DE2937707A1 - Rauchdetektor - Google Patents

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft einen Rauchdetektor zur Feststellung eines Verbrennungsproduktes innerhalb einer Detektionskammer, die Luft von der Außenseite des Detektors aufnimmt und die eine Strahlungsenergiequelle aufweist/ mit einem Strahlungsenergiewandler und einen an den Strahlungsenergiewandler gekoppelten Detektionsschaltungsaufbau.

Im US-Patent Nr. 4,126,790 wird ein Rauchdetektor vorgeschlagen, dessen herausragende Eigenschaft eine impulsartige oder getaktete Operation ist, in der die Detektionsschaltung mit oder ohne Spannungsregler periodisch mit einem relativ niederen Tastverhältnis betrieben wird. Vorzugsweise sind Energiespeicherelemente beinhaltet, die eine elektrische Ladung zwischen den Operationszeiten aufbauen und halten. Auf diese Art wird der Stromverbrauch signifikant reduziert, da Spitzen- oder Einschwingstrombedarf vorliegt.

Das US-Patent Nr. 4,121,110 schlägt das optische Voreinstellen eines optischen Rauchdetektors und verschiedene physikalische Eigenschaften des Voreinstellsystems und seines Gehäuses vor, welches den Durchgang von Rauch in die Detektionskammer erleichtert. Verschiedene darin offenbarte einstellbare Anordnungen von Strahlungeenergiequelle und Wandler vergrößern die Effektivität des optischen Voreinstellens und erhöhen ferner die Effizienz der Raucherkennung.

So werden die Ziele eines niederen Stromverbrauchs und niederen Einschwingstrombedarfs durch die getakteten Rauchdetektoren erreicht, die im US-Patent 4,126,790 beschrieben sind, und die Ziele größerer Empfindlichkeit und Arbeitsstabilität von den optisch voreingestellten photooptischen Rauchdetektoren des US-Patentes 4,121,110 erreicht.

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Wie in der vorliegenden Anmeldung und den angeführten Patenten gezeigt ist, ist die Arbeitsgrundlage der meisten Rauchdetektoren, entweder photooptischer oder Ionisations-Detektoren, die Wirkung des Rauchs auf die Energiemenge, die von einem Wandler von einer bekannten Energiequelle empfangen wird. Im allgemeinen ist es in optischen Detektoren die Gegenwart von Rauch in einer Detektionskammer, die Licht, das normalerweise nicht auf den empfangenden Wandler einfällt, in das Gesichtsfeld dieses Wandlersreflektiert oder streut und dadurch das elektrische Ausgangssignal des empfangenden Wandlers ändert und einen Alarm auslöst. Um die Effekte der äußeren Umgebungsenergie zu reduzieren, wird die Detektionskammer "lichtdicht" gemacht, wodurch Rauch, aber kein Licht in die Kammer durch einen gewundenen Weg eintreten kann. Es wäre offensichtlich besser, wenn ein photooptischer Rauchdetektor mit einem im wesentlichen offenen Aufbau arbeiten könnte, relativ unempfindlich gegen die Umgebungsenergie ist, und in den Rauch gänzlich frei einfließen könnte. Dies würde die Geschwindigkeit erhöhen, mit der der Rauch festgestellt wird. Es wäre ferner wünschenswert, die Energie der Quelle zu erhöhen, so daß das Signal-Stör-Verhältnis erhöht wird, um ein zuverlässigeres, störungsfreies Signal für die Alarmschaltung zu schaffen.

Während die Umgebungsenergie der Detektionskammer primär ein Problem ist, das nur bei photooptischen Detektoren auftritt, sind andere Probleme, die die Empfindlichkeit und Wartung des Detektors betreffen, allen Rauchdetektoren gemeinsam. So würde ein selbstkompensierender Rauchdetektor, in dem die Empfindlichkeit automatisch eingestellt wird, so daß sie im wesentlichen ungeachtet der Komponentenalterung, der Ansammlung von Staubpartikeln auf frei liegenden Elementen, der Drift von Komponenten und ähnlichem konstant bleibt, die Wartungsanstrengungen und Kosten in großem Maße reduzieren und die Zuverlässigkeit erhöhen. Es gibt auch Situationen, in denen eine Zunahmegeschwindigkeitserkennung nützlich wäre, um vorteilhaft zwischen langsamen und schnellen Änderungen der Rauchdichte zu unterscheiden. Schließlich ist eine konstante automatische überwachung der Integrität und Betriebsfähigkeit eines Rauchdetektors von offensichtlicher Wichtigkeit wie in jeder Sicher-

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heitsvorrichtung.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen verbesserten Rauchdetektor zu schaffen, in den Rauch freier einfließen kann. Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, die Umgebungsenergie zu kompensieren, die die Direktionskammer erreichen kann. Eine weitere Aufga be der Erfindung ist es, den Verstärkungsfaktor der Rauchdetek- tionsschaltung automatisch zur Kompensation von Änderungen in den Betriebsbedingungen, zum Beispiel wegen Alterung oder Drift der Komponenten automatisch einzustellen.

Ferner soll ein zuverlässiger und billiger Rauchdetektor ge schaffen werden, der mit äußerst niedrigem Leistungsabfluß ar beitet, und in dem minimale Wartung nötig ist. Eine weitere Auf gabe der Erfindung ist es, einen Rauchdetektor zu schaffen, in dem die verfügbare Strahlungsenergie innerhalb der Detektionskammer der Vorrichtung erhöht wird.

Heiter soll ein Rauchdetektor geschaffen werden, der auf die Ge schwindigkeit der Zunahme des Rauchpegels anspricht, und ein Rauch detektor, der ein erhöhtes Signal/Rausch -Verhältnis hat.

Diese Aufgabe wird durch einen Rauchdetektor der eingangs be schriebenen Art gelöst, der gemäß der Erfindung gekennzeichnet ist durch eine dem Detektionsschaltungsaufbau zugeordnete Verzögerungsüberwachungsschaltungseinrichtung zum Abtasten relativ langsamer Änderungen in einem Signalpegel zur bidirektionalen Kompensation von Schwankungen gegenüber einem Ruhesignalpegel zur Verhinderung eines Triggerns des Detektionsschaltungsaufbaues, wobei diese Oberwachungsschaltungseinrichtung eine Ausgabesteuereinrichtung und eine Speichereinrichtung zum Aufrechterhalten eines vorausgehenden Signalpegels umfaßt.

Der verbesserte Rauchdetektor weist eine schnellere Antwortzeit, größere Unempfindlichkeit gegen Umgebungsenergie und niedrigerem Entstandhaltungsaufwand auf. Der Rauchdetektor verwendet Modulationstechniken um innerhalb einer Rauchdetektionskammer zwischen

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Umgebungsenergie und Energie von einer Sendequelle zu unterscheiden. Eine verzögerte automatische Verstärkungsfaktorregelung wird zur Reduzierung der Effekte der langsamen Parameteränderungen im Detektor selbst und zur Schaffung größerer Unterscheidung zwischen Rauch, der einen Alarm verursachen sollte und Rauch, der zum Beispiel von Tabak kommt, geschaffen. Der offenbarte verbesserte Rauchdetektor schafft ferner vergrößerte Signal-Zu-Störungs- bzw. Rauschverhältnisse und schafft so genauere und präzisere Messungen.

Eines der wesentlichen Konzepte, die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegen, ist die Modulation der Sendevorrichtung zur Änderung ihrer Ausgabe in vorbestimmter Art und eine Empfangsschaltung, die die Modulation erkennt und darauf zur Auslösung eines Alarms anspricht, wenn das erkannte Signal einen vorbestimmten Schwellwert übersteigt. Eine solche Modulation kann entweder in kontinuierlich arbeitenden oder gepulsten Detektoren verwendet werden und kann die Form von Frequenzmodulation, Amplitudenmodulation, oder einer Kombination beider aufweisen.

In einem typischen photooptischen Detektor, kann die Lichtquelle eine lichtemittierende Diode (LED) und der empfangende Wandler eine Photodiode oder ein Phototransistor sein. Wenn der Detektor optisch gemäß des Patentes Nr. 4,121,1i0 voreingestellt bzw. vorgespannt ist, erreicht eine bekannte vorbestimmte Menge Energie von der Quelle normalerweise den Empfangswandler und bis das Rauch vorliegt, wird keine zusätzliche Energie empfangen. Wenn eine Detektionskammer, die relativ "weit offen" für Umgebungslicht ist, gemäß der Erfindung verwendet wird, die den leichten und direkten Eintritt von Rauch in die Kammer erlaubt und entsprechendes schnelles Ansprechen auf sehr niedrige Rauchkonzentrationen schafft die Modulation Mittel zur Unterscheidung des Umgebungslichts von den Energiequellenemissionen. Umgebungsenergie, oder andere in der nicht vorbestimmten Art modulierte Energie, die den Empfangswandler erreichen, wird wirksam durch den Demodulator "gestoppt" und ist für die Auslösung des Alarms unwirksam. Zum Beispiel können

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Hochpassfilter in der Empfangsschaltung beinhaltet sein, wenn schnelle Umgebungslichtänderungen erwartet werden, wie beispielsweise von Fluoreszenz- bzw. Leuchtstoff- oder anderer üblicher Arten von Lichtsystemen.

Automatische Verstärkungs- bzw. Verstärkungsfaktorregelschaltungen, die eine Zeitverzögerung verwenden, können auch in dem Empfängerschaltungsaufbau beinhaltet sein und schaffen eine Rauehzunähmegeschwindigkeitserkennung zur Unterscheidung zwischen langsamen und schnellen Änderungen der Rauchkonzentration und damit die Möglichkeit, falsche Alarme zu verhindern, wie etwa, wenn Tabakrauch zeitweise vorhanden ist. Der gleiche Schaltungsaufbau kann so eingestellt werden, daß er eine Empfindlichkeitseinstellung ebenso wie eine allgemeine Detektorüberwachung schafft, welches alles im weiteren im Detail erklärt wird.

Zum einen wird ein Rauchdetektor geschaffen, der eine Detektionskammer aufweist mit wenigstens einem Weg, durch den umgebende Luft in die Kammer einfließen kann, eine Strahlungsenergiequelle zum Emittieren einer bekannten Spektralstrahlung in die Kammer auf ein erregendes Signal hin, einem Wandler, der in Verbindung mit der Kammer zur Schaffung einer Signalausgabe auf jegliche Strahlung hin, die auf einen strahlungsempfindlichen Teil des Wandlers aufschlägt, angeordnet ist, einer Einrichtung zum Schaffen des erregenden Signals zur Strahlungsenergiequelle, einer Verstärkungseinrichtung, die auf die Signalausgabe des Wandlers zur Schaffung einer elektrischen Signalausgabe anspricht, die für die Amplitude der von dem Wandler abgetasteten bzw. gemessenen Energie kennzeichnend ist, und einer Alarmeinrichtung, die bei übersteigen einer Ausgabe der Verstärkungseinrichtung eines vorbestimmten Wertes betätigbar ist. Die Erfindung beinhaltet die Verbesserung, daß die Wege so ausgeführt sind, daß Luft freier in die Kammer fließen kann, in dem einem Teil der Umgebungsstrahlung außerhalb der Kammer ermöglicht wird, das Innere der Kammer zu erreichen. Die Erfindung schafft ferner einen Modulator zum Variieren der Energieabgabe der Strahlungsquelle gemäß eines vorbestimmten Musters, in-dem das Erregungssignal varriert wird, und eine Schaltung mit einem Demodulator, der

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in der Schaltungsanordnung mit der Verstärkungseinrichtung verbunden ist, zum Erkennen und Messen des Teiles der Wandlersignalausgabe, die dem vorbestimmten Muster entspricht, wobei die Alarmeinrichtung durch die Ausgabe der Schaltungsanordnung ansprechbar ist.

In bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung wird die Detektionsschaltung so getaktet, daß sie nur während vorbestimmter Zeit dauern arbeitet.

Andere Gesichtspunkte der Erfindung sind die Schaffung einer Rauchdetektionskanuner für einen optischen Rauchdetektor, der eine Strahlungsenergiequelle und einen für die Strahlungsenergie empfindlichen Wandler umfaßt, wobei die Quelle im wesentlichen an einer Punktenergiequelle sitzt und zentral in einer Ebene einer flachen reflektierenden Oberfläche in der Kammer angebracht ist. Die Kammer weist eine zweite reflektierende Oberfläche auf, die mit der flachen reflektierenden Oberfläche und der Quelle ausgerichtet ist, und einen Abstand von diesen aufweist, wodurch im wesentlichen die ganze von der Quelle abgestrahlte und auf die zweite Oberfläche aufschlagende Energie wenigstens zweimal die Distanz zwischen der ersten und der zweiten Oberfläche zurücklegt, bevor sie absorbiert wird. Der Wandler hat in seinem Gesichtsfeld einen wesentlichen Teil des Raumes zwischen der ersten und der zweiten reflektierenden Oberfläche. In spezifischen Ausführungsformen kann die zweite Oberfläche konkav, parabolisch, sphärisch oder elliptisch sein.

Ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung ist die Schaffung eines Rauchdetektors mit einem Schaltungsaufbau zum Feststellen des Verbrennungsproduktes innerhalb einer Detektionskammer, die zum Luftdurchgang von außerhalb des Detektors offen ist, einer kennzeichnenden Einrichtung zur überwachung eines ausgewählten elektrischen Parameters des Schaltungsaufbaues zum Schaffen eines verzögerten Steuersignals auf Änderungen im Wert des überwachten

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Parameters hin und einem Verstärkungsfaktorregelungsschaltungsaufbau zur Verbindung des Steuer- bzw. Regelsignals von der überwachungsschaltung zur Änderung des Verstärkungsfaktors des Detektionsschaltungsaufbaues des Rauchdetektors.

Gemäß einer Heiterbildung der Erfindung wird eine Testeinrichtung und ein Verfahren zur genauen Kalibrierung bzw. Eichung eines Detektors geschaffen und diese Weiterbildung wird im weiteren in Verbindung mit dem Testen eines optisch voreingestellten bzw. vorgespannten Detektors beschrieben. Dieses Testen wird durch einen handbetätigten Abstimmkolben oder ähnliches zur Betätigung eines bewegbaren mit einer geschlitzten Schutzwand verbundenen Elementes erzielt. In der Normalstellung des bewegbaren Elementes ist eine relativ leichte optische Vorspannung vorhanden. Wenn jedoch der Abstimmkolben das bewegbare Element betätigt, schlägt eine vorhersagbare Menge zusätzlichen Lichts auf den Detektor auf und simuliert einen bestimmten benötigten Prozentsatz Rauch. Wenn der Abstimmkolben vorgelassen wird, wird das bewegbare Element in seine Ursprungs* stellung zurückgespannt.

GemäB einer anderen Eigenschaft der Erfindung wird die Verstärkungsfaktorkompensation durch eine zusätzliche Steuerung eines Referenzoder Triggerpegel- eingangs eines !Comparators oder ähnlichem erleichtert.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen an Hand der Figuren. Von den Figuren zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der elektrischen Komponenten des Rauchdetektors gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2 eine Querschnittsansicht eines typischen Rauchdetektors gemäß der Erfindung;

Fig. 3 eine bevorzugte Ausführungsform der verzögerten automatischen Verstärkungsfaktorregelschaltung gemäß der

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Erfindung;

Fig. 4 eine teilweise schematisierte und idealisierte Ansicht einer Energiequelle, die Energieübertragungsmuster von dieser Quelle darstellt;

Fig. 5 eine spezifische Schaltungsanordnung für die in Fig. gezeigte Taktschaltung;

Fig. 6 eine alternative Ausführungsform einer Taktschaltung, die einen Regler umfaßt und in Blockform alle anderen Schaltungen zeigt, die das Taktsignal aufnehmen;

Fig. 7 eine sehr einfache Anordnung für einen Modulator, der einen vorbestimmten Frequenzgenerator zur Modulation verwendet;

Fig. 8 ein spezifisches Schaltbild, das die Taktung, die Modulation und den Lichtquellensender zeigt, der davon moduliert wird;

Fig. 9 eine spezifische Schaltungsanordnung für den Empfängerteil des Systems, die wieder den Takt- bzw. Abtasttransistor zeigt und die Verwendung eines bekannten integrierten Demodulator- oder DecoderschaHkreises;

Fig. 10 eine der in Figur 9 gezeigten ähnliche Schaltungsanordnung, die als Demodulator eine Filterschaltung verwendet;

Fig. 11 Wellenformen, die dem Arbeiten des erfindungsgemäßen Systems zugeordnet sind;

Fig. 12 eine Vorrichtung zum Testen des Detektors; A und B

Fig. 13 repräsentative Wellenformen, die der verzögerten ' " Verstärkungsfaktorregelungseigenschaft der Erfindung zugeordnet sind;

Fig. 14 die verzögerte Verstärkungsfaktorregelschaltung von Fig. 3 in Kombination mit der Opto-Koppler-Steuerung eines Verstärkers;

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Fig. 15 wiederum die verzögerte Verstärkungsfaktorregelung von Fig. 3 zur Einstellung eines Referenz- oder Triggerpegels für einen Komparator verwendet; und

Fig. 16 Wellenformen, die der Schaltung von Fig. 15 zugeord-^{A u}· ^B net sind.

Wie eingangs erwähnt, gibt es einige verschiedene Arten von Rauchdetektoren. Sie können im wesentlichen in zwei Klassen eingeteilt werden, diejenigen, die auf Streuung oder Verdunkelung der Strahlungsenergie, die gewöhnlich in den sichtbaren oder infraroten Bändern liegt, beruhen, und denjenigen, die von dem Stromfluß einer Quelle ionisierter Partikel, typischerweise Americium, beruhen. In jedem Fall schafft der Empfangswandler ein elektrisches Ausgangssignal, das nach einer Verarbeitung mit einem vorbestimmten Wert oder Schwellwert verglichen wird. Falls das verarbeitete Signal den vorbestimmten Wert überschreitet, wird ein Alarm ausgelöst und verriegelt.

Zur Erleichterung der Diskussion ist die folgende Beschreibung auf einen optischen Rauchdetektor gerichtet, und insbesondere auf einen optischen streuenden Rauchdetektor, der das Vorhandensein von Rauchpartikeln in einer Detektionskammer feststellt. Nichtsdestoweniger sind verschiedene Eigenschaften der Erfindung auch auf Ionisationsrauchdetektoren und Verdunkelungsrauchdetektoren anwendbar. Sie werden nicht direkt diskutiert; wenn es jedoch anwendbar ist, wird bezug auf diese anderen Detektoren genommen .

Bezugnehmend auf Fig. 1 weist ein erfindungsgemäßer photooptischer Rauchdetektor eine elektrische Schaltung 8 auf, die über Leitungen 10 und 12 von einer nicht gezeigten Stromquelle, beispielsweise einer Batterie oder gleichstromerzeugten Spannung, mit Energie versorgt werden. Eine Abtast- bzw. Taktschaltung 14 und eine Alarmschaltung 16 sind direkt mit der Spannungsversorgung über die Leitungen 10, 12 verbunden. Wie im US-Patent 4,126,790

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offenbart, wird in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung der verbleibende Schaltungsaufbau mit niederem Tastverhältnis betrieben und ist an den Ausgang der Taktschaltung 14 geschaltet.

Der Spannungsausgang der Taktschaltung 14, über Leitung 17, wird von einer Spannungsreglerschaltung 18 geregelt (die gewöhnlich nicht benötigt wird, falls die Versorgungsspannung von einer Batterie stammt). Die geregelte Ausgangsspannung vom Spannungsregler 18 über Leitung 20 versorgt den Rest des Rauchdetektionsschaltungsaufbaues. Über die Leitungen 20 und 12 ist die Detektions- bzw. Erkennungsschaltung geschaltet, die eine Modulationsschaltung 21, eine Sendeschaltung 22, eine Empfängerschaltung 24, und eine Verstärkerschaltung 26, eine Empfindlichkeitseinstellung 28, eine Demodulationsschaltung 30, einen zweiten Verstärker 32, eine Schwellwert-Triggerschaltung 34, und in der bevorzugten Ausführungsform eine verzögerte automatische Verstärkungsfaktorregelschaltung 36 umfaßt.

Bezugnehmend auf Fig. 2 ist ein typischer photooptischer Rauchdetektor 40, der das Streuungsenergieprinzip verwendet, gezeigt, der von jeder gewünschten Gestalt sein kann, und rund gezeigt ist. Er kann aus gegossenem Plastik, geformten Metall, oder jedem anderen geeigneten und billigem Material hergestellt sein. Vorzugsweise ist eine Vertiefung bzw. Bohrung im oberen Teil gebildet und eine nicht gezeigte herkömmliche Einrichtung ist zur Befestigung des Detektors an einer Decke oder Wand vorgesehen. Die Vertiefung enthält elektrische Komponenten, die auf einer gedruckten Schaltungskarte 44 zusammengebaut und befestigt sind. Ein Deckel 46 wird durch Schrauben 48 und 50 an seinem Platz gehalten. Es kann Vorkehr für das Einführen eines nicht gezeigten Steckers durch Ausbilden einer öffnung im Gehäuse 42 oder im Deckel 46 getroffen werden. Ähnlich können andere öffnungen zur Unterbringung von Potentiometer -Steuerungen oder anderen Einstellvorrichtungen ausgebildet werden.

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Die Schaltungskarte 44 dichtet die Vertiefung des Gehäuses ab und trennt sie von den Rauchdetektionsteilen, die unterhalb der Schaltungskarte liegen. Eine Strahlungsenergiequelle 54, die eine lichtemittierende Diode (LED) sein kann, und ein entsprechender Wandler 56, der ein Phototransistor sein kann, wobei beide mit einer geeigneten Optik, wie es im US-Patent 4,126,790 erklärt ist, versehen sind, werden in die untere Oberfläche der Schaltungskarte 44 hineingesteckt. Die Rauchdetektionsteile der Vorrichtung werden durch den Boden der Vertiefung bestimmt, und umfassen die Schaltungskarte 44 und die obere Oberfläche einer Verkleidung 58. Die zwei zueinander weisenden Oberflächen sind einander angepaßt und glatt gestaltet, so daß ein unbehinderter Durchgang 60 für Luft und Rauch geschaffen ist, um freien Zugang zu der optischen Detektionskammer zu erzielen, die umfangsmäBig angenähert durch einen Maschenzylinder 62 begrenzt ist, der als Insektenschutz dient. Der Durchgang 60 weist keine abrupten Hindernisse oder gekrümmte Wege zur Verhinderung des freien Eintritts von Rauchpartikeln auf. In der optischen Kammer ist eine Anzahl von Fugen oder Flügeln 66 radial in dem Durchgang 60 zur weiteren Konzentration und Trichterung bzw. Führung des Luft- und Rauchflusses, insbesondere des horizontalen Flusses in definierte Wege zur optischen Kammer durch den Durchgang 60 angeordnet. Diese können auf der oberen Oberfläche der Verkleidung 58 oder auf der oberen Oberfläche des vertieften Gehäuses 42 ausgebildet sein.

Der Unterteil der optischen Kammer ist auch offen und ein Durchgang 70, der insbesondere für den vertikalen Luft- und RauchdurchfluB ausgeführt ist, ist zwischen der oberen Oberfläche eines relativ kleinen zentralen Deflektors 72 und der unteren mittleren Oberfläche der Verkleidung 58 ausgebildet. Der zentrale Deflektor bzw. Ablenkfläche 72 hat eine sich verjüngende bzw. kegelförmige obere Oberfläche, die zu der gegenüberliegenden unteren Verkleidungsoberfläche konform ist, und der Durchgang 70 dient zur Konzentration und Eintrichterung bzw. Einführung des Luft- und Rauchflusses in die optische Kammer. Eine weitere Konzentration wird

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durch die Anordnung der sich verjüngenden Strahlungsflügel bzw. -fugen 76 erzielt, die sich entlang der gleichen Linien wie die Flügel 66 erstrecken können. Wie beim Durchgang 60 existieren keine abrupten Hindernisse oder gekrümmte Pfade, die den leichten Eintritt von Rauchpartikeln verhindern.

Die in den Durchgängen 60 und 70 gebildeten Wege können durch das Schaffen einer relativ freien Bewegung und des Eintritts von Luft und Rauchpartikeln auch irrtümlich oder zweckmäßigerweise den Zugang von Umgebungsenergie in die optische Detektionskammer ermöglichen. Gemäß der Erfindung beeinflußt der Zutritt von Umgebungsenergie in die Detektionskammer nicht nachteilig das zufriedenstellende Arbeiten des Rauchdetektors. Dies bedeutet eine radikale Abwendung von den Lehren früherer photooptischer Rauchdetektoren.

Es wird wieder auf Figur 1 Bezug genommen, in der die Taktschaltung 14 in der bevorzugten Ausführungsform mit einem 0,4% -Tastverhältnis arbeitet, einem 20 Millisekunden-Impuls alle fünf Sekunden. Die Sendeschaltung 22 kann von beliebiger Art sein und schließt in ihrer einfachsten Form die Strahlungsenergiequelle in Reihe mit einem Strombegrenzungswiderstand ein. Wenn die Modulationsschaltung 21 während der Takt?eit nicht mit der Sendeschaltung 22 verbunden wäre, wäre die Energiequelle während der ganzen Taktzeit auf "Ein". Wenn daher der Effekt der Modulationsschaltung vernachlässigt wird, liegt die Ausgabe der Quelle 54 während der Takt- bzw. Auswertzeit auf einem konstanten Pegel. Die Modulationsschaltung 21 ist zur Variation der Abgabe der Strahlungsenergiequelle 54 während der Taktzeit gemäß eines vorbestimmten Musters vorgesehen. Die Modulation kann von jeglicher herkömmlicher Art sein. Im wesentlichen kann jede Variation bzw. Änderung der Abgabe der Quelle verwendet werden, die ein erkennbares Signalmuster an der Empfängerschaltung schafft. So kann Amplitudenmodulation, Frequenzmodulation, oder eine Kombination beider verwendet werden. Eine typische und bevorzugte Modulationsschaltung umfaßt einen astabilen Hochfrequenzmultivibrator, der zur periodischen Unterbrechung, beispielsweise durch eine Gatterschaltung, des Stromes durch die Quelle

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geschaltet 1st. Eine typische Arbeitsfrequenz kann 40 kHz sein. Der Aufbau anderer Modulatoren wird nicht weiter detailliert und ist in der Technik bekannt.

Die Empfängerschaltung kann typischerweise ein geeignet geschalteter Wandler 56 sein, zum Beispiel ein Phototransistor, der ein Ausgangssignal über die Leitung 80 schafft, dessen Strom eine Funktion der Gesamtenergiemenge ist, die an seiner empfindlichen Oberfläche empfangen wird. So ist das Signal auf Leitung 80 eine Funktion sowohl der Umgebungsenergie (Energie, die durch Durchgänge 60 und 70 empfangen wird) und jeglicher Energie, die von der Energiequelle 54 empfangen wird. Der Ausgang der Empfängerschaltung 24 wird durch den Verstärker 26 verstärkt und der Ausgang des Verstärkers 26 über die Leitung 82 wird in dieser besonderen Ausführungsform durch eine Empfindlichkeitseinstellung 28 gedämpft, die beispielsweise ein Potentiometer sein kann. In anderen Ausführungsformen der Erfindung wird die Empfindlichkeitseinstellung 28 nicht gebraucht oder kann im Verstärker 26 beinhaltet sein.

Wie dargelegt, weist der Ausgang der Empfängerschaltung 24 und somit der Einstellung 28 im wesentlichen zwei Komponenten auf, eine Niederfrequenz- oder vielleicht Gleichstromkomponente, die die Umgebungsenergie darstellt, und eine Komponente, die die modulierte Abgabe von Quelle 54 darstellt. Um die beiden Komponenten zu trennen und somit die Effekte der Umgebungsenergie zu eliminieren, ist der Demodulator 30 vorgesehen. Das Ausgangssignal von der Empfindlichkeitseinstellung 28 über die Leitung 84 wird durch den Demodulator 30 demoduliert. Der Demodulator ist dem Demodulationstyp angepaßt, der im Modulator 21 geschaffen wird. So kann in dem beschriebenen Beispiel, in dem ein 40 kHz, 100% AM (Amplitudenmodulation) -Modulator verwendet wird, der Demodulator typischerweise ein Hochpass- oder Bandpass-Filternetzwerk sein, beispielsweise gefolgt von einer Vollwellengleichrichtung und einer Glättschaltung. Der Aufbau dieser Schaltungen ist in der Technik bekannt. Der Ausgang der Demodulationsschaltung 30, über Leitung 86, beinhaltet keine Information bezüglich des Umgebungsenergieanteiles

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des Signals vom Empfänger 24. Wenn andere Modulationsmuster verwendet werden, wird die Demodulationsschaltung 30 diesen auf bekannte Weise angepaßt. In jedem Moment weist der Ausgang des Demodulators 30 eine Eins-zu-eins-Beziehungzur auf den Wandler 56 von der Quelle 54 einfallendenEnergie auf.

In dieser bevorzugten Ausführungsform wird der Ausgang des Demodulators 30 durch den Verstärker 32 gepuffert. Das gepufferte Ausgangssignal über Leitung 88 wird in der Triggerschaltung 34 verglichen, die beispielsweise ein Schmitt-Trigger sein kann, mit einem vorbestimmten Pegel oder Wert. Wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 32 den vorbestimmten Wert übersteigt, initiiert die Triggerschaltung 34 eine Alarmbedingung durch ein Signal über Leitung 90 und die Alarmschaltung 16, die direkt mit der Stromversorgung verbunden ist, verriegelt und warnt beispielsweise durch eine akustische Signalvorrichtung, daß der Rauchgrenzwert überschritten wurde.

Die Modulation des an die Strahlungsquelle 54 angelegten erregenden Signals eliminiert so die Wirkung der Umgebungsenergie in der Detektionskammer. Anders ausgedrückt, stetiges Umgebungslicht ist unwirksam, weil die Verstärker wechselstromgekoppelt sind. Fluktuierendes Umgebungslicht, wie beispielsweise das, daß von glühenden oder anderen fadenförmigen Quellen (60 Hz) oder Leuchtstoffquellen (bis zu 10 kHz) herrührt, ist unwirksam, weil der Diskriminator oder Demodulator, wie auch immer, als Filter dient.

Wenn jedoch die Energieabgabe der Strahlungsquelle abnimmt, beispielsweise entweder durch Alterung oder Staub, der auf die Quelle 54 oder den Wandler 56 fällt, und bewirkt, daß die Verstärkung der Detektorschaltung abfällt, wird ein hoher Rauchpegel benötigt, ehe der Alarm 16 ausgelöst wird. Dies führt möglicherweise zu unsicheren Arbeitsbedingungen und erhöht ferner den Instandhaltungsaufwand des Detektors. Folglich ist gemäß der Erfindung eine

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verzögerte automatische Verstärkungsfaktorregelung (Verzögerungs-AGC) 36 vorgesehen, die automatisch langsame Änderungen der Betriebsbedingungen kompensiert. In der bevorzugten Ausführungsform ist die Verzögerungs-AGC 36 in einer Rückkoppelungsanordnung zur Steuerung der Verstärkung des Verstärkers 26 angeordnet, so daß die Nennspannung auf Leitung 86 auf einem konstanten Wert gehalten wird. In anderen Ausführungsformen von Rauchdetektorschaltungen, zum Beispiel Ionisationsdetektoren, Verdunkelungsdetektoren, oder Detektoren, die nicht den Vorteil des leichten Zutritts zur Rauchdetektionskammer verwenden (und somit keinen Bedarf für die Modulation der Energiequellenabgabe aufweisen) kann die Verzögerungs-AGC in anderen Anordnungen zur Änderung der Verstärkung des Systems geschaltet sein. Beispielsweise kann der überwachte Parameter die Ausgabe des Wandlers sein und die Verzögerungs-AGC kann die Verstärkung des Wandlers ändern.

Während viele Arten von automatischen Verstärkungsfaktorregelschaltungen bekannt sind und im wesentlichen zur Verwendung in Rauchdetektionsschaltungsaufbauten angepaßt werden können, müssen einige Erfordernisse hinsichtlich einer getakteten Schaltungsanordnung eingehalten werden, die nicht in herkömmlichen kontinuierlich arbeitenden Detektoren existieren, und die besondere Beachtung erfordern. In den Momenten, in denen die Detektorschaltung nicht getaktet wird, ist die primäre Spezifikation für die automatische Verstärkungsfaktorregelschaltung die Aufrechterhaltung einer ausgewählten Spannung an einem bekannten Wert und die Verzögerung der Korrektur um eine feste Zeit, so daß relativ schnelle Änderungen, beispielsweise ein Spannungsaufbau wegen des Vorhandenseins von Rauch nicht vollständig korrigiert werden, und so das auslösende Alarmsignal verhindern. Folglich genügt für eine kontinuierlich betriebene Schaltung ein Tiefpassfilter in Reihe mit einer Regelschaltung zur Aufrechterhaltung eines ausgewählten Parameters innerhalb spezifizierter Grenzen, während eine Alarmbedingung wegen steigender Rauchdichte zur Auslösung des Alarms ermöglicht wird.

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In der getakteten Rauchdetektorschaltung ist das Problem größer, da typischerweise das Testverhältnis sehr niedrig ist. Folglich ist eine typische Tiefpassfilterschaltung zur Unterscheidung zwischen langsamer Änderung und schneller Änderung bei einer typischen Takt- bzw. Auswertrate von fünf Sekunden ungeeignet.

In Fig. 3 enthält eine verzögerte automatische Verstärkungsfaktorregelschaltung gemäß der bevorzugten Ausführungsform einen Feldeffekttransistor 100, der als Quellenfolger geschaltet ist, Widerstände 102, 104, 105, 106, einen variablen Widerstand 108, Dioden 110 und 112 und Kondensatoren 114 und 116. Typische Widerstände 102, 105 und 106 haben relativ hohe Widerstandswerte und der Widerstand 104 hat einen relativ niederen Widerstandswert.

Die Änderung der Spannung an der Quelle 118 des Feldeffektransistors wird zur Erhöhung oder zur Verminderung der Verstärkung des Verstärkers 26 verwendet. Wenn die Spannung, die überwacht wird, die Spannung auf Leitung 88 in der bevorzugten Ausführungsform, konstant bleibt, wenn getaktet wird, bleibt auch die Spannung über den Kondensatoren 114 und 116 im wesentlichen konstant. Während der Taktzeit bleibt daher die Verstärkung des Verstärkers 26 konstant, da die Quellenspannung am Widerstand 105 konstant bleibt.

Wenn jedoch der Ausgang über Leitung 88 abnimmt, beispielsweise weil Staub sich entweder auf die Sendequelle oder den Empfangswandler ablagert, wird die Verstärkung des Verstärkers 26 wie folgt eingestellt. Vor der Kompensation von dem Verzögerungs-AGC nimmt die Ausgabe des Verstärkers 32 über Leitung 88 ab, da die von dem Wandler empfangene Energie abnimmt und somit eine größere Menge Rauch zur Auslösung des Alarms benötigt wird. Als Folge der niederen Spannung auf Leitung 88 entlädt sich der Kondensator 116 langsam durch die Diode 110 und den Widerstand 106 auf einen niedereren Spannungswert. Wenn sich der Kondensator 116 entlädt, nimmt die Spannung am Widerstand 105 ab, was in dieser Ausführungsform verursacht, daß die Verstärkung des Verstärkers 26 zunimmt. Die Widerstandswerte sind ausreichend um im wesentlichen die Ladung

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des Kondensators 116 (und des Kondensators 114) in wenigen Taktzyklen (5 Sekunden) wieder einzustellen. Beim nächsten Taktimpuls hat der Verstärker 16 eine leicht höhere Verstärkung. Die höhere Verstärkung erhöht den Spannungspegel auf Leitung 88 und bewirkt, daß sich die Spannung am Kondensator 114 relativ schnell zum neuen Spannungspegel hin ändert. Während der Auszeit zwischen den Taktimpulsen entlädt sich der Kondensator 114, der nun auf einer höheren Spannung als der Kondensator 116 liegt, durch den variablen Widerstand 108 in den Kondensator 116. Dann, während der nächsten Ein-Zeit wird, da der Wert der Spannung über dem Kondensator 116 leicht höher ist, die Verstärkung des Verstärkers 26 etwas vermindert. Durch eine Mehrzahl von Taktzyklen wird eine normalisierte Verstärkung erreicht. Die passende Auswahl der Schaltungskomponentenwerte schafft die Flexibilität zur Wahl der Reaktionsbzw. Ansprechzeit der Schaltung. Wenn so eine große Änderung in der Spannung auf Leitung 88 vorliegt, was der Feststellung von Rauch entspricht, spricht der Verzögerungs-AGC nicht schnell genug an, um ein Auslösen des Alarms zu verhindern. Typische Werte der Komponenten sind:

Widerstand 102 1 Megaohm Kondensator 114 10 yuF

Widerstand 104 10 Kilo " Kondensator 116 1,0 AiF

Widerstand 105 10 Kilo "

Widerstand 106 20 Megaohm

Potentiometer 108 10 Megaohm

Diese Wahl der Werte ermöglicht auch dem Rauchdetektor als Zunahmegeschwindigkeitsdetektor zu arbeiten (eine andere Wahl der Komponentenwerte erzeugt natürlich ähnliche Resultate mit diesem Schaltungsaufbau). Wenn so das Signal auf Leitung 88 mit oder unterhalb einer vorbestimmbaren Geschwindigkeit zunimmt, kann die Verzögerungs-AGC schnell genug zur Verhütung der Auslösung des Alarms korrigieren und tut dies. Dies versieht den Rauchdetektor mit ünempfindlichkeit gegenüber falschen Alarmen wegen beispielsweise Tabakrauch. In der bevorzugten Ausführungsform ist unter

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Verwendung der oben beschriebenen Komponentenwerte eine maximale Zunahmegeschwindigkeit des Ausgangs des Verstärkers 88 0,1 Volt/ Sekunde. Eine Zunahme größer als 0,1 Volt/Sekunde würde nach einigen Taktzyklen die Auslösung des Alarms bewirken.

Der Verzögerungs-AGC im Schaltungsaufbau in Fig. 1 wird nicht durch Änderungen im Umgebungslicht beeinflußt. So wird in der bevorzugten Ausführungsform der Verzögerungs-AGC nach dem Demodulator geschaltet und spricht daher nicht auf Änderungen in der Umgebungsenergie oder -licht an. Er spricht nur auf Änderungen an, die die Modulationsenergie von der Quelle 54 bewirkt. Es ist daher wichtig in der Ausführungsform in Fig. 1, daß wenigstens ein Teil der Abgabe von Quelle 54 immer vom Wandler 56 empfangen wird, ob Rauch vorhanden ist oder nicht, so daß eine stabile Betriebsreferenzspannung auf Leitung 88 aufrechterhalten wird. Dies kann geeigneterweise durch Verwendung optischen Vorspannens bzw. Voreinstellens erreicht werden, die bereits im Patent Nr. 4,121,110 beschrieben ist.

In Verbindung mit der Modulation und der Verzögerungs-AGC der Erfindung, kann das Signal-zu-Rausch-Verhältnis durch Erhöhen des in die Detektionskammer emittierten Lichts verbessert werden. Eine zweite Lösung ist in Fig. 4 gezeigt, wo geeigneterweise die Energiequelle 54 und der Empfangswandler 56 schematisch im rechten Winkel zueinander gezeigt sind. Sie können beispielsweise, und sind dies auch in anderen Ausführungen, so angeordnet sein wie in Fig. 3 des US-Patentes 4,121,110. Die Energiequelle ist vorzugsweise eine LED (lichtemittierende Diode) und ist zentral in einer flachen Spiegeloberfläche 126 angebracht, und arbeitet im wesentlichen als Punktlichtquelle, die ein im wesentlichen konisches Strahlungsmuster, wie es gezeigt ist, aufweist, und die auf einen zweiten Spiegel 128 einfällt. Die Gestalt der Spiegel braucht nicht auf die Ebene begrenzt zu sein, obwohl zwei zueinander weisende ebene Spiegel genügen. Andere Gestalten wie etwa parabolische, sphärische, elliptische oder andere konkave Formen können verwendet werden, und in Fig. 4 ist tatsächlich ein konkaver Spiegel 128 gezeigt, der axial zur Quelle 24 angeordnet ist. Mit der Quelle am Brennpunkt des Spiegels 128 wird Licht gegen

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die Quelle als im wesentlichen parallele Strahlen durch den Spiegel 128 im ersten Moment zurückreflektiert. Die parallelen Strahlen treffen auf den ebenen Spiegel 126 auf und werden ent lang des gleichen Weges zurückreflektiert und dann von dem kon kaven Spiegel zurück zu der Quelle, und der Zyklus wiederholt sich. Tatsächlich findet eine Absorption statt, aber der Haupteffekt ist, das verfügbare Licht in den optischen Wegen in großem Maße zu vergrößern. Ähnliche Ergebnisse werden mit anderen Spiegelformkombinationen erhalten. So wird nicht nur die Menge des Lichtes, die den Empfangswandler erreicht, in großem Maße erhöht, wenn reflektierende Rauchpartikel vorhanden sind, sondern es ist auch, falls es gewünscht wird, genügend Licht aus Streueffekten für die optische Vorspannfunktion des Patentes Nr. 4,121,110 verfügbar. Das in großem Maße verstärkte Licht (oder Energie im allgemeinen fall) erhöht so das Signal-zu-Rausch-Verhältnis des Systems.

Figur 5 ist ein spezifisches Schaltbild einer Ausführungsform der in Fig. 1 gezeigten Taktung 14. Diese Schaltung findet ins besondere Verwendung in Verbindung mit Energie von einer Batterie quelle, wobei die Spannungsreglerschaltung 18 von Fig. 1 nicht notwendig ist. In Fig. 5 sind die Grundversorgungsbusse bzw. -eammelleitungen 10 und 12 gezeigt, die auch in Fig. 1 gekennzeichnet sind. Fig. 5 beschreibt auch in einem Block die Schaltung A, die tatsächlich den Rest des in Fig. 1 gezeigten Schaltungsaufbaues darstellt, der Signale von der Taktleitung 20 in Fig. 1 empfängt. In Verbindung mit der Erfindung wird die Taktschaltung nicht nur in Verbindung mit dem Sendeteil, sondern auch in Verbindung mit dem Bmpfängerteil und der zugeordneten verzögerten Verstärkungsfaktor- Steuerung und der Demodulation verwendet.

In Fig. 5 ist ein Transistor Q2 gezeigt, der im wesentlichen der Ausgangstakttransistor ist, der SCR (gesteuerter Siliziumgleichrichter bzw. Thyristor) Q1, der Kondensator C und die zugeordneten Widerstände R1, R2, R3 und RH. Bevor Strom bzw. Spannung an die Lei tungen 10 und 12 angelegt wird, wird der Kondensator C entladen.

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Wenn einmal Spannung an den Leitungen 10 und 12 anliegt, dient der Kondensator C als unmittelbarer Kurzschluß, und der SCR Q1 zündet, wenn angenommen wird, daß ein ausreichender Steuerelektrodenstrom in seine Steuerelektrode hinein vorliegt. Wenn sich jedoch der Kondensator C auf die Versorgungsspannung auf Leitung auflädt, wird die Impedanz des Kondensators ziemlich groß, insbesondere im Vergleich mit dem Widerstandswert des Widerstands R1. So wird der Strom in die Steuerelektrode des SCR Q1 unter den benötigten Zündpegel abgesenkt. Der SCR Q1 schaltet so aus, weil die Werte der Widerstände R2 und R3 ausreichend hoch gewählt sind, so daß der Strom zu dem SCR unterhalb des zur Aufrechterhaltung seiner Leitung notwendigen Dauerstromes liegt. Der Kondensator C entlädt sich dann über den Widerstand RH und gibt eine so lange "Aus"-Zeit wie gewünscht wird. Wenn der SCR Q1 leitend ist, hält er den Transistor Q2 ein, und steuert so die Schaltung A an. Ein Vorteil der Schaltung in Fig. 5 ist, daß nur ein kleiner Strom mit Ausnahme des Strombedarfes gezogen wird, der nur während der "Ein"-Periode der Taktschaltung hervortritt. Wie vorher erwähnt, kann diese Schaltung als 0,4%-Tastverhältnis mit einem 20 Millisekunden-Impuls alle 5 Sekunden arbeiten.

Während Fig. 5 eine Einrichtung zur Erzeugung eines Taktsignals (Taktleitung 20 in Fig. 1) zeigt, gibt es andere alternative Ausführungsformen, wie etwa eine Ausführungsform, die einen Sägezahn generator verwendet. In Verbindung damit wird Bezug auf Fig. 6 genommen, die eine solche Taktschaltung zeigt, und auch einen damit verbundenen Regler. Die Schaltung in Fig. 6 verwendet einen Uni-Junktion Transistor bzw. Doppelbasisdiode Q1, von der der Taktimpuls erhalten wird. Diese Schaltung ist auch durch einen verminderten Stromverbrauch durch Ansteuern des Entladeweges des Kondensators C1 nur während der "Ein"-Periode der Schaltung gekennzeichnet. Die Taktschaltung in Fig. 6 enthält auch zusätzlich zu dem Transistor Q1, der im wesentlichen den SCR Q1 in Fig. 5 ersetzt, die Transistoren Q2 und Q3. Der Regler verwendet einen Transistor Q4 parallel zu dem Kondensator C2 und den Widerstand RC. Der Tran-

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sistor Q2 in Fig. 6 funktioniert im wesentlichen genauso wie der Transistor Q2 in Fig. 5 als Basisausgangstakttransistor, der an die für den Schaltungsaufbau in Fig.1 repräsentative Schaltung A, die von der Taktleitung 20 angekoppelt ist, ankoppelt.

In Fig. 6 ist ein Transistor Q1 normalerweise nicht leitend, weil die Spannung an seiner Anode niedriger ist, als an dem Steuerelektrodeneingang. Der Steuerelektrodeneingang zum Transistor kommt von dem gemeinsamen Punkt zwischen den Widerständen R5 und R6. Der Kondensator CI wird mittels des Widerstandes R1 und der Diode D1 aufgeladen. Wenn der Kondensator C1 auf eine ausreichende Spannung aufgeladen ist, bewirkt, wenn der Transistor Ql zündet, der Schaltungsaufbau einschließlich der Widerstände R3 und RC das Einschalten des Transistors Q2. Der Transistor Q2 ist mit Transistor Q3 verbunden. Wenn der Transistor Q2 einschaltet, wird auch der Transistor Q3 leitend und verursacht dadurch die rasche Entladung des Kondensators C1 durch den Widerstand mit relativ niederem Wert R2. Wenn der Transistor Q3 nicht verwendet werden würde, und der Widerstand R2 stattdessen direkt an Leitung 10 geschaltet würde, würde ein hoher Ruhestrom geschaffen, der dadurch nachteilig wäre, daß eine kontinuierliche Last auf dem Versorgungsweg liegt. In der Ausführungsform von Fig. 6 ist die relativ lange "Aus-Periode" mittels wenigstens der Auswahl des Wertes des Kondensators C1 einstellbar. Der Kondensator C1 ist während dieser "Aus-Periode" in einem geladenen Zustand.

Fig. 6 zeigt auch die Ausgangsdiode C2, die an die Taktleitung S (Leitung 20, Fig. 1) ankoppelt, die wiederum mit der Schaltung A verbindet. Die andere Seite der Schaltung A ist an den Regler angekoppelt, der einen Widerstand RC, einen Kondensator C2 und einen Transistor Q4 umfaßt. Wenn der Transistor Q2 der Taktschaltung in seinem "Ein"-Zyklus ist, entlädt sich der Kondensator C2 in die Schaltung A. Der Widerstand RC und der Transistor Q4 bilden den Grundregler, wobei der Transistor Q4 als Diode mit umgekehrt vorgespannter Basisemitterstrecke geschaltet ist, und einen Durchbruch in dem Bereich von 6 bis 7 Volt aufweist. Der Transistor oder die

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Diode Q4 dient als Nebenschluß- bzw. Kurzschlußregler. Der Widerstand RC weist einen relativ hohen Wert auf und so ist nur ein sehr kleiner Ruheabfluß von dem Regler vorhanden. Der Kondensator C2 ist Im wesentlichen ein Speicherkondensator. Im US-Patent 4,126,790 ist die Verwendung eines solchen Speicherkondensators offenbart, der einen Serienwiderstand RC mit sehr hohem Wert erlaubt, und so den Ruhestrom vermindert.

Wie vorher dargelegt, können viele verschiedene Arten von Modulationen angewandt werden, einschließlich Amplitudenmodulation, Frequenzmodulation oder andere Arten. Fig. 7 zeigt eine sehr einfache Anordnung, die einen Oszillator 21A und ein Gatter 21B umfaßt. Der Oszillator 21A kann auch als astabiler Hochfrequenzmultivibrator bezeichnet werden, auf den vorher Bezug genommen wurde. Der Ausgang des Gatters 21B ist an den Sender 22 angekoppelt. Das Gatter 21B wird beispielsweise 21B wird beispielsweise von der Taktleitung S getaktet.

Es gibt auch viele handelsüblich erhältliche integrierte Schaltkreise, wie die von der Rohm Corporation in Irvine, Kalifornien, hergestellten. Beispielsweise kann die Modulation durch eine Anordnung geschaffen werden, wie sie in Fig. 7 gezeigt ist, während die Demodulation durch einen Rohm-Schaltkreis XR-567 geschaffen werden, der ein Tondekoder ist. Ein anderer verfügbarer Schaltkreis ist ein Rohm XR-210 Modulator/Demodulator. In diesem Zusammenhang wird auch auf die US-Patente 3,761,908 und 3,778,807 Bezug genommen, die Modulations-/Demodulationstechniken zeigen. Beispielsweise wird im US-Patent 3,761,908 die Modulation durch die Verwendung eines astabilen Multivibrators geschaffen und die Demodulation erfordert die Verwendung einer Filterschaltung.

Die Fig. 8 zeigt eine Form eines Modulators 21, in Kombination mit dem Sender 22, dem Regler 18 und dem Takttransistor Q2. Das Arbeiten des Transistors Q2 mit dem Regler wurde vorher in Verbindung mit der Fig. 6 beschrieben. Der in Fig. 8 gezeigte Modulator 21 kann von der in Fig. 7 gezeigten Anordnung sein, in der der Ausgang vom Regler

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an dem gemeinsamen Punkt zwischen dem Widerstand RC und dem Kondensator C2 an den Oszillator 21Ά zu dessen Betrieb angekoppelt ist.In dieser Anordnung kann der andere Eingang des Modulators 21 von der in Fig. 8 gezeigten Taktleitung S ebenso wie von der Anode der Diode D2 genommen werden. Der Ausgang des in Fig. 8 gezeigten Modulators 21 wird vom Ausgang des Gatters 21B in Fig. 7 genommen. Alternativ können andere Modulatorschaltungen verwendet werden, wie es vorher beschrieben wurde, oder wie es in den angeführten US-Patenten beschrieben ist.

Der Ausgang des in Fig. 8 gezeigten Modulators 21 ist an den Transistor QE angekoppelt. Der Transistor QE nebst dem Widerstand RE bilden eine Konstantstromquelle für die lichtemittierende Diode D3. So wird, wenn der Modulator 21 ein Oszillator wie etwa der Oszillator 21A in Fig. 7, der beispielsweise mit 40 kHz arbeitet, enthält, der Transistor QE auch mit dieser Frequenz moduliert, wie die lichtemittierende Diode D3. Das Licht, entweder sichtbar oder unsichtbar, wird entweder moduliert oder kodiert durch den Anreiz des Modulators 21. In jedem Fall wird die Dauer der Modulation durch die Ansteuerung des Transistors Q2 von der Taktung ziemlich kurz gesteuert. Wie eingangs erwähnt, kann diese Ansteuerung mit einem Tastverhältnis von 0,4%, mit einem 20 Millisekunden-Impuls alle 5 Sekunden erfolgen. In Fig. 8 können die Leitungen 10A und 12A Taktleitungen darstellen, die mit anderen Teilen des Systems einschließlich des Empfängerteiles verwendbar sind.

Der Empfängerteil des Systems ist in zwei getrennten Ausführungsformen in den Figuren 9 und 10 gezeigt. Die erste Ausführungsform in Fig. 9 ist zur Verwendung in Verbindung mit einem entsprechenden Modulator. Die zweite Ausführungsform in Fig. 10 ist zur Verwendung mit einem Sender, der einen Impulsgenerator oder Oszillator einschließt. Tatsächlich kann eine der in Fig. 5 gezeigten ähnliche Schaltung für einen Impulsgenerator als Modulator in Verbindung mit der Anordnung von Fig. 10 verwendet werden. Ein solcher Impulsgenerator würde mit einer relativ hohen Frequenz verglichen mit

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der Grundtaktfrequenz arbeiten, und möglicherweise einen einzigen, aber vorzugsweise mehrfache Impulse während der Zeit in der der Transistor Q2 leitend gesteuert ist, schaffen.

Fig. 9 zeigt den Takttransistor Q2, die Diode D2, die Taktleitung 12A, den Empfangswandler 24, den Verstärker 26, und den Demodulator oder Dekoder 30. Der Empfänger 24 ist als Phototransistor gezeigt, der ein Ausgangssignal über Leitung 80 schafft, dessen Strom eine Fuktion der Gesamtmenge der an der empfindlichen Oberfläche des Phototransistors 24 empfangenen Energie ist. Jedoch soll festgestellt werden, daß der Phototransistor 24 auf getakteter Grundlage von der Leitung 12A mittels der Diode D2 von dem Transistor Q2 betrieben wird. Die Taktleitung 12A koppelt auch an einen Integrator 31 an, der vorgesehen sein kann. Der Integrator 31 schließt eine RC -Schaltung ein. Das Arbeiten dieses Integrators erfordert ein Aufladen des Kondensators C4 auf ein vorbestimmtes Niveau, wie es nachgehend diskutiert wird.

In Fig. 9 ist jedoch eine Verstärkerstufe 26 gezeigt, und es können soviel kaskadierte Stufen verwendet werden, wie in einer besonderen Anwendung benötigt werden. Der Verstärker ist ein typischer Operationsverstärker mit zugeordneten Widerständen. Zum Beispiel kann es eine LM 3900 Vorrichtung sein. Ähnlich kann der Ausgangskomparator 31A eine LM 3900 Vorrichtung sein. Der Komparator 31Ά kann auch eine Analog/Digital-Umsetzungsvorrichtung wie ein TI 489 sein. Wie vorher erwähnt, kann der Demodulator oder Dekoder 30 ein bekannter integrierter Schaltkreis wie ein Rohm XR-567 Tondekoder sein. Es wird auch Bezug auf das US-Patent 3,778,087 genommen, das die Anwendung eines Demodulators zeigt. Wie vorher angegeben, ist der Demodulator 30 natürlich davon abhängig, welches Modulationsschema an der Empfängerseite des Systems verwendet wird. Der wichtige Aspekt ist, daß, welche Modulation auch auf der Sendeseite verwendet wird, sie am Empfänger als eine vorbestimmte Form aufweisend identifizierbar ist. In diesem Zusammenhang, hinsichtlich der Fig. 10, ist die Modulation bei einer vorbestimmten Frequenz, und die Demodulation erfordert die Verwendung eines Filters zur Demodulation dieser Frequenz.

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In Fig. 9 geht der Ausgang des Komparators 31A in seinen hohen (Pegel)-Zustand, wenn ein Alarm auftritt und erregt ein nicht gezeigtes Relais, oder der Ausgang kann zur Erhöhung des Stromes durch den Bus 10-12 durch Aufschalten einer Last darauf verwendet werden. Das Takten des Transistors Q2 erfolgt wie vorher erwähnt mit niederem Tastverhältnis und so ist die Ausgabe vom Komparator 31A von relativ kurzer Dauer. Wenn gewünscht wird, den Alarm zu verriegeln, kann die Ausgabe zur Ansteuerung des Takttransistors Q2 mittels der Leitung 12B verwendet werden. Mit dieser Anordnung wird, so lang wie der Signalpegel ausreichend groß in seiner Höhe ist, die das Vorhandensein von Rauch angibt, der Steuertransistor Q2 mittels der Leitung 12B ansteuerbar gemacht.

Bei Vorhandensein von Rauch stellt der Demodulator 30 in der Ausführungsform in Fig. 9 das kodierte Sendesignal fest und die Ausgabe wird mittels der Diode D4 an den Integrator angekoppelt, der einen Widerstand R10 und einen Kondensator C4 umfaßt. Der Kondensator C4 ist im wesentlichen in die Schaltung nur während der Taktperiode wie sie durch die Leitung 12A gesetzt wird angeschaltet und wenn eine Feststellung von Rauch erfolgt, wird eine Spannung ausreichender Größe am Kondensator C4 eingerichtet, die ein Triggern des Grenzwertkomparators 31A bewirkt. Es ist dieses Signal, das einen Ausgabealarm am Ausgang des Komparators 31A signalisiert. Ferner kann dieses Signal mittels des Signals in Leitung 12B verriegelt werden, wobei der Transistor Q2 zum kontinuierlichen Betrieb anstatt getaktetem Betrieb verriegelt wird.

Fig. 10 zeigt eine Empfängerschaltung, die von dem Takttransistor Q2 getaktet ist, dessen Eingang von einer Taktung 14 wie sie in Fig. 6 gezeigt ist, angekoppelt ist. Die Verstärker 26 und 32 sind als Einstufen-Verstärker gezeigt, aber können durch einen Mehrstufen-Verstärker ersetzt werden. Die Demodulation ist in dieser Anordnung durch einen Hochpassfilter geschaffen. Jedoch können auch andere Filtertypen einschließlich einer Mehrzahl von Filtern zur Erzielung besserer Dämpfungscharakteristiken verwendet werden. Eine Alternative zu einem Hochpassfilter kann auch ein Bandpassfilter sein. Diese

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Filteranordnung umfaßt einen Transistor 3OA, ein Potentiometer 3OB nebst angeschlossenen Widerständen und Kondensatoren. Die in Fig. 10 gezeigte Filterschaltung 30 kann von bekannter herkömmlicher Bauart sein.

Wie vorher angegeben, werden, um Leistung zu bewahren, sowohl die Sende- als auch die Empfängerschaltungen einmal alle, beispielsweise 5 oder 10 Sekunden, gepulst. Die Schaltung ist so angeordnet, daß der in Figur 10 gezeigte Transistor Q2 für eine relativ kurze Zeitdauer von irgendwo zwischen 5-20 Millisekunden gepulst wird. Wenn der Transistor Q2 eingeschaltet wird, wird der Empfänger 24 im wesentlichen unmittelbar ansteuerbar gemacht. An der Sendeseite jedoch, wie es beispielsweise in Fig. 6 dargestellt ist, ist die Schaltung ursprünglich aus, wenn Spannung angelegt wird, und es gibt nur einen Takt nach einer Verzögerung. Dies führt dazu, daß der Sendeteil des Systems eingeschaltet wird, leicht nachdem der Empfangsteil eingeschaltet wird. Dies hat den Vorteil, daß sich der Empfängerteil der Schaltung einstellen kann, ehe der Sender aktiviert wird.

Solange die Spannung am Eingang des !Comparators 33A nicht die Triggeroder Schwellwertspannung überschreitet, entsteht keine Ausgabe an den zweiten Komparator 33B. Das Netzwerk, das die Widerstände R1 und C1 verbunden mit dem Komparator 33A umfaßt, weist eine sehr kurze Zeitkonstante in der Ordnung weniger MikroSekunden auf. Diese Zeitkonstante kann auf jeden Wert der Sendepulsbreite eingestellt werden. Weil nur ein Impuls alle 5 oder 10 Sekunden empfangen wird, unterscheidet das Filter im wesentlichen nicht hinsichtlich der Frequenz. Er erlaubt jedoch dem sehne Hai engen Impuls durch die Filterkondensatoren mit niederen Wert hindurch zu kommutieren bzw. hindurchzugehen.

Wenn Rauch festgestellt wird, entsteht eine Zunahme in der Amplitude am Ausgang des Verstärkers 32, die, wenn der Schwellwert des Komparators 33A überschritten wird, den Komparator 33A veranlaßt zu triggern, wobei sein Ausgang in seinen hohen (Pegel-)Zustand geht.

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Dieser Ausgang, der mittels der Leitung 12B angekoppelt ist, verriegelt den Transistor Q2 wie vorher erwähnt, und verursacht auch ein Aufladen des Kondensators C5. Die Zeitkonstante des Widerstands R5 nebst des Kondensators C5 ist relativ lang, etwa 2 Sekunden. Die Filterschaltung 30 läßt nur diejenigen Frequenzen durchgehen, die den ausgestrahlten Frequenzen entsprechen. So wird Umgebungslicht, wie das von Wolfram- oder Leuchtstoffquellen erzeugtes, wesentlich gedämpftund im wesentlichen nicht durch die Filterschaltung 30 durchgelassen.

Fig. 11 zeigt zwei wichtige Wellenformen, die in Verbindung mit einer Schaltung von Fig. 10 verwendet werden. Die erste Wellenform zeigt die Basistaktleitung, die in diesem Beispiel ein 5 Millisekunden breiter Impuls ist, der alle 10 Sekunden auftritt. Während des 5 Millisekunden-Impulses wird wie im zweiten Diagramm gezeigt ist, ein Impuls von 5 Mikrosekunden Dauer erzeugt. Es wurde ein Impuls gezeigt, aber tatsächlich kann während der Zeitperiode mehr als ein Impuls verwendet werden. Es ist dieser Impuls der demoduliert und von der Filterschaltung 30 abgetastet wird, wenn ein solcher von dem Empfänger 24 beim Vorhandensein der Rauchde- tektion festgestellt wird.

Die Ausgabe des Verstärkers 32 ist an der Klemme Y gezeigt und ist mit dem Eingang der Schaltung in Fig. 3 verbunden. Der Ausgang der Verstärkungsfaktorregelungsschaltung in Fig. 3 ist mit der Klemme X auch wie es in Fig. 10 gezeigt ist, mit dem Eingang des Verstärkers 26 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 32 an der Klemme Y ist vorzugsweise während der Taktverriegelungsperiode Ausgesteuert, wenn Rauch festgestellt wird. Dies hindert die automatische Verstärkungsregelung an der Kompensation während einer Alarmbedingung. Der Zweck der Verstärkungsfaktorregelung ist eine Kompensation nur für Signale unterhalb des Alarmgrenzwertpegels.

Die Verzögerungs AGC-Schaltung in Fig. 3 ist auch getaktet. Es ist die Verbindung zur Leitung 20 in Fig. 1 zu beachten, die die Taktleitung ist. Diese Leitung wird hier auch als Taktleitung 12A bezeichnet. Der Eingang zur Schaltung in Fig. 3 vom Verstärker

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ist nur vorhanden, wenn der Empfänger getaktet wird. Die Kondensatoren 114 und 116 in Fig. 3 tasten die Ruhespannung am Ausgang des Verstärkers 32 nur während der Taktperiode von etwa 5 Millisekunden ab. Falls ein Signal wegen Rauchs vorliegt, ist die Dauer dieses Signals nur etwa 50 Mikrosekunden, wie vorher im Zusammenhang mit Fig. 11 erwähnt wurde. So entladen sich die Kondensatoren 114 und 116 selbst während der langen Aus-Zeit. Deshalb sind diese Kondensatoren und insbesondere der Kondensator 116 so ausgewählt, daß sie einen sehr niederen Verlust bzw. Lecken haben. Ein typischer verwendeter Kondensator ist ein Polystyrol-Typ.

In herkömmlichen AGC-Schaltungen werden Filter zur Unterdrückung des Effekts hoher Amplituden-Eingänge durch Einsetzen eines kurzzeitkonstanten Filters verwendet. In diesen herkömmlichen Schaltungen dienen die Filter zum Schaffen einer Gleichspannungs-Vorspannung für den Steuertransistor, der ein Feldeffekttransistor sein kann. Gemäß der Erfindung wird ein Verzögerungs-AGC geschaffen, der im wesentlichen versucht das Gegenteil zu tun, in dem er eine so lang wie mögliche Verzögerung für ein Wirksamwerden der Rückkoppelung einführt. So wird es Treppenfunktionen und Signalen hoher Amplitude ermöglicht, die AGC-Rückkoppelungsschaltung zu umgehen .

Andere Verzögerungssysteme, wie das im US-Patent Nr. 3,155,954 beschriebene,löschen sporadische Töne jeglicher Amplitude aus und vertrauen auf die Beständigkeit zur Feststellung. Das Verzögerungs-AGC-Konzept der Erfindung löscht weder sporadische noch beständige Signale niederer Amplitude aus. Während bekannte Schaltungen für eine vorbestimmte Zeitdauer unempfindlich sind, stellt die Verzögerungs-AGC der Erfindung kontinuierlich ohne Zeitgrenze ein. Zusätzlich verhindert die direkte Ankoppelung der Verzögerungs-AGC die Probleme, die mit einer kapazitiv gekoppelten AGC verbunden sind, die sehr schnell reagiert.Kapazitive Koppelung macht es auch für die AGC unmöglich, kontinuierlich die Verstärkung zu variieren. Eine zusätzliche kapazitive Koppelung wird nicht vorzugsweise für ein getaktetes AGC-System verwendet.

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Ein anderer Vorteil des erfindungsgemäßen Systems ist der, daß, wenn es mit einem optisch vorgespannten Detektor verwendet wird, schon ein Lichtpegel errichtet ist, der der AGC erlaubt, von einem Referenzpunkt an zu starten. Dieser Referenzpunkt ist das Niederpegelvorspannsignal. Das heißt, die Verstärkung ist anfangs auf einen Pegel eingestellt, der als Referenzruhepegel akzeptiert wird. Jede Änderung, ob Zunahme oder Abnahme führt zu einem Versuch der Verzögerungs-AGC die Referenz auf den Anfangsreferenzpunkt zurückzubringen .

Die Figuren 12A und 12B stellen schematisch eine Anordnung für den Sender und den Empfänger dar, die in dieser Ausführungsform als Sender T und Empfänger R gekennzeichnet sind. Der Sender kann eine lichtemittierende Diode, die getaktet ist, umfassen, und der Empfänger kann einen Phototransistor, der auch gemäß der vorher gemachten Ausführungen getaktet sein kann, umfassen. In den Figuren 12A und 12B projiziert der Sender T einen Energiestrahl in das Gesichtsfeld bzw. den Empfangsbereich des Empfängers R. Es ist auch ein Hindernis bzw. Abschrankung B vorgesehen, das so angeordnet ist, daß es den Strahl nicht ganz verdunkelt, und so etwas eine optische Vorspannung für den Empfänger erschafft. Innerhalb der Abschrankung B ist ein bewegbares Element M vorgesehen, und die Abschrankung B ist mit einem Schlitz S versehen. Wie in Fig. 12 dargestellt, verdeckt das bewegbare Element M einen Teil des Schlitzes S. Das bewegbare Element ist tatsächlich am Drehpunkt P gelagert und weist eine obere Stellung auf, die durch den Vorsprung H begrenzt ist, der einen Teil der Abschrankung B bildet. So ist das Element M in der Bewegung begrenzt, außer in der Richtung zur Feder SP.

Wenn die Druckstange bzw. Stößel PL in Richtung auf das Gehäuse U gestoßen wird, bewegt sich das Element M aus dem Schlitz S heraus, so daß der Schlitz nicht länger verdeckt ist. Auf diese Weise erreicht mehr Strahlungsenergie nun den Empfänger und simuliert so ein Alarmsignal, das die Reflektion an den Rauchpartikeln simuliert.

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Durch Steuern der Abmessungen des Schlitzes und dem Ausmaß der Bewegung des Elementes M kann die Menge des Zusatzlichtes, das auf den Sensor aufschlägt, leicht gesteuert werden, und simuliert so den benötigten Prozentsatz an Rauch. Wenn die Druckstange losgelassen wird, stellt die Feder SP das bewegbare Element in seine ursprüngliche Ruhestellung anschlagend am Vorsprung H zurück.

Es wurde vorher auf das US-Patent Nr. 3,155,954 von Larrick et al Bezug genommen. Dieses Patent offenbart eine automatische Empfindlichkeitsregelungsschleife bzw. RUckkoppelung. Einer der Nachteile dieser herkömmlichen Ausführung ist der, daß keine Speicherfunktion vorhanden ist, wohingegen gemäß der automatischen Verstärkungsfaktorregelungsschaltung in Fig. 3 der vorliegenden Anmeldung die Schaltung kontinuierlich aufgefrischt wird. Der Zweck der Kondensatoren 114 und 116 in Fig. 3 ist die Speicherung oder Behalten durch Zuwächse der vorhergehenden Gleichspannung, wie sie von der Diode 112 kommutiert wird. In Fig. 3 wird der Widerstand 106 zum künstlichen Ausfließen von Ladung aus den Kondensatoren mit einer sehr langsamen Geschwindigkeit benutzt, um die Gleichstromabgabe an der Anode der Diode 112 zu kompensieren, eile fällt,anstatt zuzunehmen. Wenn so beispielsweise die benötigte Ruheabgabe vorher 3 Volt war (am Ausgang von Verstärker 32) und dann die Spannung wegen Lampenalterung oder anderer Bedingungen auf 2 Volt fällt, behalten die Kondensatoren 114 und 116 im wesentlichen den 3 Volt Pegel. Durch Schaffen eines Abflusses über Widerstand 106 entladen sich die Kondensatoren langsam auf den 2 Volt Pegel. Jeder Versuch einer Entladung auf eine niedrigere Spannung wird nicht geschehen, da der 2 Volt Ausgang über die Diode 112 die Kondensatoren wieder auffrischt. Die niedere 2 Volt Vorspannung am Transistor 100 veranlaßt die Verstärkungsregelung zur Erhöhung der Verstärkerverstärkung und verursacht so einen langsamen Anstieg des Ausganges in der Verstärkungsfaktorregelungsschaltung auf den 3 Volt Pegel. In Fig. 3 hat der Widerstand 102 einen hohen Wert und ermöglicht der Steuerungselektrode des Transistors 100 nicht den momentanen Ausgang des Verstärkers wahrzunehmen. Der Kondensator 114 ist ein Speicherkondensator, der von der Steuerungselektrode des Transistors 100 durch Diode 110 und einen 10 Megaohm Wider-

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stand isoliert ist. Während der Zeit, in der der Takt aus ist, pumpt der Kondensator 114 Strom in den Kondensator 116 und bringt den Kondensator 116 in Stufen (nachdem viele Taktzyklen den Spitzenwert wieder in Kondensator 114 einspeichern) auf den Spitzenwert. Jedoch nimmt der Spitzenwert langsam ab, weil die AGC-Rückkoppelung langsam den Verstärkungsfaktor des Verstärkers ändert.

Im Zusammenhang mit dem Patent von Larrick, wird insbesondere bemerkt, daß die Empfindlichkeitsrückkoppelung durch eine Ansprechzeit langer Dauer, wie einigen Sekunden charakterisiert ist. Dies bedeutet, daß für einen getakteten Detektor, die Empfindlichkeitsrückkoppelung bei Larrick für die kurze Dauer der Taktperiode unwirksam ist.

Die Figuren 13A, B und C zeigen verschiedene Wellenformen, die der verzögerten Verstärkerungssteuerung der Erfindung zugeordnet sind. In jedem dieser Graphen sind Wellenformen des Verstärkerausgangs über der Zeit gezeigt, wie etwa dem Ausgang auf Leitung 88, der an die Verstärkerungsfaktorregelungsschaltung in Fig. 3 ankoppelt. In Fig. 13A ist ein getaktetes System gezeigt, wobei die Linie I den Spannungspegel auf Leitung 88 ohne Kompensation angibt. Die Linie II zeigt die Kompensationsgeschwindigkeit bzw. den Kompensationsgrad, der mit der Schaltung in Fig. 3 möglich ist. Wegen dieser Kompensation zeigt die Linie die tatsächliche Spannung auf Leitung 88 mit der Kompensation. Im Beispiel der Figur 13A ist gekennzeichnet, daß der Kompensationsgrad kleiner als der Spannungsanstieg ist, und so nach einer Mehrzahl von Taktzyklen eine Alarmauslösung stattfindet.

In Fig. 13B sind Wellenformen bzw. Kurvenzüge für eine kontinuierlich einstellende Verstärkungsfaktorregelung mit Verzögerung, wie etwa der Schaltung in Fig. 3 gezeigt. Die Linie I zeigt die Spannung auf Leitung 88 ohne Kompensation. In diesem Beispiel ist gekennzeichnet, daß die Spannung auf den Punkt P angestiegen ist und dann konstant gehalten wird. Die Linie II zeigt die Kompensation, die mit einer schnelleren Geschwindigkeit von 0 bis Punkt P vorliegt

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und danach mit einer langsameren Geschwindigkeit nach dem Punkt P. Die Linie III zeigt die tatsächliche Spannung auf Leitung 88. Die Linie IV zeigt die Ruhespannung. Mit dieser Anordnung wird gekennzeichnet, daß obwohl ein Spannungsanstieg stattfand, die verzögerte Verstärkungsfaktorregelung kompensiert, wenn die Spannung konstant ist und die Schaltung zurück auf die Ruhespannung einstellt.

Die Figur 13C zeigt den Graphen zur Anwendung einer Stufenfunktion, die bei einer Alarmbedingung auftreten könnte. Fig. 13C zeigt den Trigger-Pegel TL. In diesem Graphen zeigt die Linie I die Ausgabe auf Leitung 88 ohne Kompensation. Die Linie II zeigt den Grad der Kompensation mit der Schaltung in Fig. 3. Die Linie III zeigt die tatsächliche Spannung auf Leitung 88 mit dieser Kompensation. Mit dieser Anordnung wird gekennzeichnet, daß nach einer Mehrzahl von Taktzyklen die Spannung auf Linie III den Trigger-Pegel TL erreicht.

Fig. 14 zeigt eine andere Anordnung für die Verstärkungsregelung gemäß der Erfindung. In Fig. 14 kann die Schaltung zu der in Fig. gezeigten identisch sein, und den FET-Transistor 100, die Kondensatoren 114 und 116 und zugeordnete Widerstände und Dioden umfassen. Jedoch ist der Ausgang des Transistors 100 an einen Opto-Koppeler 130 angekoppelt, der eine LED 131 und einen photoempfindlichen Widerstand 133 umfaßt. Es ist gekennzeichnet, daß der Widerstand in Reihe mit einem anderen Widerstand ist, der den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 135 bestimmt. So erfolgt die Kompensation in Fig. 14 durch direktes Einwirken auf den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 135 mittels des Opto-Koppelers 130. Wieder wird diese Kompensation auf manueller Basis abhängig von der Einstellung des Schaltungsaufbaues durchgeführt. Eine Abnahme der Spannung auf Leitung 88 verursacht eine Zunahme des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 135 und umgekehrt.

Fig. 15 zeigt noch eine weitere Version der Steuerung gemäß der Erfindung. Wieder kann der Schaltungsaufbau im wesentlichen zu dem in Fig. 3 gezeigten identisch sein, und den Feldeffekttransistor 100, die Kondensotoren 114 und 116 und zugeordnete Widerstände und Dioden

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umfassen. In dieser Anordnung ist auch ein Verstärker gezeigt, der als Verstärker 32 gekennzeichnet ist, und auf den auch vorher in Fig. 1 Bezug genommen wurde. Der Ausgang dieses Verstärkers auf Leitung 88 ist an die Eingangsdiode 112 angekoppelt. Die Leitung 88 ist auch an einen Eingang des Komparators 140 angekoppelt. Der andere Eingang zum Komparator auf Leitung 141 ist der Referenzeingang, der durch den Widerstand 142 und den Transistor 144 samt seinem angeschlossenen Emitterwiderstand 146 bestimmt ist. Die Figuren 16A und 16B zeigen verschiedene Betriebsbedingungen der Schaltung in Fig. 15.

In Fig. 15 nimmt, wenn sich der Kondensator 116 langsam auflädt, die Spannung am Ausgang des Transistors 100 ab. Dies wiederum vermindert die Ansteuerung zum Transistor 144, der ein Teil des Referenznetzwerkes für den Komparator 140 ist. Die Spannung am Kollektor des Transistors 144 nimmt zu, so daß die Spannung auf Leitung 88 weiter zuzunehmen hat, falls sie zur Auslösung des Komparators bei seiner nun erhöhten Auslösespannung dient. Dies hält im wesentlichen die Differenz zwischen dem Verstärkerausgang und dem Komparatorauslösereferenzpegel aufrecht.

Wenn der Verstärkerausgang auf Leitung 88 mit einer relativ langsamen Geschwindigkeit vom Punkt P zum Punkt Q in Fig. 16A zunimmt, nimmt die Differenz zwischen Leitung 88 und der Referenzleitung 141 langsam wegen der Verzögerung ab. Falls am Punkt Q die Spannung nun stetig bleibt, ändert sich die Referenz noch, bis daß der Kondensator 116 vollständig geladen ist, was durch den Punkt T auf dem Graphen dargestellt ist, und so die Differenzspannung, die in Fig. 16A angegeben ist, wieder einspeichert. Fig. 16B stellt eine Triggerbedingung dar. So kann, wenn die Spannung auf Leitung 88 schnell zunimmt, die Referenzspannung nicht schnell genug ansprechen und der Komparator löst aus.

Weil eine Verzögerung zwischen der Zeit vorhanden ist, zu der die Leitung 88 eine Spannung erreicht, und der Zeit, zu der der Kondensator 116 voll geladen ist, reagiert der Komparator nur auf schnelle

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Änderungen. Für langsame Änderungen nimmt die Knotenspannung am Knoten B (Leitung 141) ausreichend zu, damit der Verstärkerausgang noch niedriger ist, als der zum Auslösen des Komparators benötigte. So schafft diese Anordnung etwas Analoges zur automatischen Verstärkungsregelung, daß das gleiche Endresultat schafft, das heißt, Kompensation langsamerer Änderungen.

Wenn beispielsweise eine Ruhereferenzspannung am Knoten B von 5 Volt betrachtet wird, wobei Leitung 88 eine Nennspannung von 3,5 Volt aufweist, und wenn eine relativ langsame Änderung in der Spannung auf Leitung 88 vorhanden ist, kann die erhöhte Spannung den Kondensator 116 zur Ladung veranlassen und die Vorspannung am Transistor 144 ändert die Knotenspannung zu deren Erhöhung. Wenn die Spannung an der Leitung 88 auf 4 Volt ansteigt, kann die Spannung auf Leitung 141 beispielsweise 5,2 Volt sein. Wenn die Spannung auf Leitung 88 langsam auf 5 Volt ansteigt, stellt sich die Spannung auf Leitung 141 zur Zunahme auf etwa 5,5 Volt ein und der Komparator löst nicht aus. Wenn jedoch die Spannung sich plötzlich von dem 3,5 Volt Pegel auf 5,2 Volt wegen des Feststellens von Rauch ändert, wird während des Vorhandenseins der Verzögerung, ehe sich der Kondensator 116 auflädt, die Auslösung des Komparators ermöglicht, da es möglicherweise einige Minuten bis zur Einstellung der Knotenspannung am Knoten B dauert.

Die gleiche Operation wird für jede Verminderung der Leitungsspannung auf Leitung 88 ausgeführt. Dafür wird die Knotenspannung am Knoten B reduziert und hält so die Differenz konstant.

Der Aspekt der Referenzregelung oder Verstärkungsregelung der Erfindung, der an der bevorzugten Schaltung von Fig.3 dargestellt wurde, offenbart deutliche Vorteile gegenüber der in dem US-Patent 3,155,954 beschriebenen Schaltung. Dieses bekannte Patent verwendet seine Rückkoppelungsschaltung primär zur Feststellung sporadischer Umgebungsphänomene, wie etwa äußeren Schalls bzw. Tönen. Ferner ist dieses System ein kapazitiv gekoppeltes System. Das System in diesem bekannten Patent dient nicht zur Unterscheidung zwischen schnell ansteigenden und sich langsam ändernden Signalen. Dieses herkömmliche System

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ist nicht zur Schaffung einer Kompensation für sich langsam ändernde Signale sogar mit hoher Amplitude geeignet. Zusätzlich ist diese herkömmliche Anordnung nicht bidirektional und schafft keine Kompensation von Signalen mit abnehmender Amplitude und insbesondere von sich langsam ändernden Gleichspannungsreferenzsignalen. Die Empfindlichkeitskompensation dieses herkömmlichen Systems ist einseitig wirkend und wird nach einem festen Zeitintervall nach überwachung aufgebracht.

Gemäß der Erfindung spricht das System auf Wechsel- oder Gleichstromsignale niederer oder hoher Amplitude an und ist auch bidirektional bzw. zweiseitig wirkend und kontinuierlich arbeitend, während es doch eine Verzögerung aufrechterhält. Zusätzlich ist in der Schaltung ein Speicher eingeschlossen, der den vorhergehenden Ausgangspegel des Verstärkers hält, und ihn so für ein getaktetes System geeignet macht, in dem die Spannung sporadisch an die Verstärker angelegt wird, um den Energiebedarf zu schonen, wie etwa in transportablen Systemen. Herkömmliche Systeme schaffen diese Art der Kompensation nicht. Beispielsweise sind in dem oben angeführten Patent die Koppelkondensatoren keine Speicherkondensatoren und werden während des "Aus"-Teiles des Taktzyklusses entladen. Während der "Ein"-Phase des Taktzyklusses kann eine große Impulsspitze zu der Regelschaltung dieses bekannten Patents kommutiert bzw. geleitet werden und dies verleitet die Schaltung im wesentlichen zur Kompensation, obwohl es ein sporadisches oder Wechselspannungssignal war. Mit dem Kondensatorspeicher gemäß der Erfindung wird der vorhergehende Pegel des Verstärkers gehalten und kein Signal durch die Rückkoppelungsschleife geführt, wenn nicht eine Amplitudendifferenz am Verstärkerausgang bei nacheinander folgenden Teilen mit eingeschalteter Spannung bzw. Leistung des Taktzyklusses vorhanden ist. In diesem Zusammenhang kann hinsichtlich der Figur ein Ursprungsspannungspegel von 3 Volt auf Leitung 88 bei einem Ruhe-"Spannung-Ein"-Zustand angenommen werden. Die Kondensatoren 114 und 116 laden sich langsam auf diese Spannung auf. Während der "Aus"-Periode des Taktes behalten die Kondensatoren ihre Ladung wegen

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der hohen Eingangsimpedanz des Transistors 100. Eine sehr langsame Entladung resultiert aus dem hohen Widerstandswert des Widerstands 106. Die Kondensatoren 114 und 116 werden schließlich auf annähernd die Spannung auf Leitung 88 nach vielen Taktzyklen aufgeladen. Der Ausgang des Transistors 100 folgt der Spannung über den Kondensator 116 und wird zur Änderung des Verstärkungsfaktors eines Verstärkers verwendet. Wie vorher dargelegt, zeigt 14 eine Opto-Koppleranordnung zur Änderung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers. In der Anordnung von Fig. 14 wird, wenn die Spannung zunimmt, die LED heller und die Impedanz der Photozelle oder des Phototransistors nimmt ab. Dies wiederum wird zur Verminderung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers verwendet und legt ihn wieder auf die gewünschte Höhe fest. Umgekehrt bewirkt eine Abnahme des Verstärkerausganges eine Reduktion der Intensität der LED und der Widerstand der Photozelle oder des Transistors wird erhöht und erhöht so die Verstärkung des Verstärkers.

Hinsichtlich der Schaltung in Fig. 3, es kann eine Zunahme in der Spannungsabgabe des Verstärkers auf der Leitung 88 vorliegen, die beispielsweise aus der Ablagerung von Staub innerhalb des optischen Weges resultiert. Dies geschieht typischerweise ganz langsam über eine lange Zeitperiode, wie etwa Tagen oder Monaten. Jedes Mal, wenn der Verstärker getaktet wird, erscheint diese vorausgehende Ausgabe auf Leitung 88. Dies bewirkt ein allmähliches Aufladen der Kondensatoren 114 und 116 auf eine leicht höhere Spannung. Dieses Aufladen wird nicht augenblicklich durchgeführt, sondern wegen der hohen Zeitkonstante des Widerstandes 102 über viele Taktzyklen. So kann es zehn Taktzyklen erfordern, ehe die Kondensatoren den Wert des Verstärkerausganges erreichen. Jedoch findet eine teilweise Kcnpensationwährend jedes Taktzyklusses statt, da nur ein Teil der auf Leitung 88 auftretenden Spannung auf die Kondensatoren wegen der Verzögerung aufgebracht wird. Die Ausgabe auf Leitung 88 folgt einer bestimmten Rate, die während jedes Taktzyklusses teilweise modifiziert wird. Wenn die Staubhöhe konstant bleibt, laden sich innerhalb einer gegebenen Anzahl von Zyklen die Kondensatoren ausreichend auf, um den Pegel bei 88 auf den Zustand zu reduzieren, auf dem er vor der Ablagerung voll Staub war.

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Der gleiche Kompensationsmechanismus sorgt für eine Reduktion in der Ausgabe des Verstärkers, wie sie durch eine Änderung in der Lichtintensität der sendenden LED wegen Alterung verursacht sein kann. Dies ist wiederum ein langsamer Prozeß. Wenn die Spannung ab nimmt, entladen sich die Kondensatoren langsam in Widerstand 106, da die Diode 112 die Entladung irgendwo blockiert. Allmählich fällt die Spannung an den Kondensatoren 114 und 116 unter die Spannung auf Leitung 88. Beim nächsten Taktzyklus werden die Kondensatoren wieder auf den Stand der Spannung auf Leitung 88 gebracht. Die niederen Spannungen an den Kondensatoren werden natürlich zur Regelung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers wie vorher beschrieben verwendet.

Während das System langsame Zunahmen oder Abnahmen kompensiert, wird jede große Zunahme, wie etwa eine Sprungfunktion als anormale Bedingung erkannt und zur Auslösung des Systems verwendet. Wenn die Spannung rasch von etwa 3 Volt auf 5 Volt zunimmt, tritt nur eine teilweise Kompensation während dieser Zeitdauer ein, etwa 0.1 Volt pro Taktzyklus. Dies ermöglicht daher dem Signal den Alarm auszulösen. Wenn jedoch der Pegel versucht, den gleichen Spannungsbereich über eine Dauer von Stunden zu übersteigen, kommt die Kompensation zur Wirkung. Zu diesem Zusammenhang wird auf die vorher diskutierten Diagramme in den Figuren 13A, B und C und auch den Figuren 16A und B Bezug genommen.

Die Steuerung funktioniert auch für ein System, das nicht getaktet wird wie es in Fig. 13B beschrieben ist. Die Differenz ist die, daß der momentane Pegel der Rückkoppelung ein Bruchteil der Spannungsausgabe ist, und die Regelung weiter geht, sogar nachdem der Pegel auf Leitung 88 mit der Zunahme oder Abnahme aufhört. Wenn die Verstärkerspannung dazu neigt, langsam von etwa 3 bis 4 Volt anzusteigen und bei 4 Volt stabil bleibt, wie es in Fig. 13B dargestellt ist, nimmt, da die Spannung steigt, die Spannung an den Kondensatoren 114 und 116 auch langsamer zu, so daß die Anstiegsgeschwindigkeit von Leitung 88 um etwa 10% verlangsamt wird, abhängig von der Zeit-

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konstante des Widerstandes 102 zusammen mit den Kondensatoren 114 und 116. Wenn die Leitung 88 allmählich den 4 Volt-Pegel erreicht, ist die Spannung über den Kondensatoren annähernd 3,1 Volt. Jedoch nehmen diese Kondensatoren langsam in der Spannung zu und bewirken so eine Abnahme des Verstärkungsfaktors des Verstärkers, was wiederum eine Abnahme der Leitung 88 auf die Ruhespannung bewirkt.

Der Zweck des Kondensators 114 ist es, als Basisspeicher oder Sammelkondensator zu dienen. In dieser Hinsicht wird festgestellt, daß, obwohl der Widerstand 102 einen großen Wert hat, der Widerstand einen relativ kleineren Wert hat, so daß der Kondensator 114 sich viel schneller aufladen kann, als der Kondensator 116. Die Zeitkonstanten können in dem Verhältnis von 10: 1 stehen. Während der "Aus"-Phase des Taktzyklusses entlädt sich nun der Kondensator 114, der die Spannung auf Leitung 88 während der vorausgehenden "Ein"-Phase gespeichert hat, über das Potentiometer 108 langsam in den Kondensator 116, der eine niedere Spannung aufweist. So findet eine Kompensation sogar während des Aus-Teiles des Zyklusses statt. Die Diode 110 ermöglicht dem Kondensator 116 eine Entladung in den Widerstand 106, falls eine fallende Spannung auf der Leitung 88 anstatt einer steigenden Spannung auftritt.

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Claims (25)

Elias S. Solomon, Duxbury, Mass./USA Rauchdetektor PATENTANSPRÜCHE

1. Rauchdetektor zur Feststellung eines Verbrennungsproduktes innerhalb einer Detektionskammer, die Luft von der Außenseite des Detektors aufnimmt und die eine Strahlungsenergiequelle aufweist, mit einem Strahlungsenergiewandler und einen an den Strahlungsenergiewandler gekoppelten Detektionsschaltungsaufbau, gekennzeichnet durch eine dem Detektionsschaltungsaufbau zugeordnete Verzögerungsüberwachungsschaltungseinrichtung (36) zum Abtasten relativ langsamer Änderungen in einem Signalpegel zur bidirektionalen Kompensation von Schwankungen gegenüber einem Ruhesignalpegel zur Verhinderung eines Triggerns des Detektionsschaltungsaufbaues, wobei diese Uberwachungsschaltungseinrichtung (36) eine Ausgabesteuereinrichtung und eine Speichereinrichtung zum Aufrechterhalten eines vorausgehenden Signalpegels umfaßt.

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2. Rauchdetektor nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen an die Strahlungsquelle gekoppelten Modulator (21) zur Änderung der Energieabgabe der Strahlungsquelle gemäß einem vorbestimmten Muster/

einen Demodulator (30),

eine erste Schaltungseinrichtung, die den Strahlungsenergiewandler (24) an den Demodulator (30) koppelt, den Demodulator zum Feststellen des Teiles der Wandlersignalausgabe, die dem vorbestimmten Muster entspricht, eine Alarmeinrichtung (16),

und eine zweite Schaltungseinrichtung, die die Ausgabe des Demodulators an die Alarmeinrichtung koppelt.

3. Rauchdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinrichtung eine verstärkungsgeregelte Verstärkereinrichtung (26) und die Uberwachungsschaltungseinrichtung eine automatische Verstärkungsregelungsschaltung (36), die auf ein von dem Demodulator (30) abströmendes Signal zur Regelung der Verstärkung der Verstärkereinrichtung (36) anspricht, umfaßt.

gekennzeichnet, daß

4. Rauchdetektor nach Anspruch 3, dadurch /die Verstärkereinrichtung (26) einen Operationsverstärker und die zweite Schaltungseinrichtung eine verstärkungsgeregelte Verstärkereinrichtung (32) umfaßt, wobei der Ausgang dieser zweiten Verstärkereinrichtung an den Eingang der Verstärkungsregelungsschaltung gekoppelt ist.

5. Rauchdetektor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsregelungsschaltung (36) einen Transistor (100) und eine zugeordnete Kondensatorverzögerungsschaltung umfaßt.

6. Rauchdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die überwachungsschaltungsreinrichtung zum Unterdrücken von Signalen mit einem kleineren als einem vorbestimmten Schwellwertanstieg in Volt/Sekunden arbeitet.

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7. Rauchdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein Teil der Lichtabgabe der Strahlungsquelle direkt von dem Wandler bei Nichtvorhandensein und Vorhandensein von Rauch empfangen wird.

6. Rauchdetektor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellwertanstieg in Volt/Sekunden in der Ordnung eines Maximums von 0,1 Volt/Sekunden liegt.

9. Rauchdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die überwachungsschaltungseinrichtung eine Verzögerungseinrichtung zum Zulassen einer Alarmauslösung nur nach einigen Taktzyklen umfaßt.

10. Rauchdetektor zum Feststellen eines Verbrennungsproduktes, gekennzeichnet durch

eine Strahlungsquelle (54),

einen Strahlungsenergiewandler (24),

eine Takteinrichtung,

eine Einrichtung zum Ankoppeln der Takteinrichtung zum Betrieb sowohl der Strahlungsquelle und des Wandlers auf getakteter Basis, und einen Detektionsschaltungsaufbau, der einen an den Wandler angekoppelten Schwellwertdetektor umfaßt.

11. Rauchdetektor nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine

auf eine Schwellwerterkennung ansprechende Rückkoppelungsreinrichtung zum Verriegeln der Takteinrichtung in kontinuierlichem Betrieb der Quelle und des Wandlers.

12. Rauchdetektor nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine Verstärkungsregelegungsrückkoppelungsschaltung in dem Detektionsschaltungsaufbau mit einer Langzeitverzögerung zum Ermöglichen der übertragung schneller Signaländerungen ohne Verstärkungsregelung.

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13. Vorrichtung zum Testen eines Rauchdetektors mit einem Sender und einem Empfänger und einer zwischen dem Sender und dem Empfänger angeordneten bewegbaren Einrichtung, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (H, SP,PL) zum Halten der bewegbaren Einrichtung (11) in einer Ruhestellung, in der ein erster Lichtpegel den Empfänger zeitweilig erreicht, und in einer Teststellung, in der ein größerer vorhersagbarer Pegel den Empfänger erreicht.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine geschlitzte Abschrankung (B), wobei die bewegliche Einrichtung (M) wenigstens einen Teil des Schlitzes (S) blockiert, und einer Federeinrichtung (SP) zum Vorspannen der bewegbaren Einrichtung in die Ruhestellung.

15. Rauchdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die überwachungsschaltungseinrichtung wenigstens einen Kondensator (114), der den Speicher bildet und die Ausgabesteuereinrichtung einen gesteuerten Halbleiter umfaßt.

16. Rauchdetektor nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch eine Eingangswiderstandseinrichtung (104) zur schnellen Aufladung des einen Kondensators (114) und eine Einrichtung (108, 110) zum Blockieren jeder wesentlichen Entladung des einen Kondensators.

17. Rauchdetektor nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch einen zweiten Speicherkondensator (116) und ein zwischen den beiden Kondensatoren gekoppeltes Widerstandsnetzwerk zum Ermöglichen der Entladung eines Kondensators in den anderen.

18. Rauchdetektor nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsnetzwerk einen Widerstand (108) parallel zu einem Gleichrichter (110) umfaßt.

19. Rauchdetektor nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Takteinrichtung zum Takten der Strahlungsenergiequelle, des Strahlungsenergiewandlers, des Detektionsschaltungsaufbaues und der Uberwachungsschaltungseinrichtung auf der Basis eines niedrigen Tast-

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Verhältnisses im wesentlichen unterhalb eines 50% "Ein"-Tastverhältnisses.

20. Rauchdetektor nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Takteinrichtung zum Takten wenigstens der Uberwachungsschaltungseinrichtung, der Quelle und des Wandlers mit einem niederen Tastverhältnis unterhalb eines 50% "Ein"-Tastverhältnisses, wobei die Speichereinrichtung einen vorausgehenden Signalpegel während des längeren "Aus"-Teil des Taktzyklusses hält.

21. Rauchdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektionsschaltungsaufbau eine verstärkungsgeregelte Verstärkereinrichtung umfaßt.

22. Rauchdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektionsschaltungsaufbau eine Triggereinrichtung (34) mit einem von der Uberwachungsschaltungseinrichtung geregelten Referenzeingang umfaßt.

23. Rauchdetektor nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß

die Verstärkereinrichtung mittels eines Opto-Kopplers (130) geregelt ist.

24. Regelschaltung für einen Rauchdetektor mit einem damit verbundenen Detektionsschaltungsaufbau zur Regelung der Verstärkung oder des Schwellwertes des Schaltungsaufbaues, gekennzeichnet durch eine Einrichtung, die einen von einem ersten Punkt in den Detektionsschaltungsaufbau abgenommenen Eingang definiert, einen Aufladeschaltungsaufbau, der am Eingang angekoppelt, und einen Speicher mit einem längeren Entladungs- als Ladezyklus umfaßt, und eine Ausgabesteuereinrichtung, die an den Speicher angekoppelt ist.

25. Regelschaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicher ein Paar Kondensatoren umfaßt, das an eine Halbleiterregelvorrichtung angekoppelt ist.

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