DE3212396A1 - Digital-analog-wandler - Google Patents
Digital-analog-wandlerInfo
- Publication number
- DE3212396A1 DE3212396A1 DE19823212396 DE3212396A DE3212396A1 DE 3212396 A1 DE3212396 A1 DE 3212396A1 DE 19823212396 DE19823212396 DE 19823212396 DE 3212396 A DE3212396 A DE 3212396A DE 3212396 A1 DE3212396 A1 DE 3212396A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- voltage
- current
- transistor
- emitter
- base
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/18—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using Zener diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/74—Simultaneous conversion
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
1Α-3887
437-Α-45
437-Α-45
BURR-BROWN RESEARCH CORPORATION
Tucson, Arizona, USA
Tucson, Arizona, USA
Digital-Analog-Wandler
Die Erfindung betrifft Digital-Analog-Wandlerschaltungen
und insbesondere Referenzschaltungen für Digital-Analog-Wandler zur Regelung der Bitschaltströme, die durch den
digitalen Eingang im Sinne der Erzeugung des Analog-Ausgangssignals gesteuert werden.
digitalen Eingang im Sinne der Erzeugung des Analog-Ausgangssignals gesteuert werden.
Monolithische Digital-Analog-Wandlerschaltungen sind bereits bekannt. Sie umfassen typischerweise eine Vielzahl
von Bitschaltern, deren Jeder auf ein besonderes Bit innerhalb des digitalen Eingangswortes anspricht. Hierdurch
wird ein zugeordneter Bitschalterstrom selektiv gesteuert. An einem Summierungsknotenpunkt wird auf diese Weise
ein analoger Ausgangsstrom erzeugt. Die Ströme, welche ihren Beitrag zum analogen Ausgangsstrom leisten und
co ooofl
durch die fielzahl der Bitschalter bereitgestellt worden9
sind nach Art einer binären Gewichtung abgestuft, und
zwar gemäß der binären Gewichtung des jeweiligen Bits, auf
das der jeweilige Bitschalter anspricht»
Wenn man einen solchen monolithischen Bigital-toalog-Wandler
einsetzt, so ist es erwünscht, die Bitschalterströme zu regeln, um sie unabhängig von Änderungen der
Temperatur oder der Versorgungsspanmuag konstant zu halten.
Ein solches allgemein angewendetes Regelverfahren besteht darin, daß man ein Rege!netzwerk mit einer geschlossenen Regelschleife oder Servoschleife verwendet,
bei dem eine Rückkopplung vorgesehen ist» Hierzu ist innerhalb der integrierten Schaltung ein Verstärker vorgesehen, der eine Vorspannspannung erzeugt, mit der di©
Bitschalterstromquellen vorgespannt werden«, Eine Referenzstromquelle
ähnlich den Stromquellen, welche für die Bitschalterströme verwendet werden, wird durch das Ausgangssignal
des Verstärkers ebenfalls vorg©spamt. D©r von ä®r
Referenzstromquelle bereitgestellt© Strom wird zn einem invertierten Eingang des Verstärkers zurückgeführt«, Der
nichtinvertierte Eingang des Verstärkerg ist mit ©iner
festen Spannung, z.B. Erdpotential, verbunden«, Zwischen
dem invertierenden Eingang des Verstärkers und einer bekannten Referenzspannung ist ein Widerstand vorgesehen
der von der Referenzstromquelle hervorg©sraf©ne Strom @rzeugt
einen Spannungsabfall über den Widerstand. Der Verstärker regelt die Vorspannung derart, daß die Spanauag
an seinem invertierenden Eingang gleich der festen Spannung am nichtinvertierenden Eingang gehalten wird.. Daher
verursachen irgendwelche .Änderungen in der Vorspaanung
oder in den Charakteristika der Stromquellentransistoren»
die zu Änderungen in den Bitschalterströmen führen, ähnliche
Änderungen im Strom, welcher durch die Referenz=· stromquelle hervorgerufen wird, was wiederum zur Folge
hat, daß der Verstärker die Vorspannung nachstellt, bis
der von der Referenzstromquelle bereitgestellte Strom zum Originalwert zurückkehrt.
Derartige Regelkreise mit geschlossener Schleife gestatten eine ausgezeichnete Kompensation von Fehlern, welche
anderenfalls durch Änderungen der Temperatur oder der Versorgungsspannung induziert würden. Die Bandbreite eines
Verstärkers mit geschlossener Schleife beträgt typischerweise jedoch nur 1 MHz oder weniger. Wenn der Vorspannung
eine hohe Frequenz (höher als die Bandbreite des Verstärkers mit geschlossener Schleife) aufgeprägt wird,
so kann der Verstärker mit der geschlossenen Schleife nicht unmittelbar darauf ansprechen. Somit wird die Vorspannung
etwas instabil und verursacht ähnliche vorübergehende Spannungsinstabilitäten oder Spannungsspitzen
innerhalb aller Bitschalterströme, welche durch diese
Vorspannspannung vorgespannt werden. Daher sind monolithische Digital-Analog-Wandler mit solchen Regelschaltungen
mit geschlossener Schleife typischerweise beschränkt auf relativ lange (langsame) Analog-Ausgangseinstellzeiten
oder -Übergangszeiten oder -Beruhigungszeiten. Diese liegen in der Größenordnung von 100 bis 300 nsec. Es muß
verhindert werden, daß Stoßspannungen auf den Vorspannungsleiter gelangen. Hierzu werden Eingangsnetzwerke
verwendet, die als Interface für die digitale Eingangssignal vorgesehen sind. Diese sind absichtlich so ausgelegt,
daß sie die empfangenen Eingangsimpulse verlangsamen, um zu verhindern, daß die Hochfrequenzspannungsstoße auf den
Vorspannungsleiter gekoppelt werden. Derartige Techniken waren bisher erfolgreich zur Verhinderung von Instabilitäten
der Vorspannung, jedoch nur auf Kosten einer verlängerten Beruhigungszeit oder Einspielzeit des Analog-Ausgangssignals.
212396
Es sind ferner Digital-Analog-Wandlerschaltungen
bei denen eine Referenzschaltimg mit einer offenen Sehlei™
fe verwendet wird, welche eine Spannimg erzeugen* die dazu dient, die Bitschalterstromquellen vorzuspannen» Typischerweise·
machen solche Spannungsreferenzschaltungen mit
einer offenen Schleife Gebrauch von einer Zenerdiodeο In der Yergangenheit konnte man jedoch mit solchen offenen
Referenzschaltungen keine Regelung erzielen, welche den
Wirkungen der Referenzschaltungen mit geschlossener Schleife gleich kamen« Es ist ferner bekannt, eine temperaturkompensierte
Referenzspannung zu erzeugen, und zwar
mit Hilfe einer Zenerdiode, die in Reihe mit einer Basis-Emitter-Übergangsspannungs-Yervielfachereinrichtung
liegt. Die resultierende, temperaturkompensierte Spannung wird einem Eingang eines Differentialverstärkers zugeführt«,
Das Ausgangssignal desselben dient zum Reggin des Stroms,
der durch die Zenerdiode fließt. Sine solche Schaltung wird in dem Digital-Änalog-Wandlerteil einer Analog-Digital-Wandlerschaltung
verwendet, die von Analog Devices g
Inc., Norwood, Massachusetts, unter der Bezeichnung
AD 571 im Handel ist. Dieses Gerät wurde von Brokaw beschrieben: "A Monolithic 10-Bit k/D Using I2L and LW
Thin-Film Resistors", IEEE Journal of Solid State Circuits, Dez. 1978, Band SC-13, Nr. 6, S.736-745» Ein
in einer solchen Referenzschaltung verwendeter Differentialverstärker ist jedoch nicht von Spannungsstoßen iso~
liert, welche zum Vorspannungsleiter gelangen können,
er ist relativ empfindlich gegenüber solchen Spanaungsstoßen.
Daher muß auch in diesem Falle notwendigerweise die Beruhigungszeit des Digital-Analog-Wandlers erhöht
werden.
Bei in echtem Sinne offenen Referenzschaltungen s
bei herkömmlichen Digital-Analog-Wandlena eingesetzt wer«
den, kann eine optimale Regelung der Referenzspasmung,
welche von einer solchen Schaltung erzeugt wird, nur erreicht werden, wenn sich die Referenzspannung auf einer
bestimmten Höhe befindet. Falls es erwünscht ist, die Größe der Referenzspannung zu variieren, um die Größen
der Bitschalterströme einzustellen, so ist der Temperaturkompensationseffekt nicht länger optimiert. Es ist jedoch
oft erwünscht, die Größe der Bitschalterströme einzustellen, um den Gesamtanalogausgangsstrom des Digital-Analog-Wandlers
einzustellen.
Es ist somit Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Referenzschaltung mit offener Steuersdieife zu schaffen,
die sich zum Regeln der Bitschalterströme innerhalb einer Digital-Analog-Wandlerschaltung eignet, wobei die Referenzschaltung
mit offener Schleife relativ immun gegen hochfrequente Spannungsstoße sein soll, so daß es möglich
ist, bei der Digital-Analog-Wandlerschaltung eine kurze
Beruhigungszeit zu verwirklichen.
Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, eine Referenzschaltung mit offener Schleife des oben beschriebenen Typs zu
schaffen, bei der der Grad der Regelung der Bitschalterströme vergleichbar ist demjenigen einer Referenzschaltung
mit geschlossener Schleife.
Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, eine Referenzschaltung mit offener Schleife zu schaffen, die Stromstöße
auf dem Stromquellenvorspannungsleiter zu absorbieren vermag,
so daß die Notwendigkeit einer absichtlichen Verlangsamung des Ansprechens der digitalen Eingangs-Interfaceschal
tung vermieden werden kann.
Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, eine Spannungsreferenzschaltung
mit offener Schleife zu schaffen, bei der die Vorspannung bequemerweise variiert werden kann, um
« β ο 0
2tfjj ^ ί*^ /™% ^
f ί&» W -W KJ
die Größe der Bitschalterströme einzustellen 9 ohne daß
hierdurch die Temperaturkompensation solcher Ströme nachteilig beeinflußt wird.
Die vorliegende Erfindung betrifft somit eine Spannungsreferenzschaltung
mit einer offenen Steuerschleife.» Diese
ist geeignet zum Regeln der Bitschalterströme innerhalb eines Digital-Analog-Wandlers. Die Spanaungsreferenzschaltung
mit offener Schleif© umfaßt einen Zenerdiodenreferenzzweig „ einen Slave-Zweig, einen Stromspiegel und
einen Emitterfolger-Treiberzweig. Der Zenerdioden-Referenzzweig
führt einen ersten Strom und entwickelt 9 ansprechend
darauf, eine Referenzspannung. Die Referenz·»
spannung dient wiederum zum Vorspannen eines Stroms innerhalb des Slave-Zweigs. Dieser Strom ist im wesentlichen
konstant gegenüber Schwankungen der Temperatur und der Versorgungsspannung. Der Stromspiegel ist mit dem
Slave-Zweig (Tochterzweig oder Nachlaufzweig) gekoppelt und spricht an auf dessen Strom. Hierdurch wird dem
Zenerdiodenreferenzzweig ein erster Strom zugeführt. Der erste Strom wird im wesentlichen unabhängig gehalten von
.Änderungen der Temperatur und der Versorgungsspannung*
Der Zenerdiodenreferenzzweig umfaßt eine Basis-Emitter-Übergangsspannungs-Modifizierschaltung
zur Erzeugung einer Kompensationsspannung mit einem T@mperatumachlau£-
koeffizienten«, der gleich ist* aber entgegengesetzt demjenigen der ZenerdiodensperrscMentspannung. Bamzufolg©
umfaßt die im Zenerdiodenreferenzzweig entwickelte Referenzspannung als Komponente eine temperaturkompensierte
Spannung. Die Referenzspannung umfaßt als zusätzliche Komponente eine oder mehrere Basis-Emitter-Übergangsspannungen.
Der Slave-Zweig umfaßt eine gleiche Anzahl von Basis-Emitter-Sperrschichtspannungens, welche in
Reihe mit einem Widerstand geschaltet sind» Die üher dem
Widerstand innerhalb des Slave-Zweigs abfallende Spannung
A3
-Siist
gleich der temperaturkompensierten Spannungskomponente der Referenzspannung. Demzufolge ist der Strom innerhalb
des Slave-Zweigs gegenüber Änderungen der Temperatur im wesentlichen konstant.
Die Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife umfaßt
ferner eine Schaltung zum Empfang der Referenzspannung,
welche durch den Zenerdiodenreferenzzweig erzeugt wird. Hiervon wird eine Vorspannspannung abgeleitet, die
dazu dient, die Vielzahl von Bitschalterstromquellen vorzuspannen. Bei der bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung sind ein Spannungsteilerzweig und ein Emitterfolger-Treiberzweig zwischen der Referenzspannung und der
Vorspannspannung eingeschaltet, um die Größe der Referenzspannung zu verringern bzw. um eine Vorspannspannungsquelle
niedriger Impedanz zu schaffen. Die Basis-Emitter-Übergangs spannungen, die einem Folgertransistor eines
Spannungsteilerzweigs zugeordnet sind sowie einem Emitterfolgertransistor innerhalb des Emitterfolger-Treiberzweigs,
sind den Basis-Emitter-Sperrschichtspannungen sowohl in dem Zenerdiodenreferenzzweig als auch in dem
Salve-Zweig angepaßt. Jede Bitschalterstromquelle umfaßt einen Stromquellentransistor und einen Widerstand im
Emitter desselben, und die Basis-Emitter-Übergangsspannung oder -Sperrschichtspannung eines jeden Stromquellentransistors
ist in ähnlicher Weise an die Basis-Emitter-Übergangsspannung sowohl innerhalb des Zenerdiodenreferenzzweigs
als auch innerhalb des Slave-Zweigs angepaßt. Demzufolge ist die Spannung, welche über jeden Emitterwiderstand
innerhalb einer jeden Bitschalterstromquelle abfällt, proportional der temperaturkompensierten Spannungskomponente
der Referenzspannung.
Änderungen der Versorgungsspannung führen zu Änderungen der Basis-Kollektor-Sperrschichtspannungen der Transistoren
innerhalb des Slave-Zweigs und innerhalb des
000 *
Stromspiegels. Dies führt zu Änderungen der Stromverstär™
kungscharakteristika. Solche Änderungen der Versorguagsspannung
beeinträchtigen in ähnlicher Weise die Stromverstärkungscharakteristika
des ersten Stromteilungstransistors, so daß der vom Stromspiegel dem Zenerdiodenrefe=
renzzweig zugeführte Strom relativ konstant gehalten wird.
Um die Größe der Bitschalterströme einstellen zu können 9
ohne die Temperaturkompensation derselben nachteilig zu beeinflussen» ist ein Widerstand in Reihe mit dem Basisanschluß
des Emitterfolgertransistors innerhalb des Emitterfolger-Treiberzweigs geschaltet» Ein in seiner Höhe
einstellbarer, geregelter Strom wird somit d©m Basisanschluß des Emitterfolgertransistors zugeführtp so äaß
die Vorspannspannung am Emitter desselben einstellbar variiert werden kann. Bei einer bevorzugten Ausfuhrungs*=
form der Erfindung wird ein im wesentlichen konstantem Strom vom Slave-Zweigstrom abgeleitet. Ferner ist ©in
Verstärkungseinstellanschluß vorgesehen, welcher das«,
dient, einen extern erzeugten Strom zu diesem konstanten Strom zu addieren oder von diesem konstanten Strom zu
subtrahieren. Der durch den extern erzeugten Strom modi=·
fizierte (erhöhte oder verringert©) konstant© Strom ινίτύ
dem Basisanschluß des Emitterfolgertransistors zugefUJaTt8
um die Spannung desselben einzustellenο Hierdurch können
die Höhen der Bitschalterströme variiert w@rd@n.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen
näher erläutert; es zeigen:
Fig. 1A bis 1C eine schematische Schaltung eines Zwölf-Bit-Digital-Analog-Wandlers gemäß der Erfindung;
Fig. 2 eine vereinfachte Ausführungsform einer Spannungsreferenzschaltung mit offener Stromschleife zum
Regeln des Stroms innerhalb eines Bitschalters und innerhalb eines Referenzausgangszweigs;
Fig. 3 eine schematische Darstellung eines Teils
der Schaltung gemäß Fig. 1A zur Erzeugung eines Referenzausgangsspannungssignals
und einer zusätzlichen bipolaren Verschiebungsschaltung zur Umwandlung des analogen
AusgangsStroms in eine bipolare analoge Spannung; und
Fig. 4 eine abgewandelte Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife.
Die Fig. 1A, 1B und 1C zeigen einen Digital-Analog-Wandler
mit zwölf Bits gemäß der Erfindung. Der Digital-Analog-Wandler umfaßt zwölf digitale Eingangsanschlüsse
einschließlich der mit 2, 4, 6, 8, 10, 12 und 14 bezeichneten
zum Empfang eines binär gewichteten Zwölf-Bit-Eingangssignals. Der Eingangsanschluß 2 entspricht
dem signifikantesten Bit der zwölf Bits des digitalen Eingangssignals. Der Eingangsanschluß 4 empfängt das
zweitsignifikanteste Bit usw., während der Eingangsanschluß 14 das am wenigsten signifikante Bit des digitalen
Eingangssignals empfängt.
Einem jeden der zwölf Eingangsanschlüsse (2-14) ist eine
Eintakteingangsschaltung ,.··... - zugeordnet,
welche als Interface für das empfangene Eingangssignal dient und das empfangene Signal in einen Spannungspegel
übersetzt, der mit einer Steuereinrichtung für den Strom eines zugeordneten Schalters kompatibel ist. Typischerweise
handelt es sich bei dem empfangenen ,Eingangssi-
ο ©οα ο ο ο *
gnal um eine nicht»negative Spannung 9 während die Bitschalter
von einer negativen Strosnversorgungsspannung
gespeist werden.
Das Eintakteingangsnetzwerk/ das mit dem
Anschluß 2 verbunden ist, umfaßt einen als Diode geschalteten PNP-Transistor 16 mit einer Basis und einem Kollaktor,
welche gemeinsam mit dem Eingangsanschluß 2 verbunden sind, während ein Emitter mit einem Knotenpunkt 18
verbunden ist. Der Transistor 16 wird vorzugsweise derart hergestellt, daß man in eine schwachdotiert© Epitaxialregion
vom N-Typ ein Paar von Basendiffusionen vom P-Typ
auf zweckentsprechende Weise eindiffundiert9 und
zwar seitlich voneinander« Wenn der Transistor 16 auf diese Weise hergestellt wird, so ist der Emitter-Basis-Übergang
desselben mit einer relativ großen, parasitischen Kapazität 20 verbunden, die in Fig. 1A mit gestrichelten
Linien dargestellt ist«, Die Bedeutung dieser parasitischen Kapazität wird weiter unten näher erläuterte
Ein Widerstand 22 ist zwischen dem Knotenpunkt 18 und einer Spannungsversorgungsschiene 24 mit ©inar Spannung
von etwa +2,5 V geschaltet, wobei dies© Spannung geregelt
ist. Die Art der Regelung der Spannung auf dar Spasmungs=
Versorgungsschiene 24 wird weiter unten näher erläutert. Der Knotenpunkt 18 ist ferner mit dem BasisanschluB eines
Emitterfolgertransistors 26 verbundene Der Kollektor des Transistors 26 ist mit der Yersorgungsschien© 24
verbunden. Der Emitter des Transistors 26 ist mit einem Emitter 28 eines Doppel-Emittertransistors 30 verbunden«,
Der Transistor 30 umfaßt einen zusätzlichen Emitter 32,
welcher mit einer weiter unten näher erläuterten Steuereinrichtung
für einen Bitschalterstrom verbunden istο
Der Basisanschluß des Transistors 30 ist mit einem Leiter 34 verbunden, und dieser ist mit dem Kollektoren-
- -er- Vb
Schluß eines Transistors 36 verbunden. Die Basis des
Transistors 36 ist mit einem geregelten Vorspannungsleiter 38 verbunden, welcher nominell um etwa 1 V über
der negativen Stromversorgungsspannung gehalten wird. Der Emitter des Transistors 36 ist über einen Widerstand
40 mit einem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden, der seinerseits mit einem negativen Spannungsversorgungsanschluß
43 (~VCC) mit einer nominellen Größe
von -15 V verbunden ist.
In bezug auf den Transistor 30 wird der Übergang zwischen dem Emitter 28 und der Basis des Transistors 30
unter umgekehrter Vorspannung betrieben, was zu einer Zenerdurchbruchspannung von etwa 6,8 V über diesen Übergang
führt. Demzufolge liegt die Spannung an der Basis des Transistors 30 um etwa 6,8 V unterhalb der Spannung
am Emitter des Transistors 26. Die Spannung am Vorspannungsleiter 38 und der Wert des Widerstands 40 sind derart
ausgewählt, daß ein Stromfluß durch den Transistor 26 und durch den Zenerübergang des Transistors 30 von
etwa 0,25 mA aufrechterhalten wird. Somit wirken der Emitterfolgertransistor 26 und der Zenerübergang des
Transistors 30 im Sinne einer Pegelverschiebung der Spannung am Knotenpunkt 18 zu einer stärker negativen Spannung
an der Basis des Transistors 30.
Das zuvor beschriebene Eingangsnetzwerk ist kompatibel mit Logiksignalen, die von einer Logikschaltung vom TTL-Typ
erzeugt werden. Dabei entspricht ein Spannungspegel unterhalb etwa +1,4 V dem logischen Wert M0", während
ein Spannungspegel oberhalb etwa +1,4 V dem logischen Wert "1" entspricht. Nimmtman an, daß die Spannung am
Eingangsanschluß 2 wesentlich unterhalb +1,4 V liegt, so ist der Transistor 16 leitend, und der Knotenpunkt 18
ist etwa um eine Basis-Emitter-Spannung stärker positiv
als die Spannung am Eingangsanschluß 2„ Wenn jedoch die
Spannung am Anschluß 2 wesentlich oberhalb +194 ¥ li@gt,
so ist der Transistor 16 nichtleitend und die Spannung
am Knotenpunkt 18 steigt auf den Spannungswert der Versorgungsschiene
24 an (abzüglich einer typischerroise
vernachlässigbaren Spannung, welche über den Widerstand 22 abfällt), und zwar aufgrund des Basisstroms des Emitterfolgertransistors 26.
Ein negativer Übergang des Signals, welches am Eingangs»
anschluß 2 anliegt, hat zur Folg©f daß der Transistor 16 in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, so daß der negative
Übergang rasch zum Knotenpunkt 18 durehg©sehalt©t wird. Ein ausreichender Strom wird innerhalb d©s Emitter·=
folgertransistors 26 aufrechterhalten, so daß der
Transistor 26 während dieses negativen Übergangs am Knotenpunkt 18 leitend gehalten wird0 Andererseits haben
positive Übergänge des Eingangs signals am Eingangsan·=
Schluß zur Folge, daß der Transistor 16 nichtleitend
wird. Parasitäre Kapazitäten in Verbindung mit d©m Knotenpunkt 18, mit dem Emitter des Transistors 26s mit
der Basis des Transistors 30 und mit dem gemeinsamen Emitterknotenpunkt der Transistoren 50 und 44 B wslch©
sich von dort zur Wechselstromerdung erstrecken, haben
allesamt die Tendenz einer Verzögerung des Anstiegs d©r Spannung am Knotenpunkt 18 und der endgültigen Umschal=
tung des Bitschalterstroms vom Transistor 44 zum Transistor 30. Falls die Kapazität 20 zwischen dem Eingangs·=
anschluß 2 und dem Knoten 18 nicht vorhanden wäre9 so
würden alle oben erwähnten parasitischen Kapazitäten relativ langsam geladen werden, und zwar durch den Widerstand
22, und daher wäre die Schaltgeschwindigkeit des Bitschalters entsprechend langsam» Nun hat aber di© Kapazität
20 eine ausreichende Größe 9 damit die darin gespeicherte
Ladung mehr als ausreichend ist, um ©in© 3@-
de der oben erwähnten parasitischen Kapazitäten mit Ladung vollzupumpen, und zwar aufgrund der Änderung der
Spannung am Eingangsanschluß 2, wenn das digitale Eingangssignal, welches empfangen wird, einen positiven
Übergang zeigt. Dies hat zur Folge, daß der Knotenpunkt 18, der Emitter des Transistors 26, die Basis des
Transistors 30 und der gemeinsame Emitterknotenpunkt des Transistors 30 und des Transistors 44 rasch dem
positiven Übergang des Eingangsanschlusses 2 folgen, und zwar aufgrund der Ladungspumpenwirkung der Kapazität 20.
Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Transistor 16 ein Lateral-PNP-Transistor, und die parasitische Kapazität
des Emitter-Basis-Übergangs desselben ist ausreichend groß, um eine solche Ladungspumpwirkung zu entfalten.
Es wäre auch möglich, einen NPN-Transistor als Transistor 16 zu verwenden. In diesem Falle wurden der
Emitter und die Basis des NPN-Transistors mit dem Eingangsanschluß
2 bzw. dem Knotenpunkt 18 verbunden. Da Jedoch die parasitische Kapazität zwischen Emitter und
Basis bei einem NPN-Transistor typischerweise relativ klein ist, würde in diesem Falle eine gesonderte Kapazität
20 vorzugsweise zwischendem Eingangsanschluß 2 und dem Knotenpunkt 18 vorgesehen, und zwar mit einer Größe,
die ausreicht zur Speicherung der Ladung, welche für die Aufladung der parasitischen Kapazitäten zum Wechselstrom-Erdleiter
hin ausreicht, und zwar der parasitischen Kapazitäten in bezug auf den Knotenpunkt 18, den Emitter
des Transistors 26, die Basis des Transistors 30, den gemeinsamen Emitterknotenpunkt der Transistoren 30 und
44. Diese Aufladung muß, wie erläutert, bei einer positiven Änderung der Spannung am Eingangsanschluß 2 erfolgen.
Das Eingangsnetzwerk, das durch die Transistoren 16 und
26, den Zenerübergang des Transistors 30, den Transistor 36 und den Widerstand 40 gebildet wird, wirkt somit im
/ I
Sinne einer raschen Durchschaltung sowohl der positiven Übergänge als auch der negativen Übergänge des Eingangslogiksignals am Eingangsanschluß 2 zur Basis des Transistors
30. Da der Transistor 16 als Lateral-PNP-Transistör
aufgebaut ist, hat zudem die Sperrdurchbruchspannung des Smitter-Basis-Übergangs desselben einen relativ
hohen Wert, so daß das Eingangssignal einen relativ großen positiven Spannungswert haben kann, ohne daß
hierdurch das Eingangsnetzwerk nachteilig beeinflußt
Im folgenden wird weiterhin zunächst auf den Transistor 30 Bezug genommen. Der Emitter 32 ist mit dem Emitter
eines TraisLstors 44 verbunden. Hierdurch wird ein© Steu=
ereinrichtung für den Emitter-gekoppelten Bitschalter
oder Strom gebildet. Der Emitter 32 des Transistors 30 und der Emitter des Transistors 44 sind jeweils mit dem
Kollektor eines Stromquellentransistors 46 verbunden* Dar
Basisanschluß eines Transistors 46 ist mit einem Leiter 48 verbunden, der eine sorgfältig geregelte Referenzspannung
leitet, die in einer offenen Referenzschaltung
erzeugt wird. Diese wird weiter unten näher erläutertβ
Ein Paar Widerstände 50 und 52, die mit einem Laser getrimmt
werden können, liegen parallel zueinander und ®τ-°
strecken sich zwischen dem Emitter des Transistors 46 und dem negativen Spannungsversorgunggleiter 42«, B®i der
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden di©
Widerstände 50 und 52 durch Dünnfilmabscheidung von Nichrom auf die obere Fläche der monolithischen s integrierten
Schaltung gebildet. Dies erleichtert den Laser-Trimmvorgang. Außerdem erhält man einen relativ
niedrigen Temperaturkoeffizienten der Widerstandwgrtθ
dieser Widerstände. Wie weiter unten näher erläutert itfirdj,
erfolgt die Regelung der Spannung auf ■ dem Leiter 48 der=·
art, daß ein im wesentlichen konstanter Strom an den Kollektoranschlüssen der Transistoren 30 und 44 aufrecht-
erhalten wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung hat der durch den signifikantesten Bitschalter
fließende Strom einen Wert von etwa 1 mA.
Die Basis des Transistors 44 ist mit einem Schwellenspannungsleiter
54 verbunden, dessen Spannung etwa derjenigen Spannung entspricht, welche an der Basis des
Transistors 30 erscheint, wenn die Spannung am Eingangsanschluß 2 den Wert +1,4 V hat. Wenn somit die Spannung
am Eingangsanschluß 2 wesentlich unterhalb +1,4 V liegt, so liegt auch die Spannung an der Basis des Transistors
30 in ähnlicher Weise beträchtlich unterhalb der Spannung an der Basis des Transistors 44, und der gesamte
Bitschalterstrom, der durch den Stromquellentransistor 46 bereitgestellt wird, fließt durch den Transistor 44.
Wenn andererseits die Spannung am Eingangsanschluß 2 wesentlich oberhalb +1,4 V liegt, so ist die Spannung an
der Basis des Transistors 30 beträchtlich stärker positiv als die Spannung an der Basis des Transistors 44 und
der Emitter 32 des Transistors 30 leitet den gesamten Bitschalterstrom, der durch den Stromquellentransistor
46 bereitgestellt wird. Die Art und Weise der Bereitstellung der Spannung am Schwellenspannungsleiter 54
wird weiter unten näher erläutert.
Der Kollektor des Transistors 30 ist mit einem Leiter für einen Verluststrom oder Abfallstrom verbunden, der
wiederum mit einem gemeinsamen Leiter 58 verbunden ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist
der gemeinsame Leiter 58 mit Hilfe einer Drahtverbindung
mit einem Stift der Packung für die integrierte Schaltung verbunden, der auf Erdpotential liegt. Andererseits
ist der Kollektor des Transistors 44 mit einem Ausgangsleiter 60 verbunden, der mit einer Ausgangsstromleiterfläche
62 verbunden ist sowie mit einer Fühl-
ο ν a » „ ο ©bob O ο
Leiterfläche 64. Bei der bevorzugten Ausführungsfoni
ist die Ausgangsstromleiterfläche 62 über einen Draht mit einem Stift der Packung für die integrierte Schaltung verbunden. An diesem Stift erscheint der analoge
Ausgangs strom, der durch das Zwölf-Bit-Eingangsdigitalwort
zustandekommt. Die Fiihl-Leiierfliehe 64 dient während
der Herstellung der monolithischen integrierten Schaltung zur Erfassung der Spannung am Leiter 60 während
des Laser-Trimmens der Widerstände»
Das Eingangsnetzwerk, das mit dem zweitv/ichtigsten Bit
des Digital-Analog-Wandlers verbunden wird,, ist im wesentlichen
identisch mit der Schaltung für das signifikanteste Bit und umfaßt einen Diod©n»geschalt©ten PHP-Transistor
66j einen Widerstand 68, einen Emitterfolgertransistor
70, einen Zener-geschalteten Emitter 72 s einen Stromquellentransistor 74 und ©inen Widerstand 76„
Der Eingangsanschluß 4 und das zugeordnete Eingangsnetzwerk steuern den zweitwichtigsten Bitschalter 9 der durch
die Emitter-gekoppelten Transistoren 78 und 80 g©bild®t ist. Der Kollektoranschluß des Stromquellentransistors
82 ist mit den Emittern der Transistoren 78 und 80 verbunden, während der Basisanschluß mit dem Referenzspannungsleiter
48 verbunden ist» Der Emitter ist über einen Widerstand 84, der durch einen Laser getrimmt werden
kann, mit dem negativen Versorgungsspannuagsleit©r 42 verbunden. Der Basisanschluß des Bitschalttransistors 80
ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der
Kollektoranschluß des Transistors 78 igt mit d©m Leitsr 56 verbunden und der Kollektoranschluß des Transistors
80 ist mit dem Ausgangsleiter 60 verbunden»
Der Strom, der durch den zweitwichtigsten Bitschalter fließt, beträgt 1/2 mA oder die Hälfte des Stroms» der
durch den wichtigsten Bitschalter fließt. Demzufolge
·12396
ist die Emitterfläche des Stromquellentransistors 82 auf die Hälfte der Emitterfläche des Stromquellentransistors
46 bemessen. Ferner ist der Widerstand 84 hinsichtlich seiner Herstellung identisch zu den Widerständen
und 52. Auf diese Weise ist die Stromdichte des Stromquellentransistors, der mit dem zweitwichtigsten Bitschalter
verbunden ist, im wesentlichen gleich der Stromdichte des entsprechenden Stromquellentransistors des
wichtigsten Bitschalters. Daher bestehen ähnliche oder gleiche Charakteristika.
Im folgenden wird auf das drittwichtigste Bit Bezug genommen. Das Eingangssignal gelangt zum Eingangsanschluß
6. Es steuert einen ähnlichen Bitschalter, der durch den Emitter 86 der Transistoren 88 und 90 gebildet ist. Das
Eingangsnetzwerk, welches zwischen dem Eingangsanschluß 6 und der Basis des Transistors 88 liegt, ist identisch
mit dem Eingangsnetzwerk für das wichtigste Bit und das zweitwichtigste Bit. Die Basis des Transistors 90 ist
mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der Stromquellentransistor 92 ist an seinem Kollektoranschluß mit
den gemeinsamen Emittern der Transistoren 88 und 90 verbunden. Seine Basis ist mit dem Referenzspannungsleiter
48 verbunden und sein Emitter ist über ein Paar von in Reihe geschalteten, mit einem Laser trimmbaren Widerständen
94 und 96 mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 verbunden. Die Widerstände 94 und 96 sind jeweils
identisch mit den Widerständen 50, 52 und 84. Daher beträgt der Strom, der durch den drittwichtigsten
Bitschalter, bestehend aus den Transistoren 88 und 90, fließt, 0,25 mA oder 1/2 des Stroms, der durch den zweitwichtigsten
Bitschalter fließt,oder 1/4 des Stroms, der durch den wichtigsten Bitschalter fließt. Ferner beträgt
die Emitterfläche des Stromquellentransistors 92 1/2 der Emitterfläche des Stromquellentransistors 82.
QOO <* * DS
OO (J O O O
oooo «»ω ο
φ Φ O O O O
OO O OO OOOO
Der Kollektor des Transistors 88 Ist mit dem Leiter 56 verbunden, während der Kollektor des Transistors 90
mit dem Ausgangsleiter 60 verbunden ist.
Ein jeder der drei wichtigsten Bitsehalter wirkt im Sinne
einer Steuerung des zugeordneten Bitschalterstroms entweder über den Ausgangsleiter 60 oder über den Abflußleiter
56, und zwar je nach dem Status der drei wichtigsten Bits des Zwölf-Bit-DigitaleingangssignalSo Die drei
wichtigsten Bitschalter steuern jeweils einen Stromfluß zum Ausgangs Stromanschluß 62 bei«, Diese Ströme werden bestimmt
durch die Ströme innerhalb der Stromquellentransistoren 46, 82 und 92.
Im folgenden wird auf das viertwichtigste Bit Bezug genommen. Der Eingangsanschluß 8 ist mit einem Eingangsnetzwerk
gekoppelt, das mit den Eingangsnetzworken der vorerwähnten Bitschalter identisch ists Der zugeordnet©
Bitschalter besteht aus den Transistoren 98 und 10Oo Di© gemeinsamen Emitter der Transistoren 98 und 100 sind mit
dem Kollektoranschluß eines Stromquellentransistors 102 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 102 ist mit
dem Referenzspannungsleiter 48 verbunden und der Emitter ist über einen mit einem Laser trimmbaren Widerstand
104 mit dem negativen Yersorgungsspannungsleitep 42 verbunden.
Der Strom, der innerhalb des viertwichtigsten Bitschalters, bestehend aus den Transistoren 98 und 10O9 fließt,
beträgt 0,5 mA. Daher ist die Emitterfläche für d©n Stromquellentransistor 102 identisch mit derjenigen des
Stromquellentransistors 82. In ähnlicher Weise ist auch der Widerstand 104 identisch mit dem Widerstand 84 innerhalb
des zweitwichtigsten Bitschalters„ Der Basisanschluß
des Transistors 100 ist mit dem Schwellenspannungs-
leiter 54 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 98 ist nicht mit dem Abflußleiter 56 verbunden,
der den drei wichtigsten Bits zugeordnet ist. Vielmehr ist der Kollektoranschluß des Transistors 98 mit einem
Leiter 106 für den Abflußstrom oder Abfallstrom verbunden. Dabei handelt es sich um einen ersten gemeinsamen
Leiter. Der Kollektoranschluß des Transistors 100 ist mit einem Knotenpunkt 108 eines R-2R-Leiternetzwerks
verbunden, welches dazu verwendet wird, die Strombeiträge der Bitschalter der neun am wenigsten wichtigen
Bits des ZwoIf-Bit-Digitaleingangswortes in binär gewichteter
Weise abzustufen.
Das Leiternetzwerk für die Abstufung der Gesamtstrombeiträge der neun am wenigsten wichtigen Bitschalter umfaßt
sechs in Reihe geschaltete Widerstände 109, 110, 111, 112, 113 und 114, welche sich vom Knoten 108 zum
Leiter 116 erstrecken. Dieser Leiter ist mit dem Ausgangsstromkissen 62 verbunden. Es muß bemerkt werden, daß
der Leiter 116 in der integrierten Schaltung eine Metallspur
darstellt, die getrennt und gesondert angeordnet ist von der Metallspur des Leiters 60. Eine jede der
Metallspuren der beiden Leiter 60 und 116 hat einen geringen Widerstand. Durch Verbindung der Leiternetzwerkwiderstände
109-114 mit dem Ausgangsstromkissen 62 über einen Leiter 116, der vom Leiter 60 gesondert und getrennt
angeordnet ist, können nichtkonstante Spannungsabfälle im Leiter 116 vermieden werden, die anderenfalls
aufgrund der Umschaltung der hindurchfließenden Ströme der drei wichtigsten Bitschalter Zustandekommen
würden.
Im folgenden wird erneut auf das Leiternetzwerk Bezug genommen. Die Widerstände 109-114 haben jeweils identische
Widerstandswerte, und zwar bei einer bevorzugten
Äusfühmingsform 900 Ohm. Weim 900 Ohaa als Einheitswiderstand
R betrachtet werden, so liegt ©in Widerstand 6R
zwischen dem Ausgangsstromkissen 62 und dem Knotenpunkt 108. Der Knotenpunkt 108 ist über einen Widerstand 118
mit einem Knotenpunkt 120 verbunden*. Der Knotenpunkt
ist über zwei in Reihe geschaltete Mebenschlußwiderstände 122 und 124 mit einer zweiten gemeinsamen Leitung
des Leiternetzwerkes verbunden« Der Widerstand 118 hat
einen Widerstandswert einer Widerstandseinheit R oder
900 Ohm. In ähnlicher Weise haben die Widerstände 122 und 124 jeweils einen Widerstandswert von einer Widerstandseinheit
R oder 900 0hm. Das Leiternetzwerk setzt sich gemäß Fig. 1C nach rechts fortf wobei der Knoten
120 mit nachfolgenden Knoten durch in Reihe geschaltet® Widerstände des Einheitswertes R verbunden ist und wobei
jeder dieser gleichartigen Knoten mit dem gemeinsamen Leiter 126 des Leiternetzwerks verbunden ist, und zwar
durch Nebenleitungen, welche zwei in Reihe geschaltete Widerstände mit jeweils einem Einheitswiderstandswert R
enthalten. Der letzte Knoten des L©it©m©tzwerks ist als
Knoten 133 dargestellt und soll im folgenden näher erläutert werden.
Im folgenden wird wiederum auf d®n viertwiehtigsten Bitschalter , bestehend aus den Transistoren 98 und 100p Bezug
genommen. Der durch diesen Bitschalter fließende Strom ist auf 0,5 HiA eingestellt, doh«, er ist gleich dem
Strong der durch den zweitwichtigsten Bitsehalter fließt„
Um jedoch die richtige binäre Gewichtung aufrechtzuerhal·=
ten, sollte der Ausgangsstroms, der vom viertwichtigsten
Bitschalter beigesteuert wird^ nur etwa 1/4 des Stroms
betragen, welcher vom zweitwichtigsten Bitschalter beigesteuert wird. Vom Knotenpunkt 108 aus betrachtet^ b©»
steht die Äquivalentschaltung des Leiternetzwerks aus 6R, welche, sich zum Ausgangsstromkissen 62 erstrecken^
und 2R, welche sich zur gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerks erstrecken. Es soll nun angenommen werden,
daß das Ausgangsstromkissen 62 und die Leitung 126
des Leiternetzwerks jeweils im wesentlichen auf Erdspannung liegen. Unter dieser Voraussetzung wird 1/4 des
Stroms des Transistors 100 des viertwichtigsten Bitschalters vom Ausgangsstromkissen 62 gezogen, während die
verbleibenden 3/4 des Stroms von der Leitung 126 des Leiternetzwerks abgezogen werden. Somit trägt der viertwichtigste
Bitschalter nur 0,125 mA zum Strom im Ausgangsstromkissen 62 bei.
Der fünftwichtigste Bitschalter umfaßt die Emitter-gekoppelten Transistoren 128 und 130. Der durch den fünftwichtigsten
Bitschalter fließende Strom hat den gleichen Wert wie der durch den viertwichtigsten Bitschalter
fließende Strom, d. h. 0,5 mA. Der Kollektor des Transistors 130 ist mit dem Knotenpunkt 120 verbunden. Vom
Knotenpunkt 120 gesehen, liegt ein Widerstand des Wertes 7R zwischen diesem und dem Ausgangsstromkissen 62. Der
Rest des Leiternetzwerks stellt einen Äquivalentwiderstand des Werts 1R dar, und zwar zwischen dem Knotenpunkt
120 und der gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerks. Somit wird I/8 des Stroms, der vom Transistor 130
geleitet wird, vom Ausgangsstromkissen 62 gezogen, während die verbleibenden 7/8 dieses Stroms von der gemeinsamen
Leitung 126 des Leiternetzwerks gezogen werden. Daher trägt der Transistor 130 nur 62,5/uA zum Strom
des Ausgangsstromkissens 62 bei oder die Hälfte des fünftwichtigsten Bitschalters.
Wie oben erläutert, haben die Ströme durch den viertwichtigsten Bitschalter und den fünftwichtigsten Bitschalter
einen Wert von jeweils 0,5 mA. In ähnlicher Weise haben die Bitschalterströme der restlichen, weni-
ger wichtigen Bitschalter j, mit Ausnahme der zwei am wenigsten
wichtigen Bitschalters, ebenfalls den Wert 0,5 mA. Da jeder Bitschalter einen Strom der gleichen
Größenordnung wie die anderen Bitschalter führt, zeigen alle Bitschalter etwa die gleiche Schaltgeschwindigkeit«.
Dieses Ergebnis würde nicht erzielt, wenn die Abstufung der Ströme, die durch die einzelnen Bitschalter beigetragen
werden» durch die Abstufung der Bitschalterströma
zustandekäme. (Dies wäre z.B. der Fall bei Verwendung eines Leiternetswerks zur Abstufung der Ström© der Stromquellentransistoren
innerhalb eines jeden Bitschalters0)
Die gestrichelten Linien, die sich vom fünftwichtigsten
Bitschalter in Fig. 1C nach rechts erstrecken» stehen
für die nachfolgenden fünf Bitschalter und für die zugehörigen
R-2R-Leiternetzwerke. Die letzte Stufe des Leiternetzwerkes
umfaßt einen Reihenwiderstand 1299 welcher
mit dem Knotenpunkt 133 verbunden ist, sowie einen Nebenschlußwiderstand 131, welcher sich vom Knotenpunkt
133 zur gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerks - erstreckt. Die Widerstände 129 und 13I haben jeweils ein@n
Wert von einer Einheit R oder 900 Ohm. Eine Leitung 135 verbindet den Knotenpunkt 133 mit einem Bitschal transistor innerhalb des drittunwichtigsten Bitschalters (nicht
gezeigt). Ein jeder der nächsten fünf Bitschalter ist identisch mit dem fünftwichtigsten Bitschalter» Für einen
jeden der nachfolgenden Bitschalter führt das Leiter■=■
netzwerk zu einer Teilung des Stroms durch zwei ^ und zwar
des Stroms, der durch den jeweiligen Bitschalter zum Stromfluß durch das Ausgangsstromkissen 62 beigetragen
wird, und zwar relativ zum Strom, der durch den unmittelbar vorhergehenden Bitschalter beigetragen wird«.
Im folgenden wird auf Fig. 1C Bezug genommen«. Der Bitschalter
für das zweitunwichtigste Bit umfaßt die
- 2Ö -
Emitter-gekoppelten Transistoren 132 und 134. Die gemeinsamen Emitter der Transistoren 132 und 134 sind mit
dem Kollektor eines Stromquellentransistors 136 verbunden. Der Eingangsanschluß 12 ist mit der Basis des
Transistors 132 verbunden, und zwar über ein Eingangsnetzwerk, das mit den zuvor beschriebenen Eingangsnetzwerken
identisch ist. Die Basis des Transistors 134 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der durch
den zweitunwichtigsten Bitschalter fließende Strom wird auf 0,25 mA gehalten oder auf der Hälfte des Stroms, der
innerhalb der sieben vorhergehenden Bitschalter aufrechterhalten wird. Dies geschieht auf eine unten näher erläuterte
Weise.
Der am wenigsten wichtige Bitschalter umfaßt die Emittergekoppelten Transistoren 138 und 140. Der Eingangsanschluß
14 ist mit der Basis des Transistors 138 verbunden, und zwar über ein Eingangsnetzwerk, das mit den
zuvor beschriebenen identisch ist. Die Basis des Transistors 140 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden.
Die gemeinsamen Emitter der Transistoren 138 und 140 sind mit dem Kollektor des Stromquellentransistors
142 verbunden. Der Strom innerhalb des am wenigsten wichtigen Bitschalters beträgt 0,125 mA, d.h. die Hälfte des
Stroms, welcher innerhalb des zweitunwichtigsten Bitschalters aufrechterhalten wird.
Die Stromquellentransistoren 136 und 142 sind jeweils mit ihren Basisanschlüssen mit dem Spannungsreferenzleiter
48 verbunden, während ihre Emitter gemeinsam mit einem Ende eines Widerstandes 144 verbunden sind. Das andere
Ende desselben ist mit dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden. Ferner sind die Basis- und die
Emitteranschlüsse des Transistors 146 mit den Basis- und Emitteranschlüssen der Transistoren 136 und 142 verbun-
JLn, \ ^ Sj \J \J
den. Der Emitterbereich des Transistors 136 beträgt die
Hälfte des Emitterbereiciis des Stromquellentransistors
102, während die Emitterbereiche der Transistoren 142 und 146 jeweils 1/4 des Emitterbereichs des Stromquellentransistors
102 betragen. Somit ist die Summe der
Emitterbereiche der Transistoren 155» 142 und 146 gleich der Emitterfläche des Stromquellentransistors 102„ D©r Widerstand 144 hat den gleichen Wert wie der Widerstand 104j der mit dem Emitter des Stromquellentransistors
102 verbunden ist. Somit beträgt der Strom durch den
Widerstand 144 0^5 mA und ist daher gleich dem Strong welcher durch den viertwichtigsten Bitschalter fließto Die Transistoren 136, 142 und 146 verteilen den Strom des Widerstandes 144, wobei der Transistor 136 0,25 mA leitet, während die Transistoren 142 und 146 jeweils
0,125 mA leiten. Der Kollektor des Transistors 146 ist mit dem Leiter 148 verbunden, der wiederum mit dem gemeinsamen Anschlußkissen 58 verbunden ist.
Emitterbereiche der Transistoren 155» 142 und 146 gleich der Emitterfläche des Stromquellentransistors 102„ D©r Widerstand 144 hat den gleichen Wert wie der Widerstand 104j der mit dem Emitter des Stromquellentransistors
102 verbunden ist. Somit beträgt der Strom durch den
Widerstand 144 0^5 mA und ist daher gleich dem Strong welcher durch den viertwichtigsten Bitschalter fließto Die Transistoren 136, 142 und 146 verteilen den Strom des Widerstandes 144, wobei der Transistor 136 0,25 mA leitet, während die Transistoren 142 und 146 jeweils
0,125 mA leiten. Der Kollektor des Transistors 146 ist mit dem Leiter 148 verbunden, der wiederum mit dem gemeinsamen Anschlußkissen 58 verbunden ist.
Da die Abstufung des Strombeitrags vom zw©itunwichtigsten
Bitschalter und vom am wenigsten wichtigen Bitschaltgr
durch die Stromquellentransistoren 136 und 142 bewirkt
wird, muß das zuvor beschriebene Leiteraetzwerk nicht über den drittunwichtigsten Bitschalter hinaus erstreckt
werden. Somit v/erden die Kollektoren der Transistoren 134 und 140 direkt mit dem Knotenpunkt 132 des Leiternetzwerks
verbunden ohne irgendweich© zwischengeschalt©·= te Reihenwiderstände oder Nebenwiderstände«,
Der gemeinsame Leiter 106 des ersten L@iternetzw@rks iei~
tet die Abfallströme, die nicht zum Leiternetzwerk g@lei=
tet werden. Dieser Leiter 106 und dar zweite gemeinsam© Leiter 126 sind jeweils vom Abfalleiter 56 getrennt und
schlußendlich mit dem gemeinsamen Leit©rkissen 150P das
innerhalb der integrierten Schaltung vorliegt„ verbunden»
Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ein zweites Anschlußkissen 152 für den Anschluß eines
Drahtes (AMP + IN) entfernt vom gemeinsamen Anschlußkissen 150 ausgebildet und mit diesem verbunden. Das
Kissen 152 erleichtert die Kopplung einer Drahtverbindung der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers
mit einer weiteren integrierten Schaltung (z.B. einem Operationsverstärker) für die Verbindung mit
Erdpotential.
Das gemeinsame Anschlußkissen 150 und das gemeinsame Kissen 58 sind gesondert mit einem einzigen Anschlußstift
verbunden, und zwar über einen Draht. Dieser Stift liegt auf Erdpotential. Wie erläutert, ist das Kissen 58 mit
dem Leiter 56 verbunden, der wiederum mit den drei wichtigsten
Bitschaltern verbunden ist, welche der Ableitung der Abfallströme dienen. Andererseits ist das gemeinsame
Kissen 150 mit den neun am wenigsten wichtigen Bitschaltern verbunden. Wie zuvor erwähnt, haben die in einer
integrierten Schaltung ausgebildeten Metallspuren einen inhärenten, kleinen Widerstand. Die Ausbildung von getrennten
Kissen 58 und 150 ist vorteilhaft, da auf diese Weise die Umschaltung des Stroms innerhalb der drei wichtigsten
Bitschalter nicht die Spannungen beeinträchtigt, welche an den verschiedenen Punkten entlang der gemeinsamen
Kettenleitung 126 vorliegen. Daher wird die Befähigung des Kettenleiternetzwerks zur genauen und linearen
Abstufung der Strombeiträge der neun am wenigstens wichtigen Bitschalter wesentlich verbessert. Da ein Gehäusestift
selbst einen äußerst geringen Widerstand aufweist, kommt durch die Drahtverbindung des gemeinsamen Anschlußkissens
58 und des Kettenleiteranschlußkissens 150 .mit dem gleichen Gehäusestift nur ein äußerst geringfügiger
Linearitätsfehler zustande.
O OO
O OO
OO O 0 β
Wie Fig. 1C zeigt, ist die Leitung
127 mit der Leitung 126 verbunden. In einigen Fällen kann der Knotenpunkt 127 räumlich weit entfernt sein
von dem gemeinsamen Kettenleiterkissen 150» In diesen
Fällen kann ein beträchtlicher Metallwiderstand zustaa»
dekommen» Dieser Metallwiderstand ist schofflatiaeh durch
den gestrichelten Block 129 der Fig„ 1C dargestellte Der
Leiter 126* stellt den Teilbereich ä®r Leitung 126 dar»
welcher primär zwischen dem gemeinsamen Anschlußlei ssen
150 und dem gestrichelten Block 137 liegto Um dl© Lis@a»
rität des Kettenleiternetzwerlcs zu verbessern,, ist es
wesentlich, daß die Abflußströme oder Abfallströme der Leitung 106 zur Leitung 126 abgeleitet wgrd@n, tsnd »as*
auf derjenigen Seite des gestrichelten Blocks 137p di©
vom gemeinsamen Leiterkissen 150 angewandt isto Läge der
Knoten 127 in der Leitung 126* und nicht in ä@r Leitung
126, so wurden Spannungsvariationen aufgrund d©s Metallwiderstands, der durch den gestrichelt©» Block 137 dar»
gestellt ist, zu beträchtlichen Fehlem der durch das Kettenlei ternetzwerk. abgestuften Ström© führen.,
Im folgenden soll unter Bezugnahme auf die Figo 11 und
1B die offene Spannungsreferenzschaltung beschrieben werden, welche dazu dient, den Strom innerhalb ©in©s
jeden der Bitschalter des Digital-Analog^Wandlers zu
regeln. Die Spannungsrefereinschaltung umfaßt ©inen allgemein mit 154 bezeichneten Zenerdiod©n-R©fer©nzzwe£g9
der einen ersten Strom führt und ansprechend darauf ©ine der Temperaturkompensation dienend© Spannungskompoaent©
erzeugt. Insbesondere umfaßt dar R@f©r©nzzw@ig 154 @ia©n,
als Diode geschalteten Transistor 1569 dessen Emitter
mit dem negativen Spannungsversorgung leiter 42 v@rbun~
den ist und dessen Basis und Kollektor Mt ©inem Κηοΐ©η-punkt
158 verbunden sind. Zwischen öesa Knotenpunkt 158 und einem Knotenpunkt 160 ist eine Zenerdiod© 162
- 24 -
sehen. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Zenerdiode 162 als vergrabene Zenerdiode
ausgeführt, um ihre Charakteristika über die Zeit stabiler zu gestalten. Ein solcher vergrabener Zenerübergang
kann dadurch gebildet werden, daß man anfänglich eine stark dotierte Isolatiönsregion vom P-Typ eindiffundiert,
und zwar an einer Stelle innerhalb der monolithischen, integrierten Schaltung, worauf man eine stark dotierte
Emitterfläche vom N-Typ eindiffundiert, und zwar in die zuvor eindiffundierte Region vom P-Typ. Hierdurch erzeugt
man einen abrupten P-N-Übergang unter der Oberfläche der monolithischen Schaltung. Zur Kontaktierung der
P-Seite des Zenerübergangs wird vor der Emitterdiffusion
eine Basisregion vom P-Typ eindiffundiert. Die Basisregion vom P-Typ überlagert die Isolationsregion und erstreckt
sich seitlich über die Emitterdiffusionsregion hinaus, und zwar auf ersten und zweiten gegenüberliegenden
Seiten derselben. Dies ermöglicht die Ausbildung von ersten und zweiten Kontakten auf der Seite vom P-Typ
des Zenerübergangs. Die N -Emitterregion ist mit dem Knotenpunkt 160 verbunden und die ersten und zweiten Kontakte
der Basisregion vom P-Typ sind mit dem Knotenpunkt 158 verbunden.
Der Referenzzweig 154 umfaßt ferner einen Vervielfacher für die Spannung (Vgg) des Basis-Emitter-Übergangs. Dieser
wird gebildet durch einen Transistor 164 und durch mit einem Laser trimmbare Widerstände 166 und 168. Der
Emitter des Transistors 164 ist mit dem Knotenpunkt 160 verbunden. Die Basis und der Kollektor sind mit Knotenpunkten
170 bzw. 172 verbunden. Der Widerstand 166 liegt zwischen dem Knotenpunkt 160 und dem Knotenpunkt 170.
Der Widerstand 168 liegt zwischen dem Kno.tenpunkt 170 und dem Knotenpunkt 172. Der Trimmfühlanschluß 174 ist
mit dem Knotenpunkt 172 verbunden und gestattet die Erfassung der Spannung am Knotenpunkt 172 während des
„ 25 -
Lasertrimmvorgangs. Der Knotenpunkt 172 ist ferner mit
dem Emitter des Transistors 176 verbunden» D®r Kollektor des Transistors 176 ist mit einer Spannungsreferenzschiene
178 verbunden und die Basis des Transistors 176 ist über einen Widerstand 180 mit der Spannungsreferenzschiene
178 verbunden.
Der durch den Referenzzweig 154 fließende Strom führt dazu,
daß die Spannungsreferenzschiene 178 auf ein© vorbestimmte Spannung oberhalb der negativen Spannung des
Versorgungsleiters 42 vorgespannt wird» tosprechend auf
die Vorspannung der Spannungsreferenzschiene 178S wird
im benachbarten Slave-Zweig, der allgemein mit 182 bezeichnet ist, ein Strom erzeugt» Der Slave-Zweig 182 um=»
faßt einen Transistor 184,, dessen Basis mit ©iner Span=
nungsreferenzschiene 178 verbunden ist und dessen Emit·=
ter mit einem Knotenpunkt 186 verbunden ist«. Der Knotenpunkt 186 ist mit der Basis und dem Kollektor eines als
Diode geschalteten Transistors 188 verbundün» <ä©ssen
Emitter mit dem Knotenpunkt 190 verbunden ist« B©r Transistor 192 ist an seiner Basis unoL an seinem Emitter1
mit der Basis bzw» dem Emitter des Transistors 188 v®r»
bunden. Die Emitterfläche des Transistors 192 hat jedoch
den dreifachen Wert der Emitterfläch© des Transistors
188. Daher leitet der Transistor 192 dreimal so viel
Strom wie der Transistor 188» D®r ICollektor des Transi=
stors 192 ist über die Leitung 148 mit dem gemeinsamen
Anschlußkissen 58 verbunden. Der Knotenpunkt 190 ist über einen Widerstand 194 mit einem Knotenpunkt 196 verbunden. Ein Transistor 198 ist an ssinem Kollektor1 direkt
mit dem Knotenpunkt 196 verbunden und an seiner Ba= sis über den Widerstand 200 mit dem Knotenpunkt 196 verbunden. Der Emitter des Transistors 198 ist über einen
Widerstand 202 mit dem Leiter 42 für di© negative ¥©^°
sorgungsspannung verbunden. Bei einer bevorzugten Ausfüh»
rungsform der Erfindung haben die Widerstände 194, 200
und 202 allesamt den gleichen Widerstandswert, nämlich etwa 3,3 kOhm.
Ein Teil (1/4) des Stroms, der innerhalb des Slave-Zweiges
182, ansprechend auf die Vorspannung im Referenzzweig 154, erzeugt wird, fließt über eine PNP-Stromspiegelschaltung,
welche die Transistoren 204 und 210 bis 213 umfaßt. Die Stromdichten innerhalb der PNP-Transistoren
werden dadurch verringert, daß man den Strom im Slave-Zweig durch vier teilt, bevor dieser durch den
PNP-Stromspiegel geführt wird. Die PNP-Transistören, die
in monolithischen, integrierten Schaltungen ausgebildet werden, funktionieren typischerweise nicht so gut bei
höheren Stromdichten. Darüber hinaus ist der ß-Wert (Stromverstärkungsfaktor) für solche Transistoren wesentlich
höher bei niedrigeren Stromdichten. Höhere ß-Werte führen zu geringeren nominellen Basisströmen innerhalb
der PNP-Transistoren. Demzufolge haben Fehler, die durch
.Änderungen dieser Basisätröme Zustandekommen (z.B. aufgrund
von Änderungen der Temperatur oder der Versorgungsspannung), eine entsprechend geringere Größe.
Der Kollektor des Transistors 184 ist mit dem Kollektor des PNP-Transistors 204 verbunden sowie mit der Basis
des PNP-Transistors 206. Der Emitter des Transistors ist über einen Widerstand 208 mit einem gemeinsamen Leiter
148 verbunden. Die Basis des Transistors 204 ist gemeinsam mit den Basisanschlüssen der PNP-Transistoren
210, 211, 212 und 213 verbunden. Die Basis des Transistors 204 ist ferner über einen Widerstand 214 mit dem
Emitter des Transistors 206 verbunden. Der Kollektor des Transistors 206 ist mit der Leitung 42 der negativen
Stromversorgungsspannung verbunden. Obgleich der Transistor 204 an seiner Basis und an seinem Kollektor
t*w ΟΟύΰ
gemeinsam angeschlossen sein könnte8 leitet jedoch d©r
Transistor 206 die Basisströme übt Transistoren 204 und
210-213 zur Erde ab und verhindert ferner die Sättigimg des Transistors 204 bei höheren Temperaturenβ Der ¥id@rstand
214 wird in Reihe zum Eknittex» d©s Transistors 206
eingefügt, um eine Oszillation su verhindernο
Die Emitter der Transistoren 210 und. 211 sind gemeinsam
mit einem Ende eines Transistors 216 verbunden und das andere Ende desselben ist mit dem gemeinsamen Leiter
148 verbunden. In ähnlicher Weise sind die Emitter der Transistoren 212 und 213 gemeinsam mit einem Ende des·
Widerstands 218 verbunden, dessen anderes Ende mit d@a gemeinsamen Leiter 148 verbunden ist« Di© Emitt^fläehen
der Transistoren 204, 210, 211, 212 wad 213 sind all© gleich und die Widerstände 216 und 218 haben jeweils d©n
halben Widerstandswert im Vergleich sum Widerstand 208 „ Demzufolge ist der Strom, der gemeinsam von den Transistoren 210 und 211 geführt wird, zweimal so groß wl© der
Strom des Transistors 204. In ähnlicher Weise ist der
Strom, der gemeinsam von den Transistoren 212 und 213
geführt wird, zweimal so groß wie der Strom durch den
Transistor 204· Die Kollektoranschlüss© d©r Transistor
ren 210, 211, 212 und 213 sind gemeinsam mit der Spannungsreferenzschiene 178 für die Zufuhr ein©s gespi@g@lten
Stroms verbunden. Der von den Transistoren 210=213 bereitgestellte, gespiegelte Strom hat im wesentlichen
den vierfachen Wert des Stroms des Transistors 184 od@?
etwa den gleichen Wert wie der Strom durch den Slave-=
Zweig 182. Nahezu der gesamte 9 gespiegelt© Strom der
Transistoren 210-213 zur Spannungsreferenzschien© 178
wird durch den Referenzzweig 154 geleitet im Sim® des Aufbaus der Referenzspannung an der Referenzschien© 178O
Alle anderen Ströme, die von der Spannungsr©f@r©nzsehi©~
ne 178 gezogen werden, sind relativ kleine Basissstr3mee
26 -
Um sicherzustellen, daß anfangs ein gewisser Strom durch den Referenzzweig 154 fließt, wird eine Einrichtung 220,
welche als epi-FET bekannt ist, zwischen dem gemeinsamen Leiter 148 und der Spannungsreferenzschiene 178 eingefügt.
Bekanntlich kann ein epi-FET hergestellt werden durch Isolierung einer langgedehnten Epitaxialregion
vom N-Typ und durch nachfolgende Eindiffundierung einer Basisregion vom P-Typ, die sich seitlich über den zentralen
Bereich der langgestreckten Epitaxialregion erstreckt. Ein Ende der langgestreckten Epitaxialregion
ist mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden und das entgegengesetzte Ende ist mit der Spannungsreferenzschiene
178 verbunden. Die Basisregion vom P-Typ erstreckt sich in die Isolation vom P-Typ und wird auf diese Weise
durch das Substrat zur negativen Versorgungsspannung vorgespannt.
Es soll nun angenommen werden, daß anfänglich kein Strom durch den Referenzzweig 154 fließt. In diesem Falle ist
die Spannung an der Referenzschiene 178 im wesentlichen gleich der negativen Versorgungsspannung. In diesem Falle
wird die epi-FET-Einrichtung 220 derart vorgespannt, daß sie Strom zur Spannungsreferenzschiene 178 führt. Dieser
Strom wird anfänglich durch die Basis des Transistors 184 geleitet. Der hierdurch zustandekommende Kollektorstrom
im Transistor 184 wird durch den PNP-Stromspiegel gespiegelt und der gespiegelte Strom wird in die Spannungsreferenzschiene
178 injiziert. Der zusätzliche Strom, der zum PNP-Stromspiegel geführt wird, wird durch die
Basis des Transistors 184 geleitet und führt zu einer weiteren Steigerung des Kollektorstroms desselben. Dieser
regenerative Betrieb wird fortgesetzt, bis die Spannung auf der Spannungsreferenzschiene 178 ausreichend
groß ist, um die Zenerdiode 162 zum Durchbruch zu bringen
und den Referenzzweig 154 in Betrieb zu setzen. Nun
(Φ O O
D O 0
wird die Spannungsreferenzschiene 178 bei Ihren Gleichgewichtsbedingungen
stabilisiert» Wenn die Spannung d@r Referenzschiene 178 ansteigt, so wird die epI-FST-Bin·=
richtung 220 abgetrennt und wird im wesentlichen nicht leitend, wenn die Spannungsreferenzschiene 178 lh?«
Gleichgewichtszustand erreicht«
Die Größe der Spannung zwischen der Spannungsreferenzschiene 178 und dem Leiter 42 für die negative Versor»
gungsspannung ist relativ groß, da diese Spannung dexi Spannungsabfall über die Zenerdlod© 162 umfaßt sowi©
die Spannungen über mehrere Ia Durchlaßrichtung vorge«
spannte Basis-Emitter-Übergänge» Ein allgemein, mit 222
bezeichneter Spannungsteilerzweig Ist Innerhalb der o£»
fenen Spannungsreferenzschaltung vorgesehen 9 um ©in© s©~
kundäre Referenzschaltung abzuleiten» deren Groß© (gemessen von dem Leiter 42 mit der negativen Versorgungs=
spannung) etwa die Hälfte der Spannung der Referenzschi©=
ne 178 beträgt. Der Strom in dem Spannungsteilerzweig
wird primär durch den Transistor 224 und den Widerstand 226 bestimmt. Die Basis des Transistors 224 ist mit
Knotenpunkt 196 innerhalb des Slave-*Zweiges 182 v
den. Der Emitter des Transistors 224 Ist über ein©a Widerstand
226 mit der Leitung 42 der negativen Versorgtmgs
spannung verbunden. Die Emitterflächen dar Transistoren
224 und 198 sind einander gleich^ und di@ Werte der Widerstände 226 und 202 sind einander ebenfalls gleich«,
Demzufolge stellt der Strom durch den Transistor 224 das Spiegelbild des Stroms durch den Slave-Zweig 182 daz%
Der Kollektor des Transistors 224 Ist am Knotenpunkt mit einem Ende eines Widerstandes 250 verbunden sowie
mit einem Ende eines Widerstands 232. Das andere Ende des
Widerstands 230 ist mit dem Emitter des Transistors 234 verbunden« Der Basisanschluß dieses Transistors Ist mit
der Spannungsreferenzschiene 178 verbunden« Der Kollektor
Ηδ
-jedes Transistors 234 ist mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden. Demzufolge wird die Spannung am Knotenpunkt
228 von der Spannung an der Spannungsreferenzschiene 178 abgeleitet, sie ist jedoch aufgrund der Basis-Emitter-Spannung
des Transistors 234 und aufgrund des Spannungsabfalls über den Widerstand 230 herabgesetzt.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung haben die Widerstände 226 und 230 jeweils einen Wert von
3,3 kOhm.
Die am Knotenpunkt 228 des Spannungsteilerzweigs 222 entwickelte Spannung ist im Vergleich zur Referenzspannung
an der Referenzspannungsschiene 178 beträchtlich herabgesetzt. Dennoch hat der Knotenpunkt 228 eine relativ
hohe Impedanz. Es ist dem Fachmann bekannt, daß es erwünscht ist, die Stromquellentransistoren (46,82,92,
102, usw.) innerhalb der Bitschalter mit einem Knoten relativ niedriger Impedanz zu treiben, damit ein ausreichender
Treiberstrom für diese Transistoren zustandekommt und damit eine unempfindlichkeit gegenüber vorübergehenden
Spannungsstößen besteht, die aufgrund rascher Umschaltungen eines oder mehrerer Bitschalter in der Referenzspannungsleitung
48 Zustandekommen können. Aus diesem Grund ist ein Emitter-Folger-Treiber-Zweig vorgesehen,
der allgemein mit 238 bezeichnet ist. Dieser Zweig innerhalb der offenen Referenzschaltung führt zu einem
Treiberpunkt niedriger Impedanz, welcher mit der Spannungsreferenzschaltung 48 verbunden ist.
Der Widerstand 232 liegt zwischen den Knotenpunkten 228 und 236 für die Verbindung des Emitter-Folger-Treiberzweigs
238 mit dem Spannungsteilerzweig 222. Die Einfügung des Widerstands 232 zwischen den Knoten 228 und
steigert die Impedanz zwischen der Spannungsreferenzschiene 178 und dem Treiberzweig 238. Hierdurch wird die
Spannungsreferenzschiene 178 noch weiter von vorüberge-
&ο 0
ΟΟΟΟ UQ i* ei ο β« C
henden Spannungsstößen isoliert, welche im Spannungsreferenzleiter 48 durch Umschaltungen der Bitschalter
induziert werden können. Bei einer bevorzugten Ausfüh=
rungsform hat der Widerstand 232 einen Wert von 393 kOhm«
Der Emitter-Polgertransistor 240 ist mit seinem Basisanschluß mit dem Knoten 236 verbunden und sein Emitt@raaschluß
ist mit dem Knoten 242 der Treiberspannungs^eferenzleitung
48 verbunden. Der Kollektor des Transistors 240 ist mit dem Emitter des Transistors 244 verbunden
und die Basis und der Kollektor desselben sind mit dar
Spannungsreferenzschiene 178 bzw. dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden. Der Transistor 244 dient der Verbindung
des Kollektors des Transistors 240 mit Erd®,, während di©
Basis-Kollektor-Spannung des Transistors 240 im wesentlichen konstantgehalten wird, und zwar unabhängig von
Änderungen der negativen Versorgungsspannung <.
Der Knotenpunkt 242 ist ferner mit dem Kollektor des Transistors 246 und mit einem Ende eines Widerstands 248
verbunden. Das andere Ende desselben ist mit dem Basis» anschluß des Transistors 246 verbunden«, Der Emitter d@s
Transistors 246 ist über einen Widerstand 250 mit d@m negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden,= Di®
Emitterfläche des Transistors 246 gleicht der Emitterflache des Stromquellentransistors 46 in dem signifikantesten
Bitschalter. Die Größe des Widerstands 250 beträgt 3,3 kOhm oder die Hälfte des Widerstandswertes d©r Wider™
stände 50 und 52 innerhalb des signifikantesten Bitschal= ters. Demzufolge sind die Stromdichte und Temperatur·=
Nachführcharakteristika des Transistors 246 im w^s@ntlichen
identisch mit den entsprechenden Charakteristika der Stromquellentransistoren in jedem der Bitschalter®
Die offene Spannungsreferenzschaltung der FIg0 1A und 1B
führt zur Konstanthaltung der Ströme in dem Bitschalter 9
und zwar unabhängig von Änderungen der Temperatur und
Versorgungsspannung. Dies soll im folgenden näher erläutert werden, und zwar unter Bezugnahme auf das vereinfachte,
schematische Diagramm der Fig. 2. In dieser sind gleiche Einrichtungen, ICnotenpunkte und Leitungen mit
den gleichen, jedoch gestrichenen Bezugsziffern wie in den Fig. 1A bis 1C bezeichnet. Falls nichts anderes angegeben
ist, beziehen sich alle Angaben in bezug auf die Spannung auf die negative Stromversorgungsspannung. Zunächst
soll der Referenzzweig betrachtet werden. Die Zenerdiode 162' hat einen positiven Temperaturkoeffizienten,
d.h. die Spannung über die Zenerdiode 162' steigt mit einer gegebenen Nachführrate mit steigender Temperatur, wobei
angenommen wird, daß der durch die Zenerdiode geleitete Strom im wesentlichen konstant ist. Wie der Fachmann
weiß, ist die Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164' mit einem negativen Temperaturkoeffizienten
behaftet, d.h. die Basis-Emitter-Übergangsspannung fällt mit einer bestimmten Nachführrate mit steigender Temperatur,
wobei angenommen wird, daß der Transistor 164' einen
konstanten Strom führt. Allgemein liegt der Temperaturkoeffizient der Zenerdiode 162· etwa innerhalb eines Bereichs
vom 1,25-bis 1,5fachen des Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Übergangspannung des Transistors 164'.
Der Transistor 164' und die Widerstände 166' und 168'
sind miteinander verbunden und bilden eine sog. Vgg-Multiplizierschaltung,
wobei die über den Widerstand 168' entwickelte Spannung der Basis-Emitter-Übergangsspannung
des Transistors 164' proportional ist, und zwar im Verhältnis
der Größen der Widerstände 168 * und 166'. Wenn
man annimmt, daß der Widerstandswert des Widerstands 168· etwa das 1,25fache des Widerstandswertes des Widerstands
166! beträgt, so gilt damit, daß der Spannungsabfall über
den Widerstand 168' das 1,25fache der Basis-Emitter-Übergangsspannung
des Transistors 164' beträgt. Durch zweck-
WOQO O (I
«η ω ο ut W W « # ο ϋ ο
OO O W ν O O O
ιβ O O 0 O UO « OO OO OO
- 55 -
mäßige Auswahl des Verhältnisses der Widerstandswirt© der Widerstände 166" und I68e kann der Temperaturkoeffizient
der Spannung über den Widerstand 168B etwa gleich
der Spannung über die Zenerdiode 162" gemacht werden» jedoch
mit entgegengesetztem Vorzeichen«. Die Widerstand© 166' und 168" sind durch einen Laser trimsibar und ©rlau=
ben somit die Einstellung der Vg^-Multiplizierschaltung
gemäß den' jeweiligen Temperaturkoeffizientnn der Zenerdiode
162· und des Basis-Emitter-Übergangs das Transistors 164'. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung können die Widerstände 1668 und 1685 derart ge»
trimmt werden, daß die Spannung über den Widerstand 168" innerhalb eines Bereichs von etwa dem 1- Ms 5fachea d©r
Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 1648
variiert werden kann« Konsequenterweise ist die Summe der Spannung über die Zenerdiode 162» und über den Widerstand
168J eine konstante Spannung V'qq^p ° Sie ist unabhängig
von Änderungen der Temperatur, vorausgesetzt s daß der
Strom innerhalb des Referenzzweigs relativ konstant g©=
halten wird.
Die Spannung auf der Referenzschiene 178' 1st gleich d@r
Summe der Spannungen über die Diode 156% die Bios© 176'
und den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 164" plus VC0Mp. Daher nimmt die Spannung der Referenzschiene 1788
dreimal so schnell ab im Vergleich zum Temperaturkoeffi=-
zienten der Basis-Emitter-Übergangsspannung, unter der
Annahme, daß der Strom I„ innerhalb des Referenzzweigs konstant gehalten wird.
Im folgenden soll auf den Slave-Zweig der Fig» 2
genommen werden» Der Temp eraturko effizient der Spannungs·=
referenzschiene 1781 wird exakt durch die nsgativen T@m°
ρeraturkoeffizienten der drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen
des Transistors 184\ der Diode 188" und der
Diose 198' kompensiert. Daher resultiert eine konstant©
- 54 -
Spannung über die Widerstände 194' und 202' und somit
fließt ein konstanter Strom I1 durch den Slave-Zweig.
Um den Strom I- innerhalb des Referenzzweigs konstant zu halten, wird der konstante Strom I1 innerhalb des Slave-Zweigs
durch die Transistoren 204f und 210' gespiegelt
und zum Referenzzweig zurückgeführt. Der durch den Transi
stor 210' der Spannungsreferenzschiene 1781 zugeführte
Strom ist proportional dem konstanten Strom I1. Da die
Basisströme, die durch die TraraLstoren 184', 234', 244»
und 282· gezogen werden, vernachlässigbar in bezug auf den Strom des Referenzzweigs sind, fließt der durch den
Transistor 210' bereitgestellte Strom im wesentlichen konstant durch den Referenzzweig. Es kommt auf diese Weise
zu einem Strom I2, der im wesentlichen konstant ist,
und zwar unabhängig von Änderungen der Temperatur oder der Versorgungsspannung. Daher setzt der Zenerdioden-Referenzzweig
seinen eigenen Strom durch Entwicklung einer Spannung, die als Vorstrom innerhalb des Slave-Zweiges
dient. Der Strom des Slave-Zweigs wird sodann zum Zenerdioden-Referenzzweig zurückgespiegelt.
Da der Strom I1 innerhalb des Slave-Zweigs konstant ist,
hat die Spannung am Knoten 196' einen Temperaturkoeffizienten, der gleich ist dem Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Übergangsspannung
der Diode 198·. Die Stromdichten innerhalb der Emitter-Basis-Übergänge des Transistors
224' (im Spannungsteilerzweig) und 278» (im Referenzausgangszweig)
sind derjenigen der Diode 198» angepaßt. In ähnlicher Weise sind die Widerstände 226« (im
Spannungsteilerzweig) und 280' (im Referenzausgangszweig)
identisch mit dem Widerstand 202'. Demzufolge sind der Strom I1,, innerhalb des Spannungsteilerzweigs und der
Strom I1, innerhalb des Referenzausgangszweigs dem Strom
I1 innerhalb des Slave-Zweigs identisch und somit ferner
ό ι. 11 ό a
O OO υ if««d 4 O O Q
Ö W „ OOÜ
- 355 -
im wesentlichen unabhängig von der Temperatur und der
Versorgung® spannimg.
Wie oben erwähnt, ist die Spannung der Refer©nzschiθη©
178' gleich ^qqwp Plus drei Basis-Smitter-Übergangsspan-»
nungen. Somit ist die Summe der Spannungen über die Widerstände 194' und 202' innerhalb d©§ Slav©-»Zweiges kon°
stan* und gleich VC0Mp. Die Wert© der Widerstand© 194e
und 202· werden vorzugsweise gleich gewählt« Dah©? ist
die Spannung am Knotenpunkt 1968 gleich d©r Hälft© voa
VCOMP plus der ^siS'^i^^r'^^^a^s^a™11123·^ der Di©<ä©
198'. Demzufolge ist die Spannung über den Widerstand 226' innerhalb des Spannungsteilerzweigs gleich der Hälfte von V«0Mp· öer Widerstand 230' innerhalb des Spannungsteilerzweigs
wird derart ausgewählt, daß ©r gleich dem Widerstand 226' ist« Somit ist der Spannungsabfall üb©r
den Widerstand 230· ebenfalls gleich der Hälfte von VCOMP* Die er^al*ene Spannung am Knoten 228" ist somit
die Spannung der Referenzschiene 178» minus der· Summe
der Spannungen über den Basis-Emitter-Ubergang d©s Trans!·=
stors 234« und über den Widerstand 2308„ Somit gilt di©
Beziehung:
V228« ■ ^COMP + 3VBE>
" ^¥BE + V230^
= 2VBE +
Somit wird die Υεο^~ΚοκΡοη©η^© der Spannung auf der
Spannungsreferei3.2schiene 178ä am Knotenpunkt 228° durch
den Spannungsteilerzweig halbiert« Es ist erwünschts di©
Größe der VCOMp-Koaiponente«, die zum Refer©nzspannungsl©i=
ter 48' gelangt 9 zu reduzieren^ Hierdurch wird ein Betrieb des Digital-Analog-Wandlers bei verringerten nega°
tiven Stromversorgungsspannungen ermöglicht9 ohn© daß
die Stromquellentransistoren der Bitschalter gesättigt werden«
-US
ES wird weiterhin auf Fig. 2 Bezug genommen. Der Emitterfolger-Treiberzweig
umfaßt einen Emitterfolgertransistor 240' sowie eine Diode 246· und einen Widerstand 250f zur
Aufrechterhaltung eines Vorstroms durch den Transistor 240·. Der Emitterfolger-Treiberzweig stellt einen Antriebspunkt niedriger Impedanz dar für das Treiben des Referenzspannungsleiters
48'. Die mit dem Emitterfolger-Antriebszweig
verbundene niedrige Impedanz dient ferner der raschen Absorption jeglicher vorübergehender Ströme,
die im Spannungsreferenzleiter 48' Zustandekommen, und zwar aufgrund der Umschaltung innerhalb der Vielzahl von
Bitschaltern. Hierdurch kann sich die Leitung 48· rasch
stabilisieren. Dies wiederum ermöglicht es dem Analogausgangsstrom, welcher von den Bitschalterströmen abgeleitet
wird, sich rasch auf den endgültigen Wert einzuspielen. Der Widerstand 250f (innerhalb des Emitterfolgerzweigs)
ist in seinem Wert gleich den Widerständen 194' und 202f (innerhalb des Slave-Zweigs) und den Widerständen
226' und 230' (innerhalb des Spannungsteilerzweigs).
Die Emitterflächen des Transistors 240f und der Diode
246' (innerhalb des Emitterfolgerzweigs) sind gleich den
Emitterfolgerflächen der Einrichtungen 156', 176', 184»,
1881, 198», 224» und 234'. Daher sind die Strompegel und
die daraus resultierenden Bäsis-Emitter-Spannungsabfälle des Transistors 240' und der Diode 246' denjenigen der
Einrichtungen 156', 176«, 184', 188', 198», 224« und
234' angepaßt. Somit ist der Strom Ip im Emitterfolgerzweig
im wesentlichen konstant und von gleicher Größe wie die Ströme I^, I1, und I^„. Darüber hinaus beträgt die
Spannung auf dem Leiter 48' die Hälfte von VC0Mp plus
einmal die Basis-Emitter-Obergangsspannung.
Im folgenden wird auf den Bitschalter der Fig. 2 Bezug genommen. Die Emitterfläche des Transistors 46' und der
Wert des Widerstands 50' werden ausgewählt im Sinne der Einstellung der Stromdichte im Transistor 46' auf den
φ © © Et O ν ν* Vf W χ1 Q «)
O O O O ^ OUd
H> U QOU OO U OO Dl)OO
gleichen Wert wie im Transistor 2409. Somit sind di© Ba=
sis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 46· und der
Temperaturkoeffizient desselben angepaßt aa die entspr©·=
chenden Werte der aktiven Einrichtungen innerhalb d©s Re= ferenzzweigs, des Slave-Zweigs, des Spannungsteil©rzw©igs
und des Emitterfolger-Treiberzweigs. Daher ist der resultierende Spannungsabfall über den Widerstand 5O9 innerhalb
des Bitschalters eine im wesentlichen konstante Spannung, die gleich ist der Hälfte von VC0M,„ Da vqqmP ®ine
konstante Spannung ist, die von d©r Temperatur und d@r
Stromversorgungsspannung unabhängig xsts so ist auch der
resultierende Strom IL, welcher durch den Bitschalter
fließt, konstant. Somit werden in der ßesaaatsumm© di©
Basis-Emitter-Übergangsspanhungen der Transistoren 46'
(innerhalb des Bitschalters), 24os (ianerhalb des Emitterfolger-Treiberzweigs)
und 234' (innerhalb des Spannungsteilerzweigs) durch die Dioden 1568 und 176" und die Basis -Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164' inner-=
halb des Referenzzweigs gelöscht»
Die obige Analyse der Schaltung der Fig. 2 ignoriert Fehlereffekte zweiter Ordnung. Diese sind zurückzuführen
auf Änderungen der Stromverstärkung (oder α) innerhalb der Transistoren in der offenen Referenzschaltungs Diese
Änderungen werden induziert durch die Temperatur und durch die Versorgungsspannung. Es ist hinr©ich©nä bekamts
daß eine Änderung in der Temperatur begleitet wird von einer Änderung der Stromverstärkung eines Transistorso
Es ist ferner bekannt, daß die Änderung der Basis-Kollektor-Spannung eines Transistors (die von, einer Indexmng
der negativen Versorgungsspannung herrühren kann) beglei=
tet wird von einer Änderung der Stromverstärkung des Transistors sowie einer Änderung der Emittereffiziens des
Transistors. Das letztere Phänomen^ das zur Basis-Kollek=·
tor-Spannung in Beziehung steht, wird allgemein als EarIy-Effekt bezeichnet.
rf
Die Basis-Kollektor-Spannungsänderungen können in bezug auf einige Transistoren einfach dadurch eliminiert werden,
daß man an zweckentsprechenden Stellen Emitterfolgertransistoren einfügt, um die Kollektorspannung solcher
Transistoren auf einen Spannungswert zu klemmen, welcher in Referenz zur negativen Versorgungsspannung steht. Zum
Beispiel wird die Basis-Kollektor-Spannungsänderung am
Transistor 240' und 278' eliminiert durch Hinzufügen der
Transistoren 244* bzw. 282'. Es sind jedoch auch die
Transistoren 46', 184', 210' und 234· allesamt anfällig
gegen Änderungen aufgrund des EarIy-Effekts. Der Bitschaltstrom,
der im Kollektor des Transistors 44' geführt wird, ist anfällig gegen Änderungen aufgrund von durch
die Temperatur induzierten Änderungen der Stromverstärkung der Transistoren 44' und 46'. In ähnlicher Weise
ist der Referenzstrom, der im Kollektor des Transistors 284' im Referenzausgangszweig geleitet wird, anfällig
gegen Änderungen aufgrund von Änderungen der Stromverstärkung der Transistoren 278' und 282', induziert durch Änderungen
der Temperatur.
Zur Kompensation von Änderungen der Stromverstärkung, induziert durch Änderungen der Temperatur, hat man, wie aus
Fig. 2 ersichtlich, die Diode 246' innerhalb des Emitterfolger-Treiberzweigs
ersetzt durch den Transistor 246 und den Basiswiderstand 248 (vergl. Fig.1A bis 1B). In
ähnlicher Weise wurde die Diode 176' innerhalb des Referenzzweigs gemäß Fig. 2 ersetzt durch den Transistor 176
und den Basiswiderstand 180 innerhalb der Fig.1A und 1B.
Ferner wurde die Diode 198' innerhalb des Slave-Zweiges der Fig. 2 ersetzt durch den Transistor 198 und den Basiswiderstand
200 in den Fig. 1A-1B.
Wenn die Spannung vom Emitter zum Kollektor des Transistors 246 mit VCg/245) bezeichnet wird und wenn die Span-
C O te/ O O O O OO
CO«*
nung über den Basis-Emitter-Übergang d<as Transistors
mit VBE/24g) bezeichnet wird und wenn d©r Verstärkung®·=
faktor (d.h. das Verhältnis des Kollektorstroms In zvm
Basisstrom I3) des Transistors 246 mit ß bezeichnet wird
und wenn der Widerstand 248 den Widerstandswert
so kann \E^6)
VCE(246) = VBE(246) + 1B x R248
= VBE(246) + (IC/ß) 3S R248
Wenn die Temperatur steigt, so steigt auch Y auch ß wächst an. Demzufolge fällt der Term
mit steigender Temperatur ab. Der Temperaturkoeffizient (oder die Verschiebungsrate) von ^Q^(2kS)
größer als der Temperaturkoeffizient von v grund der Anwesenheit des Baslswiderstands 248
Hinzufügung des Basiswiderstands 248 wird somit
fektive Temperaturkoeffizient der Diode 248» sam gesteigert. In ähnlicher Weise sorgt dl© HI
der Basiswiderstände 180 und 200 in wirksamer Weis© für
eine Steigerung der Temperaturkoeffizlenten dar Diodes
176· bzw. 198f (Fig. 2).
Durch zweckentsprechende Auswahl der Wart© d®r Basiswi=
derstände 248 „ 180 und 200 kann der Bitschalterstroai I^
im Widerstand 50» (Fig. 2) und der Rsferenza
zweigstrom im Widerstand 280' mit steigend®!1
leicht gesenkt werden, und zwar mit ©in@x° Rat@P dl© di©
Erhöhung der Stromverstärkungen der Transistoren 448 und
46· bzw. der Transistoren 278' und 282" kompensierte HI©?=
durch werden die Ströme in den Kollektoranschlüssen dar
Transistoren 44» und 282» im wesentlichen über dl©
peratur konstant gehalten. Bei der bevorzugten rungsfora der Erfindung haben die Basiswiderstände 248
180 und 200 die Werte 16,5 kOhm bzw» 15^2 kOhm bswo
3,3 kOhm.
Die spezielle Funktion des Basiswiderstands 248 besteht
in der Kompensation von durch die Temperatur induzierten Änderungen der Basisströme, welche vom Emitterfolgertransistor
den Basisanschlüssen der Stromquellentransistoren (46, 82, 92, etc.) innerhalb der Bitschalter zugeführt
werden. Wenn die Temperatur steigt, so steigt auch die Stromverstärkung der Stromquellentransistoren innerhalb
der Bitschalter und somit werden die Basisströme verringert. Um den durch den Emitterfolgertransistor 240
fließenden Strom relativ konstant zu halten, kommt es tatsächlich zu einem geringfügigen Anstieg der Spannung
über den Widerstand 250 mit der Temperatur, und zwar aufgrund der zusätzlichen, negativen Temperaturkoeffizientenkomponente
der Spannung über den Basiswiderstand 248. Die geringfügige Steigerung der Spannung über den Widerstand
250 mit steigender Temperatur und die daraus folgende geringfügige Steigerung des Stroms in diesem Widerstand
sorgt für eine ungefähre Kompensation der Abnahme der Basisströme, welche zu den Stromquellentransistoren
der Bitschalter führen. Daher ist der durch den Emitterfolgertransistor
240 fließende Strom im wesentlichen über die Temperatur konstant.
Die Spannung über den Widerstand 168 innerhalb des VBE-Multiplizierteils
des Referenzzweigs zeigt eine negative Temperaturkoeffizientenkomponente aufgrund der Verringerung
des Basisstroms des Transistors 164 mit steigender Temperatur. Die negative Temperaturkoeffizientenkomponente
der Spannung über den Widerstand 168 aufgrund der Basisstromänderung und der negative Temperaturkoeffizient
der Spannung über den Widerstand 180 führen dazu, daß die Spannung der Spannungsreferenzschiene 178 einen Temperaturkoeffizienten
aufweist, der tatsächlich größer ist als lediglich die Summe der Temperaturkoeffizienten der Basis-Effiitter-übergangsspannungen
der Transistoren 156,
ο α οβοο
-IA-
164 und 176 allein. Demzufolge werden di© Spannungen über
die Stromquellenemitterwiderstände (50/52, 84, 94/96,,
usw.) innerhalb der Bitschalter und die Spannung über den Widerstand 280 tatsächlich mit steigender Temperatur etwas verringert, und zwar aufgrund der Verringerung der
Basisströme in den Widerständen 168 und 180« Der negative
Temperaturkoeffizient der Spannung üb@r den Widerstand
200 dient ferner der Verringerung der Spannung über d©n Widerstand 280 mit steigender Temperatur» Die verringerten
Spannungen über die Emitterwiderstände der Stromquellentransistoren der Bitschalter und über den Widerstand 280
bei höheren Temperaturen führen zu einer Verringerung des Stroms durch diese Widerstände» Diese verringerten Strom=
werte bei höheren Temperaturen kompensieren annähernd die höheren Stromverstärkungen der Stromquellentransistoren
und Schalttransistoren innerhalb eines jed©n Bitschalters
(z.B. der Transistoren 46 bzw. 44 im wichtigsten Bitschal» ter) sowie die höheren Stromverstärkungen der Transistor
ren 278 und 282 im Referenzausgangszweigο Daher sind die
Ströme im Kollektor des Transistors 44 und im Kollektor des Transistors 282 konstant,, und zwar trotz dar1 durch
die Temperatur induzierten Änderungen der Stromverstär1«
kung' der Transistoren.
Es wird weiterhin auf Fig» 2 Bezug
am Basis-Kollektor-Übergang des Transistors 184·8 ändert sich mit Änderungen der negativen Versorgungsspannungβ Beispielsweise führt die Erhöhung der Größe der negativen Versorgungsspannung zu einer Steigerung der umg@° kehrten Vorspannung über den Basis°Kollektor-Übergang des Transistors 184'. Hierdurch wird die Stromverstärkung und auch die Emittereffizienz des Transistors 184' g©stei«= gert. Somit neigt der Kollektorstrom des Transistors 184' zu einer Erhöhung, wenn die Größe der negativen V©r=> sorgungsspannung aufgrund-des zuvor erwähnten Early-
am Basis-Kollektor-Übergang des Transistors 184·8 ändert sich mit Änderungen der negativen Versorgungsspannungβ Beispielsweise führt die Erhöhung der Größe der negativen Versorgungsspannung zu einer Steigerung der umg@° kehrten Vorspannung über den Basis°Kollektor-Übergang des Transistors 184'. Hierdurch wird die Stromverstärkung und auch die Emittereffizienz des Transistors 184' g©stei«= gert. Somit neigt der Kollektorstrom des Transistors 184' zu einer Erhöhung, wenn die Größe der negativen V©r=> sorgungsspannung aufgrund-des zuvor erwähnten Early-
Effekts erhöht wird. In ähnlicher Weise führt eine Steigerung der Größe (absolute Größe) der negativen Versorgungsspannung
zu einer Erhöhung der umgekehrten Vorspannung über den Basis-Kollektor-Übergang des PNP-Transistors
210' innerhalb des Stromspiegels. Dies führt dazu, daß der Stromspiegel effizienter wird. Somit hat eine
Steigerung der Größe der negativen Versorgungsspannung
den Effekt einer Steigerung des Stroms, der vom Kollektoranschluß des Transistors 210' gezogen wird. Dieser erhöhte
Strom wird primär durch den Referenzzweig geleitet und beeinflußt somit die Spannung, die auf der Spannungsreferenzschiene
178' erzeugt wird. Dieser Effekt muß vermieden werden, wenn die Digital-zu-Analog-Wandlerschaltung
ein relativ hohes Stromversorgungsrückweiseverhältnis oder einen relativ hohen Stromversorgungsunterdrückungsfaktor
haben soll.
Um Fehler aufgrund des Early-Effekts des oben beschriebenen
Typs zu vermeiden, wird die Diode 188· in Fig. 2 ersetzt durch die Stromaufteilungstransistoren 188 und 192
(Fig.1A-1B), und der Transistor 210' in Fig. 2 wird ersetzt
durch die Transistoren 210-213 der Fig.1A-1B. Durch Abstufung der Emitterflächen der Transistoren 192 und
im Verhältnis 3:1 werden 3/4 des Slave-Zweigstroms, der
durch den Widerstand 194 geleitet wird, zur Erde abgeleitet.
Um eine zweckentsprechende Stromdichte aufrechtzuerhalten, ist die Emitterfläche des Transistors 184
gleich der Emitterfläche des Transistors 188 undi/4 der Emitterfläche des Transistors 198. Da der Kollektoranschluß
des Transistors 192 auf Bezugsspannung gegen Erde
liegt, führt die Steigerung der Größe der negativen Stromversorgungsspannung zu einer Steigerung der umgekehrten
Vorspannung über den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 192, wodurch der Transistor 192 effizienter wird.
Die Steigerung der Effizienz des Transistors 192 erlaubt,
ÖL· I
O9 «»
daß dieser einen größeren Anteil des Gesamtstroms d©r>
Transistoren 192 und 188 übernimmt„ Somit wird ©in kl<si=
nerer Anteil des Slave-Zweigstroms durch die Transistoren 188 und 184 zum PNP-Stromspiegel geleitet«, Durch
zweckentsprechende Abstufung der relativen Emittarflä»
chen der Transistoren 192 und 188 können die durch ά@η EarIy-Effekt induzierten Variationen im Transistor 184
und innerhalb des PNP-Stromspiegels wirksam kompensiert
werden, und zwar durch die durch den EarIy-Effekt indu«
zierten Änderungen im Transistor 192β Die Transistoren
210-213 multiplizieren den durch den PHP-Transistor 204 geleiteten Strom um den Faktor 4. Dias dient der Kompensation der Division des Slave-Zweigstroms, der durch die
Transistoren 188 und 192 bewirkt wird* durch 4„ Daher
ist der vom Stromspiegelnetzwerk an den Referenzsweig
154 gelieferte Strom im wesentlichen identisch mit dem Strom innerhalb des Slave-Zweiges 182,
Die erhöhte Emittereffizienz des Transistors 184 und die erhöhte Emittereffizienz des Transistors 192, welche von
einer Steigerung der negativen Stromversorgungsspannung aufgrund des EarIy-Effekts herrühren, sind begleitet von
einer Abnahme der damit verbundenen Basis-Emitter-Üb©r°
gangsspannungen. Daher kommt es zu einer gerüngfügigsn
Steigerung des Spannungsabfalls über die Widerstand© 194 und 202 und somit des Stroms durch den Slava-Zweigj
ψβώχι die Größe der negativen Versorgungsspannung steigto
Die geringfügige Erhöhung des Stroms im Slava-Zxf@ig wi?d
in den Spannungsteilerzweig 222 gespiegelt» Dies führt
zu einer geringfügigen Steigerung des Stroms im Wider·=
stand 230. Die daraus folgende Steigerung der Spannung über den Widerstand 230 macht eine etwaige Verringerung
der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 234 aufgrund des durch den Early-Effekt induzierten Anstiegs
der Emittereffizienz mehr als wett. Di© Spannungen an
den Knotenpunkten 228 und 236 werden geringfügig verrin-
A4 -
gert aufgrund des erhöhten Spannungsabfalls über den Widerstand 230. Daher ist eine Erhöhung der Größe der negativen
Versorgungsspannung von einer geringfügigen Abnahme der Spannung auf dem Spannungsreferenzleiter 48 begleitet.
Die geringfügige Abnahme der Spannung auf dem Spannungsreferenzleiter 48 kompensiert in etwa die Erhöhung
der Stromverstärkung und die Senkung der Basis-Emitter-Übergangs spannungen, die in den Stromquellentransistoren
(46, 82, 92, etc.) der Bitschalter aufgrund des EarIy-Effekts
auftreten. Daher bleiben die Ströme innerhalb der Bitschalter relativ konstant trotz der durch den Early-Effekt
hervorgerufenen Änderungen der Charakteristika der Stromquellentransistoren, welche hervorgerufen werden
durch Änderungen der negativen Stromversorgungsspannung.
Die offene Spannungsreferenzschaltung umfaßt ferner ein Netzwerk zur Einstellung des Verstärkungsfaktors. Dieses
ist allgemein mit 252 bezeichnet. Diese Schaltung gestattet die Einstellung der Größe der Bitschalterströme
in einem gewissen Maße, ohne daß hierdurch die Temperatur-Kompensationscharakteristika
und die Stromversorgungsspannungs-Kompensationscharakteristika der offenen Referenzspannungsschaltung
nachteilig beeinflußt werden. Das Verstärkungseinstellnetzwerk 252 umfaßt einen PNP-Transistor
254, dessen Kollektoranschluß mit dem Knotenpunkt 236 gekoppelt ist, und zwar für die Zufuhr einer einstellbaren
Menge eines von der Temperatur unabhängigen Stroms. Der Fachmann wird erkennen, daß bei einer Änderung des
vom Transistor' 254 zum Knoten 236 geführten Stroms auch eine Änderung der Spannungen über die Widerstände 230
und 232 zustandekommt, wodurch die Spannung am Knotenpunkt 236 ebenfalls geändert wird.
Die Basis des Transistors 254 ist mit dem Knotenpunkt gekoppelt sowie mit den Basis» und Kollektoranschlüssen
des PNP-Transistors 258. Der Knotenpunkt 25β ist üb©?
den Leiter 2βΟ mit dem Kollektoranschluß des Transistors 262 gekoppelt,, Der Transistor 262 zieht eine vorbestimmte
Strommenge vom Knotenpunkt 156 in einer unten näher zu erläuternden Weise ab. Der Emitter des Transistors 258
ist mit dem Basisanschluß gekoppelt sowie mit einem ersten Kollektoranschluß 264 eines PNP-Transistors 266
mit zwei Kollektoren. Der zweite Kollektor 268 des Transistors 266 ist mit dem Knotenpunkt 270 verbunden und mit
dem Emitter des Transistors 254. Der Knotenpunkt 270 ist wiederum mit einer Kontaktfläche 272 oder einem Kontakt=
kissen für die Verstärkungseinstellung verbunden. D©r Emitter des Transistors 266 ist mit dem Knotenpunkt 274
verbunden und wird in einer weiter unten näher zu beschreibenden Weise über dem Erdpotential gehalten, und
zwar um etwa einen Betrag der Basis-Emitter-Übergangs=-
spannung.
Die Kollektorfläche des ersten Kollektors 264 beträgt etwa das 5fache der Kollektorfläche des zweiten Kollektors
268. Der als Diode geschaltete Transistor 258 und der als Diode geschaltete erste Kollektor 264 des Transistors
266 leiten den durch den Kollektor des Transistors 262 gezogenen Strom und verursachen einen Strondfluß von 1/5
der Größe durch den zweiten Kollektor 268, Bei der be= vorzugten Ausführungsform der Erfindung beträgt der Strom,
der durch den zweiten Kollektor 268 fließt, etwa 3S5 /uAo
Wenn man annimmt, daß die Anschlußfläche 272 für die Verstärkungseinstellung keinen Strom führt 9 so wird der
Strom von 3,5/uA, der vom zweiten Kollektor 186 bereitgestellt wird, durch den Transistor 254 in den'Knotenpunkt
236 geleitet. Andererseits kann der in den Knotenpunkt durch den Transistor 254 injizierte Strom variiert werden.,
32T2396
und zwar durch Einspeisung von Strom in die Anschlußstelle
272 für die Verstärkungseinstellung oder durch Abziehen von Strom aus dieser Anschlußstelle.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Anschlußstelle 272 für die Verstärkungseinstellung
mit einer einfachen, externen Schaltung außerhalb der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers gekoppelt.
Diese einfache Schaltung kann bis zu 1,5/uA einspeisen oder bis zu 1,5/uA abziehen. Eine solche Schaltung
kann gebildet werden durch ein Potentiometer zwischen +15 V und -15 V Versorgungsspannung, wobei der Abgriff
des Potentiometers über einen Widerstand von 10 Meg Ohm mit der Anschlußstelle 272 für die Verstärkungseinstellung
verbunden ist. Es wurde festgestellt, daß das zuvor beschriebene Netzwerk zur Einstellung der Verstärkung
Änderungen der Bitschalterströme von 0,1% bis 0t3%
gestattet. Diese Änderungen sind für die meisten Zwecke geeignet.
Der vorliegende Digital-Analog-Wandler umfaßt ferner Einrichtungen
zur Erzeugung eines Spannungsreferenzausgangssignals, welches gegenüber Änderungen der Temperatur und
der Stromversorgungsspannung im wesentlichen unempfindlich ist. Das Spannungsreferenzausgangssignal kann bequemerweise
dazu verwendet werden, für einen bipolaren Ausgleich des AnalogausgangsStroms des Ausgangsstromanschlusses
62 zu sorgen, um die Umwandlung des Analogausgangsstroms in eine bipolare Ausgangsspannung zu erleichtern.
Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung hat das Spannungsreferenzausgangssignal einen konstanten
Werde von +6,3 V, obgleich die Größe des Spannungsreferenzausgangssignals jeden gewünschten Wert haben kann,
und zwar unabhängig von dem nominellen Spannungsabfall über die Zenerdiode 162. Die Schaltungselemente, die dazu
dienen, das Spannungsreferenzausgangssignal zu erzeugen,
umfassen eine Stromquelle von 1 mk„ welche gegenüber dar
Temperatur und der Stromversorgungsspannung unempflnd»
lieh ist, sowie einen Differentialverstärker und einsn
durch einen Laser trimmbaren Rückkopplungswiderstand mit
einer Größe von etwa 6 „3 kOhm, durch den der Strom von
1 mA geleitet wird.
unter Bezugnahme auf die Fig. 1B und 1C wird der Stromquellenzweig
für den Strom von 1 mA für die Spannungsr©- ferenzausgangsschaltung allgemein mit 276 bezeichnete
Dieser Zweig umfaßt einen Transistor 278, dessen Basisanschluß mit dem Knotenpunkt 196 des Slave-Zweigs 182 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 278 ist über den
Widerstand 280 mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 verbunden. Da die Emitterfläche des Transistors
278 und die Größe des Widerstands 280 identisch mit der Emitterfläche des Transistors 198 bzw. der Größe des Widerstands
202 sind, ist der durch den Transistor 278 geleitete Strom identisch mit dem Strom innerhalb des Slave=
Zweiges 182 und in ähnlicher Weise unempfindlich gegaa Änderungen der Temperatur oder der negativen Versorgungsspannung. Der Kollektor des Transistors 278 ist mit dem
Emitter des Transistors 282 verbunden» D@r Basisanseliluß
des Transistors 282 ist mit der Spannungsversorgungsschiene 178 verbunden» während der Kollektoranschluß mit
dem Knotenpunkt 284 verbunden ist«
Der Knotenpunkt 284 dient als Eingang für einen Differen·=
tialverstärker, der allgemein mit 285 bezeichnet wird und die Emitter-gekoppelten Transistoren 286 und 288 umfaßt.
Der Knotenpunkt 284 ist mit dem Basisanschluß d©s Transistors 288 verbunden. Der als Diode geschaltete
Transistor 289 ist an seinem Emitteranschluß mit dem Knotenpunkt 284 verbunden und seine Basis und sein Koll©k~
tor sind gemeinsam mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbun»
den. Der Transistor 289 dient als Klemme zur Verhinderung eines signifikanten Abfalls der Spannung am Knotenpunkt
284 unter das Erdpotential. Die gemeinsamen Emitteranschlüsse, der Transistoren 286 und 288 sind mit dem Kollektor
des Transistors 290 verbunden. Der Transistor 290 ist an seinem Basisanschluß gemeinsam mit dem Basisanschluß
des Transistors 262 mit der Spannungsreferenzschiene 178 verbunden. Sein Emitteranschluß ist gemeinsam
mit dem Emitteranschluß des Transistors 262 mit dem Kollektoranschluß des Transistors 292 verbunden. Der Basisanschluß
des Transistors 292 ist mit dem Knotenpunkt 196 im Slave-Zweig 182 verbunden und der Emitteranschluß
ist über den Widerstand 294 mit dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden. Somit wird der von der
Temperatur und der Spannung unabhängige Strom innerhalb des Slave-Zweigs 182 durch den Transistor 292 und den
Widerstand 294 gespiegelt. Die Emitterflächen der Transistoren 290 und 262 werden im Verhältnis 3,5:1 abgestuft,
und zwar zum Zwecke der Aufspaltung des Stroms des Kollektors des Transistors 292 auf die Emitter-gekoppelten
Transistoren 286 und 288 des Differentialverstärkers 258 und den als Diode geschalteten Transistor 258 der
Schaltung 252 zur Einstellung der Verstärkung.
Wie zuvor erwähnt, dient der Knotenpunkt 284 als erster Eingang des Differentialverstärkers 285. Der Basisanschluß
des Transistors 286 dient als zweiter Eingang des Differentialverstärkers 285 und ist über einen Widerstand
296 mit der Anschlußfläche 150 verbunden, um den zweiten Eingang des Differentialverstärkers 285 mit Erdpotential
vorzuspannen. Der Widerstand 296 ist mit der Anschlußfläche 150 anstelle der Anschlußfläche 58 verbunden,
um vorübergehende Spannungsspitzen auf der Anschlußfläche
58 aufgrund der Umschaltung der wichtigsten Bitschalter innerhalb des Digital-Analog-Wandlers zu ver-
meiden. Der Kollektor des Transistors 286 ist mit dem Basisanschluß
des PNP-Transistors 298 verbunden sowie mit dem Basisanschluß des Transistors 300 und dem Kollektoranschluß des PNP-Transistors 302» Der Kollektoranschluß
des Transistors 288 ist mit dem Kollektoranschluß d©i
Transistors 298 verbunden sowie mit dem Basisanschluß des
Transistors 304. Ein durch den Kondensator 306 und den Widerstand 308 gebildete Frequenzkompensationsnetzwerk
liegt zwischen dem Kollektor des Transistors 288 und des gemeinsamen Leiter 148 und dient der Verhinderung von
Oszillationen innerhalb des Differentialverstärkers„ Der
Basisanschluß des Transistors 302 ist gemeinsam mit d@r Basis und dem Kollektor des als Diode geschalteten PMP=
Transistors 310 verbunden sowie mit dem Emitteranschluß
des Transistors 298. Die Emitteranschlüsse der Transistoren 302 und 310 sind über ähnlich bemessene Widerstände
312 bzw. 314 mit der Leitung 316 verbunden» Der Widerstand 318 verbindet die Leitung 316 mit dem positiven
Versorgungsspannungsanschluß 320 (+Vcc)e Dieser erhält
vorzugsweise eine Versorgungsspannung von +15 V0 Ein zu«
sätzlicher Anschluß 322 (MP Vsup) ist entfernt vom
+Vcc-Anschluß 320 angeordnet und mit diesem verbunden zur
Erleichterung des Einbaus mit einer Drahtverbindung zu einer externen Verstärkerschaltung zur Bereitstellung der
positiven Stromversorgungsspannung»
Innerhalb des Ausgangsteils des Differentialverstärkers ist der Emitter des Transistors 300 mit dem Kollektor des
Transistors 304 verbunden. Der Emitter des Transistors 304 ist mit dem Basisanschluß des Ausgangstransistors
323 verbunden sowie über den Widerstand 324 mit d©m Ausgangsknotenpunkt 326. Der Emitteranschluß des Ausgangstransistors
323 ist ferner mit dem Ausgangsknoten 326
verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren 300 und 323 sind mit dem Leiter 316 verbunden«,
Der mit einem Laser trimmbare Rückkopplungswiderstand
erstreckt sich zwischen dem ersten Eingangsknoten 284 und dem Ausgangsknoten 326. Ferner ist mit dem Ausgangsknotenpunkt
326 eine Spannungsreferenzausgangsfläche 333 ^REF OUT^ v©rfeunden· D©r PNP-Transistor 298 ist im wesentlichen
identisch mit dem Transistor 302. Somit wird der Beitrag zum Stromfluß durch den Emitter des Transistors
298 aufgrund des Basisstroms des Transistors 302 in wirksamer Weise durch die Basis des Transistors 298
zum Kollektor des Transistors 286 umgeleitet, um die Belastungen der Transistoren 286 und 288 auszugleichen.
In ähnlicher Weise hat der Transistor 300 die Funktion, eine Basisstromskomponente vom Kollektor des Transistors
302 zu ziehen, welche gleich ist der Basisstromkomponente, die durch den Transistor 304 vom Kollektor des
Transistors 298 gezogen wird, wodurch die Belastungen der Transistoren 286 und 288 weiter ausgeglichen werden.
Demgemäß wird die Belastung der Kollektoren der Transistoren 286 und 288 im wesentlichen einander angeglichen,
um jegliche mit dem Differentialverstärker 285 verbundene Abweichung auf ein Minimum zu bringen.
Der Differentialverstärker umfaßt ein Kurzschluß-Schutznetzwerk, das durch die Transistoren 332, 334 und 336
gebildet ist. Der Emitter des PNP-Transistors 332 ist mit dem positiven Spannungsversorgungsanschluß 320 verbunden
und sein Basisanschluß ist mit der Leitung 316 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 332 ist
mit dem Basis- und Kollektoranschluß des als Diode geschalteten
Transistors 334 verbunden, dessen Emitter wiederum mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden ist.
Die Emitter- und Basis-Anschlüsse des Transistors 336 sind gemeinsam mit den entsprechenden Anschlüssen des
Transistors 334- verbunden, während der Kollektoranschluß
mit dem Kollektor des Transistors 288 verbunden ist. Für
den FaIl0 daß der Kollektor d©s Ausgangstransistors
einen abnormal großen Strom ziehtp so reicht der Span=
nungsabfall über den Widerstand 318 ausD um den Transi=
stör 332 mit einer Vorspannung in Durchlaßrichtung zu
beaufschlageno Der durch den Transistor 532 geleitete
Strom wird durch den Transistor 334 geleitet und durch
den Transistor 336 gespiegelt® D@r auf diese Weise zu=
standegekommen® Kollektorstrom des Transistors 336 ent=
sieht dem Transistor 304 auf wirksam© ¥@is© jeglichen TreiberstroMj, so daß der Ausgangstransistor 323 während
dieses kurzen Zustands der Schaltung abgeschaltet
Wie zuvor erwähnt, beträgt der Referenz®trQm9 d@r durch
den Transistor 282 gezogen wirdp etwa 1 mA (Größenord-=
nung) und ist im wesentlichen unabhängig von des= Tempera·=
tür und der Versorgungs spannung <, Etwaig© kleine Indertm=
gen innerhalb dieses 1 saA-Stroms P welch© aufgrund von
Schwankungen bsi dar Bearbeitung oder hinsichtlich d@r
Temperatur oder hinsichtlich der Versorgungsspannung oder dergl. auftreten könnenρ folgen etwaigen ähnlichen
kleinen Änderungen im Analogausgangsstroms der im Iqu^0
Anschluß 62 summiert wird» D@r Rückkopplungswiderstanä
328 wird während der Herstellung mit einem Laser getrimmte Auf diese Weis© erhält man ©in© positiv© Ausgangsref©=
renzspannung von 693 V im Anschluß 330o Di®s© Ausgangs«=
[email protected] ist in ähnlicher Weis© unempfindlich
gegenüber der Temperatur und der Stromversorgungsspannmigo
Di© Referenzausgangsspannung von +693 V ist9 wie weiter
unten näher ©rläutert wird9 brauchbar innerhalb ©ines
Schemas zur Umwandlung der bipolaren Äbw©iehungsspaffiraa,go
Ferner ist die Referenzausgangsspannung von +6S3 V brauch·=
bar innerhalb des Digital-=Analog=Wandl®rs sur Erzeugung
der Spannung auf der sub~ger@gelten Spannungsversorgungs=
schiene 24 9 der Spaiinung auf der sub=geregelt@n oder ab=
hängig geregelten Vorspannungsleituxig 38 und der- Spannung
auf der Schwellenspannungsleitung 54. Der Ausgangsknotenpunkt 326 ist mit einem Ende des Widerstands 338 verbunden,
dessen anderes Ende am Knotenpunkt 339 mit einem Ende des Widerstands 340 verbunden ist sowie mit der Basis
des Transistors 342. Das Ende des Widerstands 340, das vom Knotenpunkt 339 abgewandt ist, ist am Knotenpunkt 343 mit
einem Ende des Widerstands 344 und mit dem Basisanschluß des Transistors 346 verbunden. Das Ende des Widerstands
344, das vom Knotenpunkt 343 abgewandt ist, ist mit der Basis und dem Kollektor des als Diode geschalteten Transi-1
stors 348 verbunden. Der Emitter des Transistors 348 ist mit der Basis und dem Kollektoranschluß des als Diode geschalteten
Transistors 350 verbunden. Der Emitter des Transistors 350 ist mit dem Knotenpunkt 274 verbunden sowie
mit dem Emitteranschluß des PNP-Transistors 352. Der Basisanschluß des Transistors 352 ist mit dem Leiter 354
der Anschlußfläche 150 (Ladder Common pad) verbunden. Somit wird der Knotenpunkt 274 über dem Erdpotential gehalten,
und zwar auf nur einer Basis-Emitter-Übergangsspannung.
Der Kollektor des Transistors 352 ist mit der Basis und dem Kollektor des Transistors 354 verbunden. Der Emitteranschluß
des Transistors 354 ist über einen Widerstand 356 mit der negativen Spannungsversorgungsleitung 42 verbunden.
Der vom Kollektor des Transistors 352 geleitete Strom wird ebenfalls durch den Transistor 354 geleitet
und durch den Widerstand 356 zur Beaufschlagung des subgeregelten Vorspannungsleiters 38 mit einer Vorspannung.
Im folgenden wird wiederum auf das Widerstandsteilernetzwerk
Bezug genommen. Der Emitter des Transistors 342 ist mit dem Basisanschluß des Transistors 358 verbunden. Die
Kollektoranschlüsse der Transistoren 342, 346 und 358 sind jeweils mit einem positiven Spannungsversorgungsanschluß
36O (V]J)QTq) verbunden. Dieser empfängt typischerweise ei-
ne Stromversorgungsspannung von +5 V* Die positiv©
nungsversorgungsanschlußfläche 320 führt der Differentialverstärkerschaltung eine positive Spannung zu« Diese Differentialverstärkerschaltung
wird dazu verwendet;, di© Referenzausgangsspannung zu erzeugen«, Die mit ^jjQnrn btseich·=
nete Anschlußfläche 360 stellt den Strom bereit, d©r innerhalb des Eingangsnetzwerks einer jeden der Zwölf-Bitschalter
benötigt wird. Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 358 liegt ein relativ hoch bemessener
Einschnürungswiderstand oder Pinchwiderstand 362 zur Aufrechterhaltung
eines VorspannungsStroms im Transistor 342. Wie der Fachmann weiß, kann ein Pinchwiderstand 362
dadurch hergestellt werden, daß man zunächst eine langgestreckte Basisregion vom P-Typ innerhalb einer isolierttn
Epitaxialregion der integrierten Schaltung eindiffundiert und danach eine Emitterdiffusionszone vom N-Typ quer über
den zentralen Bereich der langgestreckten Basisdiffusions=· zone eindiffundiert.
Der Emitter des Transistors 358 ist mit der sub-gereg@lten
Spannungsversorgungsschiene 24 verbunden zur Zufuhr einer Spannung von etwa +2,5 Vo Der durch das Spannungsteilernetzwerk
aus den Widerständen 338, 340 und 344 fließende Strom ergibt sich dadurch, daß von der Referenzausgangsspannung
von +6,3 V die drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen
der Transistoren 348, 350 und 352 abgezogen werden, worauf diese Differenz dividiert wird
durch die Summe der Widerstandwerte der Widerstand© 55S3
340 und 344. Die Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Übergangsspannungen
der Transistoren 342 und 358 werden partiell wettgemacht durch den Temperaturkoeffizienten
der Spannung, die am Knotenpunkt 339 entwickelt wirdp und
zwar durch das Widerstandsspannungsteilernetzwerk9 wobei
sich die Spannung an der sub-regulierten Spannungsversorgungsschiene
24 mit steigender Temperatur zu positiveren Werten hin bewegt, und zwar mit einer Rate von ©twa
0,8 m.V/°C. Es wird nun angenommen, daß der- Eingangsanschluß
2 des wichtigsten Bits sich.auf einem hohen Pegel oder auf logisch "1" befindet. Unter dieser Bedingung
wird die Spannung, die an der Basis des Transistors 30 entwickelt wird, primär bestimmt durch die Spannung der
sub-regulierten Spannungsversorgungsschiene 24. Der positive
Nachführkoeffizient der sub-regulierten Spannungs-Versorgungsschiene
24 hilft bei der Steigerung der Größe der Spannungsdifferenz zwischen den Basisanschlussen der
Emitter-gekoppelten Bitschalt-Transistoren 30 und 44.
Größere Spannungsdifferenzen werden bei höheren Temperaturen benötigt, um zu verhindern, daß sich die Emittergekoppelten Bitschalt-Transistoren in dem Bitschaltstrom
teilen.
Der Emitter des Transistors 346 ist mit dem ersten Emitter 366 eines Doppelemittertransistors 368 verbunden. Der
Basisanschluß des Transistors 368 ist mit dem Kollektor eines Transistors 370 verbunden. Der Basisanschluß desselben
ist mit dem sub-regulierten Vorspannleiter 38 verbunden. Der Emitter des Transistors 370 ist über einen
Widerstand 372 mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 verbunden. Wie im Falle des Emitters 28 des Transistors
30 des signifikantesten Bitschalters wird der Emitter 366 des Transistors 368 in der Zenerdurchbruchsbetriebsweise
betrieben, und zwar für die Pegelverschiebung der Spannung, die am Emitter des Transistors 346 gebildet
wird. Der Transistor 370 sorgt für die Aufrechterhaltung eines Vorspannstroms innerhalb der gebildeten Zenerdiode.
Der Kollektoranschluß des Transistors 368 ist mit einem Abfalleiter 56 verbunden. Der zweite Emitteranschluß 374
des Transistors 368 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 und mit dem Kollektor eines Transistors 376 verbunden.
Der Basisanschluß des Transistors 376 ist mit der sub-regulierten Vorspannspannungsleitung 38 verbunden. Der Emitter
des Transistors 376 ist über einen Widerstand 378 mit
321239
-eider Leitung 42 für die negative Yersorgungsspannung verbunden. Der Transistor 376 sorgt für die Aufrechterhaltung
eines Vorspannstroms, der im Emitter 374 des Transistors 368 fließt.
Die Widerstände 338, 340 und 344 innerhalb des mit Widerständen bestückten Spannungsteilers sind derart ausgewählt, daß die am Schwellenspannungsleiter 54 erzeugte
Spannung einen Wert hat, der im wesentlichen gleich +1,4V minus dem Spannungsabfall der durch den Emitter 366 des
Transistors 368 gebildeten Zenerdiode ist«, Darüber hinaus sorgt der Temperaturkoeffizient d@r Spannung an der
Basis des Transistors 346 in wirksamer Weise für ©in© Auslöschung der Änderungen der Basis~Emitter-Übergangs°
spannungen über den Transistor 346 und den Emitter 374 des Transistors 368. Daher ist der Temperaturkoeffizient
der Spannung am Schwellenspannungsleiter 54 im weseitli=
chen gleich dem Temperaturkoeffizienten der Zenerdiod©P
die durch den Emitter 366 des Transistors 368 gebildet ist. Wenn somit der Eingangsanschluß 2„ der dem signifikantesten Bit zugeordnet ist, konstant auf -H84· V gehalten
wird, so bleiben die Spannungen an den Basisanschlüssen der Transistoren 30 und 44 einander etwa gleich,
trotz Änderungen der Temperatur, da Änderungen hinsichtlich der Spannung über die Zenerdiode s welche durch d@n
Emitter 28 des Transistors 30 gebildet wird, den Änderun«
gen der Zenerdiode, die durch den Emitter 366 des Transi=
stors 368 gebildet wird, angeglichen sind«, Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung haben die Wider=
stände 338, 340, 344 und 356 die Werte 996O K, 4967 K,
3,90 K bzw. 857 0hm.
Eine Vielzahl von Widerständen und Kondensatoren ist eben= falls innerhalb der integrierten Schaltung ausgebildete
Sie erleichtern die polare Verschiebung des analogen AusgangsStroms des Digital-Analog-Wandlers. Ferner dienen
3212398 IV-I ·'··:■
sie zur Erleichterung der Umwandlung eines solchen analogen AusgangsStroms in eine Ausgangsspannung* Der Widerstand
380 ist ein mit einem Laser trimmbarer Widerstand, der sich zwischen den Anschlußflächen 382 und 384 erstreckt
und eine nominelle Größe von 6,3 kOhm aufweist. Der Kondensator 336 erstreckt sich zwischen der mit I
bezeichneten Anschlußfläche 62 und der Anschlußfläche 388. Ein mit einem Laser trimmbarer Widerstand 390 erstreckt
sich zwischen der Anschlußfläche 388. und der Anschlußfläche
392 und hat einen Nominalwert von 2 kOhm. Der mit einem Laser trimmbare Widerstand 394 erstreckt sich zwischen
der Anschlußfläche 392 und der Anschlußfläche 396 und hat einen Nominalwert von 3 kOhm. Die mit einem Laser
trimmbaren Widerstände 398 und 400 erstrecken sich zwischen
einer Anschlußfläche 396 und der Anschlußfläche 62, die mit IOtjt bezeichnet ist. Jeder dieser Widerstände
hat einen Nominalwert von 10 kOhm. Zusätzlich ist ein Kondensator 402 zwischen der Anschlußfläche 396 und der
mit I0UT ^>ezeicime^en Anschlußfläche 62 vorgesehen.
Im folgenden soll die Entwicklung des bipolaren Verschiebungsstroms
und der analogen Ausgangsspannung unter Bezugnahme auf Fig. 3 näher erläutert werden. Der Differentialverstärker
285 ist in Fig. 3 schematisch dargestellt. Er umfaßt, wie oben erläutert, einen ersten Eingang,
der mit dem Knotenpunkt 284 verbunden ist, sowie einen zweiten Eingang, der mit Erdpotential verbunden
ist, und zwar über die Anschlußfläche 150 (Ladder Common pad). Der Knotenpunkt 284 ist mit dem Referenzausgangszweig
276 der offenen Spannungsreferenzschaltung verbunden, und zwar zum Leiten eines Referenzstroms I f mit
einer Größe von etwa 1 mA. Der Ausgang des Differentialverstärkers 285 ist mit dem Ausgangsknotenpunkt 326 verbunden.
Ein Rückkopplungswiderstand 328 (Rp) mit
6,3 kOhm liegt zwischen den Knotenpunkten 284 und 326.
O 0
ο ο «
QGrOö»
Eine konstante Spannung von +6„3 V besteht am Ausgangsknotenpunkt
326, der wiederum mit der Spannungsreferenz= ausgangsfläche 330 verbunden ist»
Ein Ende des Widerstands 380 (RBp0) mit 6P3 kOhm ist mit
der Referenzausgangsspamungsilache 350 mit +653 ? verbunden. Das andere Ende des Widerstands 380 ist mit d©m
Knotenpunkt 404 verbunden. Der Knotenpunkt 404 symbolisiert
eine gemeinsame Verbindung, ob diese nun intern innerhalb der integrierten Schaltung des Digital^Analog-Wandlers
ausgeführt ist oder extern» Die Verbindung be=
steht zwischen dem Widerstand 380 und der Anschlußfläche 62, die mit Iquj bezeichnet ist. Der Knotenpunkt 404 ist
ferner mit einem ersten Eingang eines Operationsverstärkers 406 gekoppelt, welcher extern zur integrierten
Schaltung des Digital-Analog-Wandlers ausgebildet isto
Ein zweiter Eingang 408 des Operationsverstärkers 406 ist
mit Erdpotential verbunden, und zwar durch Verbindung des selben über einen Draht mit der Anschlußfläche 1529 die
mit AMP + IN bezeichnet ist (Pig. 1B). Der Ausgang des Operationsverstärkers 406 ist mit dem Knotenpunkt 410
verbunden und mit dem Spannungsausgangsanschluß 412„ D@r
Ausgangswiderstand 414 (R0UT^ ^ieSt zwischen dem Aus·=
gangsknotenpunkt 410 und dem Eingangsknot©npunkt 404„ Der
Widerstand 414 mag den 5 kOhm-Widerstand umfassen^ der
sich zwischen der Ans chluß fläche 396 und der mit Ιηττψ
bezeichneten Anschlußfläche 62 erstrecktο In diesem Fall
ist die Anschlußfläche 396 mit dem Knotenpunkt 410 verbunden. Alternativ kann der Widerstand 414 eine Reihenschaltung der Widerstände 398 und 400 mit den Widerständen 390 und 394 umfassen. In diesem Fall ist di@ Anschlußfläche 388 mit dem Knotenpunkt 410 verbunden» In
ähnlicher Weise können andere Kombinationen von Widerständen 390, 394 s, 398 und 400 als Ausgangswider stand
414 verwendet werden, und zwar durch zweckentsprechend©
■HA *
«nt
Verbindung der Anschlußflächen 388, 392 und 396 mit der Anschlußfläche 62, die mit Iqut bezeichnet ist, und dem
Knotenpunkt 410. Die Widerstände 380, 390, 394, 398 und 400 können innerhalb der integrierten Schaltung des
Digital-Analog-Wandlers ausgebildet sein. Diese Widerstände können mit einem Laser getrimmt werden. Sie haben
Temperaturkoeffizienten, welche angepaßt sind den Temperaturkoeffizienten der Widerstände innerhalb der integrierten
Schaltung, die sowohl die Referenzausgangsspannung V^p QU^ als auch den Analogausgangsstrom bestimmen.
Die Kondensatoren 386 und 402 helfen bei der Verringerung der Einspielzeit des externen Operationsverstärkers
406. Durch Änderung der Große des Rqut"
Widerstands 414 kann entsprechend die Größe der am νουτ-Anschluß
412 erzeugten, vollen Analogspannung variiert werden.
Im folgenden wird weiterhin auf Fig. 3 Bezug genommen. Der Operationsverstärker 406 hält den Knoten 404 auf
nahezu Erdpotential. Somit liegen 6,3 V über den Rwpo"
Widerstand 380, und dieser führt einen Strom von 1 mA zum Knotenpunkt 4o4. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung beträgt der volle Analogausgangsstrom
2 mA. 1 mA wird dabei vom wichtigsten Bitschalter beigetragen. Der Strom, der durch den R0Um-Widerstand 414
geleitet wird, ist gleich dem Analogausgangsstrom minus dem bipolaren Verschiebungsstrom, der im
Widerstand 380 fließt. Es wird nun angenommen, daß der Wert des R0^m-Widerstands 414 3 kOhm beträgt. Unter
dieser Annahme liegt die Spannung am Vqtj„,-Anschluß 412
im Bereich von -5,0 V und +5,0 V, je nach dem Status
der Bits im Eingangsdigitalwort.
Fig. 4 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der als
offene Schleife vorliegenden Spannimgsreferenzschaltimg, die sich für die Anwendung in dem Digital-Analog-Wandler
gemäß den Fig. 1A bis 1C eignet. Die Komponenten in Figo4£
welche denjenigen der zuvor beschriebenen Ausführungs·»
formen der Fig, 1A bis 1C und Fig., 2 entsprechen^ tragen
die entsprechenden Bezugszeichen» welche jedoch doppelt
gestrichen sind. In Fig. 4 entsprechen die Transistoren 46" und 62" dem Stromquellentransistor und einem der
Schalttransistoren innerhalb des signifikantesten Bit° schalters. Der Kollektor des Transistors 62" trägt den
Strom Iq zum Gesamtanalogausgangsstrom bei» Die Transistoren
278" und 282" entsprechen dem zuvor beschriebenen Referenzausgangszweigο Die Basis des Transistors 278"
ist jedoch mit dem Spannungsreferenzleiter 48» gekoppelt anstelle der Kopplung mit dem Slave-Zweigp wie dies in
der Schaltung der Fig. 2 verwirklicht ist. Um ferner zu gewährleisten), daß die Ströme Ijygp und IQ einander nach«
folgen, kann der Basisanschluß des Transistors 282" durch den Schwellenspannungsleiter 54" vorgespannt sein»
Wie zuvor erläutert, umfaßt die Referenzschaltung mit offener Schleife einen Referenzzweig. Dieser umfaßt ©in©
Vgg-Multiplizierschaltung (Transistor 164!! und Widerstände 166" und 16811) sowie eine Zenerdiode 162". Im Gegen=
satz zur Zenerdiode 162 der Fig. 1B sind jedoch der erste und zweite Anschluß, die die Basisdiffusionszone vom P=
Typ der Zenerdiode 162" kontaktieren^ nicht gemeinsam gekoppelt. Stattdessen ist einer dieser Anschlüsse mit dem
Kollektor des Transistors 404 gekoppelt, der andere Anschluß ist in der Basis des Transistors 406 gekoppalt„
Der Emitter des Transistors 406 ist mit der Basis des Transistors 404 gekoppelt und mit dem Kollektor des
Transistors 408. Die Emitteranschlüsse der Transistoren
404 und 408 sind jeweils mit dem negativen Spannungsversorgungsanschluß
43" gekoppelt.
- 60 -
Wie zuvor erläutert, ist die Spannung der Referenzschiene 178" gleich einer kompensierten Komponente VC0Mp +
drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen. VC0Mp ist die
Summe der Spannungen über die Zenerdiode 162" und den Widerstand 168". Die drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen,
welche zu VC0Mp addiert werden, fallen über die Basis-Emitter-Übergänge
der Transistoren 164", 406 und 404 ab. Der größte Anteil des Zenerdiodenstroms wird durch
den Kollektor des Transistors 404 geleitet, während nur ein kleiner Vorspannstrom durch die Basis des Transistors
406 geleitet wird. Somit beeinträchtigt eine etwaige Komponente der Spannung über die Zenerdiode 162" aufgrund
der Spannungsabfalle über die Widerstände, die mit
dem Kontakt der Zenerdiode 162" verbunden sind, welche
den größten Anteil des Zenerdiodenstroms führt, keineswegs die Spannung, welche am Basisanschluß des Transistors
406 erfaßt wird. Der Fachmann erkennt, daß es sich bei dieser Verbindung der Zenerdiode 162" um eine Klevin-Erfassungsmethode
handelt. Der Kollektor des Transistors 408 führt einen im wesentlichen konstanten Vorspannstrom
zum Transistor 406. Dieser Strom wird vom Kollektor des Transistors 406 geführt und auf die abgestuften
Transistoren 262" und 290" in zuvor beschriebener Weise aufgespalten.
Die Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife gemäß Fig. 4 umfaßt ferner einen Slave-Zweig mit den Transistoren
184" und 192", den Dioden 188" und 198" und den Widerständen 194" und 202". Die relativen Positionen
der Diode 198" und des Widerstands 202" sind im Vergleich zu Fig. 2 umgekehrt, um auf diese Weise eine Stromspiegelverbindung
zwischen der Diode 198" und dem Widerstand 408 zu schaffen.
Der Transistor 192" dient wiederum dazu, um etwaige durch
den EarIy-Effekt induzierte Änderungen im Strom durch
den Kollektor des Transistors 184" und im Strom durch den PNP-Stromspiegel zu kompensieren» Die Emitterfläche
des Transistors 192" ist gleich der Emitterflache der
Diode 188", so daß etwa die Hälfte des Slav©-Zweigstroms
durch den Transistor 184" zum PNP-Stromspiegel fließt, der in Fig«, 4 mit 204" bis 210" bezeichnet ist„ Der PNP-Stromspiegel
ist derart bemessen^ daß er als Stromquelle für einen Ausgangsstrom dient, dessen Größe das Doppelt©
des Stroms durch den Slave-Zweig beträgt« Der durch den
PNP-Spiegel hervorgebrachte Strom wird durch die Diod©
410 zum Zenerdioden-Referenzzweig geleitet. Die Anode der Diode 410 ist mit der Basis des Transistors 412 gekoppelt, so daß dieser eine Vorspannung erhält, welch©
um eine Basis-Emitter-tibergangsspannung über der Spannungsreferenzschiene
178" liegt. Der Emitter des Transistors 412 mit den Kollektoren der Transistoren 234" und
240" verbunden, und zwar zur Verhinderung von Änderungen der Basis-Kollektor-Übergangsspannung eines solchen
Transistors aufgrund von Änderungen der negativen Versorgungsspannung .
Wie im Falle der zuvor beschriebenen Spannungsreferenz™
schaltung mit offener Schleife, umfaßt auch die Schaltung
gemäß Fig. 4 einen Spannungsteilerzweig mit den Transistoren 224" und 234» und den Widerständen 226« und 230".
In ähnlicher Weise umfaßt auch die Schaltung der Figo einen Emitterfolgerausgangszweig mit den Transistoren
240" und 246" und den Widerständen 248» und 250». Der
Strom innerhalb des Verteilerzweigs wird festgelegt durch Verbindung des Basisanschlusses des Transistors
224" über den Widerstand 414 mit dem Knotenpunkt 196!!
innerhalb des Slave-Zweigs. Die Werte der Wiederständ©
248" und 414 werden derart ausgewählt, daß Änderungen
- 62 -
der Ströme Ijyjp und IQ ausgelöscht werden, welche anderenfalls
aufgrund von Temperatur-induzierten Variationen der Stromverstärkungen der Transistoren 278" und 282"
bzw. der Transistoren 46" und 62" erscheinen wurden.
Somit besteht der primäre Unterschied zwischen der Spannungsreferenzschaltung
mit offener Schleife gemäß Fig.4 und derjenigen der Fig. 1A bis 1C und Fig. 2 darin, daß
die 'Zenerdiodenspannung einer Kelvin-Erfassung unterliegt und daß der Ip^p-Stromzweig durch den gleichen
Spannungsreferenzleiter 48" getrieben wird, welcher auch zum Treiben der Stromquellen der Bitschalter dient. Der
Ij^gp-Strom ist nicht von den vorübergehenden Spannungsspitzen
auf dem Spannungsreferenzleiter 48" isoliert, und zwar wie bei der zuvor beschriebenen Referenzschaltung
mit offener Schleife. Dennoch führt die Schaltung der Fig. 4 zu einer ausgezeichneten Anpassung zwischen
dem bipolaren Verschiebungsstrom (welcher über Im?p erzeugt
wird) und dem Analogausgangsstrom, der vom Iqut"
Anschluß zur Digital-Analog-Wandlerschaltung geleitet wird.
Leersei te
Claims (25)
- 3212336PatentansprücheDigital-Analog-Wandler mit einer Vielzahl von Bitschalter-Stromquellen, die auf Vorspannspannungen zur Erzeugung einer Vielzahl von Bitschalterströmen ansprechen, dadurch gekennzeichnet, daß der Digital-Analog-Wandler eine Spannungsreferenzschaltung mit einer offenen Schleife zur Regelung der Vorspannspannung umfaßt, welche die folgenden Merlanale aufweist:(a) erste und zweite Versorgungsspannungsleiter für eine erste bzw. eine zweite Versorgungsspannung;(b) einen Referenzspannungsleiter für eine Referenzspannung ;(c) einen ersten Stromzweig zwischen dem Referenzspannungsleiter und dem ersten Versorgungsspannungsleiter, wobei der erste Stromzweig einen ersten Strom leitet und ansprechend darauf eine Referenzspannung auf dem Referenzspannungsleiter erzeugt und einen Zenerdiodenübergang umfaßt;(d) einen zweiten Stromzweig zwischen dem Referenzspannungsleiter und dem ersten Spannungsversorgungsleiter, wobei der zweite Stromzweig durch die Referenzspannung vorgespannt ist und ansprechend darauf einen zweiten Strom leitet;(e) eine Stromspiegeleinrichtung, die mit dem zweiten Spannungsversorgungsleiter verbunden ist sowie mit dem Referenzspannungsleiter und einen ersten Strom in den letzteren führt, wobei die Stromspiegelschaltung zusätzlich mit dem zweiten Stromzweig verbunden ist und auf die Größe des zweiten Stroms anspricht zum Zwecke der Aufrechterhaltung der Größe des ersten Stroms in einer vorbestimmten Relation dazu; und(f) eine mit dem Referenzspannungsleiter verbundene Schaltung zum Empfang der Referenzspannung, wobei diese Schaltung ansprechend auf die Referenzspannung eineί3 (j O O O 0 0ο ο ο ο Oo £>Oö ΟΟΟϋΟΟώ G OOO O OO ÜOOOVorspannspannung erzeugt und dies© Yorspannspamung in einer vorbestimmten Relation zur Referenzspannung Mit j so daß die Vielzahl der Bitschalterströae in wesentlichen konstant gehalten wird, wobei die Schaltung ©in©n Emitter* folger-Treiberzweig umfaßt f Welches' eine Vorspansspaiasungi quelle mit der Impedanz darstellt und den Referenzspannungsleiter von vorübergehenden Spamungspitzen isolierts welche aufgrund der Umschaltungen der Yielzahl von BItscharterströmen der Yorspannspannuiag aufgeprägt werden^ wobei der Emitterfolger-Treibersweig einen Emitt©rfolgertransistor umfaßt, wobei der Basisanschluß d©s Emit=· terfolgertransistors mit dem Referenzspasnongsieiter ver·= bunden ist und wobei der Emitteranschluß des Emitter» folgertransistors die Yorspannspannung lieferte
- 2. Digitai-Analog-Wandler nach Inspruch 1 v gekennzeichnet, daß der zweite Stroiazweig einen Vorspanntransistor mit einem Emitter und einer Basis umfaßt v ifo° bei der Basisanschluß des Vorspanntransistors mit d©a R©~ ferenzspannungsleiter verbunden ist und wobei d®r Emit=· teranschluß des Vorspanntransistors mit dem ersten Spannungsversorgungsleiter verbunden ist»
- 3. Digital-Änalog-Wandler nach Anspruch 19 dadurch gekeiinzeichnetj, daß der Zenerdiod©nüb©rgang ©in© Spaaauag aufweist, welche gekennzeichnet ist durch ©inen positiven Temperatumachführkoeffizienten s und wobei der erst© Stromzweig mindestens ©inen in Durchlaßrichtung vorgespannten P-N-Halbleiterübergang umfaßts welcher in R®ih© mit dem Zenerdiodenübergang liegt zur Ausgleichung d©s positiven Temperaturnachführkoeffisieaten d©r Zea©r» diodenübergangsspannung.
- 4. Bigital-Analög-Wandler nach einem der Anspruch® 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß dergang eine Spannung aufweist, welche gekennzeichnet ist durch einen positiven Temperaturnachlaufkoeffizienten, und wobei der erste Stromzweig eine Spannungseinrichtung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten enthält, die in Reihe mit dem Zenerdiodenübergang geschaltet ist zur Kompensation einer Spannung mit einem negativen Temperaturnachlaufkoeffizienten, welche von gleicher Größenordnung ist wie der Temperatumachlaufkoeffizient der Zenerdiodenübergangsspannung, wobei die Summe der Zenerdiodenübergangs spannung und der !Compensations spannung eine temperaturkompensierte Spannungskomponente der Referenzspannung darstellt.
- 5. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungseinrichtung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten einen ersten Widerstand und einen zweiten Widerstand umfaßt, welche in Reihe geschaltet sind, wobei ein in Durchlaßrichtung vorgespannter P-N-Halbleiterübergang über den ersten Widerstand geschaltet ist, um die Spannung über den zweiten Widerstand proportional zur Spannung des in Durchlaßrichtung vorgespannten P-N-Halbleiterübergangs zu halten, und zwar gemäß dem Verhältnis der Größen des zweiten in Reihe geschalteten Widerstands zum ersten in Reihe geschalteten Widerstand.
- 6. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die in Reihe geschalteten ersten und zweiten Widerstände durch Dünnfilmabscheidung hergestellt sind, so daß sie mit einem Laser getrimmt werden können, um den negativen Temperaturkoeffizienten der Spannung über den zweiten Widerstand derart einzustellen, daß er gleich ist und entgegengesetzt dem Temperaturkoeffizienten der Zenerdiodenübergangsspannung.
- 7. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Stromzweig M in Durchlaßrichtung vorgespannte P-N-Halbleiterübergänge umfaßt, die in Reihe mit dem Zenerdiodenübergang und Bit der Span» nungseinrichtuag nit negativem Tempersturkoeffizienten liegen, wobei M eine gans© Zahl gleich oder größer als bezeichnet ,und wobei der zweite Stronazweig einen Widerstand ujafaßtj, welcher in Reihe mit den E in Durchlaßrichtung vorgespannten P-N-Halbleit@rübergängea liegt9 wobei die M Halbieiterüberging© ia dem zweiten Stromzweig Spannungen haben, die ia wesentliches gleich sind den Spannungen über die M Halbleiterübergänge in dom er= sten Stromzweigs so daß die Spannung über dem Widerstand in dem zweiten Stromzweig im wesentlichen gleich ist der temperaturkompensierten Spannungskomponente der Referenzspannung, so daß der zweite Strom im wesentlichen unabhängig von der Temperatur gehalten wird«
- 8» Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 7 p dadurch gekennzeichnet, daß der Basis-Emitter-libergang ö©e ¥or° spanntransistors ©inen der M Halbleiterübergänge des zweiten Stromzweigs bildet.
- 9» Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 8S dadurch gekennzeichnet j daß der forspamitransistor ®in©a ait a®r Stromspiegelaiariehtung verbundenen Kollektoranschluß aufweist.
- 10. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegeleinrichtuag erste PNP-Translstoreinrichtung mit einem Emitters Basis und einem Kollektor umfaßt, wobei dar Emitteranschluß des ersten PNP-Transistors mit d©a zweiten Spaanungsversorgungsleiter verbunden ist und wobei die Basisund der Kollektor des ersten PNP-Transistors mit dem Kollektoranschluß des Vorspanntransistors innerhalt) des zweiten Stromzweigs verbunden sind,und wobei die Stromspiegelschaltung ferner eine zweite PNP-Transistoreinrichtung umfaßt mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor, wobei der Emitter der zweiten PNP-Transistoreinrichtung mit dem zweiten Spannungsversorgungsleiter verbunden ist, wobei die Basis des zweiten PNP-Transistors mit dem Basisanschluß der ersten PNP-Transistoreinrichtung verbunden ist und wobei der Kollektoranschluß der zweiten PNP-Transistoreinrichtung mit dem Spannungsreferenzleiter verbunden ist, um diesen dem ersten Strom zuzuführen.
- 11. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß(a) Änderungen der Spannung über den ersten und zweiten Spannungsversorgungsleiter zu Änderungen der Basis-Kollektor-Spannung über den Vorspanntransistor innerhalb des zweiten Stromzweigs führen sowie über den zweiten PNP-Transistor, wodurch wiederum die Stromverstärkungscharakteristik geändert wird; und daß(b) einer der M Halbleiterübergänge innerhalb des zweiten Stromzweiges einen ersten und einen zweiten Transi stor aufweist, welche sich in den Strom teilen und je einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor aufweisen, wobei die Emitteranschlüsse des ersten und zweiten Stromteilungstransistors miteinander verbunden sind und wobei die Basisanschlüsse des ersten und zweiten Stromteilungstransistors miteinander verbunden sind sowie jeweils mit dem Kollektoranschluß des ersten Stromteilungstransistors, wobei die gemeinsamen Emitteranschlüsse und die gemeinsamen Basisanschlüsse der ersten und zweiten Stromteilungstransistoren in Reihe mit dem zweiten Stromzweig geschaltet sind und wobei der Kollektoranschluß des zwei-ι» Ο„ © O E 3 Oten Stromteiltmgstransistors mit dem zweiten Spannungs-= versorgungsleiter verbunden ist, wobei Abweichung« der Spannung über den ersten und zweiten Sparniungsversorgungs= leiter zu Änderungen der Stromverstärkungscharakteristik des zweiten Stromteilungstransistors führen9 und zwar im Sinne eines Ausgleichs der Änderungen der Stromv©rstlrkungscharakteristika des Vorspanntransistors und d©r zweiten PNP-Transistoreinrichtung«,
- 12. Bigital-Analog-Wandler nach Anspruch 7» g@k@an° zeichnet durch eine Vielzahl von Bitschal tstromqu©!!©^ deren jede einen Stromquellentransistor mit ein©m Emitter und einer Basis umfaßt, wobei der Basisanschluß ei° nes jeden Stromquellentransistors die Vorspannspannung empfängt und wobei der Emitteranschluß ein©s jeden Strom» quellentransistors über einen Widerstand mit der erst©n Spannungsversorgungsleitung verbunden ist» wobei einer der M in Durchlaßrichtung vorgespannten PM-Halbl©it©r·» übergänge innerhalb sowohl des ersten als auch d©s zweiten Stromzweigs eine Spannung aufweist, di© der Spannung über den Basis-Emitter-Übergang eines jeden der Stromquellentransistoren angepaßt ist»
- 13« Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 12S dadurch gekennzeichnet, daß der Emitterfolger-Treiberztireig weiterhin eine Vorspannstromeinrichtung umfaßt, welche sehen dem Emitter des Emitterfolgertransistors und ersten Spannungsversorgungsleitung liegt zur Beaufschla= gung des Emitterfolgertransistors mit einem Vorspannstromo
- 14. Digital-lnalog-Wandler nach Anspruch 13? dadurch gekennzeichnet, daß einer der M in Durchlaßrichtung vorgespannten PM-Halbleiterübergänge sowohl innerhalb des ersten als auch des zweiten Stromzweigs ein©aufweist, welche der Spannung über den Basis-Emitter-Übergang des Emitterfolgertransistors angepaßt ist.
- 15. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 14; dadurch gekennzeichnet, daß die Stromeinrichtung ferner einen Spannungsteilerzweig aufweist für die Verbindung des Emitterfolger-Treiberzweigs mit dem Referenzspannungsleiter und für die Verringerung der Größe der temperaturkompensierten Spannungskomponente in der Vorspannspannung, wobei der Spannungsteilerzweig folgende Bauteile umfaßt:(a) einen Spannungsteilerzweigfolgertransistor mit einer Basis und einem Emitter, wobei die Basis des Spannungsteilerzweigfolgertransistors mit dem Spannungsreferenzleiter zum Empfang der Referenzspannung verbunden ist;(b) eine Spannungsteilerzweigstromquelle, welche mit dem zweiten Stromzweig verbunden ist und hierdurch vorgespannt ist und einen Strom leitet, welcher zum zweiten Strom gespiegelt ist, wobei die Stromquelle des Spannungsteilerzweigs einen Ausgangsknotenpunkt für die Lieferung des gespiegelten Stroms aufweist;(c) einen Spannungsabfallwiderstand, welcher zwischen dem Emitteranschluß des Folgertransistors des Spannungsteilerzweigs liegt und dem Ausgangsknotenpunkt der Stromquelle des Spannungsteilerzweigs, so daß eine im wesentlichen konstante Spannung über den Widerstand abfällt; und(d) der Ausgangsknotenpunkt ist mit dem Basisanschluß des Emitterfolgertransistors verbunden zur Beaufschlagung desselben mit einer Spannung, welche als Komponente eine temperaturkompensierte Spannung einer Größe aufweist, die kleiner ist als die Größe der temperaturkompensierten Spannungskomponente der Referenzspannung.
- 16. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 15» gekennzeichnet, daß einer der M in Durchlaßrichtung vorgespannten PN-Halbleiterübergänge innerhalb sowohl d©s ersten Stromzx^eigs als auch des zweiten Stromzweigs ©ine Spannung aufweist, die der Spannung über des Emitter= Basis-Übergang des Polgertransistors des Spana.ungst@il©rzweigs angepaßt ist.
- 17. Bigital-Analog-Wandler nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet j, daß M für 5 steht g wobei di© drei in Durchlaßrichtung vorgespannten PH-Halbleiterübergäng© innerhalb sowohl des ersten Stromzweigs als auch des zwei» ten Stromzweigs angepaßt sind an die Basis-Emitter-Üb©rgänge des Folgertransistors des Spannungsteilerzweigs bzw. des Emitterfolgertransistors bzw«, einas jeden Strom= quellentransistors innerhalb der Yielzahl von Bitschalt= stromquellenj, so daß eine Spannung über jeden Widerstand innerhalb der Vielzahl von Bitsehaltstrostquelien abfällt B welche im wesentlichen proportional ist der temperatur™ kompensierten Spannungskomponenie der R©ferensspaani
- 18. Bigital-toalog-Wandler nach itospruch 15? dadurch gekennzeichnet} daß die Charakteristika der Stroaaqu@ll©n= transistoren in jeder der Vielzahl von Bitschalterst^oa·= quellen Ändermigea, der SpanniMg z\fisch©n d©m erst@n Span= nungsversorgungsleiter und dem zweiten Spamungsve^sor« gungsleiter aufgrund eines Early-Effekts zeig©ni und daß der gespiegelte Strom, welcher durch die Spannungst©il©r= zweigstromquelle zugeführt wird, variiert, wenn di@ nung zwischen dem ersten Spannungsversorgungsleit©r dem zweiten Spannungsversorgungsleiter geändert wird, so daß sich auch die Spannung über den Spannungsabfallwider·= stand ändert, wodurch wiederum die Vorspannspannung sich ändert, und zwar in einer solchen Richtung und um einen- 7Λ -solchen Betrag, daß die auf dem EarIy-Effekt beruhenden Änderungen der Charakteristika der Stromquellentransistoren innerhalb einer jeden der Vielzahl der Bitschalterstromquellen im wesentlichen kompensiert werden.
- 19. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Stromzweig mindestens einen Transistor mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor aufweist, wobei der Kollektor des mindestens einen Transistors mit einer Spannung beaufschlagt wird, welche in Referenz gesetzt ist zur zweiten Versorgungsspannung, so daß der Strom im zweiten Stromzweig variiert wird, wenn die Spannung zwischen dem ersten und zweiten Spannungsversorgungsleiter sich ändert.
- 20. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannstromeinrichtung folgendes umfaßt:(a) einen Vorspannstromtransistor mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor, wobei die Basis und der Kollektor mit dem Emitteranschluß des Emitterfolgertransistors verbunden sind; und(b) einen Widerstand, welcher zwischen dem Emitteranschluß des Vorspannstromtransistors und dem ersten Spannungsversorgungsleiter liegt.
- 21. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß(a) der Stromquellentransistor einer jeden der Vielzahl der Bitschalterstromquellen und der Vorspannstromtransistor jeweils einen Stromverstärkungsfaktor aufweisen, welcher gleich ist dem Verhältnis des Kollektorstroms zum Basisstrom, wobei der Stromverstärkungsfaktor mit steigender Temperatur steigt; undoo α α a -ΟΟΟ ·« "OOWOÜOO O V3Oi ο ο ο π / I /SMn(b) die VorspsmnstromeinrichtuBgen [email protected] ©ia©a Basiswiderstand aufweisen, welcher zwischen der Basis und dem Kollektoranschluß des Vorspanastroratransistors liegt, wobei der Basisstrom des Vorspanastromtransistors mit steigender Temperatur abfällt und wobei der Basis» strom einen Spannimgsabfall über den Basiswiderstaad erzeugt und wobei dieser Spannungsabfall mit höheren Temperaturen abfällt und wobei die Verringerung des Spannungsabfalls über den Basiswiderstand dazu führtp daß der Vorspannstrom der ¥orspannstromeiarichtung ait steigenden Temperaturen steigts und zwar mit einem solchen Maße, daß eine angenäherte Kompensation der Abnahm© der-Summe der Basisströme eines jeden der Stromquellentransi= stören mit steigenden Temperaturen zustandekommt«,
- 22. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß(a) der Eraitterfolger-Treibergweig ©inen Basiswiderstand aufweist, welcher zwischen dem Basisaaschluß des Emitterfolgertransistors und dem Referenzspaanungsleiter liegt; und(b) daß die Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife ferner eine Verstärkungseinstelleinrichtuag aufweist zur Einstellung der Größe der Fielzahl von Bit« schalterströmen ohne nachteilige Beeinflussung der I©a~ peraturkompensation derselben, wobei die Verstärkungseinstelleinrichtung einen von der Temperatur unabhängigen Verschiebungsstrom liefert, welcher in seiner Größe einstellbar ist, und zxirar zum Basisanschluß des Emitterfolgertransistors , so daß der Spannungsabfall ub@r den Basiswiderstand eingestellt werden kann und eine entsprechende Änderung der Vorspannspannung herbeigeführt wird«
- 23. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 22 <, dadurchgekennzeichnet, daß die Verstärkungseinstalleinrichtung folgendes umfaßt:ΛΛ- Ψ5 -(a) eine zur Verstärkungseinstellung dienende Stromquelleneinrichtung, welche mit dem zweiten Stromzweig verbunden ist und dadurch vorgespannt ist zur Bereitstellung eines ersten Verstärkungseinstellstroms,der im wesentlichen unabhängig von der Temperatur ist;(b) eine Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung, welche mit dem zweiten Versorgungsspannungsleiter verbunden ist, wobei die Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung auch mit der Verstärkungseinstell-Stromquelleneinrichtung verbunden ist und auf den ersten Verstärkungseinstellstrom anspricht zur Erzeugung eines zweiten, dazu proportionalen Verstärkungseinstellstroms, wobei die Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung den zweiten Verstärkungseinstellstrom an einen Ausgangsknotenpunkt liefert;(c) wobei ein Verstärkungseinstellanschluß mit dem Ausgangsknotenpunkt der Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung verbunden ist zur Ermöglichung einer Addition oder Subtraktion eines Stroms von außerhalb des Digital-Analog-Wandlers; und(d) eine Verstärkungseinstell-Transistoreinrichtung, welche zwischen dem Ausgangsknotenpunkt der Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung und dem Basisanschluß des Emitterfolgertransistors liegt und den zweiten Verstärkungseinstellstrom, welcher vom Verstärkungseinstellanschluß her durch Addition eines Stroms oder durch Subtraktion eines Stroms modifiziert wurde, zum Basisanschluß des Emitterfolgertransistors leitet.
- 24. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungseinstell-Stromspiegeleinrichtung und die Verstärkungseinstell-Transistoreinrichtung den Verstärkungseinstellanschluß mit der Spannung des zweiten Spannungsversorgungsleiters vorspannen.
- 25. Digital-Änalog-Wandler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß(a) jeder Stromquellentransistor einen Kollektoranschluß aufweist?(b) der Digital-Analog-Wandler mindestens einen Bitschalttransistor aufweist,, welcher mit dem «jeweiligen Stromquellentransistor verbunden ist, wobei der jeweilige Bitschalttransistor einen Emitteranschluß aufweist, der mit dem Kollektoranschluß des zugeordneten Stromquellentransistors verbunden ist und einen Kollektoranschluß auf« weist;(c) jeder Stromquellentransistor und der zugeordnete Bitschaltertransistor eine Stromverstärkung aufweisen, welche mit steigender Temperatur steigt, wobei die Emitter-Basis-Übergangsspannung eines jeden Stroaquellea™ transistors mit steigender Temperatur sinktι und(d) daß die Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife dafür sorgt, daß die Vorspannspannung mit steigender Temperatur sinkt, und zwar mit einer Rate* welche geringfügig die Rate übersteigt, mit der die Emitter-Basis-Übergangsspannung eines jeden Stromquellentransistors sinkt, zur Verringerung des Stroms s welcher durch den Emitter eines jeden Stromquellentransistors geleitet wird, und zwar mit einer Rate, welche zu einer aaaähes Kompensation der erhöhten Stromverstärkung eines jedsa Stromquellentransistors und des zugeordneten Bitschaltar= transistors führt, so daß der im Kollaktor eines j©d©n Bitschaltertransistors geführte Strom unabhängig von der Temperatur im wesentlichen konstant gehalten wird»
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/250,858 US4381497A (en) | 1981-04-03 | 1981-04-03 | Digital-to-analog converter having open-loop voltage reference for regulating bit switch currents |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3212396A1 true DE3212396A1 (de) | 1983-01-27 |
DE3212396C2 DE3212396C2 (de) | 1990-08-30 |
Family
ID=22949429
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19823212396 Granted DE3212396A1 (de) | 1981-04-03 | 1982-04-02 | Digital-analog-wandler |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4381497A (de) |
JP (1) | JPH0614616B2 (de) |
DE (1) | DE3212396A1 (de) |
FR (1) | FR2503490B1 (de) |
GB (1) | GB2101434B (de) |
Families Citing this family (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4607250A (en) * | 1985-05-08 | 1986-08-19 | Burr-Brown Corporation | Bit adjustment and filter circuit for digital-to-analog converter |
US4647906A (en) * | 1985-06-28 | 1987-03-03 | Burr-Brown Corporation | Low cost digital-to-analog converter with high precision feedback resistor and output amplifier |
US4814688A (en) * | 1988-03-03 | 1989-03-21 | Brooktree Corporation | Reference generator |
US4973978A (en) * | 1989-08-31 | 1990-11-27 | Analog Devices, Inc. | Voltage coupling circuit for digital-to-time converter |
US5001482A (en) * | 1990-06-11 | 1991-03-19 | International Business Machines Corporation | BiCMOS digital-to-analog converter for disk drive digital recording channel architecture |
DE4427974C1 (de) * | 1994-08-08 | 1996-01-18 | Siemens Ag | Bipolare kaskadierbare Schaltungsanordnung zur Signalbegrenzung und Feldstärkedetektion |
US5541598A (en) * | 1994-11-03 | 1996-07-30 | Brooktree Corporation | Current cell for converting a binary value to an analog value |
JP2872074B2 (ja) * | 1995-04-21 | 1999-03-17 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | デジタル・アナログ変換装置 |
DE60128403T2 (de) * | 2000-09-27 | 2008-01-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Mittel zur kompensation eines datenabhängigen versorgungsstromes in einer elektronischen schaltung |
US6593864B1 (en) | 2002-04-15 | 2003-07-15 | Optical Solutions, Inc. | Digital-to-analog converter with temperature compensation |
EP2062110A1 (de) | 2006-06-26 | 2009-05-27 | Nxp B.V. | Konstantspannungserzeugungseinrichtung |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4093907A (en) * | 1975-11-28 | 1978-06-06 | Licentia Patent-Verwaltungs-G.M.B.H. | Reference source for producing a current which is independent of temperature |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR1453439A (fr) * | 1965-08-10 | 1966-06-03 | Stabilisateur de tension et applications, en particulier, à des sources de tensionsde référence à coefficient de température nul ou réglable | |
US3820007A (en) * | 1973-07-09 | 1974-06-25 | Itt | Monolithic integrated voltage stabilizer circuit with tapped diode string |
US3961326A (en) * | 1974-09-12 | 1976-06-01 | Analog Devices, Inc. | Solid state digital to analog converter |
NL7803536A (nl) * | 1977-04-07 | 1978-10-10 | Analog Devices Inc | Verbeterde analoog/digitaal-omvormer werkend volgens de zogenaamde successievelijke benaderingswerkwijze. |
-
1981
- 1981-04-03 US US06/250,858 patent/US4381497A/en not_active Expired - Lifetime
-
1982
- 1982-04-02 GB GB08209789A patent/GB2101434B/en not_active Expired
- 1982-04-02 JP JP57055226A patent/JPH0614616B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1982-04-02 DE DE19823212396 patent/DE3212396A1/de active Granted
- 1982-04-05 FR FR8205916A patent/FR2503490B1/fr not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4093907A (en) * | 1975-11-28 | 1978-06-06 | Licentia Patent-Verwaltungs-G.M.B.H. | Reference source for producing a current which is independent of temperature |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
BROKAW, A. Paul: A Monolitic 10-Bit A/D Using I·2·L and LWT Thin-Film Resistors, In: IEEE Journal of Solid-State Circiuts, 1978, Nr. 6, S. 736 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4381497A (en) | 1983-04-26 |
GB2101434A (en) | 1983-01-12 |
JPS57176831A (en) | 1982-10-30 |
GB2101434B (en) | 1984-08-22 |
FR2503490A1 (fr) | 1982-10-08 |
DE3212396C2 (de) | 1990-08-30 |
FR2503490B1 (fr) | 1988-03-04 |
JPH0614616B2 (ja) | 1994-02-23 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0046482B1 (de) | Schaltung zum Angleichen der Signalverzögerungszeiten von untereinander verbundenen Halbleiterchips | |
DE3523400C2 (de) | Schaltungsanordnung für eine Ausgangsstufe der Klasse AB mit großer Schwingungsweite | |
DE2603164C3 (de) | Differenzverstärker | |
DE3138078C2 (de) | Differenzverstärker | |
DE2113630A1 (de) | Elektrische Regelschaltung | |
DE3241364C2 (de) | ||
DE4312117C1 (de) | Bandabstands-Referenzspannungsquelle | |
DE2457753A1 (de) | Temperaturkompensierte elektronische spannungsquelle | |
DE102017125831B4 (de) | Bandlücke-Referenzspannungsschaltung, kaskadierte Bandlücke-Referenzspannungsschaltung und Verfahren zum Generieren einer temperaturstabilen Referenzspannung | |
DE2166507B2 (de) | Bezugsspannungsschaltung | |
DE2549575A1 (de) | Schaltungsanordnung | |
DE102011001346A1 (de) | Rauscharme Bandlückenreferenzen | |
DE2058939A1 (de) | Integratorschaltung | |
DE3212396A1 (de) | Digital-analog-wandler | |
DE2260405B2 (de) | Bezugsspannungsgeneratorschaltung | |
DE3210644C2 (de) | ||
DE3439114A1 (de) | Bandabstands-spannungsbezugsschaltung | |
DE3339498A1 (de) | Schnelle logische schaltung | |
DE2240971A1 (de) | Torschaltung | |
DE2756332A1 (de) | In seiner verstaerkung geregelter signalverstaerker | |
DE69815289T2 (de) | Spannungsreglerschaltungen und halbleiterschaltung | |
DE3213736C2 (de) | Stromquelle | |
DE3615383C2 (de) | Eine Schaltung zur Verschiebung des Eingangspegels eines Digital-Analog-Wandlers | |
DE69428893T2 (de) | Aktive gleichspannungsgekoppelte pull-down ecl-schaltung mit selbstjustierende treibfähigkeit | |
DE3102398C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: BURR-BROWN CORP., TUCSON, ARIZ., US |
|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |