DE3025487A1

DE3025487A1 - Vorschaltgeraet fuer entladungslampen

Info

Publication number: DE3025487A1
Application number: DE19803025487
Authority: DE
Inventors: Nichtnennung Beantragt
Original assignee: SONELT CORP
Current assignee: SONELT CORP
Priority date: 1979-07-06
Filing date: 1980-07-04
Publication date: 1981-01-22
Also published as: GB2057205A; FR2461427A1; CA1176303A; FR2461427B1; US4417181A; GB2057205B; MX149729A

Description

B c s c h r υ i b u n

Die Erfindung betrifft ein Vürsclw ItgoräL iür Entladungslanipen der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.

"Entladungslampen" im Sinne der Erfindung sind sowuhl mit Metalldampf als auch mit Gasfüllung arbeitende Entladungsgefäße, die insbesondere zu Beleuchtungszwecken dienen. Entladungslampen im Sinne der Erfindung sind also insbesondere; Fluoreszenz lampen, Lumineszenzlampen, Quecksilberdampflampen, Natriumdampflampen und gasgefüllte Lampen, vor allem Xenonlampen. Entladungslampen der genannten Art weisen also zum Teil stark voneinander abweichende Betriebskenndaten auf, arbeiten jedoch trotzdem alle nach im wesentlichen dem gleichen Prinzip.

Bislang sind zur Stabilisierung des Lampenbetriebs im wesentlichen zwei Arten von Vorschaltgeräten im Handel. Der ältere Typ des Vorschaltgerätes beruht ausschließlich auf dem Prinzip der übertragung und Regelung der Leistung mit Hilfe elektromagnetischer Ströme. Dieses ältere Vorschaltgerät kann zum Betrieb aller eingangs genannten Arten von Entladungslampen verwendet werden. Neben diesem älteren Vorschaltgerät sind seit jüngerer Zeit elektronische Stabilisierungsgeräte im Handel, die jedoch bis heute noch eine Reihe grundlegender Mängel aufweisen. Diese Vorschaltgeräte sin«.... bislang nur für Entladungslampen mit relativ geringer Leistungsaufnahme einsetzbar. Außerdem sind die bislang bekannten elektronischen Stabilisierungsschaltungen nur zur Leistungsabgabe im Niederspannungsbereich befähigt.

Die gegenwärtig im Handel befindlichen Vorschaltgeräte weisen einen relativ geringen Wirkungsgrad der Leistungsübertragung auf.

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Als Nachteil der bekannten Vorschaltgeräte hat sich weiterhin erwiesen, daß diese bei der jeweils verfügbaren Netzfrequenz, also bei 50 oder 60 Hz arbeiten. Bei diesen Frequenzen betriebene Entladungslampen strahlen stroboskopisch wirkendes Licht ab und verursachen ein mehr oder minder starkes Brummen mit der ßetriebsfrequenz. Gebräuchliche Leuchtstofflampen haben heute beispielsweise eine Länge von 2 bis 3 m und werden entweder im Spannungsbereich von 110 bis 120 V oder im Bereich von 210 bis 230 V bei 50 oder 60 Hz betrieben. Solche für laute Umgebung ohne weiteres einsetzbaren Lampen sind jedoch nicht für den Einsatz in ruhiger Umgebung, beispielsweise für den Einsatz in Büroräumen oder Vortragsräumen, geeignet, da sie bereits in dieser Größe ein empfindlich störendes Brummen verursachen.

Ein weiterer Nachteil der bekannten klassischen Vorschaltgeräte liegt in ihrem Gewicht. Dieses Gewicht wird durch die für die gebräuchlichen Übertragungsstabilisierungen benötigten ferromagnetischen Kernbleche und die auf diesen angebrachten Wicklungen verursacht. Dabei addieren sich diese Gewichte insbesondere dann, wenn größere Räume ausgeleuchtet werden sollen. Bei Deckenaufhängung mehrerer solcher Leuchtstofflampen mit Vorschaltgeräten ist es daher nicht selten erforderlich, zunächst die Tragfähigkeit der Decke durch zusätzliche Unterzüge oder das Einziehen von Tragrahmen zu erhöhen.

Dieses Lastproblem entfällt bei den bekannten elektronischen Vorschaltgeräten. Die bekannten elektronischen Vorschaltgeräte sind jedoch nach wie vor hinsichtlich ihrer elektrischen Kenndaten den klassischen Vorschaltgeräten, die nach dem elektromagnetischen Übertragungsprinzip arbeiten, deutlich unterlegen. Bei den bekannten elektronischen Vorschaltgeräten werden Wechselrichter oder Oszillatorschaltungen verwendet, um die Primärseite eines Haupttransformators alternierend zunächst in einer, dann in der entgegengesetzten Richtung ge-

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pulst zu beaufschlagen. Bei den bekannten e lektroni schon Vorschaltgeräten ist jedocli bislang noch keine angt-messene Kopplung zwischen dem Wechselrichter uiul der zu betreibenden Entladungslampe gelungen. Hei Verwendung der bekannten elektronischen Vorschaltgeräte werden die Entladungslampen also in einem Bereich außerhalb de! vom Hersteller vorgegebenen optimalen Betriebsparameter betrieben. Ein wesentliches Betriebsmerkmal aller Entladungslampen, insbesondere also auch der Leuchtstofflampen, ist, daß eine beim Einschalten der Lampe erforderliche Zündspannung wesentlich größer als die zum Dauerbetrieb der einmal gezündeten Lampe erforderliche Betriebsspannung ist. Die bekannten Vorschalt geräte, die mit Ilalbleiterwechselr ichtern bestückt sind, sind nicht in der Lage, den vorgeschriebenen Betriebskenndaten entsprechend nach dem Zünden der Lampe den empfohlenen Betriebsspannungsabfall über die gezündete Lampe auf den empfohlenen Wert zu vermindern. Vielmehr wird auch die gezündete Entladungslampe vom Ausgangstransformator unvermindert mit der für den Betrieb viel zu hohen Zündspannung beaufschlagt. Dies führt in zweierlei Hinsicht zu einer Beeinträchtigung der Leistungsfähigkeit der Stabilisierung.

Durch den Betrieb der Entladungslampen bei einer Spannung, die weit über der vom Hersteller empfohlenen Betriebsspannung liegt, werden die Kathoden der Lampen vorzeitig abgenutzt. Die Enden des Lampengehäuses werden geschwärzt und die Standzeit der Lampe wird durch den ständigen Dauerbetrieb bei Überspannung verkürzt. Andererseits wird durch den Dauerbetrieb der Entladungslampe bei unnötig hoher Spannung, die auf die Primärseite des Transformators rückwirkt, eine Zunahme der Impedanz verursacht. Dabei ist bekanntlich die Rückwirkungsimpedanz eines Transformators dem Quadrat des Windungsverhältnisses von Sekundärwindung zu Primärwindung direkt proportional, also

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wobei Z die Rückwirkungsirnpedanz, Z, die Lastimpedanz, N die Zahl der Seku
Primärwindungen ist.

N die Zahl der Sekundärwindungen und N die Zahl der

Im Gegensatz zu abspannenden Transformatoren weist ein Leistungstransformator zur Erzeugung relativ hoher Ausgangsspannungen eine relativ große Zahl von Sekundärwindungen auf. Da nun die Rückwirkungsimpedanz eine quadratische Funktion des Windungszahlenverhältnisses ist, trägt eine selbsb nur geringfügig zu hohe Ausgangsspannung in überaus signifikanter Weise zur Verminderung des Wirkungsgrades des Wechselrichters bei.

Ein weiteres ungelöstes Problem bei den bekannten Vorschaltgeräten mit Halbleiterwechselrichter ist, daß eine Heizfadenspeisung entweder vollständig unterbleibt oder bestenfalls völlig unzureichend erfolgt. Das Fehlen einer Heizfadenspeisung bei kathodenbeheizten Entladungslampen bedeutet jedoch, daß die Lampen zum Zünden mit einer ungewöhnlich hohen Zündspannung beaufschlagt werden müssen. Durch dieses Erfordernis der unangemessen hohen Zündspannung werden die vorstehend erörterten Nachteile, die mit dem Betrieb bei unnötig hohen Spannungen zusammenhängen, weiter verschärft. Bei den bekannten elektronischen Vorschaltgeräten wird eine Heizfadenspeisung, solange diese überhaupt vorgesehen ist, ausschließlich an der Windung des Ausgangstransformators abgenommen. In dem im Ausgangstransformator verwendeten Ferritkern beträgt die Spannung bei den üblicherweise dem Haupttransformator aufgeprägten Primärspannungen gut 3 V. Bei cm bekannten elektronischen Vorschaltgeräten ist also nur eine einzige oder nur ein Teil einer einzigen Sekundärwindung vorgesehen, um die Niederspannungsspeisung für den Kathodenheizfaden zur Verfügung zu stellen. Den Empfehlungen der Lampenhersteller ist damit nominell entsprochen. Auf der anderen Seite ist jedoch bekannt, daß zur Gewährleistung einer aus-

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reichenden magnetischen Kopplung mindestens drei Transformatorwindungen erforderlich sind. Unyeachtet dessen weisen jedoch die bekannten elektronischen Vorschaltgeräte nur eine einzige Sekundärwindung oder nur einen Bruchteil einer einzigen Sekundärwindung auf, um in Verbindung mit dem Leistungstransformator den für eine Entladungslampe erforderlichen Kathodenstrom zur Verfügung zu stellen. Dies führt zwangsläufig dazu, daß der an den Kathodenelementen der Entladungslampen zur Verfügung stehende Strom stark schwankt. Diese Kathodenstromschwankungen sind auf die ungenügende magnetische Kopplung im Transformator zurückzuführen. Die Schwankungen führen schließlich auch zu häufigen und durchaus signifikanten Abweichungen von der vom Lampenhersteller empfohlenen Nominalspannung für die Kathodenheizung. Diese Kathodenheizungsspannung liegt typischerweise im Bereich von ungefähr 3,6 bis 7,5 V. Ein Auswandern der Kathodenheizspannung aus diesem Bereich auf Grund ungenügender magnetischer Ankopplung ist ein schwerwiegender Mangel der bekannten elektronischen Vorschaltgeräte.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Vorschaltgerät für Entladungslampen der eingangs genannten Art zu schaffen, das eine verbesserte Lichtausbeute (Gesamtlichtstrom/aufgenommene elektrische Leistung), eine hohe Zündspannung und gleichzeitig eine niedrigere Betriebsspannung und eine ausreichende Kathodenheizfadenspeisung liefert, leicht ist und kein Brummen verursacht.

Zur Lösung dieser Aufgabe schafft die Erfindung ein Vorschaltgerät der eingangs genannten Art, das die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 genannten Merkmale aufweist.

Das Vorschaltgerät der Erfindung ist ein einfach aufgebautes, elektronisches Festkörpergerät, das ein ausgesprochen geringes Gewicht aufweist. Auch beim Ausleuchten großer Räume und

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Aufhängen zahlreicher Entladungslampen an einer freitragenden Raumdecke sind in aller Regel keine weiteren Deckenverstärkungen auf Grund des sich addierenden Gewichts der einzelnen Lampenvorschaltgeräte erforderlich. Dadurch können beachtliche Baukosten eingespart werden.

Das elektronische Vorschaltgerät ist hinsichtlich seiner Betriebskenndaten selbst den herkömmlichen elektromagnetischen Vorschaltgeräten und erst recht selbst den effektivsten bekannten elektronischen Vorschaltgeräten überlegen. So wird beispielsweise zum Betrieb einer handelsüblichen Leuchtstoffröhre unter Erzeugung eines gleichen Lichtstromes eine elektrische Leistungsaufnahme von nur 60 % eines gebräuchlichen elektromagnetischen Vorschaltgerätes benötigt. Demgegenüber kann mit den besten bekannten elektronischen Vorschaltgeräten eine Einsparung der elektrischen Energieaufnahme um nur 20 'i erzielt werden, wobei diese bekannten elektronischen Vorschaltgeräte erheblich aufwendiger geschaltet und dadurch teurer in der Herstellung sind und die Lebensdauer der betriebenen Entladungslampen spürbar verkürzen.

Durch den hohen Betriebswirkungsgrad erzeugt das Vorschaltgerät selbst kaum Wärme. Gleicherweise kann durch ein verbessertes Einhalten der vom Lampenhersteller angegebenen optimalen Betriebsparameter für den Betrieb der Lampen selbst der Wirkungsgrad, also die Lichtausbeute der Lampe, verbessert werden. Beleuchtungskörper mit Entladungslampen und Vorschaltgeräten der Erfindung weisen daher eine spürbar verringerte Verlustwärmemenge als analog gebaute konventionelle Beleuchtungskörper auf. Diese verringerte Verlustwärmeabstrahlung drückt sich in größeren Bürogebäuden mit Entladungslampenbeleuchtung durchaus spürbar in einer Verminderung der zur Klimatisierung der Räume erforderlichen elektrischen Leistung aus.

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Das Vorschaltgerät der Erfindung erlaubt weiterhin die Speisung im Handel gebräuchlicher Entladungslampen auf einem Strompegel, mit einer Betriebsspannung, einer Zündspannung, einem Vorheizstrom und einer Spannung für die Kathodenheizung, die die vom Lampenhersteller jeweils angegebenen optimalen Betriebsparameter in engen Grenzen einhalten. Dies bewirkt eine Verlängerung der mittleren Lebensdauer der mit dem Vorschaltgerät betriebenen Entladungslampen. Gleichzeitig wird dadurch auch die Lebensdauer des Vorschaltgerätes selbst verlängert, da keine Überlastungen eintreten können.

Insbesondere schafft das Vorschaltgerät aber eine verbeserte Kathodenspeisung für die elektrischen Entladungslampen. Dies wird durch den Hilfstransformator erreicht, der zwischen den Haupttransformator und die Kathodenelemente geschaltet ist. Dies ermöglicht eine einwandfrei und verläßlich gute magnetische Kopplung, ohne daß dabei die Gefahr einer Übersteuerung der Kathodenelemente besteht.

Die Erfindung schafft also ein Vorschaltgerät für Entladungslampen, insbesondere Leuchtstofflampen, das die von den verschiedenen Herstellern für die Lampen angegebenen Betriebskenndaten besonders gut einzuhalten vermag. Ein wesentliches Merkmal der Erfindung liegt darin, daß die Schaltung so ausgelegt ist, daß die Hochspannung des Haupttransformators sekundärseitig sequenziell den angeschlossenen Entladungslampen aufgeprägt werden kann, zum anschließenden Betrieb der Lampen diesen aber über eine Reihenschaltung bei der benötigten niedrigeren Betriebsspannung zuführbar ist. Außerdem schafft die Erfindung ein leistungsfähiges Kathodenspeisungssystem für die Kathoden der angeschlossenen Entladungslampen durch Zwischenschaltung eines Hilfstransformators zwischen die Kathodeneinrichtungen der Entladungslampen und den Haupttransformator. Dadurch wird eine gute

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magnetische Kopplung ohne Übersteuerung der Kathodenelemente erzielt.

Ein weiteres Merkmal der Erfindung liegt in der Verwendung eines Rückkopplungstransformators zum Treiben des Wechselrichters. Die Verwendung des Rückkopplungstransformators ermöglicht den Betrieb des elektronischen Vorschaltgerätes bei hohen Frequenzen, wodurch das Brummen ausgeschaltet, die Leistungsaufnahme vermindert und das Gewicht des Vorschaltgerätes im Vergleich zu Geräten mit elektromagnetischer Spannungsübertragung vermindert werden kann. Gegenüber den gebräuchlichen Vorschaltgeräten dieser Art beträgt die Gewichtseinsparung rd. 2/3, wodurch der Transport, die Lagerung, Handhabung und Installation des Vorschaltgerätes der Erfindung erleichtert wird.

Durch die Verwendung eines Rückkopplungstransformators im Vorschaltgerät kann der Haupttransformator weiterhin weit unterhalb seiner Sättigungsgrenze betrieben werden. Tatsächlich wird der Haupttransformator sogar vorzugsweise nur über seinen halben Flußbereich ausgesteuert, um den Betriebswirkungsgrad zu optimieren. Dadurch wird das Auftreten von Stromspitzen in den Transistoren des Wechselrichters und somit ein Ausfall von Bauelementen des Vorschaltgerätes vermieden .

Ein weiteres Merkmal bzw. ein weiterer Vorteil des Vorschaltgerätes der Erfindung ist weiterhin seine flexible Einsetzbarkeit. Das Gerät ist für Entladungslampen, insbesondere Leuchtstofflampen aller im Handel erhältlicher Art im Spannungsbereich von 100 bis 300 V und Betriebsfrequenzen im Bereich einiger zehn Hertz, insbesondere 50 bis 60 Hz, einsetzbar. Darüber hinaus ist das Vorschaltgerät in der Lage, den Lichtstrom mehrerer Entladungslampen über eine interne Schaltung zu steuern, die weder die Abmessungen des Gerätes noch seine Betriebskosten erhöht.

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Die Erfindung ist im folgenden an Hand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das schematische Schaltbild eines ersten

Ausführungsbeispiels des Vorschaltgerätes;

Fig. 2 in graphischer Darstellung die Feldstärke-Induktion-Hysterese des in Fig. 1 verwendeten Rückkopplungstransformators;

Fig. 3 9 Wellenformen zur Erläuterung des Betriebs des Vorschaltgerätes;

Fig. 4 Ersatzschaltungen zur Erläuterung des Betriebsweise des Vorschaltgerätes;

Fig. 5 ein zweites Ausführungsbeispiel des Vorschaltgerätes, bei dem ein extern angeregter Oszillator verwendet wird; und

Fig. 6 ein drittes Ausführungsbeispiel des Verstärkers, bei dem ein siliciumgesteuerter Gleichrichter verwendet wird, der von einem Multivibrator gesteuert wird.

In der Fig. 1 ist in schematischer Darstellung die Schaltung eines elektronischen Halbleitervorschaltgerätes 11 zum Betrieb elektrischer Entladungslampen 1A, 1B, 2A und 2B dargestellt. Die Entladungslampen sind handelsübliche 40 W-Leuchtstofflampen. Die Lampen sind in Anschlußsockel 60 bis 63 eingesetzt. Das Vorschaltgerät 11 enthält einen Haupttransformator T2 mit einer Primärwicklung 16, einer ersten Sekundärwicklung 17 und einer zweiten Sekundärwicklung 18. Das Vorschaltgerät 11 enthält weiterhin einen elektronischen Wechselrichter 20 mit einen Diac (Zweiwegschaltdiode) D6 im Startkreis. Ein Betriebs-

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kondensator C9 ist an einen Anschluß der Sekundärwicklung 17 des Haupttransformators angeschlossen. Die Lampenarischlüsse 60 bis 63 liegen in Reihe zum Betriebskondensator C9 und zur Sekundärwicklung 17 des Haupttransformators. Parallel zu zumindest einem, nicht aber zu allen Lampenanschlüssen 60 bis 6 liegt ein Kondensator C8 mit hoher Impedanz. In dem hier gezeigten Ausführungsbeispiel liegt der Kondensator C8 parallel zu den Anschlüssen 60 und 61, also parallel zu den Lampen 1A und 1B. Ein Hilfstransformator T3 weist eine Primärwicklung auf, die mit der Sekundärwicklung 18 des Haupttransformators T2 gekoppelt und gegenüber dieser untersetzt ist. Die Sekundärwicklungen 46 bis 54 des Hilfstransformators T3 sind gegenüber dessen Primärwicklung 44 ebenfalls untersetzt. Die untersetzten Sekundärwicklungen des Hilfstransformators T3 sind mit den Lampenanschlüssen 60 bis 63 verbunden und dienen der Speisung der Kathodenheizungen der Lampen 1A, 1B, 2A und 2B.

Der Wechselrichter 20 enthält einen ersten Transistor Q1 und einen zweiten Transistor Q2. Der Emitter 22 des ersten Transistors ist mit dem Kollektor 24 des zweiten Transistors verbunden. Eine Gleichspannungsspeiseleitung 26 ist mit dem Kollektor 30 des ersten Transistors Q1, eine Gleichspannungsspeiseleitung 28 mit dem Emitter 32 des zweiten Transistors Q2 verbunden. Zwei Ladekondensatoren C5 und C6 liegen in Reihe an den Gleichspannungsspeiseleitungen 26, 28. Dabei dient jeder der Ladekondensatoren C5 und C6 dem Zweck, jeweils einen der beiden Transistoren zu Beginn jeder Halbperiode zumindest teilweise durchzuschalten. Der Ladekondensator C5 dient also dem teilweisen Durchschalten des Transistors Q1, während der Ladekondensator C6 dem teilweisen Durchschalten des zweiten Transistors Q2 dient. Über eine Leitung 34 sind der Emitter des ersten Transistors Q1 und ein Anschluß der Primärwicklung des Haupttransformators miteinander verbunden. Der andere Anschluß der Primärwicklung 16 des Haupttransformators T2 ist

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inerseits mit der Sekundärwicklung 17 des Ilaupttransformators T2 und andererseits gleichzeitig über eine Leitung mit einem Abgriff 42 zwischen den beiden Ladekondensatoren C5 und C6 verbunden.

Außerdem sind Schaltmittel vorgesehen, die die Transistoren Q1 und Q2 in alternierender Folge ansteuern. Diese Schaltfunktion wird mit Hilfe des Rückkopplungstransforrnators T1 erreicht in Verbindung mit einer Sekundärwicklung L4 des Haupttransformators T2. Der Rückkopplungstransformator T1 ist zwischen den Wechselrichter 20 und den Haupttransformator T2 eingeschaltet und treibt den Wechselrichter 20, der der Primärwicklung 16 des Haupttransformators T2 Schwingungsimpulse aufprägt. Der Rückkopplungstransformator T1 enthält eine Primärwicklung L3 und ausgangsseitig zwei Sekundärwicklungen L1 und L2. Die Primärwicklung L3 liegt in einer Schleife über einen Kondensator C7 an der Sekundärwicklung L4 des Haupttransformators T2. Statt des Festkondensators C7 kann ein Stellpotentiometer in die Schleife zwischen den Wicklungen L3 und L4 eingeschaltet sein, um die Leistungsübertragungsfrequenz auf den Haupttransformator T2 durch Veränderung der Dauer der Rückkopplungsperiode zu verändern. Auf diese Weise kann also der Lichtstrom der Entladungslampen 1A, 1B, 2A und 2B gestellt werden.

In dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel weist der Rückkopplungstransformator T1 zwei Sekundärausgangswicklungen L1 und L2 auf, von denen die eine, nämlich die Sekundärwicklung L1, mit dem Emitter und der Basis des ersten Transistors Q1 und die andere, nämlich die Sekundärwicklung L2, mit dem Emitter und der Basis des zweiten Transistors Q2 verbunden sind. Parallel zur Basis 70 des ersten Transistors Q1 und einem der Anschlüsse der Sekundärwicklung L1 des Rückkopplungstransformators T1 liegen eine Diode D7 und ein Kondensator C2. In gleicher Weise liegen eine Diode D8

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und ein Kondensator C3 parallel zur Basis 72 des Transistors Q2 und einem Anschluß der Sekundärwicklung L2 des Rückkopplungstransformators T1. Die Sekundärwicklung L1 des Rückkopplungstransformators T1 ist auf diese Weise also mit der Basis 70 des Transistors Q1 gekoppelt, während die Sekundärwicklung L2 des Rückkopplungstransformators T1 mit der Basis 72 des Transistors Q2 gekoppelt ist.

Ein Zweiweg-Brückengleichrichter 74 mit Dioden D1 bis D4 und einem Filterkondensator C1 liegt an Netzspannungsspeiseleitungen 76, 78. Als Netzspannung können beispielsweise eine Wechselspannung von 120 V und 60 Hz oder eine Wechselspannung von 220 V und 50 Hz dienen. Als aktives Element im Starter dient der Diac D6, dessen einer Anschluß über eine Leitung 80, in der eine Diode D5 und ein Widerstand R3 liegen, an einen Eingang des Brückengleichrichters und mit seinem anderen Anschluß an die Basis 72 des zweiten Transistors Q2 angeschlossen ist. Ein Durchbruchkondensator CA für den Diac liegt zwischen dem Diac D6 und der Wechselspannungsnetzspeiseleitung 78.

Die Funktion des in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiels ist im folgenden an Hand der in Fig. 2 gezeigten Feldstärke-Induktion-Hysterese, der in Fig. 3 gezeigten Wellenformen und der in Fig. 4 gezeigten Ersatzschaltungen näher erläutert. Als Stromrichtung ist im Rahmen dieser Beschreibung im Gegensatz zur konventionellen Notierung der tatsächliche Elektronenfluß definiert, wird also eine Definition verwendet, die der traditionellen Definition des Stromflußes entgegengesetzt ist. Die Punktnotierungen an den Transformatorwicklungen geben die gemeinsamen Polaritäten an den Wicklungsenden zu jedem gegebenen Zeitpunkt an.

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In der Fig. 1 bilden der Widerstand R3, der Kondensator C4 und der bilaterale Triggerdiac D6 den Starter. Der Diac D6 gewährleistet die zuverlässige Zündung des Vorschaltgerätes 11 unter jeder Temperatur und Ladungsbedingung. Wenn das Gerät über den Zweiweg-Brückengleichrichter 74 beaufschlagt wird, wird zunächst der Kondensator C4 aufgeladen. Wenn im Kondensator C4 die Durchbruchspannung des Triggerdiacs D6 aufgebaut ist, schaltet der Diac D6 durch und prägt eine Stromspitze auf die Basis 72 des Transistors Q2. Dadurch wird die selbsterhaltende Schwingung im Wechselrichter 20 gestartet.

Die Stromspitze vom Diac D6 schaltet den Transistor Q2 im Sättigungsbereich durch. Der Transistor Q2 erhält seinen Anfangsstrom vom Brückengleichrichter 74 und Filterkondensator C1. Ein Elektronenstrom fließt vom Kollektor 24 des Transistors Q2 über die Leitung 34 zur Primärwicklung 16 des Haupttransformators T2. Der Elektronenstrom fließt durch die Primärwicklung 16 des Haupttransformator T2 vom Anschluß 9 zum Anschluß 10 der Primärwicklung und über die Leitung 36 zum Abgriff 4 2 zwischen den Kondensatoren C5 und C6. Im weiteren Verlauf fließt der Elektronenstrom vom Abgriff 42 über den Kondensator C6 und die Verbindungsleitung zum Emitter 32 des Transistors Q2. Zum Emitter 32 des Transistors Q2 geht über die Diode D8 vom Anschluß 6 zum Anschluß über die Sekundärwicklung L2 des Rückkopplungstransformators T1 ein weiterer Zweig des Elektronenstromes. Gleichzeitig tritt ein Elektronenstrom über die Leitung 34 und vom Anschluß 2 zum Anschluß 1 der Sekundärwicklung L1 des Rückkopplungstransformators T1 auf, der am Transistor Q1 eine Sperrspannung erzeugt.

Die Spannung am Kollektor 24 des Transistors Q2 ist in der in Fig. 3b gezeigten Weise ein Rechteckimpuls. Die Phase des vom Kollektor 24 des Transistors Q2 fließenden Stromes

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ist um 180° gegen die Phase der Kollektorspannung verschoben (Fig. 3c). Der Stromfluß vom Kollektor 24 des Transistors Q2 wird für die Dauer der ersten Halbperiode von der in der Sekundärwicklung L2 des Rückkopplungstransformators T1 durch die in der Fig. 3a dargestellte Sättigung des Transformators T1 induzierte positive Spannung zurückgehalten. In der in Fig. 3e gezeigten Weise wird eine Spannung entgegengesetzter Polarität in der Sekundärwicklung Ll des Rückkopplungstransformators T1 während der Zeit erzeugt, in der der Transistor Q2 durchgeschaltet ist. Diese in der Sekundärwicklung L1 induzierte Spannung sperrt den Transistor Q1, solange der Transistor Q2 durchgeschaltet ist.

Während der Transistor Q2 durchgeschaltet ist, liegt an der Primärwicklung 16 des Haupttransformators T2 eine Spannung, die fast der halben Netzspannung entspricht. Dies ist auf die Wirkung der Kondensatoren C5 und C6 zurückzuführen, die als kapazitive Spannungsteiler dienen. Die an der Primärwicklung 16 des Haupttransformators T2 liegende Spannung bewirkt eine Leistungsübertragung über die erste Sekundärwicklung 17 des Haupttransformators T2 auf die Lampenanschlüsse 60 bis 63. Dabei bleibt an der Basis 72 des Transistors Q2 durch die in der Sekundärwicklung L2 des Rückkopplungstransformators TI induzierte Spannung eine ausreichend große Leistung verfügbar, um den Transistor Q2 durchgeschaltet zu halten. Der Transistor Q2 bleibt im Sättigungsbereich auf einem Strompegel, der gleich der Summe der sekundärseitigen Lampenlastströme ist, die in die Primärwindung L3 des Rückkopplungstransformators T1 rückwirken. Der Punktnotierung an den Sekundärwicklungen L1 und L2 des Rückkopplungstransformators T1 kann entnommen werden, daß, wenn der Transistor Q2 durchgeschaltet ist und im Sättigungsbereich arbeitet und der Anschluß 6 der Wicklung L2 positiv gegenüber dem Anschluß 5 ist, Strom über die Diode D8 fließen kann,

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so daß die Basis 72 des Transistors Q2 in Flußrichtung vorgespannt ist und den Transistor Q2 durchgeschaltet hält. Gleichzeitig ist der Anschluß 2 der Sekundärwicklung L1 des Rückkopplungstransformators T1 gegenüber dem Anschluß 1 stets positiv, so daß über die Diode D7 solange kein Strom fließen kann, wie der Transistor Q2 durchgeschaltet ist. Solange der Transistor Q2 leitet, ist der Transistor Q1 also gesperrt. Entsprechendes gilt für den umgekehrten Fall, daß nämlich der Transistor Q2 sperrt, solange der Transistor Q1 durchgeschaltet ist.

Der Transistor Q2 bleibt solange durchgeschaltet, wie durch die Ankopplung an die Primärwicklung L3 des Rückkopplungskondensators T1 in der Sekundärwicklung L2 des Rückkopplungstransformators T1 eine Spannung induziert ist. Die Durchschaltzeit des Transistors Q2 ist also durch den Rückkopplungstransformator T1 und die Rückkopplungsspannung aus der Sekundärwicklung L4 des Haupttransformators T2 festgelegt. Diese Durchschaltzeit ist durch die grundlegende magnetische Beziehung V₁₄=N., · A (dB/dt) gegeben, in der V die primärseitige Augenblicksspannung des Rückkopplungstransformators TI in Volt ist, N- die Anzahl der Primärwindungen des Ruckkopplungstransformators T1 ist, A der Kernquerschnitt des Rückkopplungstransformator in Quadratzentimetern ist und dB/dt die Ableitung der magnetischen Flußdichte nach der Zeit in Tesla pro Sekunde ist.

Solange der Transistor Q2 im Sättigungsbereich arbeitet, ist die Spannung über die Wicklung L3 konstant. Damit ist aber auch die Ableitung der magnetischen Flußdichte nach der Zeit, also das Differential dB/dt, konstant.

Die Änderungen der magnetischen Flußdichte im Rückkopplungstransformator T1 sind in der Fig. 2 dargestellt.

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Wenn der Transformatorkern beispielsweise im Punkt B in Fig. 2 beginnt, der dem Punkt -B auf der Hystereseschleife entspricht, nimmt die magnetische Flußdichte im Abschnitt BCD (Fig. 2) linear zu. Dabei ist

dB/dt = V₁. /N · AC .

LjO Li .J

Der Verlauf der magnetischen Flußdichte als Funktion der Zeit ist in der Fig. 3d dargestellt, und zwar unter Bezug auf die magnetische Flußdichte im Transformatorkern. Wenn die magnetische Flußdichte den Wert +B erreicht (Punkt E in Fig. 2), dann fällt dB/dt auf Null ab. Zu diesem Zeitpunkt kann über die Primärwicklung L3 des Rückkopplungstransformators T1 keine Spannung auftreten. Dementsprechend kann auch an den Sekundärwikclungen L1 und L2 des Rückkopplungstransformators T1 keine Spannung auftreten. Mit anderen Worten, im Punkt +B ist die Steigung der Hysterese-

ItI 3.x

schleife bzw. der Kernpermeabilität und damit die Primärimpedanz des Rückkopplungstransformators T1 auf Null abgefallen.

Wenn also die Spannung über die Primärwicklung L3 des Rückkopplungstransformators T1 auf Null abfällt, fällt auch die Spannung über die Sekundärwicklung L2 des Rückkopplungstransformators T1 auf Null ab. Dadurch entfällt die Vorspannung an der Basis 72 des Transistors 2, so daß der Transistor Q2 sperrt. Unter Beaufschlagung durch die Quellenspannung steigt die Spannung am Kollektor 24 des Transistors Q2. Der Verlauf der Basisspannung des Transistors Q2 ist in der Fig. 3a gezeigt, während in der Fig. 3b die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors Q2 gezeigt ist. Der Kollektorstrom des Transistors 2 ist in der Fig. 3c gezeigt, während in der Fig. 3d der Verlauf der magnetischen Flußdichte während der Durchschaltzeit des Transistors 2 gezeigt ist. Alle vier Verläufe gelten für die Zeitspanne der ersten Halbwelle oder der ersten Halbperiode des Betriebs des Wechselrichters 20.

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Während dieser ersten Halbperiode des Wechaelrichterbetriebs entlädt sich der Kondensator Cb. Sobald die Spannung über den Rückkopplungstransf orina tor TI zusammenbricht, tritt ein Ladungsunglelehgewicht zwischen den Kondensatoren C5 und C6 in Erscheinung. Die Ladung des Kondensators C5 ist größer als die Ladung des Kondensators C6. Die Ladung des Kondensators CS schaltet dadurch den Transistor Q1 zumindest partiell durch. Auf Grund des Wicklungssinnes der Sekundärwicklung L1 des Rückkopplungstransformators TI bedeutet dies eine negative Koerzitivkraft. Der Arbeitspunkt des Transformatorkerns wird auf der Hysteresekurve (Fig. 2) entlang der Schleife in Richtung FGH verschoben. Sobald ein Strom induziert wird, verschiebt dieser den Arbeitspunkt weiter in negativer Richtung der Koerzitivkraft. Der Kern des Rückkopplungskondensators T1 befindet sich damit wiederum im Bereich hoher Permeabilität, so daß über die Wicklung L1 eine Spannung auftritt und gehalten wird, bei der der Anschluß 2 negativ gegenüber dem Anschluß 1 gepolt ist.

Bei der hohen Impedanz im Kollektor 30 des ersten Transistors Q1 beginnt das Potential am Kollektor 30 mit zunehmendem Strom am Emitter 22 zu fallen. Dadurch wird eine Spannung über die Primärwicklung 16 des Ilaupttransformators T2 und ein Elektronenstrom vom Anschluß 10 zum Anschluß 9 der Primärwicklung hervorgerufen. Dies führt zu einer Rückkopplung über den Rückkopplungstransformator T1, wodurch an der Basis des Transistors Q1 zusätzlich ein Steuerspannungsanteil zu dem durch die Diode D7 aufgebrachten Steuerspannungsanteil auftritt. In beiden Fällen handelt es sich dabei um Durchlaßsteuerspannungsanteile. Dies wiederum bewirkt ein noch schnelleres Steigen des negativen Potentials am Kollektor 30 des Transistors Q1. Durch diese Vorgänge wird die magnetische Fluß-

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dichte im Kern des Rückkopplungstransformators T1 auf der in Fig. 2 dargestellten Hystereseschleife weiter in Richtung des Punktes -B _ verschoben. Kenn der Arbeitspunkt

max

den Punkt -B erreicht, bricht die Steuerspannung an der Basis 70 des Transistors Ql zusammen. Die Steuerspannung an der Basis des Transistors QI bricht also zusammen, sobald der Kern des Rückkopplungstransformators T1 negativ gesättigt ist. In diesem Augenblick wird der Transistor Q2 durch das Ladungsungleichgewicht zwischen den Kondensatoren C5 und C6 wieder teilweise durchgeschaltet. Im Verlauf erfolgt wiederum das rückgekoppelte Durchschalten des Transistors Q2, bis der Transistor Q2 wieder im Sättigungsbereich arbeitet. Dies entspricht wiederum einer Verschiebung des Arbeitspunktes des Kerns des Rückkopplungstransformators T1 entlang der Strecke BCD auf der Hystereseschleife in der Fig. 2.

In der Fig. 3e ist der Verlauf der Basisspannung des Transistors Q1 gezeigt. In der Fig. 3f ist der Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors Q1 gezeigt. Der Verlauf des Kollektorstromes des Transistors Q1 kann der Fig. 3g entnommen werden. In der Fig. 3h ist die magnetische Flußdichte für die Zeit der Durchschaltung des Transistors Q1 gezeigt. Die Darstellung der Fig. 3i zeigt den Verlauf der magnetischen Flußdichte während einer vollständigen Periode.

Durch den SchwingungsVorgang im Viechseirichter 20 entsteht in der Primärwicklung 16 des Haupttransformators T2 ein Wechselstrom. Die Kerninduktion des Rückkopplungstransformators T1 durchläuft dabei periodisch die gesamte Hystereseschleife, und zwar von -B nach +B während einer Halbmax max

Periode und von +B nach -B während der nächsten HaIb- ^ max max

Periode.

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Ein wesentlicher Vorteil des mit mehreren Transformatoren bestückten Vorschaltgerätes nach dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel wird aus den Figuren 3c und 3g deutlich. Die dort gezeigten Kollektorstromwellenformen sind im Zusammenhang mit einem nachteiligen Betriebsmerkmal zu sehen, das für die gebräuchlichen elektronischen Vorschaltgeräte mit nur einem einzigen Transformator typisch ist. Bei diesen gebräuchlichen Vorschaltgeräten sättigt sich der Transformatorkern im Augenblick des Endpunktes jeder leitenden Halbperiode. Der Sättigungsaugenblick bestimmt also den Endpunkt jeder Halbperiode. Im Augenblick der Sättigung fällt die Primärimpedanz des Transformators schlagartig auf Null ab. Dies wiederum verursacht einen steilen, nahezu sprungartigen Anstieg des Kollektorstromes. Selbst wenn durch die Kernsättigung die Kopplung vom Kollektor zur Basis über die Wicklung stark vermindert wird und die Steuerspannung an der Basis aufhebt, verbleibt der durchgeschaltete Kollektor solange noch teilweise durchgeschaltet, bis die gespeicherte Basisladung vollständig abgeflossen ist. Dies führt zur Ausbildung einer direkten Verbindung mit geringer Impedanz vom Brückengleichrichter (oder irgendeiner anderen Gleichspannungsquelle) durch die Primärwicklung des im Sättigungsbereich liegenden Transformators zum Kollektor des zu sperrenden Transistors, der auf Grund dieser Vorgänge jedoch nur relativ langsam in den gesperrten Zustand übergeht.

Die auf diese Weise am Ende jeder Halbperiode auftretende Kollektorstromspitze kann um ein Vielfaches höher liegen als die unmittelbar vor dem Erreichen des Sättigungspunktes des Transformatorkerns in den bekannten Vorschaltgeräten mit einem einzigen Transformator auftretenden Stromwerte. Selbst wenn diese Kollektorstromspitze meist bei einer relativ niedrigen Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung auftritt, bleibt die Kollektorstromspitze doch in der Regel

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bis zum allmählichen Ansteigen der Kollektorspannung gegen Ende der Speicherzeit stehen. Dies bewirkt eine Spitze der Leistungsdissipation des Transistors, die einen durchaus wesentlichen Anteil der gesamten Leistungsdissipation des Transistors bildet. Bei ausreichend langer Ladungsspeicherung und ausreichend lang verzögerten Abschaltzeiten und gleichzeitig relativ hohen Leistungsperioden bei Hochfrequenzbetrieb geben solche Kollektorstromspitzen durchaus Anlaß zur Zerstörung und zum Ausfall des Transistors- Im Gegensatz dazu tritt bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel des Vorschaltgerätes mit mehreren Transformatoren und einem Rechteckoszillator in der in den Figuren 3c und 3g dargestellten Weise das Problem der Kollektorstromspitzen von vernachlässigbaren Andeutungen abgesehen praktisch nicht aus.

Sobald das Vorschaltgerät 11 eingeschaltet ist, werden die Kathoden der Lampen 1A, 1B, 2A und 2B zunächst mittels des Hilfstransformators T3 aufgeheizt, um das Zünden der Lampen bei verringerter Zündspannung zu erleichtern. Im Haupttransformator T2 wird die in der Primärwicklung 16 verfügbare Spannung in der Sekundärwicklung 17 verdoppelt. Beim anfänglichen Einschalten des Vorschaltgerätes 11 werden die Lampen vom Haupttransformator paarweise gezündet, nämlich zunächst die Lampen 1A und 1B, dann die Lampen 2A und 2B. Nach dem Zünden aller Lampen werden die Lampen in Reihe weiterbetrieben.

Die hohe Impedanz des Kondensators C8 liegt in der in Fig. gezeigten Weise parallel zu den Lampen 1A und 1B. Dies ist in der Ersatzschaltung der Fig. 4a gezeigt. Dabei dient diese Schaltung dem Zünden der Lampen 2A und 2B. In der Ersatzschaltung der Fig. 4a ist der Antriebskreis für die Lampen 1A, 1B, 2A und 2B insofern in vereinfachter Form dargestellt,

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als die Mittel zur Kathodenspeisunq fortgelassen sind. In der gezeigten Weise steht im gezeigten Augenblick praktisch die gesamte Spannung der Sekundärwicklung des Ilaupttransformators T2 beim ersten Einschalten des Gerätes über die Lan.-pen 2A und 2B zur Verfügung. Vor dem Zünden der Lampen 2A und 2B herrschen dabei die in der Ersatzschaltung der Fig. 4b gezeigten Bedingungen mit offenen Kreisen sowohl über die in Reihe liegenden Lampen 1A und 1B als auch über die in Reihe liegenden Lampen 2A und 2B.

Da die Lampen 1A und 1B durch den Kondensator C8 beim ersten Einschalten des Gerätes überbrückt werden, tritt die gesamte an der Sekundärwicklung 17 des Haupttransformators T2 auftretende Spannung in der in Fig. 4c dargestellten Weise über die Lampen 2A und 2B auf. Auf Grund des negativen Widerstandskoeffizienten von Entladungslampen sinkt der Spannungsabfall über die Lampen 2A und 2B unmittelbar nach dem Zünden auf sehr geringe Werte ab. Dies führt dazu, daß dann praktisch die gesamte an der Sekundärwicklung 17 des Haupttransformators T2 zur Verfügung stehende Spannung über die Lampen 1A und 1B auftritt. Dieser Zustand ist in der Ersatzschaltung der Fig. 4d dargestellt. Das Bild der Fig. 4d zeigt also den Zustand des Systems nach dem Zünden der Lampen 2Ä und 2B, aber vor dem Zünden der Lampen 1A und 1B. Durch seine hohe Impedanz ist der Kondensator C8 praktisch ausgeschaltet, so daß nahezu die gesamte Spannung, die über die Sekundärwicklung 17 des Haupttransformators T2 zur Verfügung steht, an den Lampen 1A und 1B als Zündspannung verfügbar ist.

Sobald alle vier Lampen gezündet sind, liegen diese wieder in Reihe und der Kondensator C8 ist auf Grund seiner hohen Impedanz aus dem Stromkreis ausgeschlossen. Der Strom über die Lampen 1A, 1B, 2A und 2B nimmt nach dem Zünden rasch bis auf seinen stationären Wert zu. Die Größe des stationären Stromes ist eine Funktion der kapazitiven Rückkopplung des Betriebskondensators C9.

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Mit dem in Fig. 1 gezeigten Vorschaltgerät und dem dort gezeigten Transformatoraufbau werden die Lampen 1A, 1B, 2A und 2B nach dem Zünden mit einer Spannung betrieben, die gleich der Nennspannung oder nominellen Brennspannung ist. Dadurch wird die Lebensdauer der Lampe verlängert. Ein weiteres Merkmal des Vorschaltgerätes ist, daß durch das Zünden der Lampen in voneinander getrennten Sequenzen die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 17 des Haupttransformators T2 auf ein Minimum herabgedrückt werden kann. Dies wiederum vermindert die in den Wechselrichter 20 rückwirkende Impedanz auf den kleinstmögliehen Wert. Dies wiederum hat, wie vorstehend bereits erläutert, zur Folge, daß die Herabsetzung des Wirkungsgrades, die eine quadratische Funktion der Rückwirkungsimpedanζ ist, entscheidend unterdrückt wird.

Als Bemessungsbeispiele seien für einen Betrieb bei einer Netzwechselspannung von 110 V und 60 Hz folgende Daten genannt: C8 = 120 pF, X_c = 36 841 Sl , C9 = 6 600 pF und X_„ = 670 Si bei einer Frequenz von 36 kHz. Dabei steht am Ausgang der Sekundärwicklung 17 des Haupttransformators T2 eine Wechselspannung von 520 V zur Verfügung.

Die Kathodenspeisung des Vorschaltgerätes ist der Fig. 1 zu entnehmen. Wie bereits oben ausgeführt, wird bei den gebräuchlichen Vorschaltgeräten die Kathodenspeisung vom Haupttransformator abgenommen. Dabei erlaubt das übersetzungsverhältnis nicht, die für den normalen Lampenbetrieb exakt erforderliche Spannung abzuleiten. Dieser Nachteil wird bei dem in Fig. 1 gezeigten Vorschaltgerät durch einen Hilfstransformator T3 behoben, der zwischen die Kathodenelemente der Lampen 1A, 1B, 2A und 2B und die Sekundärwicklung 18 des Haupttransformators T2 geschaltet ist. Der Hilfstransformator T3 ist ein kleiner Transformator, der über eine Hilfswicklung 18 auf dem Haupttransformator T2 nur einen Bruch-

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- 2^C) -

teil der Spannung des Haupttransformators auf die Primärwicklung 44 des Hilfstransformators T3 zieht. Die Primärwicklung 44 des Hilfstransformators T3 ist in der J.age, eine verminderte Spannung im Bereich von 1 V pro Windung oder kleiner zu liefern. Dabei wird die exakte Spannung der Katholdenspeisung von der Anzahl der Windungen jeder der Sekundärwicklungen 46, 48, 50, 52 und 54 bestimmt. Dabei ist wichtig, daß die Spannung an diesen Wicklungen den vorgeschriebenen Werten entspricht, um beim Lampenbetrieb die erforderliche Kathodenwärme in den Lampen IA, IB, 2A und 2B aufrechtzuerhalten und so die normale Lebensdauer der Lampen zu gewährleisten.

Es ist offensichtlich, daß das in Fig. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel des Vorschaltgerätes in vielfacher Weise abgewandelt werden kann. Verschiedene Varianten dieser Schaltung sind in den Figuren 5 bis 7 gezeigt. Dabei sind die einzelnen Komponenten der Schaltung mit den gleichen Bezugszeichen wie in der Fig. 1 bezeichnet. So kann als Änderung des in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiels beispielsweise der Zweiweg-Brückengleichrichter entfallen, wenn das System direkt aus einer Gleichspannungswelle, beispielsweise aus einer Autobatterie, betrieben wird.

Das in Fig. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel weist gegenüber herkömmlichen Vorschaltgeräten eine Reihe von Vorteilen auf. So ist beispielsweise der Rückkopplungstransformator T1 ein relativ kleiner Transformator mit einem Kern, der eine praktisch rechteckige Hystereseschleife besitzt. Der Rückkopplungstransformator kann den Wechselrichter 20 im Sättigungsbereich steuern und bestimmt dadurch die Halbperiode des Wechselrichters. Da unter diesen Umständen der Haupttransformator T2 nicht im Sättigungsbereich betrieben zu werden braucht, treten auch am Ende der Halbperioden keine Stromspitzen auf. Dies führt zu einer Verbesserung des Wirkungs-

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- -30 -

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grades und zu einer Ausschaltung der Gefahr, daß die Leistungstransistoren der Vorrichtung zerstört werden. Auch kann im Vergleich zu gebräuchlichen Vorschaltgeräten beim Vorschaltgerät der Fig. 1 die GesamtSchwankung der magnetischen B'lußdichte des Haupttrans forma tors T2 in relativ engen Grenzen gehalten weiden. Diese Grenzen liegen vorzugsweise sogar nur im Bereich der halben Sättigungsinduktion- Solche Werte können bei den gebräuchlichen Vorschaltgeräten nicht verwirklicht werden.

Die Kernverluste sind in erster Näherung eine Funktion der 1,6. Potenz von B . Der Betrieb des Hatipttransformators T2

max

bei einer maximalen magnetischen Flußdichte, die dem halben Wert der Sättigungsflußdichte entspricht, vermindert also die Kernverluste rund um den Faktor 3. Andererseits hat der Rückkopplungstransformator Tl einen viel kleineren Kern als der Hattpttransformator T2. Dies ist ohne weiteres dadurch möglich;, da der Rückkopplungstransformator lediglich die wesentlich kleineren Ströme für die Basis des Transistors QT und die Basis des Transistors Q2 liefern muß. Die Kernverluste im Rückkopplungstransforntator Tt sind daher vernachlässigbar klein.

Ein weiterer Vorteil der Einschaltung eines separaten Rück— kopplungstransformators TI im Vorschaltgerät der Erfindung liegt darin, daß der Kondensator Cl durch ein Potentiometer ersetzt werden kann. Ist dieses an die Sekundärwicklung L4 des Haupttransformators anschließbare Potentiometer ein Stellpotentiometer, go kann auf diese Weise mit außerordentlich einfachen Mitteln die Betriebsfrequenz des Vorschaltgerätes verändert werden, was zu einer Einstellbarkeit des Gesamtlichtstromes der Lampen IA, IB, 2A und 2B führt.

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Ein weiterer Vorteil des in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiels des Vorschaltgerätes der Erfindung gegenüber bekannten elektronischen Vorschaltgeräten liegt darin, daß die an den Wechselrichtertransistoren Q1 und Q2 liegenden Spannungen nicht wie bei den bekannten Vorschaltgeräten dem doppelten Wert der Netzspannung entsprechen, sondern lediglich gleichgroß wie die Speisespannung sind. Dies ist dadurch bedingt, daß die Wechselrichtertransistoren der bekannten elektronischen Vorschaltgeräte im Gegentakt geschaltet sind, während die Transistoren Q1 und Q2 beim Vorschaltgerät nach Fig. 1 in Reihe liegen.

In der Fig. 5 ist ein zweites Ausführungsbeispiel des Vorschaltgerätes gezeigt, dessen Funktionsweise im wesentlichen der Funktion des in Fig. 1 gezeigten Vorschaltgerätes entspricht. Der wesentliche Unterschied zu dem in Fig. 1 gezeigten Vorschaltgerät liegt dabei darin, daß bei dem in Fig. 5 gezeigten Vorschaltgerät ein Oszillator C1 in Form eines integrierten Halbleiterbausteins die Rückkopplungssteuerung der Transistoren Q1 und Q2 ersetzt. Außerdem wird ein separater Zweiweg-Brückengleichrichter 90 für den Multivibrator C1 eingesetzt. Der Brückengleichrichter 90 ist über einen Abspanntransformator T4 an den Wechselspannungsnetzeingang 76, 78 angeschlossen. Der Brückengleichrichter 90 ist mit Dioden D9 bis D12 bestückt und weist einen diagonalliegenden Filterkondensator C10 auf. Der Brückengleichrichter 90 dient als Treiberumsetzer. Der Abspanntransformator T4 arbeitet im linearen Bereich. Dadurch werden die Hystereseverluste spürbar gesenkt. Dies wiederum schaltet das Auftreten von Stromspitzen aus.

Der IC-Oszillator C1 ist an die Gleichspannungsausgänge des Brückengleichrichters 90 über die Leitungen 92 und 94 angeschlossen. In diesen Leitungen liegen die Kondensatoren C

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und C 12 und die Widerstände R 9 und R 10 (Fig. 5). Die Basis des Transistors Q1 wird vom Oszillator über einen Widerstand R1, die Basis des Transistors Q2 über einen Widerstand R2 beaufschlagt. Der Oszillator oder Multivibrator CI schaltet dadurch das Problem auch der restlichen Kollektorstromspitzen aus, daß er im Gegensatz zu den an den Kondensatoren C2 und C 3 des in der Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiels auftretenden Reststeuerspannungen die Steuerspannungen für die Basis 70 des Transistors Q1 und für die Basis 72 des Transistors Q2 restspannungsfrei zur Verfügung stellt. Die im Ausführungsbeispiel nach der Fig. 1 benötigten Kondensatoren C2 und C3 können bei dem in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispiel entfallen, da in der dargestellten Weise die Durchlaßsteuerspannungen für die Transistoren Q1 und Q2 ausschließlich vom Oszillator C1 zur Verfügung gestellt werden.

Das in Fig. 6 gezeigte dritte Ausführungsbeispiel des Vorschaltgerätes ist für Lampen mit sog. Sofortzündung bestimmt. "Sofortzündung" meint dabei, daß die Lampen ohne Kathodenvorheizung mit besonders hoher Zündspannung gezündet werden. Das in Fig. 6 gezeigte Vorschaltgerät ist also insbesondere zum Betrieb von Entladungslampen mit kleinem Gefäßquerschnitt und kalten Kathoden, also ohne Kathodenspeisung, bestimmt. Lampen dieser Art können also ohne die Speisespannungsanschlüsse vom Hilfstransformator T3 einwandfrei und herstellerspezifisch betrieben werden. Um das Vorschaltgerät jedoch universell einsetzbar zu gestalten, bleibt der Hilfstransformator T3 mit den Sekundärwicklungen 46, 48, 50, 52 und 54 auch im Vorschaltgerät nach der Fig. erhalten. Dies gewährleistet, daß jederzeit auch Lampen mit beheizter Kathode mit diesem Gerät betrieben werden können. Beim Betrieb von sofortzündenden Lampen bleiben die Ströme über den Hilfstransformator T3 virtuell außer Betracht.

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In der Fig. 6 ist ein Wechselrichter mit zwei Thyristoren 921 und 941, beispielsweise siliciumgesteuerten Gleichrichterdioden, gezeigt. Beide Thyristoren 921 und 941 sind am Haupttransformator T2 angeschlossen. Die Thyristoren werden alternierend durch Entladen durchgeschaltet. Dies erfolgt mit Hilfe von Auslöseimpulsen am Steuereingang des Thyristors. Diese Auslöseimpulse werden von einem Multivibrator 98 geliefert, der im wesentlichen aus den beiden Transistoren Q1 und Q2, einer Polarisationsschaltung und einem Taktgeber besteht. Die Polarisationsschaltung besteht im wesentlichen aus den Widerständen R5 und R6. Der Taktgeber besteht im wesentlichen aus den Widerständen R1 und R2 in Verbindung mit den Kondensatoren C2 und C4. Auf diese Weise wird im Haupttransformator T2 ein Wechselstrom erzeugt. Die Thyristoren 921 und 941 werden vom Kondensator C5' geschaltet, der zwischen den Anoden der Thyristoren 921 und 941 liegt. Der Strom, der durch diese Schaltung fließt, kann leicht verfolgt werden. Es sei angenommen, daß der Thyristor 921 zunächst durchgeschaltet und der Thyristor 941 zunächst gesperrt ist. Die beiden Kathoden der Thyristoren 921 und 941 liegen gemeinsam auf Bezugspotential·, hier der negativen Gleichspannungsspeiseleitung 110. Unter diesen Bedingungen ist die Anodenspannung des Thyristors 941 doppelt so hoch wie die Sp3isespannung, die vom Brückengleichrichter 74 geiiefert wird. Der Eiektronenstrom fließt vom Brückengleichrichter 74 über den Thyristor 921 über die Leitung 100 durch die halbe Primärwicklung 16" des Haupttransformators T2 und zurück zur positiven Gleichspannungsspeiseleitung 106. Sobald am Steueranschluß des Thyristors 941 auf der Steuerleitung 114 ein Zündstromimpuls auftritt, wird der Thyristor 941 durchgeschaltet.

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Wenn der Thyristor 941 durchgeschaltet ist, wird der Kondensator C5¹ über die Thyristoren 921 und ¹M1 entladen. Der Kondensatorentladungsstrora fließt dabei in Sperrerichtung durch den Thyristor 921. Dies führt dazu, daß die Ladungsträger im Thyristor teils abfließen, teils rekombinieren, der Thyristor 921 also geöffnet, das heißt gesperrt wird. Die Spannung über den Kondensator C5' ist in diesem Moment ungefähr doppelt so groß wie die Spannung über den Brückengleichrichter 74, ist jedoch entgegengesetzter Polarität und tritt über den Thyristor 921 als invertierte Spannung auf. Diese Spannung bleibt ausreichend lange stehen, um den Thyristor 921 zu sperren. Gleichzeitig ist innerhalb dieser Zeitspanne der Thyristor 941 durchgeschaltet und öffnet dadurch einen neuen Entladungsweg für den Kondensator C5' über die halbe Wicklung 16' der Primärwicklung des Transformators T2 und die Induktionsspule 107 zum Brückengleichrichter 74. Die Induktionsspule 107 dient der Einstellung der Zeitkonstante des Kondensators C5' in der Weise, daß ausreichend Zeit zum vollständigen Sperren des jeweils durchgeschalteten Thyristors bleibt.

Nachdem die Spannung am Kondensator C5' vom zunächst doppelten Wert auf den gleichen Wert der Spannung am Brückengleichrichter 74 abgefallen ist, lädt sich der Kondensator C5^f mit umgekehrter Polarisation erneut in entgegengesetzter Richtung bis zum doppelten Wert der Quellenspannung auf. Sobald dieser Wert erreicht ist, tritt durch die Phasenumkehr zwischen der Spannung und dem Strom an der Induktionsspule 107 der momentane Maximalwert der magnetischen Plußdichte auf. Wenn der Zündstromimpuls auf den Steueranschluß des Thyristors 921 aufgeprägt wird, schaltet der Thyristor 921 wieder durch, so daß sich der oben beschriebene Ablauf wiederholt.

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Jedesmal, wenn einer der Thyristoren 921 oder 941 abgeschaltet wird, also in den gesperrten Zustand überführt wird, tritt eine Unterbrechung der Stromumkehr, d.h. des Stroms in Sperrichtung ein. Dabei bleibt ein gewisser Energierestbetrag im Magnetfeld der Induktionsspule 107 gespeichert. Diese gespeicherte Energie liegt zum Teil auch in der induktiven Kapazität der Spule 107, so klein diese auch sein mag, vor, und erzeugt dadurch eine relativ hohe Schaltspannungsspitze. Diese Schaltspannungsspitze kann zu Systemfehlern und einer unnötig hohen Schaltdissipation führen. Die auftretende Schaltspannungsspitze wird daher durch die Löschdiode D7 ausgeschaltet.

Die Sekundärwicklung 38 des in Fig. 6 gezeigten Haupttransformators D2 ist in Reihe mit den Lastlampen und dem Betriebskondensator C9 geschaltet und wirkt in gleicher Weise wie vorstehend in Verbindung mit dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel erläutert.

Ein weiteres wesentliches Merkmal der Erfindung ist dabei, daß keine Induktivität in Reihe zur Primärwicklung oder Sekundärwicklung des Haupttransformators benötigt wird, um die Lampenlast zu speisen. Dies senkt den Energiebedarf der Vorschaltvorrichtung und vermindert die Rückwirkungsimpedanz, die in den Wechselrichter rückwirkt. Auch wird im Wechselrichter selbst im Hauptstromkreis kein Widerstandselement verwendet, so daß auch im Wechselrichter kein ohmscher Wärmeverlust auftritt. Vielmehr ist bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel des Vorschaltgerätes der Erfindung der Startelektronenfluß im Wechselrichter so ausgelegt, daß er über die Primärwicklung des Haupttransformators, den Abgriff 36, den Kondensator C6, die Leitung 28 und den Transistor Q2 zur Leitung 34 zurückfließt. In entsprechender Weise verläuft zu den jeweils alternierenden Halbperioden der Elektronenstrom in entgegen-

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gesetzter Richtung über die Primärwicklung 16 des Haupttransformators T2 über den Transistor Q1 auf die Leitung 26 und über den Kondensator C5 auf die Leitung 36 zurück. Auf beiden Hauptstromkreisen ist keine Induktivität und kein Widerstand eingeschaltet. Dadurch wird die Wechselrichterlast auf kleinste Werte herabgedrückt. Dies wiederum liefert einen wesentlichen Anteil für die außerordentlich geringe Gesamtenergieaufnahme des Vorschaltgerätes der Erfindung. Weiterhin ist, wie bereits erwähnt, bei dem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung gem. Fig. 1 hervorzuheben, daß die beiden Wechselrichtertransistoren Q1 und Q2 in Reihe liegen, während bei den gebräuchlichen Vorschaltgeräten diese Transistoren in Gegentaktschaltung angeordnet sind. Im Gegensatz zur gebräuchlichen Emitterschaltung wird bei der Reihenschaltung der Transistoren die über die Transistoren Q1 und Q2 des Wechselrichters anliegende Spannung vom doppelten Wert der Speisespannung auf den exakten Wert der Speisespannung verringert. In der Praxis bedeutet dies vor allem, daß preiswertere Transistoren verwendet werden können.

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Claims

JA U G E R, G R A M S & P C) N TA NI

1'ΛΐΚΝΊΛΝ\ν.\Ι,Ί 1. O O ^ O 4 8

DICL.Cut.M. DR. KLAUS JAEGER DIPL.-ING. KLAUS D. GRAMS OR.-ING NANSH. PONTANI

Buna GAUTING · ESEFiGSTR. 4B'.i üO31 bTOCKQOHF · KRtUZWEG. „-1 B7Ö2 KL i.· INOSTHEIM · IiIFiSCHPFAO :)

SON-'

Sonelt Corporation, 7297 Ronson Road, Suite L, San Diego, CaI. 92111, USA

Vorschaltgerät für Entladungslampen

Patentansprüche

[1- Vorschaltgerät für Entladungslampen, gekennzeichnet durch, einen Haupttransformator mit einer Primärwicklung und zumindest einer ersten und einer zweiten Sekundärwicklung,

einen elektronischen Wechselrichter zur Strombeaufschlagung der Primärwicklung des Haupttransformators sequentiell in alternierenden Richtungen,

einen Starter zum Starten des elektronischen Wechselrichters ,

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TELEPHON: (OfJO) 0 50 20 30; oS7-l080; (ObO27) BBÜS ■ TELEX: 5Ü1 777 isar d

einen Betriebskondensaor (C9), der mit der ersten Sekundärwicklung des Haupttransformators verbunden ist,

mindestens einen ersten und einen zweiten Lampenanschluß zum Anschließen elektrischer Entladungslampen mit Kathodenelementen, wobei die Lampenanschlüsse in Reihe zum Betriebskondensator und der ersten Sekundärwicklung des Haupttransformators liegen,

einen Kondensator hoher Impedanz, der parallel zu mindestens einem, gleichzeitig jedoch nicht allen Lampenanschlüssen liegt, und

einen Hilfstransformator, dessen Primärwicklung mit der zweiten Sekundärwicklung des Haupttransformators verbunden ist und gegenüber dieser untersetzt ist, und mit Sekundärwicklungen, die gegenüber der Primärwicklung des Hilfs— transformators wiederum untersetzt sind und zur Heizung der Kathoden der Entladungslampen dienen, die in den Lampenanschlüssen eingesetzt sind.
2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet , daß der elektronische Wechselrichter einen ersten und einen zweiten Transistor enthält, wobei der Emitter des ersten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors verbunden ist,

daß eine von zwei Gleichspannungsspeiseleitungen mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, während die andere Gleichspannungsspeiseleitung mit dem Emitter des zweiten Transistors verbunden ist,

daß zwei Ladekondensatoren in Reihe über die Gleichspannungsspeiseleitungen geschlatet sind, so daß jeder dieser Lade-

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kondensatoren je einen der beidi.-n Trims i stören einzeln zumindest teilweise durchschalten kann,

daß der Emitter des ersten Transistors über eine direkte Leitung mit der Primärwicklung des Haupttransformators verbunden ist und eine Verbindungsleitunu die Primärwicklung des Haupttransformators mit einem Abgriff zwischen den Ladekondensatoren verbindet,

daß Schaltmittel vorgesehen sind, die die Transistoren in alternierender Folge durchschalten, und

daß der Starter beim Einschalten des Vorschaltgerätes einen der beiden Transistoren durchschaltet.
3. Vorschaltgerät nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet , daß die Schaltmittel zum Durchschalten der Transistoren in alternierender Folge im wesentlichen eine dritte Sekundärwicklung des Haupttransformators umfassen, die alternierend einmal die Basis des ersten Transistors, einmal die Basis des zweiten Transistors treibt.
4. Vorschaltgerät nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet , daß ein Rückkopplungstransformator zwischengeschaltet ist, dessen Primärwicklung mit der dritten Sekundärwicklung des Haupttransformators verbunden ist und zwei der Rückkopplung dienende Sekundärwicklungen aufweist, von denen die eine im Kollektorkreis des einen Transistors, die andere im Emitterkreis des anderen Transistors liegt.
5. Vorschaltgerät nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet , daß in Reihe zur Primärwicklung des Rückkopplungstransforma-

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tors und der dritten Sekundärwicklung das Haupttransformators ein Stellpotentiometer geschaltet ist.
6. Vorschaltgerät nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet , daß die dritte Sekundärwicklung aus getrennten Wicklungen zusammengesetzt ist, die über jeweils einen ihrer Abschlüsse miteinander verbunden und mit einer der Gleichspannungsspeiseleitungen verbunden sind und deren jeweils anderer Anschluß mit der Basis jeweils eines der Transistorer verbunden ist, wobei jedem dieser Transistoren ein eigenes separates RC-Glied zugeordnet ist.
7. Vorschaltgerät nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet , daß die Schaltmittel zum Ansteuern und Durchschalten der Transistoren in alternierender Folge und der Starter als Oszillator in Form eines integrierten Schaltkreises ausgebildet sind, der unabhängige Ausgangsanschlüsse aufweist, die jeweils mit der Basis jeweils eines der Transistoren verbunden sind.
8. Vorschaltgerät nach Anspruch 2,
gekennzeichnet durch einen Zweiwegebrückengleichrichter, dessen Eingangsanschlüsse an Wechselspannungsnetzspeiseleitungen liegen und an dessen Ausgangsanschlüssen die Gleichspannungsspeiseleitungen angeschlossen sind.
9. Vorschaltgerät nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet , daß der Starter einen Diac (Zweiwegeschaltdiode) enthält, der mit einer der beiden Gleichspannungsspeiseleitungen und der Basis eines der beiden Transistoren verbunden ist.

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10. Vorschaltgerät nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet , daß sämtliche Wicklungen des fix 1 f stransi ormators , also sowohl die Primärwicklung als auch die Sekundärwicklungen des Hilfstransformators jeweiIs mindestens drei Windungen aufweisen.
11. Vorschaltgerät nach Anspruch 1,
gekennzeichnet durch eine Auslegung der Schaltung in der Weise, bzw. durch Schaltmittel, die gewährleisten bzw. den Haupttransformator so steuern, daß der Haupttransformator unterhalb seiner Sättigungsgrenze arbeitet.
12. Vorschaltgerät nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet , daß der Wechselrichter einen Gegentaktoszillator enthält, dessen Ausgangsanschlüsse mit der Primärwicklung des Haupttransformators verbunden sind, und einen Multivibrator enthält, dessen Ausgangsanschlüsse entgegengesetzte und reversible Polarität aufweisen, und daß unabhängige Thyristoren mit ihren Steueranschlüssen mit jeweils einem der Ausgänge des Multivibrators verbunden sind und in den Ausgangskreis des Gegentaktoszillators geschaltet sind.
13. Vorschaltgerät für Entladungslampen, gekennzeichnet durch, einen Haupttransformator mit einer Primärwicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer Rückkopplungssekundärwicklung,

einen elektronischen Wechselrichter, der die Primärwicklung des Haupttransformators sequentiell und in alternierenden Richtungen mit einem Treiberstrom beaufschlagt,

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einen Starter zum Starten des elektronischen Wechselrichters,

einen Arbeitskondensator (C9), der mit der Sekundärwicklung des Haupttransformators verbunden ist,

zumindest einem ersten und einem zweiten Lampenanschluß zur Aufnahme elektrischer Entladungslampen, wobei die Lampenanschlüsse zum Arbeitskondensator und zur ersten Sekundärwicklung des Haupttransformators in Reihe liegen,

durch einen Kondensator mit hoher Impedanz, der parallel zu zumindest einer, gleichzeitig jedoch nicht zu allen Lampenanschlüssen liegt, und

einen Rückkopplungstransformator, der kleiner als der Haupttransformator ist, dessen Primärwicklung an die RückkopplungsSekundärwicklung des Haupttransformators angeschlossen ist und der mit einer Sekundärwindung den elektronischen Wechselrichter betreibt.
14. Vorschaltgerät nach Anspruch 13,

dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungstransformator bei einer kleineren magnetischen Flußdichte gesättigt ist als der Haupttransformator und den elektronischen Wechselrichter so steuert, daß dieser die Stromrichtung in der Primärwicklung des Haupttransformators jedesmal dann umkehrt, wenn der Rückkopplungstransformator den Sättigungsbereich erreicht, ohne daß dabei der Haupttransformator gesättigt ist.

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