungsschalttransistors (11, T₁) eine Schaltung (10) zur Verzögerung des Einschaltstromes des Hochleistungsschalttransistors (11, T₁) vorgesehen ist.

10. Treiberstufe nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verzögerung des Einschaltstromes des Hochleistungsschalttransistors (11, T₁) in dessen Laststromkreis (PS) eine Induktivität (L) eingefügt ist, zu der parallel eine Diode (1. Diode D₁) geschaltet ist.

11. Treiberstufe nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu der ersten Diode (D₁) in Serie eine zweite schnelle Diode (D₁′) und ein induktionsarmer Widerstand (R₀) geschaltet sind.