DE3032091C2

DE3032091C2 - Vorrichtung zur elektrischen Wärmemengenmessung

Info

Publication number: DE3032091C2
Application number: DE19803032091
Authority: DE
Inventors: Eugen El.-Ing.(grad.) 6700 Ludwigshafen Hoch
Original assignee: Elster Ag Mess und Regeltechnik 6700 Ludwigshafen; Elster AG Mess und Regeltechnik
Current assignee: Spanner Pollux GmbH
Priority date: 1980-08-26
Filing date: 1980-08-26
Publication date: 1986-09-04
Also published as: CH664016A5; AT388456B; SE450663B; DK158165C; NL8103970A; DE3032091A1; SE8104874L; DK158165B; FR2489509A1; ATA369681A; GB2082780A; DK372481A; NL191295C; GB2082780B; FR2489509B1; BE890067A

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur elektrischen Wärmemengenmessung, enthaltend einen Anlogteil und einen Digitalteü, die von einer einzigen Batterie speisbar sind, gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Derartige Wärmemengenzähler sind beispielsweise bekannt aus den DE-OS 28 16 611, 28 01938 und 10 782 oder der GB-PS 15 46 507, Bei allen diesen bekannten Schaltungen ist jedem der beiden Meßwiderstände zur Messung der Vor- bzw. Rücklauftemperatur ein eigener Referenzwiderstand in Serie geschaltet, so daß sich eine Meßbrückenschaltung ergibt. Zu Erzeugung der Referenzspannung sind weitere Spannungsteiler vorgesehen. Zur Weiterverarbeitung der Meßspannung sind mit Widerständen beschaltete Differenzver-

stärker erforderlich. Die Fehler und Driften aller dieser Widerstände sowie der als Differenzverstärker, Integrator und Komparator geschalteten Operationsverstärker gehen direkt als Nullpunkts- bzw. Steilheitsfehler in das Meßergebnjs ein. Insbesondere die Langzeitdrift der elektronischen Bauelemente erzeugt Fehler von ganz erheblichen Ausmaßen.

Erschwerend kommt hinzu, daß eine Meßbrückenschaltung mit Widerständen systembedingte Meßfehler erzeugt Dies ist in der GB-PS 15 46 507 beschrieben. In dieser Literaturstelle wird deshalb vorgeschlagen, die beiden Referenzwiderstände durch zwei Konstantstromgeneratoren zu ersetzen. Da jeder Konstantstromgenerator jedoch wieder aus fehler- und driftbehafteten elektronischen Bauelementen besteht, läßt sich die theoretisch mögliche Verbesserung der Messung in der Praxis nicht erreichen.

Aus der AT-PS 3 49 239 ist eine Schaltungsanordnung zur digitaien Darstellung von mit nicht-linearen Sensoren erfaßten Meßgrößen bekannt Ein Meßwiderstand und ein Referenzwiderstand liegen in Serie, so daß sie vom selber. Strom durchflossen werden. Die an Meß- und Referenzwiderstand entstehenden Spannu':gsabfäl-Ie werden mit Hilfe einer Dual-Slope-Schaltung digitalisiert. Durch die Parallelschaltung von Widerständen zum Integrationswiderstand wird die Steilheit der Integrationskurve der nicht-linearen Charakteristik des Meßwidestandes stufenweise angepaßt Zur Messung von Temperaturdifferenzen, wie es bei Wärmemengenzählern erforderlich ist macht diese Literaturstelle keine Angaben.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannten, eingangs beschriebenen Vorrichtungen zur elektrischen Wärmemengenmessung dahingehend zu verbessern, daß durch die Minimalisierung der Fehler- und Driftquellen die Genauigkeit und Beständigkeit des Meßergebnisses optimal wird.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1.

Damit ergeben sich die Vorteile, daß den beiden Meßwiderständen zur Erfassung der Vor- und Rücklauftemperatur ein und derselbe Referenzwiderstand in Serie geschaltet ist und daß allein dieser Referenzwiderstand verantwortlich ist für die Genauigkeit und Stabilität des Meßergebnisses. Das erfindungsgemäß erreichte Minimum an Fehlerquellen kann nicht mehr unterschritten werden, da wenigstens eine Referenzgröße in allen Meßschaltungen nötig ist. Änderungen der elektrischen Werte der übrigen Schaltungsbauelemente sowie das Absinken der Batteriespannung im Laufe der Jahre haben keinen Einfluß auf Genauigkeit und Beständigkeit des Meßergebnisses.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist ein als Impedanzwandler geschalteter Verstärker vorgesehen, dessen Ausgang die Nullpotentialschiene der Schaltung bildet Die dadurch mögliche niederohmige Ankopplung der Nullpotentialschiene ist besonders dann von Vorteil, wenn die Dual-Slope-Schaltung mit einer Einrichtung zum selbsttätigen Offsetabgleich ausgerüstet ist, da dann der Offset-Speicherkondensator innerhalb kurzer Zeit aufgeladen werden kann.

Eine weitere Beschleunigung der Nullabgleichphase wird durch die Parallelschaltung eines niederohmigen Widerstandes zum Integrationswiderstand erreicht. Die durch diese Maßnahmen erreichbare Beschleunigung des Verfahrensablauf:; ist eine der Voraussetzungen für einen sparsamen Batterieverbrauch.

Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ist Gegenstand des Patentanspruchs 6. Hierbei liegen die beiden Meßwiderstände und der Referenzwiderstand ständig in Reihe und sind so immer vom selben Strom durchflossen. Die dabei entstehenden Spannungsabfälle werden in einer Sample-And-Hold-Schaltung in je einem Kondesator zwischengespeichert und anschließend in der Dual-Slope-Schaltung zeitlich nacheinander zur Bildung des Meßergebnisses ausgewertet Für die Genauigkeit und zeitliche Stabilität des Meßergebnisses ist auch hier allein der Referenzwiderstand verantwortlich. Für eine Korrektur der Meßergebnisse in Abhängigkeit von Dichte und Enthalpie des Wärmemediums sov/ie der Meßwiderstandskennlinie ist gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 8 vorgesehen, während der Referenzphase einen von der Differenz der Meßwiderstände abhängigen Korrekturstrom in den Integrationskondensator zu treiben. Die an den Meßwiderständen abgegriffenen Spannungsabfälle dienen somit auch zur Bildung des Korrekturstroms.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen in Verbindung mit der nachfolgenden Beschreibung von Ausführwgsbeispielen anhand der Zeichnung. Es zeigt

F i g. 1 ein erstes Schaltbeispiel einer Wärmemengen-Meßvorrichtung,

F i g. 2 das zugehörige Spannungs-Zeit-Diagramm am Integratorausgang der F i g. 1,

Fig.3 ein weiteres Schaltbeispiei eine Wärmemengen-Meßvorrichtung,

F i g. 4 das zugehörige Spannungs-Zeit-Diagramm am Integrationsausgang der F i g. 3,

Fig. 5 ein weiteres Schaltbeispiel einer Wärmemengen-Meßvorrichtung,

F i g. 6 ein weiteres Schaltbeispiel einer Wärmemengen-Meßvorrichtung, bei der sich alle Offsetgrößen gegenseitig kompensieren,

F i g. 7a und 7b die zugehörigen Spannungs-Zeit-Diagramme und

Fig.8 ein letztes Schaltbeispiel einer Wärmemengen-Meßvorrichtung unter Einsatz von Speicherkondensatoren.

Bc'. der Schaltungsanordnung der Fig. 1 sind zwei Meßwiderstände 1,2 vorgesehen, von denen je einer im Vorlauf und im Rücklauf einer Heizungsanlage liegen kann. In Serie liegt ein Referenzwiderstand 3. Eine Schaltergruppe 101, 102,111, 112, schaltet die Meßwidestände 1, 2 abwechselnd an eine Zuleitung 64 zum Minuspol der Batteriespannung Ub- Weitere Schalter 103,113 sorgen für eine entsprechende Anschaltung des Referenzwiderstandes 3 an eine Zuleitung 63 zum Pluspol der Batteriespannung Ub bzw. an den Eingang des Analog-Digital-Wandlers.

An den Verbindungspunkt 61 zwischen Referenzwidsrstard 3 und den Meßwiderständen 1, 2 ist der Eingang eines als Impedanzwadler geschalteten Verstärkers 5 geschaltet Der Ausgang des Impedan/Wandlers 5 bildet die Nullpotentialschiene 62 der MeDschaltung.

Der Analog-Digital-Wandler besteht aus einem Integrator 7 mit einem Integrationswiderstand 41 und einem Integrationskondensator 27 als Hauptkomponenten, einem Nullspannungsverstärker 8 mit einem über einen Widerstand 47 beschalteten Operationsverstärker und einem Komparator 9. An den Komparatot 9 schließen sich weitere, an sich bekannte Digital-Schaltmittel an, die das Meßergebnis weiterverarbeiten, bis es schließlich in einer Anzeige Ϊ) angezeigt wird.

Für einen selbsttätigen Nullabgleich des Analog-Digital-Wandlers 7,8,9 ist ein Nullabgleichkondensator 49

vorgesehen, der während der Nullabgieichphase bei darin geschlossenem Schalter 114 auf eine solche Spannung aufgeladen wird, daß unter Kompensation der Offsetüpannungen aller Operationsverstärker am Ausgang des Nullspannungsverstärkers 8 dieselbe Spannung anlieg;t wie an der Nullpotentialschiene 62, d. h. Null.

Mach einer Nullkorrektur des Analog-Digital-Wandlers; 7, 8, 9 folgt nun zunächst eine Auwärtsintegration der Meßspannung am Meßwiderstand 1, wobei die Steiierlogik 11 dafür sorgt, daß diese Aufwärtsintegration nach N Impulsen, die von einem Taktgenerator 12 geliefert werden, beendet wird. Anschließend erfolgt eine Abwärtsintegration der Referenzspannung am tempenuturunabhängigen Referenzwiderstand 3. Die Abwärtsintegration erfolgt also immer mit derselben Steigung und endet nach n\ Impulsen, sobald die Spannung am Integrationskondensator 27 den Wert Null erreicht und der Komparator 9 die Steuerlogik 11 stoppt.

Die Impulse Λ/bzw. n\ werden in einen Meßdauerzählcr ü3 bcis"ie!iwsisc sinen Vcrv/ärtsRückv.'artszählsr eingezahlt. Nach einem vollständigen Integrationsvorgang verbleibt im Meßdauerzähler eine bestimmte Impulszahl, die der Differenz der Widerstandswerte von Meßwiderstand 1 und Referenzwiderstand 3 proportional ist.

Nach einer weiteren Nullabgleichsphase erfolgt eine Aufwärtsintegration des Spannungsabfalls am Meßwidenitand 2 während einer Zeitspanne entspechend N Impulsen und eine anschließende Abwärtsintegration des Spannungsabfalls am Referenzwiderstand 3 während einer Zeitspanne von Π2 Impulsen. Die Impulsdifferen;; ni — /Ji ist ein Maß für die Widerstandsdifferenz R7 — R\ und damit für die Temperaturdifferenz zwischen Vorlauf und Rücklauf.

Um die Nichtlinearitäten der Meßwiderstände 1, 2 und die Abhängigkeit der Ethalpie und Dichte des Wärmeträgers von der Temperatur zu kompensieren, wird das Zählergebnis /73 — /ii korrigiert. Hierzu wird die Spannung am Ausgang 67 des Integrators 7 über einen Widerstand 43 abgegriffen und an einen Impedanzwandler 10,14 gelegt Wenn die Impulszahl lh gleich ist der Impulszahl n_t, wird der Schalter 110 geschlossen, so dr.ß über den Widerstand 45 ein Korrekturstrom entsprechend der Differenz der Meßwiderstandswerte in den Summationspunkt 66 des Integrators 7 getrieben wird. Dieser Korrekturstrom ist nicht konstant und ermöglicht eine nahezu vollständige Linearisierung der Beziehung zwischen der tatsächlichen Wärmemenge und dem Zählergebnis.

Während bei der Schaltung nach F i g. 1 während der Nullkorrektur gewisse Schwierigkeiten auftreten können, da der Ve.stärkerverband 7, 8 zu Schwingungen neigt und zur Unterdrückung dieser Schwingneigung der Null-Korrekturkondensator 49 eine große Aufladezeit benötigt, sind diese Schwierigkeiten bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig.3 vermeidbar. Diese Schaltungsanordnung hat weiterhin den Vorteil, daß die Steuerlogik 11 einfacher und sicherer aufgebaut werden kann. Bei dieser Schaltung entfällt der Null-Korrekturkondensator 49 und mit ihm die Widerstände 46,47,80 sowie die Schalter Ii3,114. An deren Stelle treten Widersitände 29, 30,31, 32, 33 sowie ein Schalter 107 neu hinzu.

Vor Beginn der Messung ist der Schalter 107 parallel zum !ntegrationskondensator 27 geschlossen, um Fehlschaltungen zu vermeiden.

Bei Beginn einer Messung, der durch das Eintreffen einer. Impulses über den Mengenzählkontakt 52 und den Widerstand 51 in der Steuerlogik 11 ausgelöst wird wird der Meßwiderstand 1 im Rücklauf über den Schalter 101 an die die Betriebsspannung — Ub führende Zuleitung 62 gelegt. Der Schalter 107 wird geöffnet und der Schalter 111 geschlossen. Es findet eine Aufwärtsintegration der aus der Rücklauftemperatur resultierenden Meßspannung statt. Wenn die Ausgangsspannung am Ausgang 67 des Integrators 7 nach Zeit tm (MR «· Meßspannung im Rücklauf) die Spannung, die am Summationspunkt 66 liegt erreicht (Fig.4), die durch die Größe der Widerstände 29,30,31 am Schwellenspannungsschalter 4 und die Spannung an der Potentialschiene 62 und der Zuleitung 63 gegeben ist, kippi die Spannung am Ausgang des Schwellenspannungsschalters 4 vom an der Zuleitung 63 liegende Potentia um und liefert einen Impuls an die Steuerlogik 11. Dadurch wird der Schalter 101 geöffnet und der Schaltei 103 geschlossen. Die über dem Refcnzwiderstand 3 abfallende Referenzspannung wird an den Integrator 7

geht die Spannung im Summationspunkt 66 durch Null, die Spannung am Ausgang des Komparator S kippt vom Potential an der Zuleitung 64 auf das Potential an der Zuleitung 63 und liefert wiederum einen Impuls an die Steuerlogik 11.

Nun wird wieder der Schalter 103 geöffnet und dei Schalter 101 geschlossen. Die reguläre Aufwärtsintegration der aus der Rücklauftemperatur resultierender Meß.v-innung über Λ/Taktimpulse wird vorgenommen Nach dem dabei von dem Meßdauerzähler 13 an dif Steuerlogik 11 abgegebenen Stoppimpuls wird dei Schalter 101 geöffnet und der Schalter 103 geschlossen Damit erfolgt die Abwärtsinte&ration der zur Rücklauftemperaturmessung gehörenden Referenzspannung, die bis zum erneuten Kippen des Komparators 9 eine Anzahl von n\ Taktimpulsen ergibt. Diese n\ Impulse werden wieder in dem Speicher 14 gespeichert.

Jetzt werden die Schalter 101 und 103 geöffnet unc die Schalter 112 und 102 geschlossen. Die aus der Vorlauftemperatur resultierende Spannung am Meßwiderstand 2 wird aufwärts integriert. Wenn die Spannung arr Summationspunkt 66 wieder die Spannung am Ausgang 67 des Integrators 7 erreicht, kippt der Schwellenspannungsschalter 4 und an seinem Ausgang entsteht ein Impuls vom Potential der Zuleitung 64 auf das Potential der Zuleitung 63, der auf die Steuerlogik 1 wirkt und diese zum öffnen des Schalters 102 und Schließen des Schalters 103 veranlaßt Hierdurch erfolgt wieder die Abwärtsintegration der Spannung am Summationspunkt 66 des Integrators 7, die beim Nulldurchgang (Potentialschiene 62) wieder das Kippen des Komparators 9 sowie die Beeinflussung der Steuerlogik 11 und das Ausschalten des Schalters 103 und Einschalten des Schalters 102 bewirkt

Jetzt wird die der Vorlautemperatur proportionale Meßspannung aufwärts integriert Nach N Taktimpulsen wird vom Meßdauerzähler 13 ein Impuls an die Steuerlogik 11 abgegeben, der Schalter 102 geöffnet und der Schalter 103 geschlossen. Es folgt die Abwärtsintegration mit der zur Vorlauftemperaturmessung gehörenden Referenzspannung. Da der Wert des Meßwiderstands 1 im Vorlauf größer ist als der Wert des Meßwiderstands 1 im Rücklauf, ist die Zahl der Taktimpulse /32 größer als n\. Beim Oberschreiten der im Speicher 14 gespeicherten Impulszahl m spricht der Vergleicher 15 an und beeinflußt die Steueriogik 11 derart, daß die Taktimpulse Π2—Π\ in den Ergebniszähler 16 eingezählt werden. Bei jedem Oberlauf des Ergebniszählers 16

wird die Anzeige 17 weitergezählt.

Bei den beschriebenen Anordnungen nach F i g. 1 und F i g. 3 sind die Integrationszeiten noch verhältnismäßig lang. Es wäre wünschenswert, insbesondere bei Batteriebetrieb, bei dem an sich nur der Ergebniszähler 16 und der vom Mengenzählerkontakt 52 gesteuerte Empfangsteil in der Steuerlogik 11 dauernd eingeschaltet sein müssen, während der Analogteil und der restliche Digital?,*·; 11-12-13-14-15 über einen von der Steuerlogik 11 gesteuerten Schalter 115 anstelle der Leitungsverbindung 116 nach Schließen des Mengenzählerkontaktes 52 nur für die Meßzeit eingeschaltet zj sein brauchen, die Integrationszeiten so kurz wie möglich zu machen. Dies wird mit einer in F i g. 5 gezeigten Weiterbildung der Erfindung ermöglicht.

Die Aufwärtsintegrationen dauern deshalb so lange, weil sozusagen über den gesamten Widerstandswert 1 bzw. 2 integriert wird. Um zum Beispiel eine Differenz von 12 0hm zwischen angenommenen 120 Ohm und ι ja νιιΐΐϊ aiS 7/2 — fi\ ZU LmuCn, müu — SCiiCPi lsCi \λΖϊ Beschreibung der F i g. 1/2 und F i g. 3/4 erläutert — die »toter«, Πι proportionale Zeit n\ ■ r, die dem Widerstand 120 Ohm entspricht, zweimal durchlaufen werden, (r — zeitlicher Abstand zweier Impulse.) Wenn es gelingt, die Differenz nicht von Null bis zu den Meßwerten, sondern umgekehrt vom höchsten zu erwartenden Wert bis zu den Meßwerten zu messen, kann die Integrationszeit sehr viel kürzer werden.

Nach der Erfindung wird dieser Gedanke wie in F i g. 5 dargestellt verwirklicht. Die Meßwiderstände 1 und 2 werden mit einem jeweils zugehörigen, durch einen D.iferenzverstärker 6 gesteuerten Widerstand 23 oder 24, zum Beispiel in Gestalt von Feldeffekttrasistoren, nacheinander über die Schalter 102 oder 105 mit dem Referenzwiderstand 3 in Reihe geschaltet. Diese Meßkette liegt an der Speisespannung Ub der Zuleitungen 63,64. Der Meßkette ist der Spannungsteiler 21,22 naraiipi «»eschsiiet unH ebenfalls an die Sⁿs!s£sⁿannun^of Ub gelegt Der Bezugspotentialpunkt 61 liefert die Bezugsspannung Null, die über den als Spannungsfolger geschalteten Verstärker 5 auf die Potentialschiene 62 übertragen wird. Der Differenzverstärker 6 liegt mit seinem nicht invertierenden Eingang direkt an der Potentialschiene 62 und mit seinem invertierenden Eingang an dem Potentialpunkt 68 am Verbindungspunkt zwischen dem Referenzwiderstand 3 und den gesteuerten Widerständen 23,24, von denen bei einem Meßvorgang jeweils einer geschaltet ist Da der Differenzverstärker 6 eine hohe Verstärkung hat, zum Beispiel 2 · 10⁵, und da die erforderliche Steuerspannung an seinem Ausgang 69 für die gesteuerten Widerstände 23,24 nur um einige 100 mV differieren wird, liegt der Fehler zwischen den Spannungen an der Potentialschiene 62 und am Potentialpunkt 68 am invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 6 nur in der Größenordnung von Bruchteilen von μν bis einigen μν. Bei den den Temperaturen proportionalen Spannungen über den Meßwiderständen 1 oder 2 bzw. über den gesteuerten Widerständen 23,24 von mehreren mV pro K ergibt das nur Fehler in Bruchteilen von 10~³ K.

Der Ablauf eines Meßzyklus ist ähnlich dem, wie er anhand der F i g. 3 und 4 beschrieben ist

Soll mit Temperaturen zwischen 20⁰C und 100⁰C gearbeitet werden und wird zum Beispiel das Verhältnis der Widerstände 21, 22 so ausgelegt, daß noch 150⁰C (bei Ri = 160 Ohm; R₂* = 0 Ohm) gemessen werden könnten, so erhält man bei dem obengenannten Beispiel nur Widestandsdifferenzen von 160 — 120 = 40 Ohm bzw. 160- 132 - 28 0hm (gegenüber 120 bzw. 132 Ohm), so daß jetzt die Integrationszeit nur etwa V₄ der Integrationszeit bei der Anordnung nach F i g. 3 beträgt. Der Spannungsteiler 21, 22 ist nicht kritisch und verursacht keine Meßfehler. Es muß nur gefordert werden, daß das Verhältnis Ri\IRn während der Meßphase stabil bleibt

F i g. 6 zeigt ein stark abgekürztes Verfahren, bei dem sämtliche Offsetgrößen herausfallen. Der Analog-Digital-Umsetzer ist hier ein Sägezahnumsetzer. Der Ablauf einer Messung wird anhand F i g. 6 und F i g. 7 erläutert.

Ein Mengenimpuls vom Schalter 52 schaltet über den

Widerstand 51 die Steuerlogik 11 ein. Diese enthält hier die Empfangseinrichtung für die Schaltbefehle aus dem Komparator 9, die Ansteuermittel für die Schalter 301 bis 307 und 315 sowie einen Taktgenerator zur A/D-Wandlung. Schalter 315 legt den Analogteil an die Spannung + Ub- Über die Widerstände 21 und 22 erfolgt eine Spannungsteilung. Die Teilspannung 61 wird dem als Kcnstantsircrnqueüe geschalteten Verstärker 5" zugeführt, dessen Strom über den Schalter 301, den Meßwidestand 1 und den Referenzwiderstand 3 nach — Ub fließt.
Am Ausgang des Verstärkers 5 stellt sich die Spannung 62 ein, die als Bezugsspanung für den Integrator 7 dient. Die betreffenden Potentiale sind in F i g. 9a eingezeichnet.

Es erfolgt die Integration der Referenzspannung über den Widerstand 41 und den Kondensator 27. Die Ausgangsspannung 67 des Integrators 7 erreicht die Größe der Spannung 69, die über einen Schalter 302 mit dem Komparator 9 verbunden ist, und der Komparator 9 kippt von — Ub nach + Ub- Dieses Signal wird der Steuerlogik 11 zugeführt, worauf Schalter 301 und 302 öffnen und Schalter 305 und 306 schließen. Die Spannung über dem Referenzwiderstand 3 ändert sich dabei nicht, weil der Strom konstant bleibt. Über Schalter 306 wird jetzt die Spannung 70 dem Komparator 9 zugeführt. Gleichzeitig wird der Taktgenerator eingeschaltet und mit dem Ergebniszähler 16 verbunden. Ferner wird über Schalter 307 und Widerstand 45 die mittels der Widerstände 43 und 44 sowie des Verstärkers 10 gebildete Korrekturspannung zu dem Integrationssummationspunkt 66 geführt Es erfolgt eine weitere Aufwärtsintegration, bis die Spannung 67 ebenso groß wird wie die Spannung 70. Der Komparator 9 kippt mit seinem Ausgang wieder von — Ub nach + Ub, und die Steuerlogik 11 schaltet alles ab.
Die Anzahl π von Taktimpulsen, die dem Ergebniszähler 16 zugeführt worden ist, ist proportional der Differenz der Werte der Widerstände 1 und 2, dividiert durch den Wert des Referenzwiderstandes 3.

In einer Abwandlung des beschriebenen Ablaufs können hi der ersten Phase die Schalter 303 und 304 von der Steuerlogik 11 geschlossen und damit der Widerstand 53 dem Widerstand 41 parallel und Widerstand 54 mit dem Meßwiderstand 1 in Reihe geschaltet werden. 54 verringert die Spannung 69 auf die Spannung 69 — Λμ.

Der Komparator 9 kippt, wenn die Spannung 67 am Ausgang des Integrators 7 ebenfalls den Wert 69 — Λμ erreicht Das geschieht in der Zeit ty, die nur einen Bruchteil von t_x ausmacht, weil die Integrationszeit bei geschlossenem Schalter 303 durch den Widerstand 53 verkürzt wird.

Beim erstmaligen Kippen des Komparators 9 öffnet die Steuerlogik 11 wieder die Schalter 303 und 304. Alles weitere geschieht wie schon vorstehend beschrieben und im Spannungs-Zeit-Diagramm der Fig.7b darge-

stellt.

F i g. 8 zeigt eine Schaltung, bei der die beiden Meßwiderstände 1,2 und der Referenzwiderstand 3 ständig in Reihe liegen und direkt zwischen die Zuleitung 63 zum Pluspol der Batteriespannung Ub und die Nullbezugspotentialschiene 62 der Meßschaltung geschaltet sind. Parallel zu jedem der Widerstände 1,2,3 ist über Schalter 203 ... 207 bzw. 208 ... 211 ein Kondensator 221, 222, 22i nach Art einer Sample-And-Hold-Schaltung geschaltet. Die zu den Meßwiderständen 1,2 parallelen Kondensatoren 221,222 sind so verschaltbar, daß direkt die Spannungsdifferenz gebildet wird.

Die Spannung der Nullbezugspotentialschiene 62 ist mit Hilfe eines als Impedanzwandlers geschalteten Verstärkers 5 und eines Spannungsteilers aus den Widerständen 21, 22 gegenüber der negativen Batteriespanung — Ub an der Zuleitung 64 angehoben. Diese Potentialverschiebung ist erforderlich, um zu verhindern, daß die Operationsverstärker 5', 7,9 in unzulässige Betriebs-

Λ ♦
■ 6>-

Die Schaltung nach Fig.8 arbeitet folgendermaßen: Jeder Mengenimpuls aus dem Schalter 52 wird über den Widerstand 51 als Start-Impuls der Steuerlogik 11 zugeführt. Diese steuert den Schalter 115, der den Pluspol (+ Ub) der Batteriespannung Ub mit den Operationsverstärkern 5,5', 7 und 9 im Analogteil verbindet.

Die Steuerlogik 1 steuert eine Reihe von Analogschaltern 201 bis 215. Sie enthält einen Taktgenerator und einen Meßdauerzähler.

Ein Meßzyklus erfolgt in drei Phasen.

Phase 1: Die Schalter 201 bis 207 und 214 und 216 werden geschlossen. Schalter 201, 202, 216 bewirken den automatischen Nullabgleich. Der Schalter 214 verkürzt die Zeitkonstante des Integrators 7 für die Dauer des Null-Abgleichs durch Parallelschaltung eines Widerstandes 241. Über die Schalter 203 bis 207 werden die Spannungsabfälle über den Widerständen 1, 2, 3 in die Kondensatoren 221.222 und 223 geladen.

Phase 2: In dieser Phase wird die der Temperaturdifferenz proportionale Spannungsdifferenz und die zugehörige Integrationsspannung gebildet Die Schalter 201 bis 207 sowie 214 und 216 werden geöffnet und die Schalter 208 bis 210 suwie 215 geschlossen. Über 208 wird der negative Pol des Kondensators 222 an die Bezugspotentialschiene 62 gelegt. Der positive Pol des Kondensators 222 wird über den Schalter 209 mit dem positiven Pol des Kondensators 221 verbunden. Der negative Pol des Kondensators 221 ist über den Schalter 210 mit dem Eingang des Verstärkers 5' verbunden. Das Potential am Eingang von 5' ist negativ und der Differenz der Spannungen über den Meßwiderständen 1, 2 und damit der Differenz der beiden Meßwiderstände 1, 2 proportional

Der Verstärker 5' bildet diese Differenzspannung an seinem Ausgang 1 :1 ab. Ober den Integrationswiderstand 41 wird sie in den Integrationskondensator 227 integriert Diese Integrationsspannung am Ende der Phase 2 ist somit der Meßwiderstandsdifferenz proportional.

Die Schalter 215 und 216 verhindern verfälschende Auswirkungen von eventuellen Kriechströmen auf die im Kondensator 225 gespeicherte Offset-Spannung.

Phase 3: In dieser Phase erfolgt die Integration der Referenzspannung. Gleichzeitig wird eine Korrektur des Integrationsstromes mit einem von der Widerstandsdifferenz der Meßwiderstände i, 2 abhängigen Strom vorgenommen. Der Schalter 210 wird geöffnet und die Schalter 211,212,213 geschlossen. Schalter 208, 209 und 215 bleiben geschlossen. Die Spannung am Fußpunkt des Kondensators 221 bzw. am Schalter 212 bleibt erhalten. Der ürgebniszähler 16 wird mit dem Taktgenerator in der Steuerlogik 11 zusammengeschaltet. Die Spannung URa über dem Kondensator 223 wird über den Schalter 211 dem Eingang des Verstärkers 5' zugeführt und bewirkt im Integrationskondensator 227 die Abwärtsintegration.

Dem positiven Strom, der aus dem Integrationswiderstand 41 in den Integrationskondensator 227 getrieben wird, wird zusätzlich ein negativer Korrekturstrom über die Schalter 212 bzw. 213 sowie die Widerstände 245 bzw. 246 überlagert. Dadurch wird der Gesamtintegrationsstrom umso kleiner, je größer die Meßwiderstandsdifferenz, d. h. je größer die Temperaturdifferenz ist.

Wenn bei der Integration von Referenz- und Korrekturstrom die Spannung am Integrationskondensator 227 bzw. am Ausgang des Integrators 7 Null wird, kippt der Komparator 9 und gibt ein Stop-Signal in die Steuerlogik ίί, Schalter 115 trennt die Spannung -f Ub wieder vom Analogteil ab und der Taktgenerator wird ausgeschaltet. Im Ergebniszähler 16 ist somit die Zahl der Takte in Phase 3 gespeichert.

Bei jedem Überlauf des Ergebniszählers 16 schaltet die Anzeige 17 um einen Schritt weiter.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Vorrichtung zur elektrischen Wärmemessung, enthaltend einen Analogteil und einen Digitalteü, die von einer einzigen Batterie speisbar sind, wobei die wenigstens zwei Phasen umfassenden Meßzyklen dann ausgelöst werden, wenn ein von einem Volumenzähler für das Heizmedium erzeugter Impuls eintrifft, ferner enthaltend zwei temperaturempfindliehe Meßwiderstände, einen Analog-Digital-Wandler mit Integrator und !Comparator und Schalter im Analogteil sowie Taktgenerator, Zähler und Steuerlogik im Digitalteil, dadurch gekennzeichnet, daß beiden Meßwiderständen (1, 2) während der Meßphase ein und derselbe Referenzwiderstand (3) in Serie geschaltet ist, so daß sie vom selben Strom durchflossen sind, daß die Spannungsabfälle an den Meßwiderständen (1,2) bzw. dem Referenzwiderstand (3) nacheinander über Schalter (löl, 102, 103) an eun Eingang des Analog-Digital-Wandlers, der als Dual-Siope-Schaltung (7, 27, 41, 46, S) die Temperaturdifferenz aus dem Verhältnis der Widerstände zueinander, abgebildet als Verhältnis der Spannungsabfälle, ermittelt, geführt sind, und daß das Potential am Verbifldungspunkt (61) zwischen dem Referenzwiderstand (3) und den Meßwiderständen (1, 2) das Nullpotential der Schaltung in den Meßphasen bildet

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein als Impedanzwandler geschalteter Verstärker (5) vorgesehen ist, dessen Ausgang die Nullpotentialschiene (62) der Schaltung bildet

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des Verstärkers (5) an den Verbindungspunkt (61) von Meß- und Referenzwiderstand (1,2; 3) geschaltet ist

4. Vorrichtung nach Anspruch 1,2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Dual-Slope-Schaltung (7, 27,41,46,9) mit einer Einrichtung zum selbsttätigen Offsetabgleich ergänzt ist, bestehend aus einem Offset-Speicherkondensator (49), einem Nullverstärker (8) mit zugehörigen Widerständen (47,48) und einsm Schalter (114) zum Laden des Kondensators (49) in der Nullabgleichphase.

5. Vorrichtung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Meßwiderstände (1, 2) über Schalter (101,102, 111,112) abwechselnd in Reihe zum Referenzwiderstand (3) und an den Eingang des A/D-Wandlers schaltbar sind.

6. Vorrichtung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Meßwiderstände (1,2) und der Referenzwiderstad (3) ständig miteinander in Reihe liegen, daß jedem dieser Widerstände (1, 2; 3) ein Kondensator (221, 222, 223) zugeordnet ist, der nach Art einer Sample-And-Hold-Schaltung über Schalter (203 ... 207) und (208 ... 211) abwechselnd parallel zu den Widerständen (1,2,3) geschaltet oder mit dem Nullpotential (62) bzw. der Eingangsstufe (5') des A/D-Wandlers verbunden wird, und daß während der Sample-Phase — wenn der Schalter (203 ... 207) zwischen den Widerständen (1, 2,3) und den Kondensatoren (221, 222, 223) geschlossen sind — und während der Nullabgleichphase die Eingangsstufe (5') des Integrators (7) über einen Schalter (201) an die Nullpotentialschiene (62) gelegt, der Nullabgleichzweig des Integrators (7) über die Schalter (202, 216) geschlossen und dem Integrationswiderstand (41) durch einen Schalter (214) ein Widerstand (241) parallel schaltbar ist

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die den Meßwiderständen (1, 2) zugeordneten Kondensatoren (221,222) bei Verbindung mit den Meßwiderständen (1,2) in Serie, bei Verbindung mit dem Nullpotential (62) und der Eingangsstufe (5') des A/D-Wandlers dagegen in Antiserie geschalet sind derart, daß die so gebildete Spannung (am Schalter 210) von entgegengesetzter Polarität ist zu der Spannung über dem dem Referenzwiderstand (3) zugeordneten Kondensator (223) (am Schalter (211)).

8. Vorrichtung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Korrektur der Meßergebnisse in Abhängigkeit von Dichte und Enthalpie des Wärmemediums sowie der Meßwiderstandskennlinie wenigstens ein Widerstand (45; 245, 246; 28) vorgesehen ist, der über we-„„„ „:„„„ c„u„u„ mn. 010 143. a/vr. ma\ -,,,.

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und abschaltbar ist und in der Referenzphase einen von der Differenz der Meßwiderstände (1,2) abhängigen Korekturstrom in den Integrationskondensator (27,227) treibt

9. Vorrichtung nach Anspruch J bis 8, dadurch gekennzeichnet iiaß in der Dual-Slope-Schaltung zwischen Integrator (7) und Komparator (9) ein Schwellenspannungsschalter (4) geschaltet ist, der bei Überschreiten seiner Spannungsschwelle einen Impuls an die Steuerlogik (11) abgibt, die daraufhin über die Schalter (101,103; 102,112) anstelle der Meßwiderstände (1,2) den Referenzwiderstand (3) an den Eingang des Integrators (7) legt

10. Vorrichtung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß im Offsetabgleichszweig der Dual-Slope-Schaltung hinter dem den Offsetzabgleichstrom führenden Schalter (202) ein weiterer Schalter (£25), der während des Meßvorgangs den Abgleichszweig an Nullpotential (62) legt und ein dritter Schalter (216), der die Verbindung zum Offset-Speicherkondensator (225) zusätzlich auftrennt angeordnet sind.

11. Vorrichtung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet daß zur Umkehr der Integrationsrichtung ein Differenzverstärker (6) mit steuerbaren Wideständen (23, 24) im Meßeingang vorgesehen ist.