DE3110355A1

DE3110355A1 - "vorspannungsgenerator"

Info

Publication number: DE3110355A1
Application number: DE19813110355
Authority: DE
Inventors: David R. Cambridge Mass. Welland
Original assignee: Dbx Inc
Current assignee: THAT CORP MARLBOROUGH MASS US
Priority date: 1980-04-04
Filing date: 1981-03-17
Publication date: 1982-03-04
Anticipated expiration: 2001-03-18
Also published as: AU6205480A; DE3110355C2; JPS6340900Y2; FR2480004A1; CA1173119A; GB2073520B; US4329598A; GB2140637A; JPS6164724U; NL8006615A; FR2480004B1; GB8413222D0; JPS56141608A; AU538550B2; GB2073520A; GB2140637B

Description

Patentanwalt© Di p;LfIfig. Curt Wallach 3110355 *"* ' ' ^:-^:**E5ip^:^l-rfg. Qünther Koch

Dipl.-Phys. Dr.Tino Haibach Dipl.-lng. Rainer Feldkamp

D-8000 München 2 ■ Kaufingerstraße 8 · Telefon (0 89) 24 02 75 · Telex 5 29 513 wakai d

- 3 - Datum: 17. März 1981

Unser Zeichen: 15 999 Fk/Vi

DBX, Inc.

71 Chapel Street

Newton, Massachusetts 02195
U.S.A.

VORSPANNUNGSGENERATOR

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Vorspannungsgeneratoren und insbesondere auf einen Vorspannungsgenerator, der eine Vorspannung liefert, die sich mit der Temperatur entsprechend einer vorgegebenen Spannungs-Temperaturfunktion ändert.

Viele Schaltungen, die in Informationsübertragungssystemen verwendet werden, benötigen zum Betrieb eine Vorspannung. Viele dieser Vorspannungsquellen zur Lieferung der Vorspannung erzeugen (aufgrund der Bauteilkonstruktion der einzelnen Bauteile dieser Vorspannungsquellen) Vorspannungssignale an ihren Ausgängen, die sich mit Änderungen der Umgebungstemperatur ändern. Wenn die Beziehung zwischen Änderungen des Vorspannungsausganges und Änderungen der Temperatur eine im wesentlichen lineare Punktion ist, so kann diese Beziehung als Definition eines Temperaturkoeffizienten für diesen Vorspannungsgenerator betrachtet werden. In manchen Fällen haben Änderungen des Vorspannungssignalausganges aufgrund von Änderungen der Umgebungstemperatur nur geringe Auswirkungen auf das übertragene Signal, das durch eine Schaltung hindurch übertragen wird, mit der der Vorspannungsgenerator verwendet wird. Andererseits kann die Änderung des Vorspannungssignals erhebliche Auswirkungen auf Fehler haben, die am Ausgang der Schaltung auftreten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Vorspannungsgenerator der eingangs genannten Art zu schaffen, der eine vorherbestimmbare Spannungs-Temperaturfunktion aufweist, so daß sich das Vorspannungsausgangssignal mit der Temperatur in vorhersagbarer Weise ändert, wobei diese Spannungs-Temperaturfunktion in einfacher Weise dadurch festlegbar ist, daß ein vorgegebenes Verhältnis von Widerstandswerten von zwei Widerständen verwendet wird. Weiterhin soll eine Anpassung

'} -1 1 O ο γ- ι-Ο ι IUOOO

der Spannungs-Temperaturfunktion an die Spannungs-Temperaturfunktion der Schaltung möglich sein, mit der der Vorspannungsgenerator verwendet wird.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebene Erfindung gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Der erfindungsgemäße Vorspannungsgenerator weist eine Spannungs-Temperatur-Punktion auf, die vorherbestimmbar ist, so daß sich das Vorspannungsausgangssignal mit der Temperatur in einer vorhersagbaren Weise ändert. Die Spannungs-Temperaturfunktion kann in einfacher Weise dadurch festgelegt werden, daß ein vorgegebenes Verhältnis für Widerstandswerte von zwei Widerständen verwendet wird.

Bei Anwendungsfällen, bei denen die Schaltung, mit der der erfindungsgemäße Vorspannungsgenerator verbunden ist, chrakteristische Änderungen in Abhängigkeit von Temperaturänderungen aufgrund dieser Schaltung aufweist, ist es in wünschenswerterweise möglich, die Spannungs-Temperaturfunktion des Vorspannungsgenerators an die Spannungs-Temperaturfunktion der durch die Schaltung gebildeten Last anzupassen, sqfclaß Änderungen der Vorspannung mit Änderungen der Umgebungstemperatur durch Änderungen in der durch die Schaltung gebildeten Last aufgrund der gleichen Temperaturänderungen ausgeglichen werden.

Es sind beispielsweise verschiedene Schaltungen bekannt, bei denen Vorspannungsgeneratoren verwendet werden, um eine vorge-

gebene Vorspannung zu erzeugen, um einen Vorspannungsstrom in der Schaltung hervorzurufen, damit eine vorgegebene Betriebsweise erzielt wird. Eine derartige Schaltung ist der Klasse - A-Verstärker, der eine derartige Vorspannung benötigt, daß er in der Klasse-A-Betriebsart arbeitet. In ähnlicher Weise kann ein Vorspannstrom mit einer Vorspannung derart hervorgerufen werden, daß ein Verstärker in einer Klasse-AB-Betriebsart arbeitet. Andere Arten von Verstärkern, die Vorspannströme aufgrund von Vorspannungen benötigen, sind für den Fachmann gut bekannt. Bei allen diesen Verstärkern kann es wünschenswert sein, die Spannungs-Temperaturfunktion des Vorspannungsgenerators an die Spannungs-Temperaturfunktion der Verstärkerspannung anzupassen.

Ein weiteres Beispiel für eine Schaltung, die ein Vorspannungssignal benötigt, ist die Operations-Gleichrichterschaltung, wie sie in der US-Patentschrift 4097767 beschrieben ist. Bei dieser Schaltung kann eine Vorspannung dazu verwendet werden, einen Vorspannstrom hervorzurufen, um auf diese Weise die Anstiegsgeschwindigkeit des Signals einer Operationsverstärkerstufe in der Gleichrichterschaltung zu verringern. Durch die Verwendung des erfindungsgemäßen Vorspannungsgenerators kann eine verbesserte Operationsgleichrichterschaltung geschaffen werden.

Die Vorspannung des Vorspannungsgenerators ändert sich in allen Fällen bei Temperaturänderungen entsprechend einer vorgegebenen Spannungs-Temperaturfunktion, die genau vorherbestimmbar ist. .

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen noch näher erläutert.

In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 eine Schaltung der in der US-Patentschrift 4097767 beschriebenen Art,

Pig, 2 eine bevorzugte Ausführungsform des Vorspannungsgenerators zur Verwendung mit der Schaltung nach Pig. I.

Die Operations-Gleichrichterschaltung gemäß Fig. 1 ist von der in der US-Patentschrift 4097767 beschriebenen Art. Wie in dieser Patentschrift beschrieben ist, kann diese Schaltung einfach mit Hilfe von integrierten Schaltungstechniken hergestellt werden, weil sie lediglich NPN-Transistoren verwendet war, sie benötigt weiterhin keine angepaßten Widerstände oder genaue Widerstandsverhältnisse. Weiterhin verwendet sie lediglich einen Operationsverstärker, sodaß keine Anpassung der Verstärker oder ein Abgleich erforderlich ist. Die Schaltung wird weiterhin nicht durch irgendwelche Spannungsunterschiede beeinflußt, die zwischen den Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers vorhanden sein können und sie ergibt bei einer bevorzugten Ausführungsform eine Breitbandgleichrichtung im nA- bis mA-Bereich. Schließlich arbeitet die Schaltung nahezu als Klasse-A-Schaltung für Eingangssignale mit niedrigen Spannungen und hohen Frequenzen, wobei sich relativ geringe Anforderungen an die Signalanstiegsgeschwindigkeiten des Operationsverstärkers ergeben.

Die in Fig. 1 gezeigte Operations-Gleiehrichterschaltung schließt einen eine hohe Verstärkung aufweisenden invertierenden Verstärker 10 ein. Der Verstärker 10 weist einen nicht-, invertierenden Eingangsanschluß 12 auf, der mit der Systemerde verbunden ist, während der invertierende Eingangsanschluß

mit dem Eingangsanschluß 16 der Schaltung verbunden ist und ein Wechselstrom-Eingangssignal I. empfängt. Der Verstärker 10 wird als Verstärkerstufe in Operationsverstärkerschaltung verwendet.

Ein erster Übertragungspfad wird durch einen Transistor Q₁ gebildet, der bei der dargestellten Ausführungsform ein NPN-Transistor ist, dessen Basisanschluß 18 über einen Vorspannungsgenerator 19 mit dem Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10 verbunden ist, während sein Erraitter-Anschluß 22 direkt mit dem Eingangsanschluß 16 der Schaltung und sein Kollektoranschluß 2*1 mit dem Ausgangsanschluß 26 der Schaltung verbunden ist. Es sind Einrichtungen zur Verbindung des Ausgangsanschlusses 26 mit einer virtuellen Operationsverstärker-Erde vorgesehen, die schematisch bei 28 gezeigt ist und die auf einen vorgegebenen Gleichspannungspegel bezüglich der Systemerde eingestellt ist, so daß ein Strom Ip in der gezeigten Weise geliefert wird. Der Gleichspannungspegel weist einen positiven Wert in der Nähe von Erdpotential auf. Beispielsweise wurde festgestellt, daß ein Wert des Spannungspegels für die virtuelle Erde 28, die befriedigenden Eigenschaften ergab, +0,5 Volt Gleichspannung gegenüber der Systemerde beträgt.

Aus noch näher erläuterten Gründen ist der Transistor U₁ vorzugsweise ein eine hohe Verstärkung aufweisender Transistor. Beispielsweise ist eine Verstärkung von 100 ausreichend,obwohl höhere Verstärkungen von bis zu 300 unter Verwendung üblicher integrierter Schaltungstechniken erzielt werden können.

Ein zweiter Übertragungspfad wird durch Transistoren Q₂ und Q, gebildet, die jeweils als NPN-Transistoren gezeigt sind, deren jeweilige Basisanschlüsse 30 und 32 mit der Systemerde verbunden sind, während ihre Emitter-Anschlüsse 3^ und 36 miteinander und mit dem Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10 verbunden sind. Der Kollektor 38 des Transistors Q₂ ist mit dem invertierenden Eingansanschluß 1-4 des Verstärkers 10 verbunden. Der Kollektor 40 des Transistors Q, ist mit dem Ausgangsanschluß 26 verbunden. Vorzugsweise sind die Transistoren Q₅ und Q_x geometrisch zur Erzielung einer gleichen Verstärkung, Größe usw. aneinander angepaßt, so daß, wenn die beiden Transistoren auf der gleichen Basis-Emitterspannung gehalten werden, gleiche Kollektorströme erzielt werden.

Im Betrieb ist, wenn I. eine positive Polarität aufweist, das Ausgangssignal des Verstärkers 10 eine negative Spannung. Wenn die Basis des Transistors Q₂ dann positiv gegenüber seinem Emitt_er ist, so leitet der Transistor Q₂ einen Strom 1^_n (+) von dem invertierenden Exngangsanschluß 14 des Verstärkers 10 vom Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers. Weil der Emitter des Transistors Q₂ mit dem Emitter des Transistors Q, verbunden ist und weil die Basisanschlüsse dieser Transistoren ebenfalls miteinander (und mit Erde) verbunden sind, weist die Basis 32 des Transistors Q, eine positive Spannung gegenüber dem Emitter 36 auf, so daß der Transistor Q, ebenfalls einen Strom IpA leitet. Weil die Transistoren Q₂ und Q^ aneinander angepaßt sind und immer die gleiche Basis-Emitterspannung aufweisen, ist der momentane Pegel von I. (+) gleich dem momentanen Pegel von IpA. Entsprechend ist I₃A das gespiegelte

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■/5

Stromsignal von I. (+). Weil gemäß dem Kirchhoff'sehen Gesetz gilt, daß in einen Knoten fließende Ströme gleich den Strömen sind, die aus dem Knoten herausfließen,ist der momentane Pegel des vom Ausgang des Verstärkers'10 fließenden Stromes gleich der Summe der momentanen Werte von I_in (+) und I₂A.

Weil der momentane Pegel von I. (+) gleich dem momentanen Pegel von IpA ist, folgt der Ausgangsstrom dem Eingangsstrom, wenn der letztere eine positive Polarität aufweist. Während dieser Periode ist, weil das Ausgangssignal des Verstärkers 10, das der Basis des Transistors Q₁ zugeführt wird, negativ ist, der Transistor Q₁ nicht leitend.

Wenn der Eingangswechselstrom I. eine negative Polarität aufweist, so liefert der Verstärker 10 eine positive Ausgangsspannung. Der Emitter 3** des Transistors Q₂ ist dann gegenüber seiner Basiselektrode 30 positiv und der Emitter 36 des Transistors Q-j. ist positiv gegenüber seinem Basisanschluß 32, so daß weder der Transistor Q₂ noch der Transistor Q.. leitet. Der Kollektor 24 des Transistors Q₁ ist jedoch positiv gegenüber seinem Emitter 22, so daß ein Kollektor-Emittßr-Strom durch den Transistor Q₁ fließt. Dieser Strom ist derart, daß der Emittei»-Strom I. (-), der von den Emitter des Transistors Q₁ zum invertierenden Eingangsanschluß 14 fließt, gleich dem vom Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10 zur Basis des Transistors Q₁ fließenden Basisstrom I. plus dem Kollektorstrom IJB ist, der von der virtuellen Erde 28 fließt. Der Wert des Basisstroms I. hängt von der Verstärkung des Transistors Q₁ ab, und durch die Auswahl eines eine hohe Verstärkung aufweisenden Transistors für den Transistor Ql ist der durch I, eingeführte Fehler vernachlässigbar. Beispielsweise ist bei einer Verstärkung von 100

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der Wert von I, angenähert gleich 15? von I. (-), oder I₃B = 99? von ¹^_nC")· Damit ist dem angegebenen Beispiel der momentane Pegel des Ausgangsstromes, der am Anschluß 26 erscheint, im wesentlichen gleich dem momentanen Pegel des Eingangsstromes I. , wenn der letztere positiv ist, während er angenähert 99£ des momentanen Pegels des Eingangsstromes I. (und von entgegengesetzter Polarität) ist, wenn der Eingangsstrom negativ ist. Wie dies in der US-Patentschrift 4097767 beschrieben ist, kann der durch I. eingeführte Fehler dadurch korrigiert werden, wenn dies erwünscht ist, daß in geeigneter Weise die Basisvorspannung an den Transistoren Q₂ und Q, abgeglichen wird.

Ohne den Vorspannungssxgnalgenerator 19, d.h. bei direkter Verbindung des Basisanschlusses l8 des Transistors Q₁ mit dem Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10^bestimmt die Signalanstiegsgeschwindigkeit und das Verstärkungs-Bandbreitenprodukt des Verstärkers 10 die Zeitdauer, die auftritt, wenn ein Übertragungspfad seinen leitfähigen Zustand beendet und der andere Übertragungspfad zu leiten beginnt, wenn eine Änderung der Polarität am Ausgangssignal des Verstärkers 10 auftritt. Diese Signalanstiegsgeschwindigkeit kann von geringer Bedeutung sein, wenn das Eingangssignal I. zwischen relativ großen positiven und negativen Pegeln schwingt. Wenn jedoch das Eingangssignal I. eine relativ geringe Größe und eine relativ hohe Frequenz aufweist, kann die Zeit, die erforderlich ist, damit das Ausgangssignal am Anschluß 20 des Verstärkers 10 von einer derart ausreichenden Größe mit einer Polarität, das ein Übertragungspfad leitet, auf eine ausreichende Größe mit der anderen Polarität überwechselt, damit der andere Übertragungspfad leitet, von Bedeutung sein, weil die Information, die in dem Eingangssignal während dieser Zeit enthalten ist., verloren geht.

Entsprechend ist der Vorspannungsgenerator 19 zwischen dem Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10 und der Basis 18 des Transistors Q₁ angeordnet, um die Anforderungen an die Signalanstiegsgeschwindigkeit zu verringern. Der Generator 19 ist in der US-Patentschrift 4097767 als Gleichspannungsbatterie oder als Einrichtung zur Lieferung eines Stromes durch einen festen Widerstand beschrieben, der mit der Basis 18 des Transistors Q₁ verbunden ist. Die Basis des letzteren ist mit der Anode einer Diode verbunden, während die Kathode dieser Diode mit dem Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10 verbunden ist. Diese Anordnung liefert im Ergebnis eine positive Vorspannung an die Basis des Transistors Q₁ und eine negative Vorspannung an die Emitter der Transistoren Q₂ und Q,. Die Vorspannung ruft einen umlaufenden Strom I_n- durch den Basis-Emit 1er-Kreis des

CxC

Transistors Q₁ hervor, der über den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₂ übertragen wird. Dies führt zu einem umlaufenden Strom I . , der keine Auswirkung auf den Wert des Signals hat, das dem Eingang der Schaltung am Anschluß 1β zugeführt wird, jedoch einen Stromfehler am Ausgangsanschluß 26 der Schaltung hervorruft, der gleich dem doppelten der Größe von I„-;_rc ist. Der Vorspannungsgenerator 19 stellt daher einen Kompromiß dar. Durch Erzeugung einer Übergangs-Vorspannung arbeitet die Schaltung weiter angenähert an eine Klasse-A-Schaltung, wenn das Eingangssignal von einer Polarität zur anderen übergeht, wodurch ein besserer Hochfrequenzbetrieb ermöglicht wird, weil die anfängliche Leitfähigkeit durch entweder den Transistor Q₁ oder die Transistoren Q₂ und Q-. nicht von dem Spannungspegel am Ausgang des Verstärkers 10 abhängig ist. Die Einführung des umlaufenden Stromes I . führt jedoch zu der Einführung eines Fehlersignals am Ausgangsanschluß 26 der Schaltung. Eine Vergrößerung des Vorspannungspegels von dem Vorspannungsgenerator 19 verringert die Signalanstiegsgeschwindigkeits- und Verstärkungsbandbreiten-Forderungen an den Verstärker 10 für vorgegebene

Betriebseigenschaften der Schaltung ₃ führt jedoch gleichzeitig ein vergrößertes Pehlersignal am Anschluß 26 ein, das durch I . hervorgerufen wird.

Es ist daher wünschenswert, das von dem Vorspannungsgenerator 19 belieferte Vorspannungspotential bis zu dem Punkt zu vergrößeren, bei dem der durch die I . hervorgerufene Fehler am Anschluß 26 den maximal annehmbaren Pegel erreicht. Dieser Pegel muß 5-10 mal kleiner als das kleinste Signal sein, für das eine genaue Gleichrichtung erwünscht ist. Wenn der Eingangsstrom ansteigt, verringert sich der durch I-.·,,-hervorgerufene Fehler. Entsprechend ist der durch Ί. -hervorgerufene Fehler bei kleinen Signalpegeln von Bedeutung. Die Verwendung von Vorspannungsgeneratoren der in der US-Patentschrift 4097767 beschriebenen Art kann jedoch Probleme ergeben. Änderungen der Umgebungstemperatur können den Vorspannungsgenerator 19 so beeinflussen, daß sich das Vorspannungspotential ändert, und damit der I . -Fehler am Anschluß 26. Änderungen der Temperatur können daher unerwünschte Änderungen des I_cJ_r -Fehlers bis zu einem Punkt hervorrufen,

bei dem I . so groß wie oder größer als kleine interessierende Signalpegel wird. Weiterhin kann selbst dann, wenn der Vorspannungsgenerator 19 temperaturunabhängig ausgebildet ist, so daß die Vorspannung temperaturunabhängig ist, die Temperaturunabhängigkeit der Transistoren Q₁ und Q₂ und insbesondere die Basis-Emitter-Spannungs-ZKollektorstrom-Beziehung dieser beiden Transistoren zu dramatischen Änderungen (auf einen Faktor von mehreren Hundert über einen Bereich von 5o° C ) des Kollektorstromes bei Temperaturänderungen führen.

Diese Tatsache ist aus der folgenden Diskussion noch klarer ersichtlich. Wie dies in der Technik gut bekannt ist, beträgt

no -

bei Fehlen des Vorspannungsgenerators 19 die notwendige Basis-EmitterSpannung, die erforderlich ist, damit die Transistoren Q₁, Q₂ und Q^ vollständig bei Raumtemperatur leitend sind, ungefähr 0,6 Volt. Wenn daher das Ausgangs-.' signal des Verstärkers 10 einen Wert von - 0,6 Volt aufweist, so beträgt die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q₂ und Q, ungefähr +0,6 Volt. In gleicher Weise beträgt, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 10 einen Wert von +0,6 Volt hat, die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q₁ ungefähr + 0,6 Volt. In beiden Fällen ruft ein starker Anstieg der Größe des Eingangssignalpegels an den Operationsverstärker keine wesentliche Änderung in den Basis-EmitterSpannungen der entsprechenden Transistoren hervor. Es ist zu erkennen, daß beim Übergang zwischen den positiven und negativen Bereichen des Eingangssignals an den Verstärker ohne den Generator^lf/iini §i|nalnachführung zwischen - 0,6 Volt und +0,6 Volt oder eine gesamte Signalspannungsänderung von 1,2 Volt liefern muß. Die von den Generator 19 gelieferte Vorspannung wird jedoch von den 1,2 Volt subtrahiert, so daß das Ausgangssignal des Verstärkers keine derartig große Signaländerung durchführen muß. Der Wert der Vorspannung wird üblicherweise durch den maximalen Wert von I„i-«„ bestimmt. Ein geeigneter Wert für I_n._n, der befriedigende Eigenschaften bei der Schaltung nach Fig. 1 ergab, betrug InA. Dieser Wert von I ermöglicht eine Vorspannung

circ

von ungefähr 600 mV für viele Transistoren (obwohl diese Vorspannung sich von Transistor zu Transistor ändern kann), damit sich eine Basis-Emitter-Ruhespannung von ungefähr 0,3 Volt an jeder Basis-Emitterstrecke der Transistoren Q₁, Q₂ und Q,

ergibt. Es ist zu erkennen, daß andere ..Werte von maximal ankönnen

nehmbaren Strömen I_C4_rc verwendet werden^" obwohl für viele Anwendungen der Wert von InA optimale Ergebnisse zu liefern

scheint. Daher muß bei einer Vorspannung von 0,6 Volt der Verstärker lediglich eine Spannungsänderung zwischen - 0,3 Volt und +0,3 Volt für insgesamt 0,6/durchführen.

Wenn der Ruhestrompegel I_cJ_rG InA beträgt, so ist ein Beispiel für den durch I . hervorgerufenen Fehler durch den

circ

Transistor Q₁ oder Q₂, der scheinbar gesperrt ist, gleich 0,1 nA, wenn das Eingangssignal 10 nA beträgt. Wenn beispielsweise I. = + 1OnA ist, so beträgt der Kollektor-Emitter-Strom durch den Transistor Q₂ angenähert 1OnA (ein Paktor von 10 oberhalb des Ruhestrompegels). Aufgrund der exponentiellen Beziehung zwischen V. _Ä und I_n liegt dann der durch •'"circ ^nervorßerufene Fehler durch den Kollektor-Emitterkreis des Transistors Q₁ um einen Faktor von 10 unter dem Ruhestrom oder 0,1 nA. Weil das Kirchhoff'sehe Stromgesetz fordert, daß die Summe der Ströme in einen Knoten gleich der Summe der Ströme aus einem Knoten ist, so ist der Strom durch den Kollektor-Emitterkreis des Transistors Q₂ tatsächlich dann in 10,InA. Diese Werte des Stromes liefern ein Ausgangssignal am Anschluß 20 des Verstärkers 10, das um - 60mV gegenüber dem Ruhepegel versetzt ist. In ähnlicher Weise ist, wenn 1^_n = - 1OnA ist, der Kollektor-Emitterstrom durch den Transistor Q. angenähert gleich 10,1 nA und der Ι_Λ-·__.

Fehler durch den Transistor Q₂ beträgt ungefähr 0,1 nA. Das Ausgangssignal am Anschluß 20 des Verstärkers 10 verschiebt sich dann um + 60mV gegenüber dem Ruhestrompegel. Der Verstärker ergibt damit lediglich eine Signaländerung über 120mV bei einer Änderung des Eingangsstromes von + 1OnA auf -1OnA. Dies stellt eine erhebliche Verringerung gegenüber den ungefähr 900mV dar, über die sich das Ausgangssignal des Verstärkers bei einer Änderung des Eingangsstromes von + 1OnA auf - 1OnA ändern muß, wenn keine Vorspannung vorgesehen ist. Es sei bemerkt, daß der 120mV-Pegel eine Funktion der Temperatur ist und sich ausgehend von einem Wert 120mV bei Raum-

temperatur (3ΟΟΚ) auf den Wert von (375/300) multipliziert mit 120 mV bei 100°C (375⁰K) ändert. Der durch I . am Ausgangsanschluß 26 hervorgerufene Fehler ist gleich dem doppelten des Γ · -Fehlers, weil das Fehlersignal in beiden Übertragungspfaden gleichzeitig vorhanden ist. Im einzelnen ist bei dem vorstehend angegebenen Beispiel bei einem Eingangssignal von 1OnA der Strom durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q„ angenähert 10,InA Der Ip.-Strom durch den Transistor Q., ist angenähert 10,InA. Gleichzeitig ist der I . -Fehler durch den Kollektor-

C ΧΓ C

Emitter-Kreis des Transistors Q₁ = O₃InA. Unter Verwendung der Kirchhoff'sehen Stromgesetze unterscheidet sich der Strom am Ausgangsanschluß 26 um 0,2nA von dem Eingangsstrom. Diese 0,2nA stellen daher den resultierenden Fehler von

Wenn I. = 100mA ist, so ist der Kollektor-Emitter-Strom durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Qp angenähert 10OnA und der I . -Strom durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₁ beträgt ungefähr 0,0InA. Wenn I_in = - 10OnA ist, so beträgt der Kollektor-Emitter-Strom durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₁ angenähert 10OnA und der I . -Strom durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₂ beträgt 0,0InA. In ähnlicher Weise rufen Eingangsströme I. von + ImA und -tmA einen I . -Strom von IpA hervor. Es kann daher verallgemeinert gesagt werden, daß unter den angegebenen Bedingungen ein Anstieg des Stromes durch die leitende Hälfte des Gleichrichters um IdB einerVerringerung des Stromes durch die scheinbar abgeschalteten Transistoren um IdB entspricht. Entsprechenderer Fehler (gleich dem doppelten des

Stromfehlers I · ) am Ausgangsanschluß 26 mit ansteigendem circ bei

bei Ausgangssignal zunehmend weniger von Bedeutung, wc/der maximale

J \ ι υ ο ο ο

Fehler beim Nulldurchgang oder bei sehr niedrigen Eingangsströmen auftritt.

Die Verwendung der in der US-Patentschrift 409776? beschriebenen Vorspannungsgeneratoren ergab keine zuverlässig reproduzierbare Schaltung, bei der durch den I . -Fehler am Ausgangsanschluß 26 hervorgerufene Fehler konstant bei dem gleichen maximal annehmbaren Pegel reproduziert wurde. Wenn beispielsweise djie Schaltung in Form einer integrierten Schaltung ausgeführt wird, so kann der maximal zulässige -Fehler typischerweise 100 A betragen. Die Vorspannung

zur Erzeugung dieses maximal annehmbaren I . -Fehlers kann sich um bis zu lOOmV von einer Schaltung zur anderen ändern, insbesondere wenn diese Schaltungen auf integrierten HaIbleiterplättchen ausgebildet sind. Diese Änderung der Vorspannung zur Erzielung des gewünschten maximalen Pegels für den I . -Fehler ergibt sich aufgrund von Unterschieden der

C ITC

Transistereigenschaften der verwendeten Transistoren von HaIbleiterplättchen zu Halbleiterplättchen.

Entsprechend kann die erfindungsgemäße Ausführungsform des Vorspannungssignalgenerators nach Fig. 2 für den Generator nach Fig. 1 verwendet werden, um ein geeignetes Vorspannungspotential derart zu liefern, daß der I_circ-Fehler von HaIbleiterplättchen zu Halbleiterplättchen reproduzierbar ist und weiterhin temperaturunabhängig ist, wenn die Schaltung in Form einer integrierten Schaltung ausgeführt ist.

Der Generator nach Fig. 2 weist Anschlüsse 100 und 102 zur Verbindung mit der Lastschaltung, d.h. jeweils mit der Basis des Transistors Q^ und dem Emitter 3^ des Transistors Q₀ auf,

ι ά

Zu Erläuterungszwecken sind der Basis-Emitter-Kreis des Transistors Q₁ und der Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₂

in Pig. 2 in Form von Dioden dargestellt. Der Anschluß 100 ist mit der Basis eines Transistors Q₁, verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₁. ist mit der Stromquelle 104 verbunden, die einen Strom I_n mit fester Amplitude liefert, während der Emitter des Transistors Qn mit der Anode einer Diode Q^ verbunden ist. Die Kathode der Diode Q₁- ist mit einem eine niedrige Impedanz aufweisenden Knotenpunkt, wie z.B. dem Ausgang eines Operationsverstärkers_s oder in der gezeigten Weise mit der Systemerde verbunden. Der Anschluß 100 ist weiterhin mit der Anode einer Diode Qg verbunden, die ihrerseits sowohl mit der Basis des Transistors Q₁. als auch mit dem Ausgang einer Stromquelle 106 verbunden ist, die den Strom I. mit einem festen Pegel liefert. Die Kathode der Diode Qg ist mit der Anode einer Diode Q₇ verbunden, deren Kathode mit einem Verbindungspunkt von 2 Widerständen 110 und 112 verbunden ist. Der von dem Verbindungspunkt Il4 abgewandte Anschluß des Widerstandes 110 ist mit dem Eingangsanschluß 102 verbunden, während der entgegen-

ist gesetzte Anschluß des Widerstandes 112 mit Systemerde verbunden/T Der Verbindungspunkt 114 ist weiterhin mit dem Eingang einer Stromquelle 108 zur Lieferung des Stromes I. verbunden, wobei der Ausgang der Quelle geerdet ist. Der Ausgang der Stromquelle 104 ist weiterhin mit einem Darlington-Paar von Transistoren Q* und Qq verbunden. Im einzelnen ist der Ausgang der Stromquelle 104 mit der Basis des Transistors Qg verbunden, dessen Emitter mit der Basis des Transistors Q_Q verbunden ist. Die Kollektoren der Transistoren Qg und Q_Q sind miteinander und mit einer positiven Gleichspannungsquelle verbunden, während der Emitter des Transistors Qq mit dem Eingangsanschluß 102 und damit mit dem Widerstand 110 verbunden ist. Schließlich ist ein Transistor Q₁₀ mit seiner Basis mit dem Emitter des Transistors Q_q verbunden, während sein Kollektor mit der Basis des Transistors Qg und sein Emitter über eine Diode Q₁₁ mit Erde verbunden ist. Es ist zu erkennen, daß bei der dargestellten Ausführungsform

^ -ι ι η ο γ- γ"

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die Dioden Q₁-, Qg und Q₇ durch NPN-Transistoren gebildet sind, die jeweils in der Diodenbetriebsart geschaltet sind, d.h. der Kollektor jedes Transistors ist mit dem zugehörigen Basisanschluß verbunden. Die richtige Betriebsweise des Generators nach Fig. 2 hängt davon ab, daß die Transistoren Q₂,, Q₁-, Qg und Q₇ aneinander angepaßte Vbe/Ic-Charakteristiken aufweisen, und zwar ebenso wie die Transistoren Q/, Q~ und Q, der Operations-Gleichrichterschaltung nach Fig. 1, wobei als Bedingung vorausgesetzt wird, daß alle Transistoren der gleichen Temperatur ausgesetzt sind. Diese Anordnung kann ohne weiteres mit Hilfe heutiger IC-Technologien erreicht werden. In ähnlicher Weise sind die Transistoren Qg, Q_q und Q₁₀ alle NPN-Transistoren, so daß die gesamte Schaltung in flächenüblicher IC-Techniken hergestellt werden kann.

Im Betrieb liefert die Stromquelle 104 einen Strom I_ß, der von dem Strom I. abweicht, der von jeder der Stromquellen IO6 und 108 geliefert wird. Bei geeigneter Auswahl der Widerstands- und Stromquellenwerte fließt im wesentlichen der gesamte Strom von der Stromquelle 104 durch den Transistor Q₁, und die Diode Q₁-. In ähnlicher Weise ist der von der Stromquelle I06 an die Operations-Gleichrichterschaltung abgeleitete Strom vernachlässigbar (was noch erkennbar wird), so daß im wesentlichen der gesamte aus der Stromquelle 106 herausfließende Strom über die Dioden Qg und Q₇ fließt. Im allgemeinen ergibt sich bei Raumtemperatur für jedes dB-Unterschied im Strom zwischen Ig und I_A ein Unterschied von 3 Millivolt in dem Diodenspannungsabfall (d.h. der Basis-Emitter-Spannung der als Diode geschalteten Transistoren) entlang jeder Diode Qg und Q₇ gegenüber dem Diodenspannungsabfall (d.h. der Basis-Emitter-Spannung der als Diode geschalteten Transistoren) längs jedes Transistors Qn und der Diode Q₅. Wenn beispielsweise Iq= 10 χ .1« ist, so ist die Differenz im Spannungsabfall längs jeder Diode Qg und Q₇

'»"·-· ·-" -^:· " 3 i 103 55 -Ob -

ungefähr - 60 mV oder ungefähr Insgesamt - 120 mV längs beider Dioden, verglichen mit den Spannungsabfällen längs der Transistoren Qh und der Dioden Qj-· Entsprechend dem Kirchhoff'sehen Spannungsgesetz ist der Spannungsabfall längs des Widerstandes 112 daher die Spannungsdifferenz zwischen dem gesamten Spannungsabfall längs der Dioden Qg und Q₇ und dem gesamten Spannungsabfall der Basis-Emitter-Grenzschicht des Transistors Qh und der Diode Q₁-- Daher beträgt bei einem Strom von Ig = 10 χ I. der Spannungsabfall längs des Widerstandes 112 etwa 120 mV.

In diesem Beispiel entspricht daher die Spannung längs des Widerstandes 112 der Dekadendifferenz in dem Strom, der durch die beiden Dioden Qg und Q₇ fließt, und in dem Strom, der durch sowohl den Emitter des Transistors Q₁, als auch die Diode Q₅ fließt. Wenn daher I_ß = 10 χ I. ist, so beträgt der Spannungsabfall bei Raumtemperatur längs des Widerstandes 112 gleich 120 mV. In ähnlicher Weise beträgt bei I_ß = 100 χ I_A der Spannungsabfall längs des Widerstandes 112 bei Raumtemperatur 240 mV.

Der Strom durch den Widerstand 112 ist daher gleich der Differenz in dem Spannungsabfall der Dioden Qg und Q₇ und der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q₁, plus dem Spannungsabfall der Diode Q₁- dividiert durch den Wert des Widerstandes 112. Entsprechend dem Kirchhoff'sehen Stromgesetz ist der Strom durch den Widerstand 110 gleich dem Strom durch den Widerstand 112, weil der Strom durch die Dioden Qg und Q₇, d.h. I. gleich dem Strom, der von der Quelle IO8 aus dem Verbindungspunkt 114 bezogen wird, d.h. ebenfalls auf I. eingestellt. Die Spannung längs des Widerstandes 110 ist gleich dem Strom durch den Widerstand 110 multipliziert mit dem Widerstandswert des Widerstandes 110.

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Die zwischen den Anschlüssen 100 und 102 gelieferte Vorspannung ist gleich dem Spannungsabfall der Diode Qg plus dem Spannungsabfall der Diode Q₇ abzüglich des Spannungsabfalls längs des Widerstandes 110. Dieser letztgenannte Spannungsabfall entspricht einer ausweichenden Spannung zur Änderung des Stromes durch die Transistoren Q₁ und Q„ um k Dekaden weniger als I., wobei k eine konstante (nicht notwendigerweise eine ganze Zahl) ist, die gleich dem Verhältnis des Widerstandswertes des Widerstandes 110 zum Widerstandswert des Widerstandes 112 ist.

Im allgemeinen ist, wenn I_ß = nI_A ist, die Spannung längs des Widerstandes 112 derart, daß, wenn sie von der Spannung längs der Diodenkette subtrahiert wird, bewirkt, daß der Strom durch die Diodenkette um einen Paktor von η verringert wird. Die Spannung längs des Widerstandes 110 ist dann derart, daß sie bei einer Subtraktion von der Spannung längs der Diodenkette eine Verringerung des Stromes durch die Diodenkette um einen Paktor von η zur k-ten Potenz bewirkt. Weil die Spannung längs der Ausgangsanschlüsse 100 und 102 gleich dem Spannungsabfall längs der aus den Dioden Qg und Q₇ bestehenden Diodenkette abzüglich des Spannungsabfalls längs des Widerstandes 110 ist, und weil die Dioden Q_c und Q₇ hinsichtlich ihrer Charakteristik

ο ι

an die Transistoren Q₁ und Q₂ angepaßt sind, ist der Strom durch die letztgenannte Diodenkette um einen Paktor von η zur k-ten Potenz kleiner als I..

Wenn beispielsweise I. = 10 Mikroampere ist, I„ = 50 Mikroampere ist, der Widerstand 112 einen Wert von ikOhm und der Widerstand 110 einen Wert von 6k0hm aufweist, so beträgt der Wert von I gleich 640 pA, in diesem Pail ist η = 5,k = 6 und der Strom I . durch die Transistoren Q₁ und Q₂ ist um 5 (15625J kleiner als 10 Mikroampere.

Es ist ohne weiteres zu erkennen, daß der Spannungsabfall längs des Widerstandes 110 entsprechend einem vorgegebenen Temperaturkoeffizienten temperaturabhängig ist, weil die Spannung proportional zu dem durch die Widerstände 110 und 112 fließenden Strom ist, der seinerseits proportional zum' Spannungsabfall längs des Widerstandes 112 ist. Der Spannungsabfall längs des Widerstandes 112 ist gleich der Differenz der Spannungsabfälle längs der Dioden Qg und Q₇ und der Spannungsabfälle längs des Transistors Q₂. und der Diode Q₁-. Das Spannungsdifferential längs des Widerstandes 112 steht linearer Beziehung zur Temperatur, weil die Differenz zwischen dem Spannungsabfall längs des Diodenpaares Qg und Q₇ und dem Spannungsabfall längs des Transistors Q₁, und der Diode Q₁- in linearer Beziehung zur Temperatur stehen. Es ist zu erkennen, daß, wenn der Transistor Q^ und die Dioden Qg, Q₇ und Q(-, die als Diode geschaltete Transistoren sind, hinsichtlich ihrer Vbe/Ic-Charakteristik an die Transistoren Q₁ und Qp angepaßt sind und der gleichen Umgebungstemperatur unterworfen werden, eine Temperaturänderung oiie Vorspannung längs der Anschlüsse 100 und 102 um einen Betrag verändert, der gleich der Änderung des Spannungsabfalls längs der Dioden Qg und Q₇ sowie der Änderung des Spannungsabfalldifferentials längs des Widerstandes 110 ist. Hinsichtlich der Änderung des Spannungsabfalls längs der Dioden Qg und Q₇ ist jedoch eine identische Änderung des Basis-Emitter-Spannungsabfalls in den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q. und Q₂ abzüglich der Spannungsänderung längs des Widerstandes 112 für einen konstanten Wert von I_ci_rc erforderlich, weil diese Halbleiterbauelemente hinsichtlich ihrer Vbe/Ic-Charakteristiken angepaßt sind. Auf diese Weise wird der Temperaturkoeffizient des Vorspannungsgenerators 19 an den Temperaturkoeffizienten der Schaltung angepaßt. Wenn daher der Wert des Widerstandes 110 gleich dem Wert des Widerstandes 112 ist, sind die Spannungsabfälle längs dieser Wider-

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stände gleich. In dem Fall, injdem I_ß = 10 I_A ist, beträgt der Spannungsabfall längs jedes Widerstandes 110 und 112 bei Raumtemperatur 120 mV. Wenn der Wert des Widerstandes gleich dem Doppelten des Wertes des Widerstandes 112 ist, so ist der Spannungsabfall längs des Widerstandes 110 doppelt so groß wie der Spannungsabfall längs des Widerstandes 112. In dem Fall, indem I_ß = 10I_A ist, beträgt der Spannungsabfall längs des Widerstandes 110 an + 240 mV.

Der durch die Transistoren Q. und Q₂ hindurch hervorgerufene

Strom Ί. · ist daher um η Dekaden kleiner als I., wobei circ A

η das Verhältnis (nicht notwendigerweise eine ganze Zahl) des Widerstandswertes des Widerstandes 110 zum Widerstandswert des Widerstandes 112 ist. Entsprechend ist I_c-_rc um eine Dekade kleiner als I_A oder gleich ¹^₁Q* wenn der Widerstand 112 gleich dem Widerstand 110 ist. In ähnlicher Weise ist, wenn der Widerstand 110 den doppelten Widerstandswert aufweist, v^ie der Widerstand 112, der Strom I . um zwei Dekaden kleiner als I_A, oder gleich I_A/₁₀₀» ^usw·

In gleicher Weise bleibt I i_rc eine Funktion des Verhältnisses der Widerstände 110 und 112,sodaß sich I. nicht mit der Temperatur verändert. Daher beeinflußt die Änderung der Vorspannung mit der Temperatur den Wert des Stromes Ι_.·_ , der auf den maximal annehmbaren Pegel eingestellt ist, nicht.

Die Transistoren Qg und Q„ liefern den für den erforderlichen Spannungsabfall erforderlichen Strom an die Widerstände 110 und 112. Die Transistoren Qg und Q_g ergeben eine Gegenkopplung und dienen als Puffer zwischen der Stromquelle 104 und den Widerständen 110 und 112. Wenn der Strom durch den Widerstand 112 nicht ausreicht, um den gemessenen Spannungsabfall zu erzeugen, so wird Strom von der Stromquelle 104 an die

Basis des Transistors Qg abgeleitet, wodurch der Transistor Q_Q ausreichend leitend wird, um den erforderlichen Strom an die Widerstände 110 und 112 zu liefern. Der Transistor Q₁₀ begrenzt den der Stromquelle 104 von den Transistoren Qo und Q_Q entnommenen Strom, so daß eine Verriegelungssituation, die unter bestimmten Bedingungen aufgrund bestimmter Eigenschaften der Last längs der Anschlüsse 100 und 102 und der Form des eine niedrige Impedanz aufweisende Knotenpunktes, mit der die Diode Qj- verbunden ist (der in Fig. 2 schematisch als Erde dargestellt ist), auftreten kann, vermieden wird.

Obwohl der Vorspannungsgenerator anhand einer bevorzugten Ausführungsform beschrieben wurde, können verschiedene Änderungen an diesem Vorspannungsgenerator durchgeführt werden, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. Beispielsweise kann die Anzahl der Referenzdioden, die zwischen der Stromquelle 106 und dem Verbindungspunkt eingeschaltet sind, und die Anzahl der Dioden zwi-

schen dem Emitter des Transistors Q₂, und dem als Erdanschluß gezeigten, eine niedrige Impedanz aufweisenden Knotenpunkt von der jeweiligen in Fig. 2 gezeigten Anzahl abweichen. Im einzelnen ist die Anzahl der Referenzdioden, die zwischen der Stromquelle 106 und dem Verbindungspunkt 114 zur Bildung einer Diodenkette verwendet werden, gleich der Anzahl der Halbleiterelemente der Lastschaltung, die längs der Anschlüsse 100 und 102 angeschaltet ist. In ähnlicher Weise ist die Anzahl der Dioden, die zwischen dem Emitter des Transistors Q₁. und dem als Erde dargestellten, eine niedrige Impedanz aufweisenden Knotenpunkt angeordnet sind, um die zweite

Diodenkette zu bilden, um den Wert 1 kleiner als die Anzahl der Halbleiterelemente der Lastschaltung, die längs der Anschlüsse 100 und 102 angeschaltet ist, weil die Basis-Emitterstrecke des Transistors Q₁. als Referenzdiode wirkt. Zusätzlich sind die Referenzdioden in jeder Diodenkette von der gleichen Art und an die der Lastschaltung angepaßt, die längs der Anschlüsse 100 und 102 angeschaltet ist. Wenn daher die Lastschaltung in der gezeigten Weise zwei NPN-Transistoren aufweist, so sind die Dioden Qr, Qg, Q₇ und der Transistor Q₁₁ angepaßte NPN-Transistoren, wie dies weiter oben beschrieben wurde. Wenn die Lastschaltung jedoch einen NPN-Transistor und einen PNP-Transistor aufweisen würde, so würden die Dioden Qg und Q„ NPN- bzw. PNP-Transistoren sein, die Diode Q₁- würde ein PNP-Transistor sein, wobei sowohl die PNP- als auch die NPN-Transistoren jeweils aneinander angepaßt wären. In dieser Hinsicht ist festzustellen, daß, wenn die Lastschaltung insgesamt nur PNP-Transistoren aufweist, der Vorspannungsgenerator in offensichtlichei|weise dadurch modifiziert wird, daß die Transistoren Q₁^, Qg, Q_g und Q₁₀ als PNP-Transistoren ausgebildet werden und zwar ebenso wie die Dioden in jeder Diodenkette aus PNP-Transistoren gebildet würden, und alle Transistoren wären aneinander angepaßt ausgebildet. Entsprechende Änderungen der Polarität der Stromquellen 104, 106 und 108 wären selbstverständlich erforderlich. Schließlich ist es nicht erforderlich, daß alle NPN-Transistoren oder alle PNP-Transistoren aneinander angepaßt sind, sofern jedes

Halbleiterelement in der Lastschaltung an ein Halbleiterelement mit der gleichen Art in jeder Diodenkette angepaßt ist.

Aus dem Vorstehenden ist zu erkennen, daß der beschriebene Vorspannungsgenerator bei Temperaturänderungen der Temperatur als Funktion des Spannungsabfalls längs der Basis-Emitter-Strecke eines oder mehrerer Transistoren sowie des Verhältnisses der Widerstände 110 und 112 folgt, so daß der maximal annehmbare Wert des Stromes I . als Punktion der Widerstände 110 und 112, des Strompegels von der Stromquelle 106 und des Verhältnisses der von den Stromquellen und 104 zugeführten Ströme erzielt wird. Die Verwendung des vorstehend beschriebenen Vorspannungsgenerators in einer Operationsverstärker-Gleichrichterschaltung der in der US-Patentschrift 4097767 beschriebenen Art ergibt einen Operationsverstärker-Gleichrichter mit wesentlich verbesserten Eigenschaften.

Claims

17*.* März 1981 I6999 F/Ht

Patentansprüche

/ 1. yvorspannungsgenerator

—zur Lieferung einer Vorspannung an eine Lastschaltung, gekennzeichnet durch Signalgeneratoreinrichtungen zur Erzeugung der Vorspannung, die Einrichtungen (104, 106, 110, 112, Q₁J bis Q₇) zur Einstellung des Pegels der Vorspannung derart einschließen, daß sich die Vorspannung entsprechend einer vorgegebenen Beziehung mit der Temperatur ändert.

2. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet, daß die vorgegebene Beziehung eine Punktion der Änderung des Spannungsabfalls längs der Basis-Emitter-Grenzschicht eines Halbleiterelementes mit Änderungen der Umgebungstemperatur ist..

3. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 2,dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Einstellung des Pegels der Vorspannung Einrichtungen (106,108, Qg, Q₇) zur Ausbildung einer ersten Bezugsspannung, Einrichtungen (Q₂J, Qa) zur Ausbildung einer zweiten Bezugsspannung und Einrichtungen (112) zur Lieferung einer Differenzspannung in Abhängigkeit von einem Vergleich zwischen

1 1 η ί ib

den ersten und zweiten Bezugsspannungen einschließen, und daß die Differenzspannung auf die Änderung des Spannungsabfalls längs der Basis-Emitter-Grenzschicht von zumindestens einem Halbleiterelement als Punktion der Änderung der Temperatur bezogen ist.

Vorspannungsgenerator nach Anspruch 3* dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Einstellung des Pegels der Vorspannung weiterhin Einrichtungen (110) zur Erzeugung eines vervielfachten Signals gleich dem Differenzsignal multipliziert mit einer Konstante k und Einrichtungen zur Summierung des vervielfachten Signals mit dem ersten Bezugsignals zur Bildung der Vorspannung einschließen.

Vorspannungsgenerator nach Anspruch 4,dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Ausbildung der ersten Bezugsspannung eine erste Stromquelle (106), die einen Strom I. mit einem ersten vorgegebenen Pegel liefert, und erste Halbleiterelemente (Qg, Q₇) einschließen, die den Strom I. leiten und einen ersten Spannungsabfall längs der Basis-Emitter-Grenzschicht und zumindestens einem Halbleiterelement ausbilden, daß die Einrichtungen zur Ausbildung der zweiten Bezugsspannung eine zweite Stromquelle (104) einschließen, die einen Strom I₀ liefert, um einen

zweiten Spannungsabfall längs der Basis-Emitter-Grenzschicht von zumindestens einem weiteren Halbleiterelement (Qjj» Qc) auszubilden, und daß die Einrichtungen zur Lieferung der Differenzspannung Einrichtungen (112) zur Subtraktion des ersten Spannungsabfalls von dem zweiten

Spannungsabfall zur Lieferung der Differenzspannung einschließen.

6. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Subtraktion der ersten und zweiten Spannungsabfälle einen ersten Widerstand (112) einschließen, was die Einrichtungen zur Erzeugung des vervielfachten Signals einen zweiten Widerstand (110) einschließen, der mit dem ersten Widerstand verbunden ist, so daß der durch den ersten Widerstand (112) hindurch erzeugte Strom durch den zweiten Widerstand (110) geliefert wird, und daß die Konstante k durch das Verhältnis des zweiten Widerstandes (110) zu dem ersten Widerstand (112) definiert ist.

7. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 6,dadurch gekennzeichnet, daß Ig= nl. ist, worin η eine von 1 abweichende Konstante ist.

8. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch zwei Ausgangsanschlüsse (100, 102) zum Verbinden des Generators mit Eingangs-Vorspannungsanschlüssen der Schaltung derart, daß die Last der längs der Eingangs-Vorspannungsanschlüsse angeschalteten Schaltung eine Spannungs-Temperatur-Punktion definiert, die identisch zu der Spannungs-Temperatur-Funktion der ersten Halbleiterelemente (Qg> Q₇) ist.

9. Vorspannungsgenerator zur Lieferung einer Vorspannung längs Eingangs-Vorspannanschlüssen einer Schaltung und

zur Erzeugung eines Vorspannstromes durch diese Anschlüsse hindurch, wobei die Schaltung von der Art ist, die eine Last längs der Eingangs-Vorspannungsanschlüsse derart bildet, daß Änderungen des Spannungsabfalls längs der Last der Schaltung bei Temperaturänderungen auftreten, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspannungsgenerator Einrichtungen zur Lieferung des Vorspannstromes mit einem vorgegebenen Pegel, Einrichtungen zur Erzeugung der Vorspannung und Einrichtungen zur Änderung der Vorspannung als Funktion der Änderungen des Spannungsabfalls längs der Last der Schaltung in Abhängigkeit von Temperaturänderungen einschließt.

10. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktion auf die Änderung des Spannungsabfalls längs zumindestens einer Basis-Emitter-Grenzschicht eines Halbleiterelementes bei Änderungen der Temperatur bezogen ist.

11. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Änderung der Vorspannung Einrichtungen (106, Qg, Q₇) zur Ausbildung einer ersten Bezugsspannung, Einrichtungen (Q₂., Q₁.) zur Ausbildung einer zweiten Bezugsspannung und Einrichtungen (112) zur Lieferung einer Differenzspannung in Abhängigkeit von einem Vergleich zwischen den ersten und zweiten Bezugsspannungen einschließen, und daß die Differenzspannung auf die Änderung des Spannungsabfalles längs der Basis-Emitter-Grenzschicht eines Halbleiterelementes als Funktion der Temperaturänderung bezogen ist.

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^r1355

12. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Änderung der Vorspannung Einrichtungen (110) zur Erzeugung eines vervielfachten Signals, das gleich dem Differenzsignal multipliziert mit einer Konstante k ist, und Einrichtungen zur Summierung des vervielfachten Signals mit dem ersten Bezugssignal zur Bildung der Vorspannung einschließen.

13· Vorspannungsgenerator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Ausbildung des Pegels der ersten Bezugsspannung eine erste Stromquelle (106) für einen Strom I. mit einem ersten vorgegebenen Pegel und erste Halbleiterelemente (Qg, Q₇) zur Weiterleitung des Stromes I. zur Ausbildung eines ersten Spannungsabfalles längs der Basis-Emitter-Grenzschicht von mindestens einem Halbleiterelement einschließen, daß die Einrichtungen zur Ausbildung des Pegels der zweiten Bezugsspannung eine zweite Stromquelle (104) für einen Strom I_ß mit einem zweiten vorgegebenen Pegel und zweite Halbleiterelemente (Q₁J* Qc) zur Weiterleitung des Stromes I_ß zur Ausbildung eines zweiten Spannungsabfalls längs der Basis-Emitter-Grenzschicht von zumindestens einem weiteren Halbleiterelement einschließen, und daß die Einrichtungen zur Lieferung der Differenzspannung Einrichtungen zur Subtraktion des ersten Spannungsabfalls von dem zweiten Spannungsabfall zur Ausbildung der Differenzspannung einschließen.

31 Ί 0355

14. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Subtraktion der ersten und zweiten Spannungsabfälle einen ersten Widerstand (112) und die Einrichtungen zur Erzeugung des vervielfachten Signals einen zweiten Widerstand (110) einschließen, der mit dem ersten Widerstand derart verbunden ist, daß der durch den ersten Widerstand hindurch erzeugte Strom durch den zweiten Widerstand hindurch erzeugt wird, und daß die Konstante k durch das Verhältnis des zweiten Widerstandes zu dem ersten Widerstand definiert ist.

15. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß

Ig = nl. ist, wobei η eine von 1 abweichende Konstante ist.

16. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspannstrom gleich dsr^nderung des Stromes I_A multipliziert mit η zur k-ten Potenz erhoben ist.

17. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 15,

gekennzeichnet durch

Einrichtungen(Qn, Q_q) zur Lieferung eines Stromes, durch den zweiten und den ersten Widerstand.

18. Vorspannungsgenerator nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichne t, daß

die Einrichtungen zur Lieferung des Stromes Gegen^kopplungseinrichtungen (Qg, Qg) zur Erzeugung eines Stromes durch den ersten und den zweiten Widerstand einschließen, wenn die Einrichtungen zur Subtraktion der zweiten Bezugsspannung von der ersten Bezugsspannung nicht ausreichen,einen Strom durch die Widerstände hervorzurufen.

19. Vorspannungsgenerator nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Verwendung mit einer Schaltung zur Gleichrichtung eines Wechselstrom-Eingangssignals, das dem Eingangsanschluß der Einrichtung zugeführt ist j deren Ausgangsanschluß mit einer Gleichstromquelle verbunden ist, wobei die Einrichtung einen Verstärker mit einem Ausgangsanschluß und einem Eingangsanschluß, der mit dem Eingangsanschluß der Einrichtung verbunden ist, einen ersten Übertragungspfad mit einem ersten steuerbaren Strom-Übertragungselement, das zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen der Einrichtung angeschaltet ist und so angeschaltet ist, daß es durch das Ausgangssignal von dem Verstärker steuerbar ist, so daß der Strom zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen der Einrichtung entlang des ersten Übertragungspfades nur dann fließt, wenn das Eingangssignal eine erste Polarität aufweist, einen zweiten Übertragungspfad mit einem zweiten steuerbaren Stromübertragungselement, das zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen der

Einrichtung angeschaltet ist und so angeschaltet ist, daß es durch das Ausgangssignal von dem Verstärker derart steuerbar ist, daß ein zweiter Strom · zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen der Verstärkerstufe entlang des zweiten Übertragungspfades fließt, während ein invertierter Strom mit im wesentlichen gleicher Amplitude, jedoch zum zweiten Strom entgegengesetzter Polarität gleichzeitig zwischen dem Ausgangsanschluß des Verstärkers und dem Ausgangsanschluß der Einrichtung entlang des zweiten Übertragungspfades nur dann fließt, wenn das Eingangssignal eine zur ersten Polarität entgegengesetzte Polarität aufweist, und Vorspannungseinrichtungen zur Erzeugung einer Vorspannung zur .Vorspannung des Aus-

emschließt

gangsignals des Verstärkers derart/T"daß die Signalanstiegsgeschwindigkeit des Verstärkers verringerbar ist, und wobei die Vorspannungseinrichtung einen umlaufenden Strom in den ersten und zweiten Übertragungspfaden und einen Stromfehler am Ausgangsanschluß der Einrichtung hervorruft, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinrichtungen Einrichtungen zur Lieferung eines umlaufenden Stromes mit einem maximalen vorgegebenen Wert und einer Spannungs-Temperaturfunkt ion einschließen, die im wesentlichen die gleiche wie die Spannungs-Temperaturfunktion der Einrichtung ist.