DE3116230A1

DE3116230A1 - "verstaerkerschaltung mit steuerbarem verstaerkungsgrad"

Info

Publication number: DE3116230A1
Application number: DE19813116230
Authority: DE
Inventors: Jack Rudolph Flemington N.J. Harford
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1980-04-23
Filing date: 1981-04-23
Publication date: 1982-05-06
Also published as: SE8102483L; MY8500796A; PT72856B; ES8206116A1; JPS56168414A; PT72856A; NL8101988A; ATA182381A; KR830005761A; GB2074409B; JPH0214804B2; HK17487A; DD158302A5; GB2074409A; AT383709B; AR224937A1; FI811189L; IT8121194A0; FI76455B; FR2481539B1

Description

311G230

RCA 74897 Dr.ν.Β/Ε

RCA Corporation

New York N.Y. (V.St.A.)

Verstärkerschaltung mit steuerbarem Verstärkungsgrad 15

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Transistor-Verstärkerschaltung, deren Verstärkungsgrad durch Änderung der Ausgangsimpedanz des Verstärkers veränderbar ist.

Ein Verstärker mit steuerbarem Verstärkungsgrad, z.B. der Zwischenfrequenzverstärker (ZF-Verstärker) eines Fernsehempfängers soll den unterschiedlichsten, einander oft widersprechenden Anforderungen genügen. Beispielsweise soll ein solcher Verstärker in einem großen Bereich von Eingangssignalamplituden 1 inea~r~&pb-eiteir. Der Verstärkungssteuerbereich (Regelbereich) soll genügend groß seinT^scTtiaß das Ausgangssignal im ganzen Amplitudenbereich des Eingangssignales konstant gehalten werden kann. Diese beiden Anforderungen stehen oft mitein-

ander im Konflikt, da der GleichVorspannungsbereich für ein optimales lineares Arbeiten bei einem Transistorverstärker typischerweise -■-... ziemlich klein ist. Wenn die Verstärkung des Transistors geregelt wird, z.B. durch Erhöhung oder Verringerung der Emittergegenkopplung des Transistors, ändert sich die Gleichvorspannung rntt-ete^Emitterimpedanz. Das lineare Arbeiten des Verstärkers kann daher durch Verstärkungsregelung beeinträchtigt werden. ^^~

Es ist bei bestimmten Verstärkerschaltungen möglich, die sich ändernde Gleichspannungseigenschaften des gesteuerten Emitterwiderstandes in einem durch Emittergegenkopplung verstärkungsgeregelten Verstärker. durch eine kapazitive Kopplung abzublocken. Eine andere Möglichkeit besteht darin, diese Gleichstromänderungen durch einen dem Verstärker zugeführten Kompensationsstrom zu kompensieren. Die Verwendung einer kapazitiven Kopplung ist jedoch unerwünscht, da durch den kapaztiven Blindwiderstand ein frequenzabhängiges Element in den Verstärker eingeführt wird, das dazu neigt, den Dynamikbereich des Verstärkers zu begrenzen. Außerdem wird die Herstellung des Verstärkers als integrierte Schaltung bei Verwendung von Kondensatoren komplizierter, da die Kondensatoren oft als diskrete Bauelemente angeschaltet werden müssen. Auch die Stromkompensation soll vermieden werden, da sie die Konstruktion des Verstärkers komplexer macht und zusätzliche Störungen in das Ausgangssignal einführt.

Ein weiterer wichtiger Gesichtspunkt ist der Störabstand des Verstärkers (Verhältnis von Signal zu Rauschen), insbesondere unter Verhältnissen, bei denen das vom Fernsehempfänger empfangene Signal stark ist. Bei schwachem Eingangssignal arbeiten sowohl der Tuner als auch der ZF-Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad. Bei einem durch Emittergegenkopplung verstaYkUR^eregeJi^ZF-Verstärker wird der Emitterwiderstand, der eine Rauschquelle im Verstärker darstellt, verringert, um den Verstärkungsgrad des Verstärkers hoch zu machen. Mit einem auf diese Weise herabgesetzten, Rauschstörungen erzeugenden Widerstand_wi,rä-^gf"2F-Verstärker daher ein zufriedenstellendes Signal-zü-Rauschen-Verhal tin aufweisen. Bei schwachem Signal wird außerdem der Tuner normalerweise mit einem Verstärkungsgrad in der Größenordnung von 40 dB aP&eiten.. Der Störabstand des Systems aus Tuner und ZF-Teil wird dann daher durch den Störabstand im Tuner bestimmt.

Wenn jedoch die Stärke des empfangenen Fernsehsignales zunimmt, wird der VerstärkunffgYad des ZF-Verstärkers herabgesetzt, wie durch Ernlh'^y^es^Emitterwiderstandes des Verstärkers, was die Emittergegen- ^ kopplung vergrößert. Durch die Erhöhung des Emitterwiderstandes werden die Rauschquellen im System vergrößert und dadurch der Stör-

abstand im ZF-Signal beeinträchtigt. Wenn das empfangene Signal weiter ansteigt, wird der Tuner heruntergeregelt und es kann ein Punkt erreicht werden, bei dem das Verhältnis von Signal zu Rauschen im ZF-Teil über das Verhältnis von Signal zu Rauschen im Tuner dominiert. Es ist daher wünschenswert, den ZF-Verstärker so zu konstruieren, daß das Verhältnis von Signal zu Rauschen bei Bedingungen mit starkem Signal, bei denen das Rauschverhalten des ZF-Teiles das Verhältnis von Signal zu Rauschen im Tuner-Zwischenfrequenzteil-System bestimmt, optimal ist.
10

Durch die Erfindung wird diese Aufgabe mit den im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Weiterbildungen und vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Durch die Erfindung wird also ein hinsichtlich des Verstärkungsgrades steuerbarer Verstärker angegeben, der einen großen Steuer- oder Regelbereich hat, der durch Änderung der Kollektorimpedanz eines in Emitterschaltung arbeitenden Verstärkertransistors durchlaufen werden kann. Die Kollektor-Arbeitsimpedanz des Transistors enthält insbesondere eine Einrichtung mit steuerbarem Widerstand, welche eine mit der Kollektorelektrode des Verstärkertransistors gekoppelte Basiselektrode, eine mit einem veränderlichen Verstärkungsgrad-Steuerstrom gespeiste Emitterelektrode und eine mit einem Bezugspotentialpunkt gekoppelte Kollektorelektrode enthält. Bei Signalfrequenzen wirkt der Basis-Emitter-Übergang der Einrichtung wie ein Widerstand, der sich invers zum Fluß des Verstärkungsgrad-Steuerstroms durch die Kollektor-Emitterstrecke der Einrichtung ändert. Bei der Änderung des

Widerstandes des Basis-Emitter-Oberganges der Einrichtung ändert sich die Kollektor-Arbeitsimpedanz oder -Lastimpedanz des Verstärkertransistors, wodurch der Verstärkungsgrad des Transistors durch die Änderung der Arbeitskennlinie als Funktion des Wechselstromwiderstandes der Einrichtung geändert wird. Die Kollektor-Emitterstrecke

der Einrichtung, durch die der den Verstärkungsgrad steuernde Strom fließt, ist von der Vorspannungs- oder Stromversorgungsschaltung des Transistors getrennt und die Steuerung der Verstärkungsgrad-

Steuereinrichtung wird daher die Gleich- oder Ruhevorspannung des Verstärkertransistors nicht beeinflussen. Bei Verhältnissen mit starkem Signal wird die steuerbare Kollektorarbeitsimpedanz auf einen Minimalwert herabgesetzt, um den Verstärkungsgrad maximal herabzusetzen, so daß die Rauschquellen ab Ausgang des Verstärkers weitestgehend herabgesetzt werden.

Der Verstärkertransistor des bezüglich des Verstärkungsgrades gesteuerten Verstärkers weist typischerweise eine KoIlektor-Basis-Kapazitat gewisser Größe auf, die das Verhalten des Verstärkers nachteilig beeinflussen kann, z.B. wenn der Verstärker im ZF-Teil eines Fernsehempfängers verwendet wird. Dem ZF-Verstärker eines Fernsehempfängers ist normalerweise eine frequenzselektive Schaltungsanordnung vorgeschaltet, die das ZF-Band bestimmt. Wenn die ZF-Signale von einer solchen Schaltung auf die Basis des Verstärkertransistors gekoppelt werden, wirkt die effektive Eingangskapazität, welche eine Funktion der KoIlektor-Basis-Kapazitat und der Spannungsverstärkung des Verstärkertransistors ist, am Ausgang der fraquenzselektiven Schaltung als Teil der Eingangsimpedanz des Verstärkers. Wenn der Verstärkungsgrad des Verstärkers erhöht wird, nimmt die erscheinende Eingangskapazität zu und durch diese Vergrößerung der Kapazität wird die frequenzselektive Schaltung auf eine niedrigere Frequenz verstimmt. Bei einem Fernsehempfänger wird die selektive Schaltung effektiv vom Bildträger weg zum Farbträger verstimmt. Dies verringert im Effekt den Signal pegel und das Verhältnis von Signal zu Rauschen der Videoinformation. Es ist daher ferner wünschenswert, die regelbare Verstärkerschaltung so auszubilden, daß die Eingangsimpedanz des Verstärkers im ganzen Regelbereich im wesentlichen konstant bleibt.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird der Eingang des Verstärkertransistors durch einen zusätzlichen, als Emitterfolger geschalteten (in Kollektorschaltung arbeitenden) Transistor gepuffert, der die Kollektor-Basis-Kapazität des Verstärkertransi-

stors von der frequenzselektiven Schaltung isoliert. Bei einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein zwei-

ίο

ι ter Transistor mit dem Verstärkertransistor in Kaskode geschaltet, um die Spannungsverstärkung und damit die Kollektor-Basis-Kapazität des Verstärkertransistors zu stabilisieren.

f. Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer als Differenzverstärker ausgebildeten Ι« Ausführun§sform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung mit steuerbarem Verstärkungsgrad;

Fig. 2 eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkungsschaltung mit steuerbarem Verstärkungsgrad, die mit Eingangspufferung arbeitet;

Fig. 3 einen Kaskodeverstärker gemäß einer weiteren AusfUhrungsform der Erfindung und

4
Fig./ein Diagramm, aus dem die die Steuerung des Verstärkungsgrades bewirkenden Änderungen der Arbeitskennlinie der Verstärker gemäß Fig. 1 bis 3 ersichtlich ist.

In Fig. 1 ist ein Differenzverstärker, dessen Verstärkungsgrad steuer bar ist, dargestellt . , der¹Verstärkertransistoren 10 und 12 enthält. Dem Verstärker wird ein Eingangssignal an den Basiselektroden der Verstärkertransistoren 10 und 12 über Eingangsklemmen 32 und 34 zugeführt, und das verstärkte Ausgangssignal wird zwischen den Kollektorelektroden der beiden Verstärkertransistoren an Klemmen 36 und 38 abgenommen. Die Basisvorspannung für die Transistoren 10 und 12 wird über Widerstände 22 und 24 zugeführt, die jeweils zwischen die zugehörigen Basiselektrode und eine Vorspannungsquelle V_gIAS geschaltet sind. Die Emitter der beiden Verstärkertransistoren sind über zwei Widerstände 26 und 28 miteinander gekoppelt. Ein Widerstand 30 ist zwischen die Verbindung 27 der Widerstände 26, 28 und einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet.

Zwischen die Kollektorelektroden der Verstärkertransistoren 10 und einerseits und eine Betriebsspannungsquelle B+ andererseits sind Last- oder Arbeitswiderstände 18 bzw. 20 gekoppelt. Die Kollektorelektroden der Transistoren 10 und 12 sind ferner mit den Basiselektroden von Einrichtungen 14 bzw. 16 steuerbaren Widerstandes gekoppelt. Die Einrichtungen steuerbaren Widerstandes haben Kollektorelektroden, die mit Masse gekoppelt sind sowie miteinander verbundene Emitterelektroden. Mit der Verbindung der Emitterelektroden der Einrichtungen steuerbaren Widerstandes ist eine Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung, im folgenden kurz"AVR-System", 40 gekoppelt, das an die Einrichtungen 14 und 16 einen Verstärkungsgrad-Steuerstrom liefert.

Die Einrichtungen 14 und 16 steuerbaren Widerstandes können gewöhnliehe Transistoren sein und arbeiten bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung in gleicher Weise wie die Hinrichtungen steuerbaren Widerstandes, welche in der gleichrangigen Anmeldung mit der Priorität vom 23.April 1980 aus der US-Patentanmeldung Nr. 143,033 beschrieben sind. Kurz gesagt, sind diese Einrichtungen ähnlich wie vertikale pnp-Transistören aufgebaut, wobei die Basiszonen jeweils einen Bereich aus im wesentlichen eigenleitendem (hochohmigem) Halbleitermaterial enthalten. Dieser eigenleitende Bereich trennt die p⁺-leitende Emitterzone und eine n⁺-leitende Basis-Kontaktzone um eine Strecke, die größer ist als die Diffusionslänge der Minoritätsträger, die als Reaktion auf den vom Emitter zum Kollektor fließenden Verstärkungsgradsteuerstrom I— von der Emitterzone in den eigenleitenden Bereich injiziert werden. Der Emitter-Basis-Übergang der Einrichtung wirkt also für die hochfrequenten Signale (d.h. Signale einer Frequenz über 1 MHz) wie eine nicht

3Ö gleichrichtende pin-Diode. Der Widerstand des Emitter-Basis-Oberganges der Einrichtung wird durch den Fluß des Verstärkungsgrad-Steuerstromes IGC vom AVR-System 40 moduliert und nimmt mit zunehmendem Strom I_GC ab. Der Strom I_GC fließt praktisch ganz durch die Emitter-Kollektor-Strecke der Einrichtung und nur ein kleiner Gleichstrom fließt in die Basis der Einrichtung. Dieser Basisstrom ist im Vergleich mit den Emitterströmen der Transistoren 10 und 11 unwesentlich und stört daher die Ruhe- oder Gleichvorspannung der Verstärkertransistoren 10 und 12 nicht.

„ - - „ *-; ; : r Q "1 1 ^₁ 12 ;. .

Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung enthält die Kollektor-Lastimpedanz oder -Arbeitsimpedanz jedes Verstärkertransistors einen Widerstand (typischer Wert z.B. 1 kOhm) in Parallelschaltung mit dem steuerbaren Basis-Emitter-Widerstand einer Einrichtung steuerbaren Widerstandes. Die Basis-Emitter-Übergänge steuerbaren Widerstandes der Einrichtungen 14 und 16 liegen den festen Arbeitswiderständen 18 und 20 effektiv parallel, da die miteinander verbundenen Emitter der Einrichtungen 14 und 16 sich in der Mitte der symmetrischen Verstärkerschaltung befinden. An dieser Verbindung resultiert daher ein Nullpunkt für das Signal, wenn den Eingangsklemmen 32 und 34 komplementäre Gegentaktsignale zugeführt werden. (Der Ausgang des AVR-Systems kann für Signalfrequenzen, al so. insbesondere das ZF-Signal, geerdet werden).

Die Verstärkungsgrad-Steuerung oder Regelung des Verstärkers erfolgt durch Änderung des Stromes Ig-. Wenn der Verstärkungsgrad-Steuerstrom Ig« geändert wird, um den Verstärkungsgrad des Verstärkers zu verändern,, ändert sich der Basis-Emitter-Widerstand der Einrichtung gesteuerten Widerstandes und damit die Impedanz der Parallelschaltung aus dem Arbeitswiderstand von 1 kOhm und der zugehörigen Einrichtung. Wie sich die Widerstandsänderung verhält, ist in der folgenden Tabelle I angegeben:

Tabelle I
₂₅

Regelbereich (abwärts .) L·« (mA) Arbeitsimpedanz, Ω

Maximaler Verst.Grad 0,0 700

0,03 400

0,096 300

0,2 207

0,37 143

0,59 104

' 0,85 81 35

Minimaler Verst.Grad 1,0 73

Die Änderung der Kollektorarbeitsimpedanz bewirkt eine Änderung der Arbeitskennlinie des betreffenden Verstärkertransistors, wie es in Fig. 4 dargestellt ist. Die gestrichelte Arbeitskennlinie 214 ist die Arbeitskennlinie für eine Kollektorimpedanz von 700 Ohm und die strichpunktierte Linie 212 stellt die 73 Ohm-Arbeitskennlinie dar. Durch eine ausgezogene Linie 210 ist die nominelle 100 il -Arbeitskennlinie dargestellt. Die Arbeitskennlinien sind in die Kollektorstrom/Kollektorspannungs-Kennlinienschar des Transistors 200 angezeichnet. Die einer Arbeitsimpedanzänderung von 700 auf 73 0hm entsprechende Änderung der Neigung der Arbeitskennlinie ergibt einen Verstärkungsgradsteuer- oder Regelbereich von etwa 20 dB, da sich die Spannungsverstärkung des Verstärkertransistors aus dem Produkt aus Kollektorarbeitsimpedanz Z. (Arbeitskennlinie) und der Steilheit g des Verstärkertransistors errechnet:

^VGain =\%

Bei der in Fig. 1 dargestellten Art der Verstärkungsgradsteuerung

fließt der den Verstärkungsgrad steuernde Gleichstrom Ig- offensichtlich vom AVR-System 40 nach Masse, indem er sich aufteilt und. durch die Emitter-Kollektorstrecken der Einrichtungen 14, 16 steuerbaren Widerstandes fließt. Da nur ein sehr kleiner Basisstromanteil dieses Gleichstromes zu den Kollektorelektroden der Verstärkertran-

sistoren 10 und 12 fließt und dieser Anteil im Vergleich zu den in den Widerständen 18 und fließenden Kollektorströmen vernachlässigbar ist, bleibt die Gleichvorspannung, d.h. der Arbeitspunkt, der Verstärkertransistoren während der Verstärkungsgradsteuerung oder Regelung im wesentlichen konstant. Dies ist besonders dann von großem Vorteil, wenn mehrere Verstärkerstufen hintereinander geschaltet sind, da sich keine Gleichspannungsänderungen von Stufe zu Stufe ausbreiten können. Die Linearität des Verstärkers wird verbessert, da der Verstärker zu keinem Zeitpunkt während der Regelung von seinem optimalen Gleichstrom-Arbeitspunkt abweicht.

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Bei dem in Fig. 1 dargestellten geregelten Verstärker ist das Verhältnis von Signal zu Rauschen besser als bei einem konventionellen, durch Emittergegenkopplung geregelten Verstärker. Wie erwähnt, ist das Verhältnis von Signal zu Rauschen bei einem geregelten Fernseh-ZF-Verstärker bei starkem Signal ( minimalem Verstärkungsgrad) am wichtigsten, da dann der Störabstand der Kombination aus Tuner und ZF-Verstärker durch den des ZF-Verstärkers bestimmt wird. Ein übliches Maß für das Rauschverhalten eines ZF-Verstärkers ist die Größe der verwendeten Widerstände, da Widerstände in ZF -Schaltungen als ^ Rauschgeneratoren wirken. Bei einem durch Emittergegenkopplung modulierten oder geregelten Verstärker wird die Gegenkopplung bei starkem Signal durch Vergrößerung des Emitterwiderstandes vergrößert und dadurch der Verstärkungsgrad des Verstärkers herabgesetzt. Durch die Vergrößerung des Widerstandes werden die Rauschquellen im Verstärker

'** zu einem Zeitpunkt verstärkt, in dem das Verhalten bezüglich des Verhältnisses von Signal zu Rauschen besonders kritisch ist. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 wird dagegen bei starkem Signal der Kollektorlastwiderstand herabgesetzt und dadurch auf einen niedrigeren Lastwert Z_r. übergängen, wie es in Tabelle I dargestellt ist.

'

Bei Verhältnissen mit starkem Signal wird der Verstärkungsgrad des Verstärkers also durch Verringerung des Kollektorarbeitswiderstandes verringert,, wodurch gleichzeitig der als Rauschquelle wirkende Widerstand im Ausgang des Verstärkers herabgesetzt wird. Auf diese Weise wird die Rauschzahl des ZF-Verstärkers zu einem Zeitpunkt verbes-

sert, bei dem das Verhältnis von Signal zu Rauschen im ZF-Teil am kritischsten ist.

Da die Gleichvorspannung des Verstärkers im wesentlichen konstant

bleibt, können die Verstärkertransistoen 10 und 12 so vorgespannt 30

werden, daß sich für den Verstärker der gewünschte Rgelbereich (Bereich der Verstärkungsgradsteuerung) und der gewünschte Eingangssignal amplitudenbereich ergeben. Aus Gleichung (1) ist ersichtlich, daß der Verstärkungsgrad eine Funktion von g ist, das seinerseits eine Funktion des Kollektorstromes ist:

die

(2)

wobei |l_c | der Betrag des Kollektorruhestromes ist. Durch geeignete Wahl der Werte der Widerstände der in Fig. 1 dargestellten Schaltung kann ein gewünschter Kollektorruhestrom und damit ein gewünschtes 9_m eingestellt werden.

Der Aussteuerungsbereich ist ebenfalls eine Funktion der Gleichvorspannung. Die Verstärkertransistoren 10 und 12 vermögen bis zu Eingangssignal amplituden von etwa 13 Millivolt an ihren Basis-Emitterübergängen linear zu arbeiten. Durch sorgfältige Wahl der Basis-Emitter-Vorspannung und der Emitterwiderstände 26 und 28 kann dieser Aussteuerungsbereich von 13 Millivolt erweitert werden. Der dynamische Emitterwiderstand r der Verstärkertransistoren ist eine Funk-

tion des Emittergleichstromes und ändert sich beispielsweise von Ohm (einschl. Kontaktwiderstand) bei einem Emitterstrom von 0,5 mA auf etwa 20 0hm bei 3 mA. Wenn der Verstärkertransistor für einen Emitterstrom von etwa einem mA vorgespannt ist, hat r einen Wert von etwa 40 Ohm und das der Klemme 32 (oder 34) zugeführte Eingangssignal fällt an diesem Widerstand und am Emitterwiderstand 26 (oder 28) ab. Da zwischen die Klemmen 32 und 34 ein komplementäres Eingangssignal gelegt wird, befindet sich die Verbindung 27 der Widerstände 26 und 28 in der Mitte einer symmetrischen Konfiguration, so daß an diesem Punkt ein Signalnullpunkt auftritt. Wenn der Punkt ein virtueller Massepunkt für das Signal ist, fällt das Eingangssignal effektiv am r jedes Transistors und dem Emitterwiderstand 26 oder 28 ab, deren Wert beispielsweise mit 40 0hm angegeben ist. Bei dem angenommenen Beispiel ist,r etwa 40 0hm und verträgt ein Eingangssignal von 13 Millivolt und es fallen daher weitere 13 Millivolt des Signals an den 40 0hm des Widerstandes 26 oder 28 ab. Der Verstärker ist daher in der Lage, mit Eingangssignalen bis hinauf zu 26 Millivolt an jeder Eingangsklemme verzerrungsfrei zuarbeiten. Dieser Aussteuerungsbereich kann nach Wunsch vergrößert oder verkleinert werden, in dem man die Transistoren 10 und 12 für verschiedene Verhältnisse von r zum Emitterwiderstand vorspannt.

^⁵ Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 kann die Kollektor-Basis-Kapazität der Verstärkertransistoren 10 und 12 das Verhalten des Verstärkers beeinträchtigen, wenn dieser als ZF-Verstärkerstufe in

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einem Fernsehempfänger verwendet wird. Der Verstärkungsgrad des Verstärkers kann durch eine Rückkopplung infolge dieser Kapazität verringert werden und die sich ändernde Impedanz an den Eingangselektroden kann vorgeschaltete selektive Schaltungsanordnungen, die mit den Klemmen 32 und 34 gekoppelt sind, verstimmen. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 sind diese Defekte der KoIlektor-Basis-Kapazitat verringert und es sind zusätzliche Merkmale vorhanden. Bauelemente der Schaltung gemäß Fig.2, die die gleiche Funktion wie entsprechende Bauelemente der Schaltung gemäß Fig. 1 erfüllen, sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 sind die Verstärkertransistoren 10 und 12 an ihren Basiseingängen durch Transistoren 50 und 52 gepuffert, die als Emitterfolger, also in Kollektorschaltung^geschaltet sind. Die Klemme 32 und der Vorspannungswiderstand 22 sind mit der Basis des Transistors 50 gekoppelt und der Emitter dieses Transistors ist mit der Basis des Transistors 10 und einem Widerstand 54 gekoppelt. Die Klemme 34 und der Vorspannungswiderstand 24 sind mit 'der Basis des Transistors 52 gekoppelt und der Emitter dieses Transistors ist mit der Basis des Transistors 12 und einem Widerstand 56 gekoppelt. Die Widerstände 54 und 56 sind miteinander verbunden und ihre Verbindung ist über einen Widerstand 58 mit Masse gekoppelt.

Die Emitter der Transistoren 10 und 12 sind miteinander durch eine Parallelschaltung 60 aus einem Widerstand 62 und einem Versteilerungskondensator 64 und durch die Reihenschaltung aus zwei Widerständen 66 und 67 verbunden. Die Verbindung der Widerstände 66 und 67 ist mit Masse über die Kombination eines sogenannten Pinch- oder Einschnürungswiderstandes 68 und eines Widerstandes 69 gekoppelt. 30

Die Wirkungen der KoIlektor-Basis-Kapazitat der Widerstände 10 und machen sich an den Basen dieser Transistoren bemerkbar. Die als Emitterfolger geschalteten Transistoren 50 und 52 isolieren jedoch die Eingangsklemmen 32 und 34 gegen diese Kapazitätseffekte. Die Eingangsimpedanz an den Basen der Transistoren 50 und 52 bleibt im wesentlichen konstant, da der sich ändernde Einfluß der KoIlektor-Basis-Kapazi tat der Transistoren 10 und 12 während der Änderung des Ver-

Stärkungsgrades im Effekt durch die Beta-Werte der Puffer- oder Trenntransistoren geteilt wird. Die jeweiligen Verbindungen der Emitter der Transistoren 52 und 50 und der Basen der Transistoren 10 und 12 bleiben infolge der Verbindung der Vorspannungswiderstände 54, 56 und 58 auf einer Gleichvorspannung festen Wertes.

Die Kombination oder Parallelschaltung 60 ergibt eine feste Emitterimpedanz für die den Verstärkertransistoren zugeführten Wechselspannungssignale und kompensiert außerdem den Einfluß der Schwankungen der Widerstandswerte, die sich von Schaltung zu Schaltung ergeben können. Die Transistoren 10 und 12 sind so vorgespannt, daß jeder ein r von etwa 20 Ohm aufweist. Die Parallelschaltung 60 hat mit den in Fig. 2 beispielsweise eingetragenen Werten eine Impedanz von etwa 120 0hm für die üblichen ZF-Frequenzen (etwa 50 MHz) gemäß der NTSC-Norm. Da die Parallelschaltung 60 zwischen die Emitter des symmetrischen Verstärkers geschaltet ist, tritt in der Mitte der Impedanz ein virtueller Signal nullpunkt auf, so daß zwischen den Emitter jedes Verstärkertransistors und Signalmasse im Effekt eine Impedanz von 60 0hm geschaltet ist. Jeder Verstärkertransistor kann daher ein Eingangssignal von 50 Millivolt ohne Verzerrung verarbeiten, da 13 Millivol am r von 20 0hm und 39 Millivolt an der Emitterimpedanz von 60 0hm abfallen.

Wenn die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 in integrierter Form in Massenfertigung hergestellt wird, sind die Verhältnisse der Widerstandswerte der Schaltung im wesentlichen konstant, während sich die Absolutwerte der jeweiligen Widerstände von Schaltung zu Schaltung ändern können. Diese Änderungen werden wenig Einfluß auf den sich aus der Gleichung (1) errechnenden Verstärkungsfaktor haben, da eine Erhöhung der Werte der Arbeitswiderstände 18 und 20 zwar Z. erhöht, gleichzeitig jedoch auch den Kollektorstrom und damit g verringert,

m wie aus Gleichung (2) ersichtlich ist. Die Änderungen von g_m und Z^ werden sich daher wenigstens annähernd kompensieren.

Um jedoch die Verlustleistung im Verstärker möglichst gering zu halten, wird der Verstärker gewöhnlich am Knick des oberen Endes der Frequenz/Verstärkungsgrad-Kurve des Verstärkers betrieben. Es hat

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sich gezeigt, daß eine Erhöhung der Widerstandswerte im Verstärker einen Abfall bei niedrigeren Frequenzen zur Folge hat, was den Verstärkungsgrad des Verstärkers bei den Signalfrequenzen bis zu 3 dB herabsetzen kann. Der Kondensator 64 bewirkt eine Versteilerung der Ansprache des Verstärkers bei seiner Nenn-Betriebsfrequenz, die bei diesem Beispiel 50 MHz beträgt. Wenn der Wert des Widerstandes 62 bei einer speziellen integrierten Schaltung größer ist, wird der größere Widerstandswert durch den relativ kleineren Blindwiderstand (reaktive Impedanz) des Kondensators 64 dominiert, die sich nicht we-

^O sent!ich ändert. Die Wechselspannungs- oder SignaT-Emitterimpedanzen der Transistoren 10 und 12 bleiben daher innerhalb eines ziemlich engen Bereiches und verhindern dadurch eine nennenswerte Verringerung der Emittergegenkopplung des Verstärkers von Schaltung zu Schaltung. Das Aufrechterhalten des gewünschten Ausmaßes an Emittergegen-

'5 kopplung verhindert also eine nennenswerte Verringerung des Verstärkungsgrades des Verstärkers von Schaltung zu Schaltung.

Der Pinch-Widerstand 68 bewirkt eine Kompensation von Änderungen des Betawertes (ß) der Verstärkertransistoren von Schaltung zu Schaltung. ™ Wenn die Betawerte der Transistoren der Schaltung in einer bestimmten integrierten Schaltung niedriger als die Sollwerte sind, nehmen die Basisströme der Transistoren zu. Im Falle der Transistoren 50 und 52 hat die Erhöhung des Basisstromes einen größeren Spannungsabfall an den Widerständen 22 und 24 als vorgesehen und damit einen geringeren Basisvorspannungswert zur Folge. Die Verringerung der Basisvorspannung bewirkt eine Verringerung des von den Transistoren und 12 geführten Ruhestromes, was wiederum eine Erhöhung des Gleichspannungswertes an den Ausgangsklemmen 36 und 38 zur Folge hat. Wenn mehrere Stufen hintereinander geschaltet sind, um eine höhere Ver-

Stärkung und eine schärfere Regelung zu erzielen, stört die Erhöhung der Ausgangsspannung die Vorspannung der folgenden Verstärkerstufen. Der Pinch-Widerstand 68 kompensiert jedoch diese Beta-Unterschiede, da sich sein Widerstandswert als Funktion des Betawertes der Transistoren der Schaltung ändert. Wenn der Betawert bei einer speziellen Schaltung niedrig ist, so daß die Verstärkertransistoren weniger Strom führen, wird auch der Wert des Pinch-Widerstandes niedrig sein, was den Stromfluß durch die Transistoren 10 und 12 erhöht

und dadurch die durch den Betawert verursachte Verringerung kompensiert. Auf diese Weise wird die Vorspannung der Verstärker gegen Stireungen der Betawerte stabilisiert. Der Nennwert des Pinchwiderstandes 68 wird so gewählt, daß er in Kombination mit dem ihm parallelliegenden Widerstand 69 die Nenn-Emittervorspannung für die Transistoren 10 und 12 ergibt.

Die Arbeitsweise und die Symmetrie der Schaltung gemäß Fig. 2 sind im wesentlichen die gleichen wie die gemäß Fig. 1.

Eine alternative Ausführungsform, bei der die Einflüsse der Kollektor-Basiskapazität ebenfalls weitgehend ausgeschaltet sind, ist in Fig. 3 dargestellt, in der wirkungsgleiche Bauelemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind wie in Fig. 2. Die in Fig. 3 dargestellte Schaltungsanordnung enthält eine Kaskode-Ausgangsschaltung mit Transistoren 82 und 84, deren Emitterelektroden mit den Kollektoren der Transistoren 10 bzw. 12 gekoppelt sind. Der Kollektor des Transistors 82 ist mit der Basis der Einrichtung 14 steuerbaren Widerstandes und dem Widerstand 18 gekoppelt, während der Kollektor des Transistors 84 mit der Basis der Einrichtung 16 steuerbaren Widerstandes und dem Widerstand 20 gekoppelt ist. Die Basiselektroden der Transistoren 82 und 84 sind miteinander verbunden und für Signalfrequenzen durch einen Kondensator 88 geerdet. Zwischen die Betriebsspannungsquelle und Masse ist ein Spannungsteiler mit in Reihe geschalteten Widerständen 86 und 87 gekoppelt, der an der Verbindung der beiden Widerstände eine Basisvorspannung für die Transistoren 82 und 84 liefert.

In der Kaskodeschaltung gemäß Fig. 3 arbeiten die Transistoren 10 und 12 als Stromquellen für die Emitter der Transistoren 82 und 84. Die Signalspannungsverstärkung erfolgt durch die oberen Kaskodetransistören 82 und 84, und die Signal pegel an den Kollektoren der Transistoren 1o und 12 sind klein sowie im wesentlichen konstant. Da die Signal pegel an den Kollektoren der Transistoren 10 und 12 im wesentlichen konstant sind, werden keine Signalspannungsänderungen von den Kollektoren der Transistoren 10 und 12 auf deren Basiselek-

troden rückgekoppelt, was bedeutet, daß die Eingangsimpedanzen an den Klemmen 32 und-34 im ganzen Regelbereich, im wesentlichen konstant sind. Es werden jedoch effektiv Schwankungen der Kollektor-Basis-Rückkopplung durch die Kollektor-Basis-Kapazitäten, der Transistoren 82 und auftreten. Da jedoch die Basen der Transistoren 82 und 84 für Signalfrequenzen nach Masse überbrückt sind, wird diese Rückkopplung die Signalniveaus an den Basen und den Emittern der Transistoren und 84 und damit auch die Eingangsimpedanz des Verstärkers nicht beeinflussen. Der Rest des Verstärkers gemäß Fig. 3 arbeitet in der gleichen Weise wie die in Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungen.

Die Verstärkerschaltungen gemäß der Erfindung können auch als Modulator betrieben werden. Für einen Betrieb als Modulator tritt an die Stelle des den Verstärkungsgrad - Steuerstrom I~~ liefernden AVR-Systems ein Verstärker, der einen modulierten Strom I liefert, der ein modulierendes Informationssignal repräsentiert. Der Widerstand der Einrichtungen 14 und 16 steuerbaren Widerstandes wird dann als Funktion dieses modulierten Stromes geändert und ändert den Verstärkungsgrad der Verstärkertransistoren 10 und (oder der eine Kaskodeschaltung bildenden Transistoren 10, 82 und 12, 84) in Abhängigkeit von der Information des Modulationsstromes. Zwischen die Eingangsklemmen 32 und 34 wird ein Trägersignal gelegt und zwischen den Ausgangsklemmen 36, 38 entsteht dann ein mit der Information des Modulationsstromes amplitudenmoduliertes Trägersignal.

-SU-

Leerseite

Claims

PATENTANWÄLTE

DR. DIETER V. BEZOLD

DIPL. ING. PETER SCHÜTZ

DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

MARIA-THERESIA-STRASSE 22 POS[FACH Sn02 60

D-SOOO MUENCHEN 86

US-Ser.No. 143 032
AT: 23.April 1980 RCA 74897.Dr.v.B/E

RCA Corporation
New York N.Y. (V.St.A.)

Verstärkerschaltung mit steuerbarem Verstärkungsgrad

Patentansprüche
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(^.Verstärkerschaltung mit steuerbarem Verstärkungsgrad, welche einen Transistor mit einer Basiselektrode, die mit einer Eingangsklemme gekoppelt ist, einer Kollektorelektrode, die mit einer Ausgangsklemme gekoppelt ist, und einer Emitterelektrode, ferner eine Spannungsversorgungsanordnung, die mit der Basiselektrode, der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode gekoppelt ist und den Transistor mit Spannungen versorgt, und eine Quelle für einen Verstärkungsgrad-Steuerstrom enthält, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Kollektorelektrode des Transistors

(10) eine erste veränderbare Impedanzanordnung so gekoppelt ist, daß der Transistor auf eine Arbeitsimpedanz (14) arbeitet, deren Größe eine Funktion der Größe des Verstärkungsgrad-Steuerstromes ist.
2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge-^OJkennzei chnet, daß die erste veränderbare Impedanzanordnung eine erste Elektrode (Basis), die mit der Kollektorelektrode des Verstärkertransistors, eine zweite Elektrode (Kollektor),

^ die mit einem Bezugspotentialpunkt gekoppelt ist, und eine dritte Elektrode (Emitter), die mit der Quelle für den Verstärkungsgrad-Steuerstrom gekoppelt ist, aufweist und durch den Verstärkungsgrad-Steuerstrom derart gesteuert ist, daß sie zwischen der ersten und der dritten Elektrode eine Impedanz entwickelt, die eine Funktion der Größe des Verstärkungsgrad-Steuerstromes ist.
3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsgrad-Steuerstrom

^O praktisch ganz von der Quelle zum Bezugspotentialpunkt über die Strecke zwischen der.zwei ten und der dritten Elektrode der veränderbaren Impedanzanordnung fließt und daß praktisch nichts von dem Verstärkungsgrad-Steuerstrom über die Strecke zwischen der ersten und der dritten Elektrode der veränderbaren Impedanzanordnung (14) fließt.

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4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzei chnet, daß der Stromweg des Verstärkungsgrad-Steuerstromes im wesentlichen unabhängig von der Spannungsversor-

gungsanordnung ist.
5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzei chnet, daß die veränderbare Impedanzanordnung

(14) einen Transistor enthält, dessen Basiselektrode, Kollektorelek-

trode und Emitterelektrode die erste, zweite bzw. dritte Elektrode der Impedanzanordnung bilden.
6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzei chnet, daß ein zweiter Verstärkertransistor (12)

mit einer Basiselektrode, die mit einer zweiten Eingangsklemme (34) gekoppelt ist, einer Kollektorelektrode, die mit einer zweiten Ausgangsklemme (38) gekoppelt ist und einer Emitterelektrode vorgesehen ist, daß die Spannungsversorgungsanordnung mit den beiden Verstärkertransistoren (10, 12) so gekoppelt ist, daß diese als Differenzverstärker arbeiten, und einen ersten sowie einen zweiten Widerstand (18, 20) enthält, die jeweils zwischen die Kollektorelektrode eines der beiden Transistoren und eine Betriebsspannungsquelle

] geschaltet sind sowie eine Emittervorspannungsschaltung (26, 28, 30), die zwischen die Emitterelektroden der Transistoren und einen Bezugspotentialpunkt geschaltet ist, enthält; und daß eine zweite veränderbare Impedanzanordnung (16) vorgesehen ist, welche eine mit der Quel-Ie für den Verstärkungsgrad-Steuerstrom gekoppelte erste Elektrode, eine mit dem Bezugspotentialpunkt gekoppelte zweite Elektrode sowie eine mit der Kollektorelektrode des zweiten Verstärkertransistors (12) gekoppelte dritte Elektrode enthält und zwischen der ersten und der dritten Elektrode eine Impedanz hat, die eine Funktion des zwisehen der ersten und der zweiten Elektrode fließenden Verstärkungsgrad-Steuerstromes ist.
7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gelee n η ze i chhet, daß die Emittervorspannungsanordnung einen dritten Widerstand (26) sowie einen vierten Widerstand (28), die in Reihe geschaltet sind, und einen zwischen die Verbindung des dritten und vierten Widerstandes einerseits und einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschalteten fünften Widerstand (30) enthält.
8. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzei chnet, daß die erste und die zweite veränderbare Impedanzanordnung Transistoren (14, 16) sind, wobei die erste Elektrode eine Emitterelektrode, die zweite Elektrode eine Kollektorelektrode und die dritte Elektrode eine Basiselektrode sind.
9. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6 oder 7 für die Verwendung als Zwischenfrequenzverstärker in einem Fernsehempfänger, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle (40) für den '. Verstärkungsgrad-Steuerstrom eine Schaltungsanordnung zur automatisehen Verstärkungsregelung enthält und daß die erste Elektrode der veränderbaren Impedanzanordnung (14, 16) zur Veränderung der veränderlichen Impedanz durch die Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung gesteueit ist.

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10. Verstärkerschaltung nach Anspruch 9, dadurch ge kennzei chnet, daß die erste und die zweite veränderbare Impedanzanordnung Transistoren (14, 16) sind und daß die erste Elektrode eine Emitterelektrode, die zweite Elektrode eine Kollektorelektrode und die dritte Elektrode eine Basiselektrode sind.
11. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, 9 oder 10, gekennzeichnet durch einen dritten und einen vierten Transistor (50, 52), die jeweils eine mit einer der Eingangsklemmen (32, 34) gekoppelte Basiselektrode,eine mit der Basiselektrode des ersten bzw. zweiten Transistors (10, 12) gekoppelte Emitterelektrode sowie eine mit einer Betriebsspannungsquelle (70) gekoppelte KoIlektorelektrode aufweist.
12. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6 oder 9, dadurch gekennzei chnet, daß die Emittervorspannungsschaltung einen dem ersten Widerstand (62) parallel geschalteten Kondensator (64) enthält.
13. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter und ein vierter Transistor (82, 84) vorgesehen sind, deren Kollektor-Emitter-Strecke jeweils zwischen die Kollektorelektrode des ersten bzw. zweiten Transistors (10, 12) und die zugehörige Ausgangsklemme (36, 38) geschaltet ist und deren Basiselektroden mit einer Vorspannung versorgt und mit einer Anordnung (88) zur Ableitung von Wechsel Spannungssignalen versehen sind; daß der erste und der zweite Widerstand (18, 20) zwischen jeweils eine Ausgangsklemme (36, 38) und die Betriebsspannungsquelle geschaltet isd und daß die dritte Elektrode der ersten und der zweiten veränderbaren Impedanzanordnung (14, 16) mit einer zugehörigen Ausgangsklemme (36, 38) gekoppelt ist.
14. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzei chnet, daß bei Verwendung als Modulatorschaltung die Quelle für den Verstärkungsgrad-Steuerstrom einen modulierenden Strom liefert, und daß dieser Strom der ersten Elektrode

1 der ersten und der zweiten veränderbaren Inipedanzanordnung (14, 16) zugeführt ist, um zwischen der ersten und der dritten Elektrode einen Widerstand zu erzeugen, der eine Funktion des zwischen der ersten und der zweiten Elektrode fließenden Modulationsstromes ist.