Die Erfindung bezieht sich auf eine integrierte Signal
verarbeitungsschaltung gemäß dem Oberbegriff des Haupt
anspruchs.
In einer aus der GB-PS 13 37 991, dortige Fig. 2A,
bekannten Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des
Hauptanspruchs ist das dort genannte Schaltungselement im
Regelsignal-Generatorkreis ein als Diode geschalteter
zweiter Transistor 50, dessen gemeinsame Kollektor- und
Basiselektroden mit einem Punkt konstanten Potentials über
einen veränderlichen Widerstand 51 verbunden sind, und
wobei der Emitter mit dem Emitter eines dritten Tran
sistors 38 verbunden ist, der in die Phasenverschiebungs
anordnung aufgenommen ist. Die Aufgabe der Reihenschaltung
aus dem veränderlichen Widerstand 51 und dem zweiten
Transistor 50 ist es, den Strom durch den dritten Tran
sistor 38 entsprechend der Einstellung des veränderlichen
Widerstands 51 zu regeln, wobei dieser Strom die von der
Phasenverschiebungsanordnung herbeigeführte Phasenver
schiebung bestimmt. Die Aufgabe des zweiten Transistors 50
ist es, Temperaturgleichlauf und Vorspannungsstabili
sierung zu schaffen.
Aus der Zeitschrift "Radio-Electronics", 1969, Band 40,
Nr. 8, Seiten 64 bis 67, ist es bekannt, nebeneinander auf
einem Halbleiterkörper einen Widerstand und eine Kapazität
zu erzeugen. Dabei ist die Kapazität durch einen pn-
Übergang gebildet. Eines der dotierten Gebiete, die den
Übergang bilden, ist weniger hoch dotiert als das andere.
Das Widerstandselement, das in einem weiteren dotierten
Gebiet mit einem Paar elektrischer Kontakte gebildet ist,
weist in seinem weiteren dotierten Gebiet denselben
Leitfähigkeitstyp auf und ist während desselben
Dotierungsschrittes gebildet wie eines der dotierten
Gebiete, die zum pn-Übergang gehören.
Es ist bekannt, daß die Übergangsfrequenz fT eines Tran
sistors sich auf die Weite des Basisgebietes des Tran
sistors bezieht; je kleiner die Weite ist, um so höher ist
der Wert von fT. Wenn ein Signal über eine Signalstrecke
übertragen wird, die sich durch den Transistor erstreckt,
wird das Signal in dem Transistor in der Phase verzögert,
und zwar wegen der endlichen Höhe der Transistor-Über
gangsfrequenz. Wenn die Frequenz des Signals weit unter
der Übergangsfrequenz liegt, wird diese Phasenverzögerung
normalerweise vernachlässigbar sein. Aber wenn die
Frequenz des Signals sich der Übergangsfrequenz nähert,
wird dies nicht der Fall sein und die Phasenverzögerung
sollte beim Entwurf der Schaltungsanordnung mit dem
Transistor berücksichtigt werden. Wenn beispielsweise der
Transistor einen Teil eines Gyratorkreises bildet, wobei
ein Tor durch eine Kapazität belastet wird, so daß das
andere Tor induktiv ist, wobei dieses andere Tor mit einer
Kapazität verbunden ist zur Bildung eines Parallel- oder
eines Reihenresonanzkreises, wird der Gütefaktor Q des
Resonanzkreises vergrößert, wenn die durch den Transistor
verursachte Phasenverzögerung in Signalen, die durch den
Transistor gehen, wesentlich ist, es sei denn, daß diese
Phasenverzögerung auf irgendeine Weise ausgeglichen wird.
In einem derartigen Fall sollen, wenn der Resonanzkreis
den erforderlichen Gütefaktor aufweisen soll, entweder die
Basisparameter derart gewählt werden, daß dieser Güte
faktor erhalten wird, und es soll ein Phasenausgleich
vorgesehen werden, oder die Basisparameter sollen derart
gewählt werden, daß ein Gütefaktor entsteht, der gerade um
einen derartigen Betrag unter demjenigen liegt, der
erforderlich ist, was zu dem erforderliche Gütefaktor
führt, der nach Vergrößerung durch die Phasenverzögerung
erhalten werden würde.
Heutige Herstellungstechniken für integrierte Schaltungen
sind derart, daß die Weite der Basisgebiete und folglich
die Übergangsfrequenzen von Transistoren in Schaltungs
anordnungen von Partie zu Partie wesentlich unterschied
lich sein kann. Deswegen wird, wenn der obengenannte
Resonanzkreis, bei dem das induktive Element durch einen
kapazitiv belasteten Gyrator gebildet ist, als integrierte
Schaltung konstruiert ist, die Phasenverzögerung, die in
den jeweiligen Transistoren des Gyrators auftritt, weit
gehend unvorhersagbar sein mit dem Resultat, daß der Güte
faktor des Resonanzkreises ebenfalls weitgehend unvorher
sagbar sein wird, wenn die Resonanzfrequenz des Kreises
derart ist, daß diese Phasenverzögerungen wesentlich
sind. Dies gilt sogar, wenn ein fester, d. h. basisweiten
unabhängiger Phasenausgleich in dem Kreis eingebaut ist.
Wenn der erforderliche Gütefaktor nur eine sehr eng
begrenzte Toleranz aufweisen soll, kann dies zu einer
hohen Ausschußquote bei der Massenherstellung führen.
Die Erfindung hat die Aufgabe, Mittel zu schaffen, durch
die die im Transistor der integrierten Schaltung
auftretenden, chargenabhängigen Fertigungsstreuungen in
der Phasenverzögerung wenigstens weitgehend kompensierbar
sind.
Die Aufgabe wird elfindungsgemäß bei einer integrierten
Signalverarbeitungsschaltung der eingangs genannten Art
durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils gelöst.
Es wurde gefunden, daß der Widerstandswert eines soge
nannten "Basis-unter-Emitter" -Widerstandes in einer
integrierten Schaltung mit der Basisweite eines Tran
sistors oder von Transistoren, die ebenfalls in der
integrierten Schaltung vorhanden sind, unter der Voraus
setzung korrelieren können, daß der Transistor bzw. die
Transistoren und der Widerstand entsprechende dotierte
Zonen enthalten, die während derselben Dotierungsschritte
gebildet sind, wodurch es möglich wird, daß ein Regel
signal, dessen Wert von diesem Widerstandswert abhängig
ist, erzeugt wird, welches Signal zur Regelung der Phasen
verschiebung benutzt wird, die von einer Phasenver
schiebungsanordnung herbeigeführt wird, die in einer
Signalstrecke durch den bzw. jeden Transistor derart
liegt, daß die Unterschiede in der Phasenverschiebung, die
in der Signalstrecke herbeigeführt werden, durch die
Änderungen in der Basisweite des oder jedes Transistors
von Partie zu Partie auftritt, wenn derartige integrierte
Schaltungen in Massenherstellung hergestellt werden, wobei
der Ausschuß verringert wird, der sonst auftreten würde
durch Phasenverschiebungen in den Signalstrecken, die
außerhalb der dabei gestellten Toleranzgrenzen liegen.
Um mit Änderungen in der bzw. den Transistorbasisweite(n)
große Änderungen in dem Widerstandswert des Widerstands zu
erhalten, soll das vierte Gebiet sich von einem ersten
Teil des dritten Gebietes zu einem zweiten Teil des
dritten Gebietes über eine Strecke erstrecken, die
zwischen den Kontakten des Paares liegt.
Eine besonders einfache Art und Weise, ein Regelsignal zu
erzeugen, ist, den Widerstand zwischen dem Ausgang einer
Konstantstromquelle und einem Punkt mit einem festen
Potential vorzusehen und einen Punkt der Verbindung
zwischen der Konstantstromquelle und dem Widerstand
gleichstrommäßig mit dem Ausgang des Regelsignal-
Generatorkreises zu verbinden.
Eine ganz einfache Verwirklichung der Phasenverschiebungs
anordnung kann erhalten werden, wenn diese eine Wider
stands-Kapazitäts-Kombination enthält, in der die Kapazi
tät durch einen pn-Übergang gebildet wird, der durch das
Ausgangssignal des Regelsignal-Generatorkreises im Betrieb
in Sperrichtung vorgespannt werden kann. Wenn eines der
dotierten Gebiete, die den pn-Übergang definieren, weniger
hoch dotiert ist als das andere der dotierten Gebiete, die
den Übergang definieren, wird der Grad der Dotierung
dieses einen der dotierten Gebiete die Kapazität durch den
Übergang für bestimmte Werte der zugeführten
Sperrvorspannung weitgehend bestimmen. Weil dieser
Dotierungsgrad von Partie zu Partie variieren kann, wenn
derartige integrierte Schaltungen in Massenherstellung
hergestellt werden, werden diese Variationen nach wie vor
zu nicht einwandfreiem Phasenausgleich in der Signal
strecke führen, was eine hohe Ausschußquote zur Folge hat,
es sei denn, daß Schritte unternommen werden, um dies
auszugleichen. Es wurde gefunden, daß ein derartiger
Ausgleich erhalten und folglich der Ausschuß verringert
werden kann, wenn der Regelsignal-Generatorkreis ein
Widerstandselement enthält mit einem weiteren dotierten
Gebiet mit einem Paar elektrischer Kontakte, und wenn das
weitere dotierte Gebiet von demselben Leitfähigkeitstyp
ist und während desselben Dotierungsschrittes gebildet
wird wie das eine der dotierten Gebiete, die den Übergang
definieren, wobei dieses Widerstandselement derart in dem
Regelsignal-Generatorkreis liegt, daß das Ausgangssignal
des Regelsignal-Generatorkreises von dem Widerstandswert
des Widerstandselementes derart abhängig ist, daß die
Sperrvorspannung geringer ist, je höher der Widerstands
wert ist.
Wenn die Phasenverschiebungsanordnung eine Widerstands-
Kapazitäts-Kombination enthält, in der die Kapazität durch
einen in Sperrichtung vorgespannten pn-Übergang wie obenstehend
erwähnt gebildet ist, kann eine besonders einfache
Konstruktion für diese Anordnung erhalten werden, wenn die
Widerstandskomponente dieser Widerstands-Kapazitäts-
Kombination durch den Widerstand eines bestimmten der
dotierten Gebiete, die den Übergang definieren, gebildet
wird, wobei dieses eine der dotierten Gebiete dann mit
ersten und zweiten elektrischen Kontakten versehen ist.
Eine bequeme Art und Weise, eine derartige Anordnung in
der Signalstrecke durch den Transistor anzuordnen, ist,
daß eine der dotierten Gebiete mit einem dritten elek
trischen Kontakt zu versehen derart, daß dieser dritte
Kontakt elektrisch in gleichem Abstand von dem ersten und
dem zweiten Kontakt steht, die ersten und zweiten Kontakte
mit dem Emitter des Transistors bzw. mit dem Emitter eines
weiteren Transistors und den dritten Kontakt mit dem
Ausgang einer Stromquelle zu verbinden.
Eine derartige Anordnung hat sich als besonders vorteil
haft gezeigt, und bietet die Möglichkeit, einen befriedi
genden Ausgleich zu ergeben, wenn der erstgenannte Tran
sistor einen Teil einer ersten spannungsgeregelten Strom
quellenschaltung bildet, wobei der Ausgang mit dem Eingang
einer zweiten spannungsgeregelten Stromquellenschaltung
verbunden ist, deren Ausgang mit dem Eingang der ersten
spannungsgeregelten Stromquellenschaltung verbunden ist,
wobei eine der Stromquellenschaltungen invertierend wirkt und
die andere nicht invertierend, so daß die Stromquellen
schaltungen zusammen einen Gyratorkreis bilden, wobei ein
Kondensator über ein Tor des Gyratorkreises angeschlossen
ist. Bekanntlich ist das andere Tor eines derartigen
Gyratorkreises induktiv, und dadurch, daß dieses andere
Tor mit einem weiteren Kondensator verbunden wird, kann
ein Resonanzkreis gebildet werden.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung
dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es
zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform,
Fig. 2 einen Schaltplan einer möglichen Konstruktion für
die Ausführungsform nach Fig. 1,
Fig. 3 eine Darstellung, die zeigt, wie bestimmte Elemente
in der Konstruktion nach Fig. 2 in integrierter
Schaltungsform vorgesehen sind,
Fig. 4 eine Darstellung möglicher alternativer
Konstruktionen für einen der Blöcke aus Fig. 1.
In Fig. 1 enthält eine integrierte Schaltung einen
Transistorkreis 1, beispielsweise einen Verstärkerkreis,
dessen Eingang 2 mit einer Eingangsklemme 3 für ein
Eingangssignal gekoppelt ist. Nach Signalverarbeitung in dem
Transistorkreis i erscheint das Eingangssignal an dem
Ausgang 4 und wird dem Eingang 5 einer Phasenver
schiebungsanordnung 6 zugeführt. Die Anordnung 6 ist
derart ausgebildet, daß der Wert der darin verursachten
Phasenverschiebung von dem Wert eines einem Regelsignal
eingang 7 zugeführten Gleichstrom-Regelsignals abhängig
ist, wodurch das dem Eingang 5 zugeführte Signal an dem
Ausgang 8 um einen Betrag phasenverschoben erscheint, der
von dem Wert dieses Regelsignals abhängig ist. Das an dem
Ausgang 8 erscheinende Signal wird einer Ausgangsklemme 9
zugeführt. Der Regelsignaleingang 7 wird aus dem
Ausgang 10 eines Regelsignal-Generatorkreises 11 gespeist.
Der Generatorkreis 11 enthält einen Widerstand 12 mit
dotierten Zonen der integrierten Schaltung, die der
Kollektor-, Basis- bzw. Emitterzone eines Transistors
bzw. von Transistoren in dieser Schaltung entsprechen,
wobei jede Zone während desselben Dotierungsschrittes
entsprechend den Zonen des Transistors bzw. der Tran
sistoren gebildet ist. Insbesondere enthält der bzw. jeder
Transistor ein erstes Gebiet des einen Leitfähigkeitstyps
mit einem elektrischen Kontakt, ein erstes Gebiet ent
gegengesetzten Leitfähigkeitstyps, das in dem ersten
Gebiet des ersten Leitfähigkeitstyps gebildet und mit
einem elektrischen Kontakt versehen ist, und ein zweites
Gebiet des einen Leitfähigkeitstyps, das in dem ersten
Gebiet entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps gebildet und
mit einem elektrischen Kontakt versehen ist. Der Wider
stand 12 enthält ein drittes Gebiet des ersten Leitfähig
keitstyps, ein zweites Gebiet entgegengesetzten Leitfähig
keitstyps, das in dem dritten Gebiet gebildet und mit
einem elektrischen Kontaktpaar versehen ist, welche
Kontakte die Anschlußklemmen des Widerstandes bilden, und
ein viertes Gebiet des einen Leitfähigkeitstyps, das in
dem zweiten Gebiet entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps
gebildet ist. Bei der Herstellung des Widerstandes und des
Transistors bzw. der Transistoren sind die ersten und
dritten Gebiete des einen Leitfähigkeitstyps während
desselben Dotierungsschrittes gebildet, die ersten und
zweiten Gebiete entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps sind
dabei während desselben Dotierungsschrittes gebildet und
die zweiten und vierten Gebiete des einen Leitfähigkeits
typs sind während desselben Dotierungsschrittes gebildet.
Der Widerstand 12 hat folglich einen Widerstandswert, der
größer ist, je nachdem das Basisgebiet des oder jedes
Transistors kleiner ist, wobei dies der Widerstandswert
der Zone des Widerstands 12 ist, die dem Basisgebiet
des oder jedes Transistors entspricht. Der Widerstand 12
liegt derart in dem Generatorkreis 11, daß der Wert des
Ausgangssignals des Generatorkreises 11 von dem
Widerstandswert des Widerstandes und folglich der Weite
des Basisgebietes oder der Basisgebiete abhängig ist. Der
Ausgang 10 ist mit dem Regelsignaleingang 7 derart
verbunden, daß Signale, die über die Strecke von der
Eingangsklemme 3 zu der Ausgangsklemme 9 gehen, eine
Phasenverschiebung in der Anordnung 6 erfahren, die in der
Phasenvoreilrichtung größer oder in der Phasennacheil
richtung kleiner ist, je größer der Wert der Basisweite
des oder jedes genannten Transistors in dem Transistor
kreis 1 ist, d. h. je größer die Phasenverzögerung ist, die
von dem Transistor bzw. den Transistoren herbeigeführt
wird. In den meisten Fällen ist es selbstverständlich
erwünscht, die jeweiligen Schaltungsparameter derart zu
wählen, daß die Gesamtphasenverschiebung, die (gegebenen
falls) zwischen den Klemmen 3 und 9 auftritt, von der
Basisweite des oder jedes genannten Transistors in dem
Transistorkreis 1 nahezu unabhängig ist.
Es dürfte einleuchten, daß in einer Abwandlung der
Transistorkreis 1 in die Signalstrecke zwischen dem
Ausgang 8 und der Ausgangsklemme 9 eingefügt werden kann
oder daß, wenn der Transistorkreis 1 die dargestellte Lage
hat, ein weiterer Transistorkreis, der eine basisweiten
abhängige Phasenverschiebung erzeugt, die durch die Anord
nung 11, 6 ebenfalls ausgeglichen werden muß, zwischen dem
Ausgang 8 und der Ausgangsklemme 9 vorhanden sein kann.
Fig. 2 zeigt den Schaltplan einer möglichen Konstruktion
der integrierten Schaltung aus Fig. 1, wobei dieselben
Elemente so weit als möglich mit denselben Bezugszeichen
versehen sind wie in Fig. 1. Die Schaltungsanordnung aus
Fig. 2 enthält ein Durchgangsfilter zwischen der Eingangs
klemme 3 und der Ausgangsklemme 9, wobei das kapazitive
Element dieses Filters ein Kondensator 13 ist und das
induktive Element, das parallel zu dem Kondensator 13
liegt, ein Tor 14 eines Gyratorkreises ist, wobei das
andere Tor 15 durch einen Kondensator 16 belastet ist. Auf
herkömmliche Weise enthält die Gyratorschaltung einen
nicht invertierenden, spannungsgeregelten Stromquellen
kreis, der das Tor 14 mit dem Tor 15 koppelt, und einen
invertierenden, spannungsgeregelten Stromquellenkreis, der
das Tor 15 mit dem Tor 14 koppelt.
Der nicht invertierende Stromquellenkreis enthält ein
Transistorpaar 17 und 18, deren Emitterelektroden über
Widerstände 19A und 19B mit gleichem Wert mit Erde ver
bunden sind, und eine Stromquelle 20, die den beiden
Transistoren gemeinsam ist. Die Kollektorelektroden dieser
Transistoren werden über die Stromquellen 21 und 22 von
der positiven Speiseleitung gespeist. Die Basis des
Transistors 17 bildet den Eingang dieses Stromquellen
kreises und ist mit dem Kondensator 13 verbunden, und der
gemeinsame Punkt des Kollektors des Transistors 18 und der
Stromquelle 22 bildet den Ausgang dieses Stromquellen
kreises und ist mit dem Kondensator 16 verbunden. Die
Basis des Transistors 18 liegt an Erde.
Der invertierende Stromquellenkreis enthält einen
Transistor 23, dessen Emitter über einen Widerstand 24A
und eine Stromquelle 25 mit Erde und dessen Kollektor über
eine Stromquelle 26 mit der positiven Speiseleitung
verbunden ist. Die Basis des Transistors 23 bildet den
Eingang dieses Stromquellenkreises und ist mit dem
Kondensator 16 verbunden, und der gemeinsame Punkt des
Kollektors des Transistors 23 und der Stromquelle 26
bildet den Ausgang dieses Stromquellenkreises und ist mit
dem Kondensator 13 verbunden.
Die Eingangsklemme 3 ist mit der Parallelschaltung des
Tores 14 und des Kondensators 13 über einen Transistor 27
verbunden, dessen Kollektor mit der positiven Speise
leitung verbunden ist und dessen Emitter mit dem gemein
samen Punkt des Widerstandes 24A und der Stromquelle 25
über einen Widerstand 24B mit demselben Wert wie der
Widerstand 24A verbunden ist. Die Eingangsklemme 3 liegt
an der Basis des Transistors 27.
Die Parallelschaltung des Tores 14 und des Kondensators 13
ist mit der Ausgangsklemme 9 über den Transistor 17
verbunden, wobei die Ausgangsklemme 9 mit dem gemeinsamen
Punkt des Kollektors des Transistors 17 und der Strom
quelle 21 verbunden ist.
Die Widerstände 24A und 24B sind durch eine mittenange
zapfte, flache, p-leitende Zone in einer n-leitenden Insel
in dem Halbleiterchip gebildet, in dem die integrierte
Schaltung gebildet ist, wie detailliert untenstehend noch
beschrieben wird, wobei die Verbindung zwischen dieser
Zone und der Insel in Sperrichtung vorgespannt ist. Die Insel
ist bei 28 auf schematische Weise dargestellt. (Im
wesentlichen sind die Widerstände 19A und 19B auf gleiche
Weise gebildet.) Diese Struktur bildet die Phasen
verschiebungsanordnung 6 aus Fig. 1.
Die Schaltungsanordnung aus Fig. 2 enthält ebenfalls einen
Regelsignal-Generatorkreis 11, dessen Ausgang 10 mit dem
Regelsignaleingang 7 der Phasenverschiebungsanordnung 6,
d. h. mit der obengenannten n-leitenden Insel, verbunden
ist. Der Generatorkreis 11 enthält einen Transistor 29,
dessen Basis und Kollektor miteinander und über eine
Stromquelle 30 mit Erde verbunden sind und dessen Emitter
über einen Widerstand 40 mit der positiven Speiseleitung
verbunden ist, und einen Transistor 31, dessen Emitter
über die Reihenschaltung aus den Widerständen 32 und 33
mit der positiven Speiseleitung verbunden ist, dessen
Basis mit dem gemeinsamen Punkt der Stromquelle 30 und der
Basis und des Kollektors des Transistors 29 verbunden ist
und dessen Kollektor über die Reihenschaltung aus den
Widerständen 34 und 35 mit Erde verbunden ist. Der gemein
same Punkt des Kollektors des Transistors 31 und des
Widerstands 34 liegt an dem Ausgang 10, und zwar aus
Gründen der Impedanzanpassung über eine Emitterfolger
schaltung vom Darlington-Typ, wobei diese Emitterfolger
schaltung die Transistoren 36 und 37 enthält, deren
Kollektorelektroden mit der positiven Speiseleitung ver
bunden sind. Die Basis des Transistors 36 liegt an dem
gemeinsamen Punkt des Kollektors des Transistors 31 und
des Widerstandes 34, der Emitter des Transistors 36 ist
mit der Basis des Transistors 37 unmittelbar und mit dem
Emitter des Transistors 37 über einen Widerstand 38 ver
bunden, und der Emitter des Transistors 37 ist mit dem
Ausgang 10 und über einen Widerstand 39 mit Erde ver
bunden. Die Elemente 29-33 und 40 bilden eine
"Stromspiegel"-Schaltung, wobei ein Strom, der in einem
spezifischen Verhältnis zu dem durch die Stromquelle 30
erzeugten Strom steht, durch den Kollektor des Tran
sistors 31 getragen wird. Wenn also der Basisstrom des
Transistors 36 vernachlässigt wird, wird durch die Wider
stände 34 und 35 ein vorbestimmter konstanter Strom
hindurchgeführt, und folglich steht an diesen Widerständen
eine Gleichspannung proportional zu deren Werten und wird
dem Ausgang 10 über die Emitterfolgerschaltung 36-39
zugeführt.
Der Widerstand 34 besteht aus einem sogenannten
"Basis-unter-Emitter" -Widerstand, wie untenstehend noch
näher beschrieben wird, und bildet den Widerstand 12 aus
Fig. 1. Er enthält dotierte Zonen, die den Kollektor-,
Basis- bzw. Emitterzonen der Transistoren 17, 18, 23 und
27 entsprechen und je während desselben Dotierungs
schrittes wie die entsprechenden Zonen der genannten
Transistoren gebildet sind. Wie aus dem Untenstehenden
einleuchten dürfte, bezieht sich der Wert des Wider
standes 34 folglich auf die Basisweiten der genannten
Transistoren; je kleiner diese Weiten sind, desto größer
ist der Wert des Widerstandes 34 und folglich desto größer
ist die Spannung am Ausgang 10. Es dürfte einleuchten, daß
das Potential am Ausgang 10 die Sperrvorspannung zwischen
der n-leitenden Insel 28 und der p-leitenden Zone, die die
Widerstände 24A und 24B bildet, beherrscht; je größer das
Potential am Ausgang 10, desto höher ist die Sperrvorspannung
und folglich wird die Kapazität zwischen der
p-leitenden Zone, die die Widerstände 24A und 24B bildet,
und der n-leitenden Insel 28 desto niedriger sein. Weil
diese Insel im wesentlichen Erdpotential hat, sofern es
sich um Wechselstromsignale handelt, und weil der Emitter
des Transistors 27 eine niedrige Impedanz an dem mit ihm
verbundenen Ende des Widerstandes 24B aufweist, ist im
wesentlichen der Emitter des Transistors 23 über die
Parallelschaltung des Widerstandes 24 und der genannten
Kapazität mit Erde verbunden. Das Vorhandensein dieser
Parallelschaltung führt deswegen zu Signalen, die durch
den Transistor 24 von dem Tor 15 zu dem Tor 14 übertragen
werden, wobei diese Signale in bezug auf die Phase, die
sie sonst haben würden, in Vorwärtsrichtung phasen
verschoben werden, und wobei die Größe der Phasen
verschiebung in Vorwärtsrichtung größer sein wird, je
höher der Wert der genannten Kapazität ist, d. h. je größer
die Basisweite der Transistoren 17, 18, 23 und 27 ist. Je
größer diese Basisweiten sind, desto niedriger sind die
Übergangsfrequenzen dieser Transistoren und folglich desto
größer ist die durch diese Transistoren verursachte
Phasenverzögerung. Die insgesamt durch die Tran
sistoren 17, 18 und 23 herbeigeführte Phasenverzögerung
ist die wichtigste in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2
(die die Transistoren in der Gyratorschaltung sind), und
der Regelsignal-Generatorkreis 11 ist derart gebildet,
daß diese Gesamt-Phasenverzögerung durch die in der oben
genannten Parallelschaltung herbeigeführte Phasenver
schiebung in der Vorwärtsrichtung im wesentlichen genau
ausgeglichen wird. (Der Zweck des Widerstandes 35, der den
Effekt der Änderungen in dem Wert des Widerstandes 34
verringert, ist, dazu beizutragen.)
Die wirklich zwischen der p-leitenden Zone, die den
Widerstand 24A, 24B bildet, und der n-leitenden Insel 28
auftretende Kapazität für spezifische Werte der positiven
Regelspannung, die der Insel 28 zugeführt wird, wird
bekanntlich von dem Dotierungsgrad der n-leitenden Insel
abhängig sein (die Dotierungskonzentration darin ist
geringer als die in der p-leitenden Zone).
Folglich würden, wenn keine Maßnahmen getroffen werden
würden, um diesem Effekt entgegenzuwirken, Schwankungen in
dem Dotierungsgrad der Insel 28, die von Partie zu Partie
auftreten können, wenn integrierte Schaltungen wie oben
stehend beschrieben in Massenherstellung hergestellt
werden, verantwortlich sein für einen nicht vollständigen
oder einen zu großen Ausgleich der durch die Tran
sistoren 17, 18 und 23 erzeugten und erhaltenen Phasen
verzögerungen. Um diesen Effekt zu verringern, ist der
Widerstand 33 als isolierte Insel der integrierten
Schaltung ausgebildet, wobei die Dotierung dieser Insel
während desselben Dotierungsschrittes wie das Dotieren der
Insel 28 durchgeführt wird. Je niedriger der Dotierungs
grad der Insel 28 ist, um so niedriger wird die Kapazität
zwischen dieser Insel und der Zone sein, die den Wider
stand 24A, 24B bildet, und umgekehrt. Weil die Insel, die
den Widerstand 33 bildet, während desselben Dotierungs
schrittes wie die Insel 28 gebildet wird, wird der
Dotierungsgrad der Insel, die den Widerstand 33 bildet, um
so niedriger sein, je niedriger der Dotierungsgrad der
Insel 28 ist, und folglich wird der Wert des Wider
standes 33 um so höher sein. Je höher der Wert des
Widerstandes 33 ist, um so niedriger wird der von dem
Kollektor des Transistors 31 geführte Strom sein, und
folglich um so niedriger wird die Spannung an den
Widerständen 34 und 35 und daher auch am Ausgang 10 sein,
was zu einer erhöhten Kapazität zwischen der Zone, die den
Widerstand 24A bildet, und der Insel 28 führt, wodurch die
wegen des zu niedrigen Dotierungsgrades der Insel 28
verringerte Kapazität ausgeglichen wird. Selbstverständ
lich arbeitet die Schaltung in entgegengesetzter Weise,
wenn der Dotierungsgrad zu hoch ist. Der Regelsignal-
Generatorkreis 11 ist derart ausgebildet, daß die
Abhängigkeit der Spannung an dem Ausgang 10 von dem Wert
des Widerstandes 33 derart ist, daß Änderungen in dem
Dotierungsgrad der Insel 28 auf diese Weise im wesent
lichen genau ausgeglichen werden. Der Widerstand 32, der
den Effekt der Schwankung in dem Wert des Widerstandes 33
verringert, ist zum Beitragen zu diesem Effekt vorgesehen.
In der Praxis kann die Basis jedes der Transistoren 17, 18
und 24 über einen (nicht dargestellten) einzelnen
Emitterfolger gespeist werden, mit einem Emitter-
Belastungswiderstand, dessen Wert in der Größenordnung
von beispielsweise 10 kOhm liegt. Derartige Emitterfolger
können, wenn dies erforderlich ist, Gleichstrompegel
verschiebungen herbeiführen, und zwar wegen der benutzten
Gleichstromkopplungen. Die Werte jedes der mitten
angezapften Widerstände 19 und 24 können beispielsweise in
der Größenordnung von 1 kOhm liegen. Die jeweiligen
("Konstant-") Stromquellen können beispielsweise durch
Widerstände mit hohem Wert oder durch geeignet vorge
spannte Transistoren im gemeinsamen Emitterbetrieb ausge
bildet werden (pnp-Transistoren für die Stromquellen 21,
22 und 26 und npn-Transistoren für die Stromquellen 20 und
30). Die Werte der Widerstände 32, 34 und 39 können
beispielsweise in der Größenordnung von 1 kOhm liegen, die
Werte der Widerstände 35 und 38 in der Größenordnung von
10 kOhm und der Wert des Widerstandes 33 in der Größen
ordnung von 100 Ohm. Die Werte des Widerstandes 40 und der
Ausgangsstrom der Stromquelle 30 können derart gewählt
werden, daß der Kollektorstrom des Transistors 31 etwa
500 µA beträgt, was etwa +5 V am Ausgang 10 ergibt. Die
positive Speiseleitung kann 12 V in bezug auf Erde führen.
Fig. 3 zeigt, wie der Transistor 17, der Widerstand 34,
der angezapfte Widerstand 24 und der Widerstand 33 aus
Fig. 2 in integrierter Schaltungsform ausgebildet sein
können. (Die Transistoren 18, 23 und 27 aus Fig. 2 können
auf die Art und Weise ausgebildet sein, wie dies für den
Transistor 17 dargestellt wurde, und die Widerstände 32
und 35 aus Fig. 2 können je auf die Art und Weise ausge
bildet sein, wie dies für den Widerstand 24, aber ohne
Abgriff, dargestellt ist.) Fig. 3 ist eine (nicht
maßgerechte) perspektivische Darstellung der wesentlichen
Elemente derjenigen Teile des Halbleiterchips, auf dem die
Schaltung aus Fig. 2 hergestellt ist, die den Tran
sistor 17, den Widerstand 34, den angezapften Wider
stand 24 und den Widerstand 33 enthält, wobei diese Teile
über ihre Symmetrieachse in einer Ebene senkrecht zu der
Ebene des Chips durchgeschnitten sind, so daß die
Fläche 41 sichtbar wird. Der Chip hat die Form eines
p-leitenden Substrats 42, auf dem eine n-leitende
Epitaxialschicht 43 gebildet ist. Die Epitaxialschicht 43
ist elektrisch in erste, zweite, dritte und vierte
Inseln 44, 45, 46 bzw. 47 durch eine p⁺-leitende Isolier
diffusion 48 aufgeteilt. Die Insel 44 bildet den Kollektor
des Transistors 17 und ist mit einem Aluminium-Kontakt 49
versehen, wobei der Kontakt 49 die Insel 44 über eine
flache n⁺-diffundierte Zone 75 in der Insel 44 kontak
tiert. Die Basiszone 50 des Transistors 17 ist durch eine
flache p-leitende Diffusion in der Insel 44 gebildet und
ist mit einem Aluminium-Kontakt 51 versehen. Die Emitter
zone 52 des Transistors 17 ist durch eine flache
n-leitende Diffusion in der Basiszone 50 gebildet und ist
mit einem Aluminium-Kontakt 53 versehen. Der Widerstand 34
aus Fig. 2 ist in der Insel 45 gebildet und enthält eine
flache p-leitend diffundierte Zone 54 mit den Aluminium-
Kontakten 55 und 56. Über dem Teil der Zone 54, der sich
zwischen den Kontakten 55 und 56 erstreckt, ist eine
flache n-leitend diffundierte Zone 57 vorgesehen, von der
jedes Ende (nur das Ende 58 ist dargestellt) sich bis in
das n-leitende Material der Insel 45 erstreckt, so daß ein
sogenannter "Basis- unter-Emitter"-Widerstand gebildet
ist. Der Widerstand 24A, 24B aus Fig. 2 besteht aus einer
flachen p-leitenden Zone 59, die durch Diffusion in der
Insel 46 gebildet ist, wobei diese Zone mit einem
Aluminiumkontakt 60 versehen ist, der den Mittenabgriff
des Widerstandes bildet, und mit Aluminiumkontakten 61 und
62, die die zwei enden dem Widerstandes bilden. Die
Insel 46 entspricht der Insel 28 in Fig. 2 und ist mit
einem Aluminiumkontakt 63 versehen, der über eine flache
n⁺-diffundierte Zone 76 in der Insel 46 diese Insel
kontaktiert. Der Widerstand 33 aus Fig. 2 besteht aus dem
Material der Insel 47, die mit den Aluminiumkontakten 64
und 65 versehen ist, die über die flachen n⁺-diffundierten
Zonen 77 und 78 in der Insel 47 diese Insel kontaktieren.
Während der Herstellung der integrierten Schaltung werden
die Inseln 44, 45, 56 und 47 alle während desselben
Dotierungsschrittes (während der Bildung der Epitaxial
schicht 43) gebildet, und die Zonen 50, 54 und 59 einer
seits sowie die Zonen 52 und 57 andererseits sind jeweils
während desselben Dotierungsschrittes gebildet, so daß der
Wert des Widerstands 54, 55, 56, 57, 58 in Wechsel
beziehung zu der Basisweite (Kollektor-Emitter-Abstand)
des Transistors 44, 49, 50, 51, 52, 53 und der Wert des
Widerstands 47, 64, 65 in Wechselbeziehung zu dem
Dotierungsgrad in der Insel 46 steht, wie dies erforder
lich ist.
Es dürfte einleuchten, daß es nicht wesentlich ist, daß
sich jedes Ende der Zone 57 aus Fig. 3 bis in das
n-leitende Material der Insel 45 erstreckt; ein oder die
beiden Enden können innerhalb der Zone 54 enden. Aber in
einem derartigen Fall wird vielmehr ein Teil des Stromes,
der zwischen den Kontakten 55 und 56 im Betrieb fließt, um
die Zone 57 herum statt unter der Zone 57 fließen, so daß
der Widerstandswert zwischen den Kontakten 55 und 56 von
dem Raum zwischen der Unterseite der Zone 57 und dem
benachbarten Teil der Insel 45 weniger abhängig ist und
folglich weniger abhängig von der Basisweite des
Transistors 17 (dem Raum zwischen der Zone 52 und der
Insel 44).
Fig. 4 zeigt einige mögliche alternative Ausführungsformen
der Phasenverschiebungsanordnung 6 aus Fig. 1. In Fig. 4A
enthält die Phasenverschiebungsanordnung 6 einen Tran
sistor 66, mit dessen Kollektor der Eingang 5 über einen
Widerstand 67 und mit dessen Basis der Regelsignal
eingang 7 über einen Widerstand 68 verbunden ist. Der
Emitter des Transistors 66 ist mit Erde und der Kollektor
ist über einen Kondensator 69 mit seiner Basis und eben
falls mit dem Ausgang 8 verbunden. Der Regelsignal
eingang 7 befindet sich effektiv auf Erdpotential, soweit
es das Wechselstromsignal vom Eingang 5 zum Ausgang 8
anbelangt, und der Strom in dem Kondensator 69 wird durch
den Kollektorstrom des Transistors 66 gespiegelt, so daß
das Ende des Widerstandes 67, das vom Eingang 5 entfernt
liegt, eine parallele Kapazität "sieht", deren Effektiv
wert dem Wert des Kondensators 69, vergrößert um einen
Faktor proportional zur Verstärkung des Transistors 66,
entspricht. Die Verstärkung des Transistors 66 nimmt zu,
wenn die dem Regelsignaleingang 7 zugeführte (positive)
Spannung zunimmt, d. h. die Anordnung 6 erzeugt eine
Phasenverzögerung, deren Wert mit der Zunahme der Spannung
am Regelsignaleingang 7 zunimmt. Mit dieser Konstruktion
für die Phasenverschiebungsanordnung 6 muß daher der
Generatorkreis 11 aus Fig. 1 zum Zuführen einer positiven
Spannung zum Regelsignaleingang 7 konstruiert sein, und
zwar derart, daß diese Spannung geringer ist, je größer
die Basisweite von wenigstens einem Transistor in dem
Transistorkreis 1 ist. Die in Fig. 2 dargestellte
Schaltung für den Generatorkreis 11 kann deswegen zum
Speisen des Regelsignaleingangs 7 aus Fig. 4A benutzt
werden.
In Fig. 4B enthält die Anordnung 6 einen Widerstand 70,
der den Eingang 5 mit dem Ausgang 8 verbindet, und eine
veränderliche Kapazitätsdiode 71 zwischen dem Regelsignal
eingang 7 und dem Ausgang 8. Die Anordnung erzeugt dadurch
eine Phasenverzögerung am Ausgang 8 gegenüber dem
Eingang 5, wobei der Wert dieser Verzögerung zunimmt bei
Zunahme des Kapazitätswertes der Kapazitätsdiode 71. Mit
dieser Konstruktion für die Anordnung 6 muß daher der
Generatorkreis 11 aus Fig. 1 zum Zuführen einer
(negativen) Regelspannung zum Regelsignaleingang 7
konstruiert sein, und zwar derart, daß der Wert dieser
negativen Spannung größer wird, je größer die Basisweite
von wenigstens einem Transistor in dem Transistorkreis 1
wird.