DE3119048C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Spannungspegeldetektorschaltung.

Schaltungen dieser Art dienen dazu, eine Spannung mit einem Bezugspegel zu vergleichen, und finden vielfach Anwendung insbesondere bei der Technik von Analog-Digital-Umsetzern. Die Schaltungen können aber auch verwendet werden, um dauernd oder intermittierend zu kontrollieren, ob eine Spannung einen im wesentlichen konstanten Wert behält oder von diesem Wert abzuweichen beginnt. Dieser Fall tritt beispielsweise bei elektronischen Uhren ein, wo diese Schaltungen dazu dienen, die Annäherung an das Ende der Lebensdauer der Batterie, mit der die Uhren bestückt sind, anzuzeigen, weil das Ende der Batterielebensdauer sich durch einen plötzlichen Abfall der Klemmenspannung bemerkbar macht, während die Spannung bis dahin einen im wesentlichen konstanten Wert hatte.

Andererseits bilden solche Detektorschaltungen häufig einen Teil einer komplexen elektronischen Schaltung, und solche Schaltungen werden mehr und mehr in CMOS-Technik ausgeführt, so daß ein Interesse besteht, sie derart auszulegen, daß sie vollständig integrierbar gemäß der CMOS-Technik sind.

Der niedrige Energieverbrauch und die hohe Schaltkreisdichte bei CMOS-Schaltungen sind nämlich wesentliche Vorteile bei bestimmten Anwendungsfällen wie der Uhrentechnik.

Die Hauptschwierigkeit für die Realisierung einer Spannungspegeldetektorschaltung in CMOS-Technik liegt in der Bereitstellung einer stabilen Referenzspannung. Diese Referenzspannung muß nämlich so konstant wie irgend möglich sein und darf insbesondere nicht temperaturabhängig sein. Sie darf außerdem auch nicht schwanken mit Fluktuationen der Versorgungsspannung des Schaltkreises, der sie erzeugt, insbesondere dann, wenn diese Speisespannung in Wirklichkeit diejenige Spannung ist, die selbst zu kontrollieren ist, oder eine von ihr abhängige Spannung.

Eine bekannte Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung macht von der Tatsache Gebrauch, daß die Spannung an den Klemmen einer Diode, die von einem konstanten Gleichstrom durchflossen wird, linear zunimmt, wenn die Temperatur abnimmt und sich dem Wert V _BG nähert, der verbotenen Bandbreite des Halbleiters, aus dem die Diode besteht, sobald die absolute Temperatur gegen null geht. Der Wert V _BG , der häufig als "bandgap" bezeichnet wird, liegt im Falle von Silicium bei 1,205 Volt. Man kann demgemäß eine Spannung ableiten, die unabhängig ist von der Temperatur, indem man zu der Spannung an den Klemmen der Diode, im allgemeinen gebildet durch die Basis-Emitter-Strecke eines bipolaren Transistors, eine temperaturproportionale Spannung addiert.

Ein solcher Schaltkreis ist in der Veröffentlichung IEEE Journal of Solid State Circuits, Band SC 14, Seite 153-7, Juni 1979, unter demTitel "A low-Voltage CMOS Bandgap Reference" beschrieben. Eine solche Schaltung weist Nachteile auf, wenn es sich darum handelt, eine genaue Referenzspannung zu erzeugen. Der Schaltkreis verwendet zum Erzeugen einer Spannung proportional der absoluten Temperatur Paare von Feldeffekttransistoren; man weiß jedoch, daß selbst ausgewählte Transistorpaare Unterschiede der Schwellenspannung besitzen können, die 50 mV erreichen. Dies führt zu Verschiebungen, welche einige zehn Millivolt oder sogar noch mehr am Ausgang der Quelle erreichen können, mit der die temperaturproportionale Spannung erzeugt wird. Da andererseits die Schwellenspannungen der Transistoren sich ändern, ändert sich auch diese Verschiebung. Hinzu kommt die Verschiebung relativ zur Idealcharakteristik des bipolaren Transistors, welcher die Diodenspannung erzeugt und diejenige des Differentialverstärkers, welcher dazu dient, die temperaturproportionale Spannung mit der Differenz zwischen der Speisespannung und einer Spannung zu vergleichen, die ihrerseits Funktion der Diodenspannung ist.

Es ist demgemäß schwierig, solche Schaltkreise in großer Anzahl und sowohl zu annehmbaren Kosten als auch in reproduzierbarer Weise zu fertigen. Das Hinzufügen von Justiereinrichtungen würde diese Lösung unvorteilhaft machen gegenüber Lösungen, wo man die Schwellenspannung eines Transistors zum Erzeugen einer Referenzspannung verwendete.

Man hat in bipolarer Technik Schaltkreise geschaffen, die ebenfalls auf dem Prinzip des bandgap-Wertes beruhen und die ausgezeichnet arbeiten. Man erhält die Referenzspannung, indem man zur Spannug einer Diode mit negativem Temperaturkoeffizienten eine Spannung eines positiven Temperaturkoeffizienten addiert, entsprechend einem Vielfachen der Differenz zwischen zwei weiteren Diodenspannungen.

Da jedoch bipolare Transitoren bei einfacher CMOS-Technik mit ihrem Kollektor am Substrat des integrierten Schaltkreises liegen, das auf dem höchsten positiven Potential liegt, können solche Schaltkreise in dieser Technik nicht ausgeführt werden.

Ausgehend von dem Stand der Technik, der oben zitiert wurde, liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Spannungspegeldetektorschaltung zu schaffen, die auf dem bandgap-Prinzip beruht, jedoch vollständig in CMOS-Technik ausführbar ist, ohne daß mehr Arbeitsgänge erforderlich werden, als sie üblicherweise für die Fertigung integrierter Schaltkreise dieser Bauart benötigt werden.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 definiert; die Unteransprüche definieren Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Konzepts.

Hinsichtlich der Bedeutung der Einzelmerkmale und ihres Zusammenwirkens wird auf die nachfolgende Beschreibung von Ausführungsbeispielen verwiesen, wobei auf die Zeichnungen Bezug genommen wird.

Fig. 1 ist ein Diagramm zum Erläutern des Grundprinzips der Schaltkreisfunktion gemäß der Erfindung;

Fig. 2 ist eine Ausführungsform des Detektorsschaltkreises unter Verwendung von drei Diodenspannungen;

Fig. 3 ist eine Ausführungsform, bei der nur zwei Diodenspannungen verwendet werden;

Fig. 4 ist eine Variante der Ausführungsform nach Fig. 3, die es ermöglicht, nur einen einzigen bipolaren Transistor zu verwenden;

Fig. 5 ist eine Ausführungsform, bei der der Detektorschaltkreis Mittel umfaßt zum Einregulieren des Referenzspannungspegels und

Fig. 6 ist eine weitere Ausführungsform, die es ermöglicht, Umschaltprobleme zu vermeiden.

Zunächst wird auf das Diagramm nach Fig. 1 Bezug genommen, um das Grundprinzip des Schaltkreises gemäß der Erfindung zu erläutern.

Das Diagramm zeigt den Verlauf der Spannung V _D an den Klemmen einer Diode in Abhängigkeit von der absoluten Temperatur T. Die Diode wird gebildet von der Basis-Emitter-Strecke eines bipolaren Transistors, und gezeigt sind drei Werte I _A , I _B und I _C des Stromes, der diese Strecke durchfließt. Wie oben erwähnt, nimmt diese Spannung linear zu, wenn die Temperatur sich verringert und tendiert zum bandgap-Wert V _BG , sobald T gegen null geht. Diese Spannung ist im wesentlichen gleich

worin k die Boltzmannkonstante ist, e die Elektronenladung und I₀ ein Wert, der insbesondere abhängt von der Oberfläche der Anordnung und den äquivalenten Konzentrationen der Leitzustände und der Valenz des dotierten Materials.

Der Wert I₀ ist sehr viel höher als der des Stromes I, der durch die Diode fließt; er hängt jedoch ab von der Herstellungstechnik des Transistors und geringfügig von der Temperatur, so daß dieser Wert I₀ hier als konstant angesehen werden kann.

Wenn man nacheinander ein und dieselbe Diode oder zwei identische Dioden bei derselben Temperatur T₀ von zwei unterschiedlichen Strömen I _B und I _C durchfließen läßt, ist die Differenz zwischen den Spannungen, welche an den Diodenklemmen erscheint bzw. erscheinen, gleich

Diese Differenz weist einen positiven Temperaturkoeffizienten auf.

Indem man eine Spannung proportional dieser Differenz zur Spannung V _A hinzufügt, entsprechend einem Strom I _A , erhält man für ein und dieselbe Temperatur T₀:

Diese Größe V _A +x (V _B -V _C ) kann unabhängig von der Temperatur gemacht werden, indem man für x einen Wert derart wählt, daß man erhält

Man erhält dann

V _A + x (V _B -V _C ) = V _BG .

Der Vergleich einer Spannung V mit dem Wert V _BG wird demgemäß zurückgeführt auf den Vergleich dieser Spannung mit der Größe V _A +x (V _B -V _C ).

Man erkennt dabei, daß für die Durchführung dieses Vergleichs es nicht erforderlich ist, tatsächlich die Spannung V _A +x (V _B -V _C ) zu erzeugen. Man kann beispielsweise Signale erzeugen, die repräsentativ sind für die Größen V-V _A bzw. x (V _C -V _B ) und algebraisch diese beiden Signale addieren. Ferner kann die Spannung V _A gleich der Spannung V _B oder der Spannung V _C gewählt werden. Diese Möglichkeiten werden in den Ausführungsbeispielen des Schaltkreises gemäß der Erfindung verwertet, welche nachstehend erläutert werden.

Fig. 2 zeigt eine erste Ausführungsform des Detektorschaltkreises gemäß der Erfindung, bei dem der Vergleich einer Eingangsspannung V mit dem bandgap-Wert V _BG erfolgt, unter Verwendung dreier Diodenspannungen unterschiedlichen Wertes.

Der Schaltkreis umfaßt drei bipolare Transistoren 1, 1′, 2 vom NPN-Typ in Diodenschaltung, d. h., daß ihre Basisanschlüsse mit den Kollektoranschlüssen verbunden sind, wobei darauf geachtet wird, daß die Kennlinien der Transistoren sehr weitgehend übereinstimmen.

Diese bipolaren Transistoren können sehr leicht in CMOS-Technologie ausgeführt werden, indem man als Emitter die Diffusion n⁺ verwendet, welche normalerweise für source und drain des MOS-Transistors mit N-Kanal verwendet wird, als Basis die Wanne vom Typ p^- und als Kollektor das Substrat vom Typ n^-.

Der Kollektor jedes der Transistoren ist mit der einen Klemme a der Klemmen a und b des Schaltkreises verbunden, an denen die Spannung V anliegt.

Der Strom I₁ bzw. I₁_′ fließt durch die Basis-Emitter-Strecke der bipolaren Transistoren 1, 1′ und wird konstantgehalten dank einer Stromquelle 3 bzw. 3′, die zwischen den Emitter und die Klemme b der Schaltung gelegt ist. In gleicher Weise wird der Strom I₂ in der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 2 festgelegt durch eine Stromquelle 4 derart, daß I₂ kleiner ist als I₁ und I₁_′.

Der Schaltkreis nach Fig. 2 umfaßt ferner zwei Kondensatoren 5 und 6. Einer der Beläge des Kondensators 5 kann dank einem Umschalter 7 entweder an die Klemme b der Schaltung oder an den Emitter des Transistors 1′ gelegt werden. Ferner ermöglicht ein Umschalter 8 die Verbindung eines Belags des Kondensators 6 entweder mit dem Emitter des Transistors 2 oder mit dem des Transistors 1. Jeder Kondensator 5 bzw. 6 bildet mit dem Umschalter 7 bzw. 8, der ihm zugeordnet ist, einen kapazitiven Subtraktionsschaltkreis. Die jeweiligen Kapazitäten C und C′ der Kondensatoren 5 bzw. 6 sind so bemessen, daß das Verhältnis C′/C im wesentlichen gleich ist dem Wert des Multiplikationsfaktors x, welcher die Größe

annuliert.

Die anderen Beläge der Kondensatoren 5 und 6 sind zusammengeschaltet und an den invertierenden Eingang eines Verstärkers 9 mit sehr hohem Vestärkungsfaktor gelegt. Ein Schalter 10 ermöglicht, den Ausgang des Verstärkers 9 auf seinen Eingang zurückzukoppeln oder nicht.

In einer ersten Phase werden die drei Schalter 7, 8, 10 in die Position I gebracht, die in der Zeichnung ausgezogen dargestellt ist. Der Verstärker 9, der demgemäß einer Totalgegenkopplung unterliegt, stellt sich automatisch auf einen stabilen Arbeitspunkt ein, so daß seine Eingangsspannung V _E gleich der Ausgangsspannung ist und seine Verstärkung maximal wird.

Gleichzeitig laden sich die Kondensatoren 5 und 6 auf die Spannungen - V _E bzw. (V-V _BE ₂) - V _E auf, wobei V _BE ₂ die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 2 bezeichnet.

Sobald man dann die drei Schalter 7, 8, 10 aus ihrer Position I in ihre Position II umschaltet, die in der Zeichnungsfigur gestrichelt dargestellt ist, injiziert der Kondensator 5 in den Schaltungsknoten A am Eingang des Verstärkers, der schwimmend bleibt, eine elektrische Ladung gleich C (V _BE ₁_′-V), wobei V _BE ₁_′ die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 1′ bildet, während der Kondensator 6 eine Ladung gleich xC (V _BE ₁-V _BE ₂) injiziert, welche ein Vorzeichen entgegengesetzt dem der vom Kondensator 5 injizierten Ladung besitzt; V _BE ₁ ist dabei die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 1. Wenn die algebraische Summe dieser Ladungen null ist, d. h. wenn die Spannung V numerisch gleich dem bandgap-Wert V _BG ist, erscheint kein Signal am Eingang des Verstärkers 9. Wenn dagegen die Spannung V numerisch abweicht vom Wert V _BG , ergibt sich am Eingang des Verstärkers eine Spannungsänderung, in Funktion der Differenz V-(V _BE ₁+x (V _BE ₁-V _BE ₂)), deren Polarität repräsentativ ist für das Vorzeichen dieser Differenz. Dieses Signal wird verstärkt und invertiert durch den Verstärker 9, der ein Ausgangssignal mit einer Amplitude liefert, die erheblich höher ist, als die des Signals, die an seinem Eingang anliegt. Dieses Ausgangssignal des Verstärkers 9 auf Logikpegel kann verwendet werden, beispielsweise als Steuersignal für eine nicht dargestellte Kippstufe, angeschlossen an den Verstärker über einen Pufferkreis, womit der Ausgangspegel dieses Verstärkers gespeichert wird.

Man kann mit Hilfe des beschriebenen Schaltkreises sehr geringe Spannungsdifferenzen bis herunter auf 1 mV erreichen. Darüber hinaus arbeitet der Schaltkreis sehr schnell. Die Zeit, die für den Vergleich erforderlich ist, beträgt größenordnungsmäßig 3 ms und wird im wesentlichen für die Vorbereitungsphase des Aufladens der Kondensatoren und für ds Einstellen des Verstärkers benötigt, während die Berechnungsphase und Vergleichsphase sehr schnell ablaufen und nur einige µs benötigen.

Andererseits ist es leicht, mit Hilfe der MOS-Technik sehr genaue Kapazitätsverhältnisse der Kondensatoren zu erreichen. Man kann aus der vorstehenden Erläuterung ferner entnehmen, daß der Verstärker 9 hier nur das am Punkt A erscheinende Signal hinreichend verstärken muß, damit sein Ausgangssignal einen weiteren Schaltkreis zuverlässig ansteuern kann. Man kann sich demgemäß damit zufriedengeben, als Verstärker einen einfachen Inverter zu verwenden, bestehend aus zwei komplementären Transistoren in Sourceschaltung, wobei die drains miteinander verbunden sind.

Wie oben bei der Erläuterung des Funktionsprinzips für den Detektorschaltkreis angedeutet, ist es nicht erforderlich, drei unterschiedliche Diodenspannungen zu erzeugen. Es ist möglich, einen bipolaren Transistor einzusparen sowie eine Stromquelle, indem man als erste Spannung der Diode V _BE ₁_′ eine der beiden anderen verwendet. Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform des Detektorschaltkreises entsprechend dem Fall, daß die Spannung V _BE ₁_′ gleich der Spannung V _BE ₁ gewählt ist. Der Schaltkreis umfaßt nur noch die Transistoren 1 und 2 sowie die Stromquellen 3 und 4, die ihnen jeweils zugeordnet sind. Der Umschalter 7 erlaubt in diesem Fall, den Kondensator 5 entweder an die Klemme b des Schaltkreises zu legen oder an den Emitter des Transistors 1. Der Schaltkreis ist im übrigen identisch mit dem nach Fig. 2 und arbeitet in gleicher Weise. Die Ladung, die in den Schaltungsknoten A, den Eingang des Verstärkers 9, vom Kondensator 5 injiziert wird, sobald die Umschalter 7, 8, 10 in die Position II umgelegt worden sind, ist hier gleich C (V _BE ₁-V). Die von dem Kondensator 6 injizierte Ladung beträgt immer noch x C (V _BE ₁-V _BE ₂), aber der Wert des Koeffizienten x weicht von demjenigen ab, der im Falle der ersten Ausführungsform vorlag.

Aus vorstehendem läßt sich ferner entnehmen, daß es nicht erforderlich ist, gleichzeitig die Spannungen V _BE ₁ und V _BE ₂ zur Verfügung zu stellen. Man kann demgemäß nur einen einzigen bipolaren Transistor verwenden und ihn nacheinander von zwei unterschiedlichen Strömen durchfließen lassen. Dies ermöglicht, das Problem der Spannungsabweichung zwischen den Transistoren 1 und 2 zu eliminieren. Dieses dritte Ausführungsbeispiel ist in Fig. 4 dargestellt, wo die Komponenten, welche der Fig. 3 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind.

Abgesehen vom Vorhandensein nur eines bipolaren Transistors 1 bleibt als einziger Unterschied zwischen dem Schaltkreis nach Fig. 4 und dem nach Fig. 3 die Tatsache, daß der Umschalter 8 hier zwischen dem Emitter des Transistors 1 und den beiden Stromquellen 3 und 4 liegt. Die Schaltung arbeitet in gleicher Weise wie die nach Fig. 3 mit der einzigen Abweichung, daß in der ersten Funktionsphase der Schaltung, während der das Aufladen der Kondensatoren 5, 6 und die Polarisation des Verstärkers 9 erfolgt, die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 1 vom Strom I₂ durchflossen wird. Die Spannung V _{BE 2} ist demgemäß in diesem Fall die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 1, durchflossen vom Strom I₂. In der zweiten Phase wird die gleiche Strecke vom Strom I₁ durchflossen.

Die drei vorstehend beschriebenen Schaltkreise erlauben den Vergleich einer Eingangsspannung mit einem Referenzpegel gleich dem bandgap-Wert V _BG .

Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform der Schaltung gemäß der Erfindung, die es ermöglicht, eine Spannung mit einem Referenzpegel zu vergleichen, der vom Wert V _BG abweicht. Zusätzlich zu den Komponenten des Schaltkreises nach Fig. 4 umfaßt der Schaltkreis gemäß Fig. 5 zwecks Modifikation des Referenzpegelwertes einen dritten Kondensator 11, dessen einer Belag mit dem Eingang des Verstärkers 9 verbunden ist, während der andere Belag mit Hilfe eines Umschalters 12 an die eine oder die andere der Klemmen a, b gelegt werden kann, über denen die Eingangsspannung liegt.

Eine einfache Berechnung läßt erkennen, daß in dem Fall, daß man einen Referenzpegel gleich z V _BG wünscht, mit z als einer positiven Zahl größer oder kleiner als 1, der Wert der Kapazität des Kondensators 11 sehr genau gleich | 1-z | C/z zu wählen ist, wobei C immer die Kapazität des Kondensators 5 angibt und die des Kondensators 6 bei XC bleibt.

Um eine Spannung mit einem Referenzpegel zu vergleichen, der unter dem Wert V _BG liegt, verbindet man zunächst den Kondensator 11 mit der Klemme b und danach mit der Klemme a, wobei die Umschaltung des Umschalters 12 aus seiner Position I, ausgezogen in der Figur dargestellt, in die Position II, gestrichelt dargestellt, gleichzeitig erfolgt mit der Umschaltung der drei anderen Schalter 7, 8, 10 des Schaltkreises aus deren Position I in die Position II. Wenn man umgekehrt die Spannung V mit einem Referenzpegel vergleichen möchte, der über V _BG liegt, verbindet man zunächst den Kondensator 11 mit der Klemme a und dann mit der Klemme b.

In beiden Fällen wird die Gesamtladung, die von den Kondensatoren 5, 6 und 11 in den Schaltungsknoten A injiziert wird, null, und es gibt kein Signal am Eingang des Verstärkers 9, vorausgesetzt, daß die Spannung V sehr weitgehend gleich dem Wert zV _BG ist. Wenn hingegen die Spannung V vom Wert zV _BG abweicht, erscheint am Eingang des Verstärkers 9 ein Signal, dessen Polarität unterschiedlich ist, je nachdem, ob die Spannung V oberhalb oder unterhalb dieses Referenzwertes liegt.

Wenn im praktischen Falle die Eingangsspannung zugleich die Speisespannung des Detektorkreises ist, kann man abfallende Spannungen bis etwa 800 mV erfassen. Im allgemeineren Falle, wo die Eingangsspannung abweicht von der Speisespannung, kann man beliebige Spannungen erfassen, vorausgesetzt, daß die Speisespannung über 800 mV liegt.

Der Schaltkreis gemäß der Erfindung ermöglicht demgemäß, mit Speisespannungen zu arbeiten, die niedriger liegen, als der bandgap-Wert. Dies ist ein wichtiger Vorteil gegenüber einem Detektorschaltkreis unter Verwendung eines Spannungsgeneratorkreises für die Referenzspannung, etwa nach der Lehre der eingangs genannten Veröffentlichung, wo diese Möglichkeit nur gegeben wäre, wenn erhebliche Modifikationen vorgenommen würden.

In den vier beschriebenen Ausführungsbeispielen werden natürlich die Schalter 7, 8, 10, 12 von MOS-Transistoren gebildet. Diese Transistoren können jedoch sehr hohe Widerstände bilden, sobald die von ihnen umzuschaltenden Spannungen niedrig sind. Im Falle von niedrigen Speisespannungen ist es demgemäß wünschenswert, in dem Schaltkreis das Vorliegen von schwimmenden Umschaltern zu vermeiden, welche Spannungen umzuschalten hätten, die niedriger liegen als die Speisespannung, in der Größenordnung etwa der Hälfte derselben. Dieses Problem kann insbesondere für den Umschalter 8 vermieden werden, indem man ihn nicht zwischen die beiden Stromquellen 3, 4 und den Transistor 1 legt, sondern zwischen die Klemme b des Schaltkreises und die beiden Stromquellen, d. h., indem man zwischen jede Stromquelle, die an den Emitter des Transistors 1 angeschlossen ist, und die Klemme b einen Feldeffekttransistor legt, wobei einer der Transistoren gesperrt ist, während der andere leitet.

Ferner ist eine Vergrößerung des Widerstandes des Transistors, der den Schalter 10 bildet, nicht sehr störend, denn diese Veränderung verschiebt nur den Arbeitspunkt des Verstärkers 9, entsprechend der Gleichgewichtsspannung V _E auf der Kennlinie des Verstärkers in eine Zone, wo die Verstärkung groß bleibt.

Um das Problem zu lösen bezüglich des Umschalters 7 kann man beispielsweise die Konfiguration gemäß Fig. 6 wählen.

Man erkennt in dieser Ausführungsform wieder den bipolaren Transistor 1, der dank dem Umschalter 8 und den Stromquellen 3 und 4 nacheinander von zwei Strömen I₂ bzw. I₁ durchflossen werden kann. Man erkennt ferner den Verstärker 9, den Schalter 10, der eine Totalgegenkopplung zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Verstärkers während der ersten Arbeitsphase des Detektorkreises ermöglicht, sowie den Kondensator 6, der zwischen den Emitter des Transistors 1 und den Eingang des Verstärkers gelegt ist. Die Kapazität des Kondensators 6 behält den gleichen Wert wie in den vorher beschriebenen Ausführungsformen. Der Schaltkreis umfaßt ferner auch den Kondensator 11, dessen einer Belag mit dem Eingang des Verstärkers 9 verbunden ist, und dessen anderer Belag über den Umschalter 12 entweder an die eine oder die andere der Klemmen a, b der Schaltung gelegt werden kann, über denen die Eingangsspannung steht. Doch weicht die Kapazität dieses Kondensators 11 von der ab, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 vorgesehen war.

Dieser Schaltkreis umfaßt ferner einen zweiten bipolaren Transistor 13 in Diodenschaltung, der identisch mit Transistor 1 ist, sowie eine Stromquelle 14 zur Stabilisierung des Stromes in die Basis-Emitter-Strecke dieses Transistors, wobei der Strom den Wert I₁ annehmen soll. Ein Umschalter 15 ermöglicht, den Belag des Kondensators 5, der nicht am Eingang des Verstärkers 9 liegt, entweder an den Emitter des Transistors 13 zu legen, wenn er sich nämlich in der Position I befindet, oder unter Kurzschließen des Transistors 12 an die Klemme a, sobald er in Position II umgelegt wird.

Die Kapazität des Kondensators 11 ist in Abhängigkeit vom Referenzpegel zu wählen, den man erhalten möchte. Wenn dieser Pegel V _BG beträgt, muß diese Kapazität den gleichen Wert C haben, wie die des Kondensators 5. Wenn man jedoch für den Detektorschaltkreis einen Referenzpegel wünscht, der wie im Fall der Fig. 1 gleich zV _BG ist, muß der Kondensator eine Kapazität haben, die im wesentlichen gleich dem Wert C/z ist. Die Arbeitsweise dieses Schaltkreises ist ähnlich der der bereits beschriebenen Schaltkreise.

Solange die Schalter 8, 10, 12, 15 in Position I sind, laden sich die Kondensatoren 5, 6 und 11 auf die Spannungen (V - V _{BE 1}) - V _E , (V - V _{BE 2}) - V _E bzw. V - V _E auf, während der Verstärker 9 sich auf seinen Arbeitspunkt entsprechend maximaler Verstärkung einstellt. Sobald die Umschalter gleichzeitig in Position II umgelegt werden, injizieren die Kondensatoren 5, 6, 11 in den Schaltungsknoten A die Ladungen CV _{BE 1}, xC (V _{BE 1} - V _{BE 2}) bzw. -CV/z. Es erscheint keinerlei Signal am Eingang des Verstärkers 9, falls die algebraische Summe dieser Ladungen null beträgt, d. h., falls der Wert der Spannung V praktisch gleich dem Referenzpegel ist. Im anderen Falle ergibt sich eine Veränderung der Spannung am Eingang des Verstärkers, der demgemäß ein Signal auf Logikpegel liefert, das charakteristisch dafür ist, ob die Eingangsspannung V größer oder kleiner als der Referenzpegel ist.

Der Detektorschaltkreis kann mit einer Spannung gespeist werden, die nicht diejenige Eingangsspannung ist, welche kontrolliert werden soll.

Claims (11)

1. Spannungspegeldetektorschaltung zum Vergleichen einer Eingangsspannung (V _E ) mit einem stabilen Referenzpegel (V _BG ), der proportional der Summe eines ersten Gleichspannungswertes (V₁_′ oder V₁) an den Klemmen mindestens einer Diode (1, 1′, 2) und eines Produkts aus der Differenz zwischen einem zweiten (V₁) und einem dritten (V₂) Gleichspannungswert an den Diodenklemmen und aus einem Koeffizienten (x) ist, der so gemessen ist, daß gilt, mit I₀=konst., I₁_′, I₁ und I₂ die zum Erzeugen der Gleichspannungswerte V₁_′, V₁ bzw. V₂ dienenden Diodenströme, wobei Stromquellen (3′, 3, 4) zum Erzeugen dieser Ströme vorhanden sind, gekennzeichnet durch
- einen ersten Kondensator (5), dessen einer Belag über einen ersten Umschalter (7) mit einer von zwei Eingangsklemmen (a, b) oder mit der Katode der die erste Gleichspannung führenden Diode (1′ oder 1) verbunden ist,
- durch einen zweiten Kondensator (6), dessen einer Belag mittels eines zweiten Umschalters (8) an die Katode der die zweite oder dritte Spannung führenden Diode (1, 2) gelegt ist, und
- durch einen Verstärkerschaltkreis (9), dessen hochohmiger Eingang (A) an die anderen Beläge beider Kondensatoren (5, 6) angeschlossen ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden von den Basis-Emitter-Strecken von Transistoren (1, 1′, 2) gebildet sind, die im wesentlichen übereinstimmende Kennlinien aufweisen.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kondensator (6) eine Kapazität (C′) aufweist, die gleich einem Vielfachen der Kapazität (C) des esten Kondensators (5) ist.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung V₁_′ gleich der Spannung V₁ gewählt ist und diese Spannung über der Basis-Emitter-Strecke eines ersten Transistors (1) steht, während die Spannung V₂ über der Basis-Emitter-Strecke eines zweiten Transistsors (2) steht, wobei beide Transistoren im wesentlichen übereinstimmende Kennlinien besitzen (Fig. 3).

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung V₁_′ gleich der Spannung V₁ gewählt ist und diese Spannung über der Basis-Emitter-Strecke eines Transistors (1) steht, wenn diese mit einer ersten Stromquelle (3) in Serie liegt, und daß die Spannung V₂ über der Basis-Emitter-Strecke deselben Transistors steht, wenn diese mit einer zweiten Stromquelle (4) in Serie liegt (Fig. 4).

6. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Vestärkerschaltkreis (9) Komponenten (10) zum automatischen Einstellen auf einen stabilen Arbeitspunkt mit maximaler Verstärkung umfaßt.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkerschaltkreis einen Inverterverstärker umfaßt.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-7, dadurch gekennzeichnet, daß sie Komponenten zum Modifizieren des Referenzpegels umfaßt.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Komponenten einen Schaltkreis (11, 12) zum Erzeugen eines Signals proportional der Eingangsspannung und zum Überlagern dieses Signals am Eingang (A) des Verstärkerschaltkreises (9) umfassen.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Komponenten einen dritten Kondensator (11) umfassen, der alternierend über einen dritten, mit dem ersten und dem zweiten Umschalter (7, 8) synchronisierten Umschalter (12) an die eine bzw. andere Klemme (a, b) der Eingansspannung schaltbar ist.

11. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsspannung zugleich die Speisespannung der Detektorschaltung ist.