DE2927172C2

DE2927172C2 - Netzwerk in Mikrostreifenleitungstechnik zur breitbandigen Impedanzanpassung

Info

Publication number: DE2927172C2
Application number: DE2927172A
Authority: DE
Inventors: Vlad Bievres Pauker
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1978-07-11
Filing date: 1979-07-05
Publication date: 1986-12-18
Also published as: GB2031231A; JPS6145881B2; FR2447111B1; DE2927172A1; JPS5514794A; FR2447111A1; US4283694A; GB2031231B

Description

Beschreibung

Die Erfindung bezieht sich auf ein Netzwerk in Mikrostreifenleitungstechnik zur breitbandigen Anpassung einer Impedanz an eine geringere Impedanz gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruches.

Derartige Impedanzanpassungsnetzwerke werden u. a. bei Gunn-Diodenoszillatoren verwendet, die mit Hilfe einer Yttrium-Eisen-Granat-(YIG)-Kugel in einem statisch magnetischen Feld über ein breites Frequenzband abgestimmt werden.

Ein derartiges Impedanzanpassungsnetzwerk ist aus der DE-AS 23 11 304 bekannt, wobei die Belastungsimpedanz von etwa 50 Ω über ein Frequenzband von —25% bis -I 25% der zentrischen Frequenz mit Hilfe der verjüngten Leitung an eine Diodenimpedanz von etwa 5 bis 7 Ω angepaßt wird.

Dieses bekannte Anpassungsnetzwerk weist den Nachteil auf, daß es wegen Erzeugung unerwünschter parasitärer transversaler Moden zur Verwendung bei einer hohen Arbeitsfrequenz, wie sie bei einem Gun'-Oszillator mit einer Arbeitsfrequenz auftritt, die größer ist als oder gleich 3,2 bis 3,3 GHz, ungeeignet ist

So erfordert ein verjüngter Leitungsabschnitt, der am breiten Ende eine Impedanz von beispielsweise 5 Ohm

aufweist, eine größte Breite von 18,2 mm, wenn als Träger eine Substratplatte aus Berylliumoxyd mit einer Dicke von 0,635 mm verwendet wird. Eine derartige Breite des verjüngten Leitungsabschnittes auf der niederohmigen Seite ermöglicht es, daß bei etwa 3,5GHz parasitäre transversale Moden auftreten können und ist daher ungeeignet zum Gebrauch bei hohen Frequenzen, insbesondere bei den genannten Gunn-Oszillatoren.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Impedanzanpassungsnetzwerk zu schaffen, in dem die genannten Nachteile vermieden sind und das zuki Gebrauch bei einer höheren Arbeitsfrequenz bzw. in einem breiteren .40 Band geeignet ist und über das breite Frequenzband eine gewünschte transformierte Ausgangsimpedanz hat, die einen praktisch konstanten Wert über den ganzen Frequenzbereich aufweist oder einen Impedanzwert, der für die Frequenzen an den Enden des Bandes um einen bestimmten Wert geringer ist als für eine Frequenz in der Mitte des Bandes.

Die Aufgabe wird bei einem Netzwerk der gattungsgemäßen Art durch die kennzeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs gelöst.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung mit zwei in Serie zwischengeschalteten V₄ λ-Leitungsabschnitten

unterschiedlicher charakteristischer Impedanzwerte zur stufenweisen Herabtransformierung der Impedanzen ist die Streifenleiterbreite des V₄ λ-Leitungsabschnittes mit der geringeren charakteristischen Impedanz kleiner als die halbe Wellenlänge, die der höchsten Frequenz des übertragenen Frequenzbandes entspricht. Dadurch

so sind parasitäre transversale Moden ausgeschlossen.

Nach einer anderen Fortbildung ist die charakteristische Impedanz des V₄ λ-Leitungsabschnittes mit der größeren charakteristischen Impedanz größer als die größere Impedanz, an die die Anpassung vorzunehmen ist. Dies bietet den Vorteil, daß die Impedanz des anderen V₄ λ-Leitungsabschnittes groß genug gewählt werden kann, um parasitäre transversale Moden zu unterdrücken.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines Hf-Oszillators mit einem Impedanzanpassungsnetzwerk nach der Erfindung,

Fig. 2 eine Draufsicht eines Hf-Oszillators mit einem Impedanzanpassungswerk nach der Erfindung,

Fig. 3 den Schaltplan eines bekannten Impedanzanpassungsnetzwerkes, in dem ein V₄ λ-Leitungsabschnitt

Ou *VI nvllUUl TTtIXJ,

Fig. 4 das Smith-Diagramm, das sich auf das Impedanzanpassungsnetzwerk aus Fig. 3 bezieht,

Fig. 5 eine graphische Darstellung, in der als Funktion der Frequenz der Belastungsvviderstand, der der Gunn-Diode von dem Anpassungsnetzwerk nach Fig. 3 angeboten wird, aufgetragen ist,

Fig. 6 den Schaltplan eines bekannten Impedanzanpassungsnetzwerkes, wobei zwei V₄ λ-Leitungsabschnitte verwendet werden,

Fig. 7 das Smith-Diagramm, das sich auf das Impedanzanpassungsnetzwerk, dessen Schaltplan in Fig. 6 dargestellt ist, bezieht.

Fig. 8 eine graphische Darstellung, in der als Funktion der Frequenz der Belastungswiderstand aufgetragen

ist, der der Gunn-Diode von dem Impedanzanpassungsnetzwerk nach Fig. 6 angeboten wird,

Rg. 9 eine schematische Darstellung eines Impedanzanpassungsnetzwerkes nach der Erfindung,

Rg. 10 das Smith-Diagramm, das sich auf die in Flg. 9 dargestellte Ausführungsform des Impedanzanpassungsnetzwerkes nach der Erfindung bezieht,

Rg. 11 eine graphische Darstellung, in der als Funktion der Frequenz der Belastungswiderstand aufgetragen ist, der von dem in Rg. 9 dargestellten Anpassungsnetzwerk einer Gunn-Diode angeboten wird,

Rg. 12 das Smith-Diagramm, das sich auf eine zweite Ausführungsform des Impedanzanpassungsnetzwerkes nach der Erfindung bezieht,

Rg. 13 eine graphische Darstellung, in der als Funktion der Frequenz der Verlauf des Belastungswiderstandes aufgetragen ist, der einer Gunn-Diode von dem Impedanzanpassungsnetzwerk angeboten wird, dessen Wirkungsweise anhand des in Rg. 12 dargestellten Smith-Diagramms dargestellt ist

Um anhand des Schaltplanes nach Rg. 1 auf einfache Weise die Struktur des in Verbindung mit einem HF-Oszillator verwendeten Impedanzanpassungsnetzwerkes zu erläutern, wurde die vollständige Schaltung dargestellt, als wäre sie mit diskreten Elementen verwirklicht

Eine der Elektroden einer Gunn-Diode 10 ist mit einem Ende einer Kopplungswindung 11 mit einer Yttrium-Eisen-Granatkugel, die in einem Magnetfeld einer geeigneten Stärke angeordnet ist, verbunden; das elektrische äquivalent der genannten Yttrium-Granatkugel wird in Form einer Resonanzreihenschaltung 13 dargestellt, die in einem durch gestrichelte Linien dargestellten Rechteck dargestellt ist Das zweite Ende der genannten Kopplungswindung 11 ist mit Masse 14 verbunden. Eines der Enden eines Impedanzanpassungsnetzwerkes 15 ist mit der zweiten Elektrode der Gunn-Diode 10 verbunden. Ein Koppelkondensator 16 liegt zwischen dem zweiten Ende des Anpassungsnetzwerkes 15 und einer Ausgangsleitung 17 für das HF-Signal und blockt auch eine an die Diode 10 angelegte Gleichspannung gegen die Ausgangsleitung 17 ab. Eine Verbindung 18 liegt zwischen einem intermediären Punkt des Anpassungsnetzwerkes 15 und einer Speiseklemme 19. Diese wird durch einen Kondensator 20, der zwischen ihr und Masse 14 liegt, HF-entkoppelt. Der Oszillator wird durch eine Spannungsquelle 21 gespeist, die einerseits mit Masse 14 und andererseits mit der Speiseklemme 19 verbunden ist

In Rg. 2 werden diejenigen Elemente, die das Anpassungsnetzwerk nach der Erfindung enthält, in einem durch gestrichelte Linien angegebenen Rechteck 15 dargestellt: Von links nach rechts werden die genannten Elemente gebildet durch einen verjüngten Leitungsabschnitt 25, dessen Basis über eine Schweißverbindung mit dem (auf schematische Weise dargestellten) Koppelkondensator 16 verbunden ist, während das schmale Ende 26 des Leitungsabschnitts 25 durch einen ersten Viertelwellenlängenleitungsabschnitt 27 verlängert wird, dessen Breite größer ist als die des schmalen Endes 26 und der in einen zweiten Viertelwellenlängenleitungsabschnitt 28 übergeht, der breiter ist als der erste Viertelwellenlängenleitungsabschnitt 27.

Die Schweißverbindung der Gunn-Diode wurde genau fluchtend zum rechten Rand des Viertelwellenlängenleitungsabschnittes 28 verwirklicht; diese Befestigungsart wurde ermöglicht durch das Vorhandensein eines kleinen hinüberragenden Teils 29, dessen Breite viel kleiner ist als die des Viertelwellenlängenleitungsabschnittes 28. Die obere Elektrode der Gunn-Diode 10 ist über eine doppelte Verbindung mittels eines U-förmig gefalteten Golddrahtes 30 mit der Kopplungswindung 11 verbunden; der Verbindungsteil zwischen den zwei Schenkeln dieses U ist durch Thermokompression mit der Gunn-Diode verbunden, während die Enden der zwei Schenkel des genannten U ebenfalls durch Thermokompression mit dem linken Ende der Kopplungswindung 11 verbunden sind.

Die leitenden Metallstreifen, die die Leitungsabschnitte 25,27 und 28 bilden, sind im Photoätzverfahren an der Kupferschicht auf der oberen Oberfläche einer Substratplatte 22 aus dielektrischem keramischem Material, beispielsweise Aluminiumhydroxid AI2O3 oder Berylliumoxyd BeO, hergestellt. Die untere Oberfläche der Platte 22 ist mit einer Kupferschicht versehen, die als eine leitende Bodenfläche die Masse 14 bildet, die in der Zeichnung nicht dargestellt ist; es ist vorteilhaft, wenn die metallenen Leitungsabschnitte 25, 27 und 28 und Masse 14 mit einer durch Elektrolyse angebrachten Goldschicht bedeckt sind.

Eine in der Figur nicht sichtbare kleine Kugel aus Yttrium-Eisen-Granat 12, dargestellt durch eine gestrichelte Linie, wird am Ende eines Tonerdenstiftes 24 in einem Tonerdenrohr 23 festgehalten; diese bekannte Art der baulichen Ausgestaltung ermöglicht es, die Kugel 12 mit äußerster Genauigkeit in der Mitte der Kopplungswindung 11 anzubringen, die um das Rohr 23 gewikkelt ist und deren zweites Ende, das in der Figur nicht sichtbar ist, mit der die Masse 14 bildenden Bodenfläche verschweißt ist, die auf der unteren Oberfläche der Platte 22 angebracht ist.

Die Ausgangssignalklemme des Oszillators ist mit dem Innenleiter einer die Ausgangsleitung 17 bildenden Koaxialleitung verbunden, deren charakteristische Impedanz einen bestimmten Wert hat, der in diesem Ausf ührungsbeispiel 50 Ohm beträgt; der Außenleiter der Koaxialleitung ist mit der nicht sichtbaren, die Masse 14 bildenden Bodenfläche verbunden.

Am Ort der Kugel 12 aus Yttrium-Eisen-Granat erzeugt ein nicht dargestellter Elektromagnet ein Magnetfeld, dessen Intensität regelbar ist und dessen Kraftlinien senkrecht auf der Zeichenebene stehen.

iii ucii imCniuigcnucn Eriautcriiiigcli Wii"u äiä BääiS iÜF die ZählciibciSpicic VOi'äüSgcSciZi, daß uci" HF-OSiiliä- 6Ü

tor ein Frequenzband bestreicht, das sich von 7 GHz bis 17 GHz erstreckt (mittlere Frequenz: 12 GHz) und einen optimalen niedrigen Belastungswiderstand von etwa 5 Ohm hat in der Mitte des genannten Frequenzbandes, während die Impedanz des Koaxialleiters eine charakterisiische genormte Impedanz von 50 Ohm hat, die einen ohmschen Charakter aufweist. Der bezeichnete Belastungswiderstand wird der Gunn-Diode durch das Anpassungsnetzwerk angeboten, während der Belastungswiderstand der Yttrium-Eisengranatkugel, die durch die Koppelwindung induziert wird, vernachlässigt wird.

In Fig. 3 ist auf schematische Weise ein HF-Oszillator 35 dargestellt, der mit einem ohmschen Belastungswiderstand 37 mit dem Wert Zo über einen Leitungsabschnitt 36 mit der charakteristischen Impedanz B, mit der

²⁰

Länge / und mit einer Dämpfungskonstante α (ausgedrückt in Neper/Längeneinheit) und mit einer Phasenkonstante β (ausgedrückt in Radiant je Längeneinheit) verbunden ist. Der HF-Schaltungskreis wird über Masse 38 geschlossen.

Es ist bekannt, daß für den HF-Oszillator 35 die Impedanz Z der durch den Leitungsabschnitt 36 und die Belastung 37 gebildeten Reihenschaltung durch die nachfolgende Formel gegeben wird:

^S. + tanh (a+jß) I .

\ + ^-l-mh (a+jß) I

Wenn die Dämpfung klein ist, wird die obenstehende Formel wie folgt vereinfacht:

Z ₊ a,
-2-= +Jtanßl

Z = B

1+7—- tan./?/

Wenn die Dämpfung der Leitung 36 vernachlässigt werden kann, wird die genannte Formel:

25

+ 7 tan /

In den obenstehenden Formeln ist das Glied ß/die "elektrische Länge" des Leitungsabschnittes 36 gemessen in Einheiten }J(2n), was einem Phasenunterschied entsprechend ein Radiant entspricht ß/, ausgedrückt in der Länge /des Leitungsabschnittes 36, der Frequenz /des Signals und der Fortpflanzungsgeschwindigkeit c'dieses Signals in dem Leitungsabschnitt 36 ergibt:

¹ C

Zur Vereinfachung der Struktur der Formel, die die Impedanz Zdarstellt, kann man die Substitution

2.7·//
γ = tan—^~

vornehmen, und die Formel wird dann:

Für / = 0 ist Z = Zb, während für / = V₄ λ = c'/(4/?der Wert Z = (EP)IZo erhalten wird. Für einen Leitungsabschnitt, der eine Viertelwellenlänge lang ist bei einer bestimmten Frequenz, lassen sich mit Hilfe der angegebenen Formel (1) die realen (oder ohmschen) und die imaginären (oder reaktiven) Anteile der Impedanz bei Frequenzen berechnen, die von der Frequenz, bei der der Leitungsabschnitt eine Viertelwellenlänge lang ist, abweichen.

Mit Hilfe des Smith-Diagramms kann auf schnelle und annähernde Weise auf graphischem Wege der Impedanzwert einer Konfiguration, wie diese in Fig. 3 dargestellt ist, bestimmt werden.

Fig. 4 zeigt ein Smith-Diagramm zum Analysieren des Verhaltens eines Viertelwellenlängenleitungsabschnittes mit einer charakteristischen Impedanz von 15,8 Ohm, der auf die Frequenz 12 GHz abgestimmt ist und als Impedanzanpassungsnetzwerk mit einem äußeren Belastungswiderstand gleich 50 Ohm verwendet wird.

Zum Analysieren des Verhaltens dieses Anpassungsnetzwerkes mit Hilfe eines Smith-Diagramms wird vertikal entsprechend dem realen Anteil der Impedanz ein Punkt 31 angegeben, der für die Impedanz der ohmschen Belastung mit Zo = 50 Ohm repräsentativ ist, wenn als charakteristische Basisimpedanz des Diagramms die charakteristische Impedanz = 15,8 Ohm eines Viertelwellenlängenleitungsabschnittes gewählt wird; dadurch entspricht der genannte Punkt 31 der Ordinate mit dem Wert 50 :15,8 = 3,16. Danach wird der konzentrische Kreis 32, der durch den Punkt 31 geht, gezeichnet Der genannte Kreis 32

schneidet die vertikale Achse des Diagramms im Punkt 33, der der Ordinate mit dem invertierten Wert des Punktes31 entspricht und dessen Wert somit//3,16 = 0,316beträgt.

In diesem Diagramm, dessen Basisimpedanz 15,8 Ohm beträgt, bezeichnet der Punkt 33, der sich auf dem Kreis 32 in einem Winkelabstand entsprechend V₄ λ von dem Punkt 31 befindet, den Punkt, bei dem die Impedanz des Ganzen den Wert 0,316 Z = 0,316 χ 15,8 Ohm = 4,99 Ohm annimmt, wenn der Leitungsabschnitt auf V₄ λ bei 12 GHz abgestimmt ist.

Wenn die Arbeitsfrequenz des Generators variiert und von der Frequenz 12 GHz abweicht, ist die Länge der Leitung nicht gleich V₄ λ; die Länge wird kleiner als '/₄ λ bei Frequenzen, die niedriger als 12 GHz, und größer als V₄ λ bei Frequenzen, die höher sind als 12 GHz.

Der Kreisbogen 32 wird vom Punkt 33 durchlaufen, und zwar im Uhrzeigersinn bei zunehmender Frequenz, um auf diese Weise an den Punkt zu gelangen, der für die Impedanz der Reihenschaltung aus "Viertelwellenlängenleitungsabschnitt + Belastung" repräsentativ ist. Die Länge am Kreisbogen ist der elektrischen Länge der Leitung bei der betrachteten Frequenz proportional, wobei der vollständige Kreis einer halben Wellenlänge entspricht.

Da die geometrische Länge der verwendeten Viertelwellenlängenleitung einer elektrischen Länge von V₄ λ bei der Frequenz 12 GHz und einer Bogenlänge von 180° entspricht, beträgt die Länge des Bogens bei anderen Frequenzen beispielsweise 105° für eine Frequenz von 7 GHz, 120° für eine Frequenz von 8 GHz, 135° für eine Frequenz von 9 GHz, 150° für eine Frequenz von 10 GHz, 165° für eine Frequenz von 11 GHz, 195° für eine Frequenz von 13 GHz, 210° für eine Frequenz von 14 GHz, 240° für eine Frequenz von 15 GHz, 250° für eine Frequenz von 16 GHz und 255° für eine Frequenz von 17 GHz.

Um auf dem Kreis 32 die Verschiebungen des Punktes, der für die Impedanz repräsentativ ist, zu verdeutlichen, werden die Stellen auf dem Kreis 32 in Gigahertz bezeichnet.

Bei Vernachlässigung des reaktiven Anteils der Impedanz, die d~i Generator von der Belastung erfährt über das Impedanzanpassungsnetzwerk, werden die Werte des realen Anteils der genannten Impedanz aus dem Diagramm ausgelesen. Diese variieren von dem Wert 0,47 Zfür die Frequenz 7 GHz bis 0,316 Zfür die Frequenz von 12 GHz und werden abermals gleich 0,47 Zfür die Frequenz von 17 GHz. Es wird also ermittelt, daß der Belastungswiderstand, der dem Wert 5 Ohm bei der Frequenz 12 GHz praktisch entspricht, gleich 7,4 Ohm wird für die Frequenzen von 7 GHz und 17 GHz, was eine unzulässige Erhöhung um 48% bedeutet.

In Flg. 5 zeigt die dargestellte Kurve 34 als Funktion der Frequenz den Verlauf des Belastungswiderstandes, der der Gunn-Diode durch das obenstehend beschriebene Anpassungsnetzwerk angeboten wird.

Der reaktive Anteil der Impedanz ist bei Frequenzen unter 12 GHz kapazitiv und für Frequenzen über 12GHz induktiv; er führt zu einer geringen Verschiebung der Frequenz des Oszillators gegenüber der Resonanzfrequenz der Yttrium-Eisen-Granatkugel, wodurch die Reaktanz der Generatorschaltung an die innere Reaktanz der Gunn-Diode automatisch angepaßt wird.

Fig. 6 zeigt auf schematische Weise einen HF-Oszillator 35, der mit einer Belastung 37 mit einem ohmschen Wert Z₀ durch ein Anpassungsnetzwerk verbunden ist, das durch einen ersten Leitungsabschnitt 39 mit einer charakteristischen Impedanz B und mit einer Länge h und durch einen zweiten Leitungsabschnitt 41 mit einer charakteristischen Impedanz A und mit einer Länge h gebildet wird, wobei beide Leitungsabschniite keine spürbare Dämpfung verursachen.

Wenn der Oszillator 35 unmittelbar mit einem Punkt 40 verbunden ist, der den Leitungsabschnitten 39 und 41 gemeinsam ist, wird die Impedanz zwischen dem genannten Punkt 40 und der Masse 38 mit Hilfe der bereits genannten Formel (1) berechnet.

Wenn die genannte Impedanz durch Zj bezeichnet wird, ist der Wert derselben gegeben durch:

f +y« "" ■; ■

, mit γ,= tatal

Durch Wiederholung kann danach die Formel (1) auf die Berechnung der Impedanz zwischen einem Eingangspunkt 42 des Leitungsabschnittes 41 und Masse 38 angewandt werden.
Wenn diese Impedanz durch Zi bezeichnet wird, ist der Wert derselben gegeben durch:

, mit _Yl = xanl*hl.

^b(t^+Jvi

mit γι = tan undγ2 = tan

Wenn die Leitungsabschnitte 39 und 41 dieselbe Länge bei der Frequenz aufweisen, bei der diese Leitungsabschnitte genau eine Viertelwellenlänge lang sind, vereinfacht sich die Formel (2) zu

Z₁=Z_n(A

(3)

Die Formel (2) ermöglicht die Berechnung des realen (ohmschen) Anteils und des imaginären (reaktiven) Anteils der Impedanz Z₂ bei Frequenzen, die von derjenigen abweichen, bei der die Leitungen 39 und 41 eine Viertelwellenlänge lang sind.

Fig. 7 zeigt Z₂ aufgetragen in einem Smith-Diagramm, wobei die Belastung 37 mit Z₀ = 50 Ohm ausgelegt ist, die charakteristische Impedanz des Leitungsabschnittes 39 gleich 41,1 Ohm ist, während die charakteristische

Impedanz des Leitungsabschnittes 41 gleich 13 Ohm ist

j Mit diesem zweiten Beispiel eines bekannten Anpassungsnetzwerkes wird versucht, die Vergrößerung des

Belastungswiderstands der Gunn-Diode zu den Enden des bestrichenen Frequenzbandes zu verringern und zwar durch Verwendung zweier Viertelwellenlängenleitungsabschnitte, deren charakteristische Impedanzen nicht kleiner sind als 12 Ohm, um transversale parasitäre Resonanzen bei einer Frequenz von 17GHz zu

vermeiden; deswegen enthält dieser Anpassungsabschnitt einerseits einen ersten Viertelwellenlängenleitungsabschnitt, der auf die Frequenz von 12GHz abgestimmt ist und dessen charakteristische Impedanz gleich 41,1 Ohm ist, und andererseits einen zweiten Viertelwellenlängenleitungsabschnitt der ebenfalls auf die Frequenz 12 GHz abgestimmt ist und dessen charakteristische Impedanz gleich 13 Ohm ist

Für die Analyse der Wirkungsweise dieser Schaltungsanordnung mit Hilfe eines Smith-Diagramms ist eine

Basisimpedanz von 41,1 Ohm für das Diagramm gewählt worden, d.h., daß das Diagramm auf 41,1 Ohm genormt ist. Dazu wird auf der vertikalen Achse des Diagramms ein Punkt 51 angegeben, der für die Impedanz der ohmschen Belastung von 50 Ohm in der Ebene von 41,1 Ohm repräsentativ ist: Der V-Wert des Punktes 51 ist dann 50/41,1 = 1,21 Z; danach wird der konzentrische Kreis 52 gezeichnet, der durch den Punkt 51 geht und die vertikale Achse des Diagramms am Punkt 53 wieder schneidet, dessen V-Wert der Reziprokwert von dem des

Punktes 51 ist und gleich 0,82 Z ist, was einer realen Impedanz von 33,8 Ohm entspricht

Für eine vereinfachte Wiedergabe ist nur der zwischen dem Punkt 105° und dem Punkt 255° vom Punkt 51 liegende Teil des Kreises 52 als ausgezogene Linie dargestellt während der restliche Teil des Kreises gestrichelt dargestellt ist Die Werte der Enden des genannten Kreisbogens betragen etwa 0,94 Z — 0,18./Z bei einer Frequenz 7 GHz und 0,94 Z + 0,18 jZ bei einer Frequenz von 17 GHz.

Daraufhin ist der Kreis 53 in eine Ebene mit 13 Ohm als Normwert (charakteristische Impedanz des zweiten Viertelwellenlängenleitungsabschnittes) transponiert; auf diese Weise wird der Kreis 54 erhalten, dessen in Betracht zu ziehender Teil ebenfalls als ausgezogene Linie dargestellt ist In der Ebene mit 13 Ohm als Normwert entspricht der Punkt 53 dem Punkt 55 mit der Ordinate 2,6 und werden die Endpunkte des in Betracht zu ziehenden Bogens des Kreises 52 durch die entsprechenden Punkte 56 und 57 dargestellt deren Ordinate etwa

50 3,0 beträgt.

Vom Punkt 55 wird ein konzentrischer Kreisbogen 58 gezeichnet dessen Bogenlänge 180° beträgt und auf diese Weise wird der Punkt 59 auf der vertikalen Achse des Diagramms erhalten. Vom Punkt 56 wird ein konzentrischer Kreisbogen 60 gezeichnet mit einer Bogenlänge von 105°, und auf diese Weise wird der Punkt 61 mit dem Parameter der Frequenz von 7 GHz erhalten. Vom Punkt 57 wird ein konzentrischer Kreisbogen 62 gezeichnet mit einer Bogenlänge von 255°, der teilweise mit dem Kreisbogen 60 zusammenfällt und auf diese Weise wird der Punkt 63 mit dem Parameter der Frequenz von 17 GHz erhalten.

Dadurch, daß dasselbe geschieht in bezug auf die intermediären Punkte des ausgezogenen Bogen teiles des Kreises 54, werden die Punkte zum Zeichnen der Kurve 64 erhalten, welche nahezu die Form eines Kreisbogens hat Die Abszisse des Punktes 59 liegt auf 038 Z, was 5 Ohm entspricht während die Abszisse der Punkte 61 und 63 gleich 0,45 Zist was etwa 5,9 Ohm entspricht.

Die Änderung des Belastungswiderstandes zwischen dem Punkt in der Mitte des Frequenzbandes und den Enden des genannten Bandes ist viel kleiner als in dem Beispiel der Fig. 3 und 4, und zwar +18% statt +48%, aber diese Änderung erfolgt in ungünstigem Sinne in bezug auf die Werte, die für eine gute Wirkung der Gunn-Diode in dem ganzen zu bestreichenden Frequenzband erforderlich sind.

Die in Fig. 8 dargestellte Kurve 65 zeigt die Impedanzwerte als Funktion der Frequenz, wie sie der Gunn-Diode durch das Anpassungsnetzwerk angeboten werden, wenn die Dimensionierung wie im Zusammenhang mit Fig. 7 erläutert vorgenommen wird.

Fig. 9 zeigt auf schematische Weise ein erfindungsgemäßes Anpassungsnetzwerk. In dem genannten Anpas-

sungsnetzwerk ist der Eingang der Belastung 37 mit der Impedanz Zo mit der Basis eines verjüngten Leitungsabschnittes 43 verbunden, der als Impedanztransformator verwendet wird, mit dem eine Vergrößerung des Impedanzwertes über ein breites Frequenzband bewirkt wird.

Die bestimmte Impedanz, in diesem Fall die charakteristische Impedanz an der Basis des Leitungsabschnittes 43, entspricht Z₀, und die charakteristische Impedanz des schmalen Endes des verjüngten Leitungsabschnitts 43 ist gleich L. Das schmale linde des Leilung.subschnill.s43 ist mit einem Vierlelwollcnlängenlcitungsabschniti 45 mit vernachlässigbarer Dämpfung und mit einer charakteristischen Impedanz gleich B und einer Länge A verbunden. Der Viertelwellenlängenleitungsabschnitt 45 selbst ist mit einem zweiten Viertelwellenlängenleitungsabschnitt 46 mit vernachlässigbarer Dämpfung und mit einer charakteristischen Impedanz gleich A und einer Länge I₂ verbunden, wobei der Eingang des genannten Leitungsabschnittes 46 mit dem Ausgang des H F-Oszillators 35 verbunden ist.

Durch das Vorhandensein des verjüngten Leitungsabschnittes 43 ist die Impedanz zwischen einem Eingangspunkt 44 des Leitungsabschnittes 43 und Masse 38 gleich L, und wenn Z₃ die Impedanz zwischen einem Eingangspunkt 47 des Leitungsabschnittes 46 und Masse 38 ist, wird als Formel (2) erhalten:

+ j Yi A h+./— y, )

Z₃ = A —^ ^--L ^- ,„,

Bl--

. 2 π Iff , 2 π I₂S
mit γι = tan ;—undy2 = tan ;—.

Bei der Frequenz, bei der die Leitungsabschnitte 45 und 46 beide 'Λ λ lang sind, wird die Formel (4) sehr einfach, und zwar

Z, - L (4-Ί. (Si

Mit Hilfe der Formel (4) können die realen und die imaginären Anteile der Impedanz Zz berechnet werden bei Frequenzen, die von der Frequenz, bei der die Leitungsabschnitte 45 und 46 eine Viertelwellenlänge lang sind, abweichen.

Fig. 10 zeigt ein Smith-Diagramm, in dem das erfindungsgemäße Anpassungsnetzwerk, wie diese in Fig. 9 dargestellt ist, näher erläutert wird. Der höhere charakteristische Impedanzwert L des schmalen Endes der verjüngten Leitung 43 entspricht 80 Ohm, während die charakteristische Impedanz des Viertelwellenlängenleitungsabschnittes 45 einen Wert von 57,2 Ohm und die des Viertelwellenlängenleitungsabschnittes 46 einen Wert von 14,3 Ohm hat, wobei die beiden Abschnitte 43 und 45 eine Länge von '/4 λ aufweisen bei einer Frequenz von 12GHz.

Die Impedanzen in dem Smith-Diagramm dieses Anpassungsnetzwerkes nach der Erfindung sind auf 57,2 Ohm genormt, welcher Wert dem charakteristischen Impedanzwert des ersten Viertelwellenlängenleitungsabschnittes entspricht Auf der vertikalen Achse des Diagramms hat der Punkt 70 einen Wert = 0,87 Z, der die Belastung Z₀ = 50 Ohm darstellt, und der Punkt 7t hat einen Wert = 80/53,7 = 1.4 Z, der das schmale Ende des verjüngten Leitungsabschnittes mit der Impedanz 80 Ohm darstellt. Der Übergang des Impedanzwertes 50 Ohm zum Impedanzwert 80 Ohm ohne einen reaktiven Impedanzanteil ist durch die dick ausgezogene Linie zwischen den Punkten 70 und 71 dargestellt

Danach wird ein konzentrischer Kreis 72 gezeichnet, der durch den Punkt 71 geht und der weiterhin die vertikale Achse des Diagramms am Punkt 73 bei einem Wert = 1/1,4 Z = 0,715 Z schneidet Der relevante Teil des Kreises 72, der durch die ausgezogene Linie dargestellt ist, wird auf der linken Seite durch einen Punkt 74 begrenzt, der die Impedanz bei einer Frequenz von 7 GHz darstellt, hat eine Phasenverschiebung von 105° gegenüber dem Punkt 71 und wird auf der rechten Seite durch einen Punkt 75 mit einer Phasenverschiebung gegenüber dem Punkt 71 entsprechend 255° begrenzt, der die Impedanz bei einer Frequenz von 17 GHz darstellt. Unter Berücksichtigung des genormten Maßstabes werden die Zwischenpunkte angebracht Die den Punkten 74 und 75 entsprechenden Impedanzwerte betragen etwa 0,875 Z — 0,29 J Zbzw. 0,875 Z -I- 0,29 J Z.

Daraufhin wird in dem Diagramm als Normimpedanz die charakteristische Impedanz des zweiten Viertelwellenlängenleitungsabschnittes gewählt Das bedeutet, daß der Wert 143 Ohm und der Kreis 72 in die Ebene von 143 Ohm transportiert wird; auf diese Weise wird der Kreis 76 erhalten. Der Punkt 73 wird in Punki 77 mit dem Wert 2,86 transponiert, und die Koordinaten der Punkte 74 und 75 in die Punkte 78 bzw. 79 mit 3,5 Z — 1,16 JZ bzw. 34Z+ 1,16JZ; zugleich werden die Parameter des relevanten Teils des Kreises 72 auf den Kreis 76 übertragen.

In dem Smith-Diagramm mit einer Normimpedanz von 143 Ohm ist es dann möglich, die Impedanzkurve als Funktion der Frequenz des Anpassungsnetzwerkes nach der Erfindung zu zeichnen.

Dazu wird ein konzentrischer Kreisbogen 80 gezeichnet mit einer Bogenlänge von 180° vom Punkt 77, wodurch der Punkt 81 auf der vertikalen Achse des Diagramms erhalten wird. Daraufhin wird der konzentrische

Kreisbogen 82 gezeichnet mit einer Bogenlänge von 105° vom Punkt 78, wodurch der Punkt 83 erhalten wird. Danach wird der Kreisbogen 84 gezeichnet mit einer Bogenlänge von 255° und teilweise mit dem Kreisbogen 82 zusammenfallend vom Punkt 79, wodurch der Punkt 85 erhalten wird usw.

Der Wert des Punktes 81 beträgt 035 Z was einem Belastungswiderstand von 5 Ohm entspricht, und die Koordinaten der Punkte 83 und 85 betregen 035 Z — 038JZ bzw. 035 Z+ 0,58JZ, was ebenfalls einem Belastungswiderstand von 5 Ohm entspricht In der Nähe der Frequenzen 9GHz und 15GHz ist ein sehr schwaches Minimum des Belastungswiderstands vorhanden, welches etwa 4,76 Ohm beträgt

In Fig. 11 zeigt die Kurve 88 die Belastungsimpedanz als Funktion der Frequenz, wie sie der Gunn-Diode durch das Anpassungsnetzwerk angeboten wird.

ίο Fig. 12 zeigt ein Smith-Diagramm eines weiteren Anpassungsnetzwerkes nach der Erfindung; dieses Netzwerk hat dieselbe Struktur wie das in Fig. 9 dargestellte Netzwerk, aber der charakteristische Impedanzwert L des schmalen Endes des verjüngten Leitungsabschnitts 43 beträgt in diesem Fall 100 Ohm, während die charakteristische Impedanz des Viertelwellenlängenleitungsabschnittes 45 gleich 43,7 Ohm ist und die des Viertelwel-Ienlängenleitungsabschnittes 46 gleich 12 Ohm ist wobei die beiden Leitungsabschnitte Ά λ lang sind bei einer Frequenz von 12 GHz.

Die Impedanzen in dem Smith-Diagramm aus Fig. 12 sind auf eine Impedanz von 53,7 Ohm genormt, die dem charakteristischen Impedanzwert des ersten Viertelwellenlängenleitungsabschnittes entspricht Auf der vertikalen Achse des Diagramms ist ein Punkt 91 mit dem Wert 0,83 Z angebracht, der eine Belastungsimpedanz Z₀ = 50 Ohm darstellt, und ist ein Punkt 92 mit einem Wert 100/53,7 Z = 1,86 Z angebracht der das schmale Ende des Leitungsabschnittes 43 mit dem charakteristischen Impedanzwert von 100 Ohm darstellt Die Transformation des Impedanzwertes 50 Ohm zum Impedanzwert 100 Ohm wird durch die dick ausgezogene Linie zwischen den Punkten 91 und 92 dargestellt

Danach wird ein konzentrischer Kreis 93 gezeichnet, der durch den Punkt 92 geht und die vertikale Achse des

Diagramms in einem Punkt 94 mit einem Wert entsprechend 1/1,86 = 0,537 schneidet Der durch eine ausgezo-

gene Linie gezeichnete relevante Teil des Kreises 93 wird auf der linken Seite durch einen Punkt 95 begrenzt der sich in einem Winkelabstand von 105° von dem Punkt 92 am Kreis 93 befindet und die Impedanz bei einer Frequenz von 7 GHz darstellt, während der genannte relevante Teil auf der rechten Seite durch einen Punkt % begrenzt wird, der sich in einem Winkelabstand von 255° von dem Punkt 92 am Kreis 93 befindet und die Impedanz bei einer Frequenz von 17 GHz darstellt Die den Punkten 95 und 96 entsprechenden Impedanzwerte betragen etwa 0,72 Z - 0,47 J Z bzw. 0,72 Z + 0,47 J Z.

Das Diagramm wird dann weiter dadurch gezeichnet daß als Impedanznorm die charakteristische Impedanz

des zweiten Viertelwellenlängenleitungsabschnittes gewählt wird, und zwar eine Impedanz von 12 Ohm; der Kreis 93 wird in die Ebene von 12 Ohm transponiert, was den Kreis 97 ergibt Der Punkt 94 wird in den Punkt 98 mit dem Wert (0,537 χ 53,7/12) Z = 2,40 Z transportiert und die Koordinaten der Punkte 99 und 100, die dem Punkt 95 bzw. 96 entsprechen, betragen 3,22 Z — 2,1 J Zbzw. 3,22 Z + 2,1 J Z.

In dem auf 12 0hm genormten Smith-Diagramm ist es dann möglich, die Responskurve der Impedanz als Funktion der Frequenz in bezug auf das betreffende Anpassungsnetzwerk zu zeichnen.

Dazu wird ein konzentrischer Kreisbogen 101 mit einer Bogenlänge von 180° gezeichnet, was auf der vertikalen Achse des Diagramms den Punkt 102 ergibt. Danach wird ein konzentrischer Kreisbogen 103 mit einer Bogenlänge von 105° von dem Punkt 99 gezeichnet, was den Punkt 104 ergibt Danach wird ein Kreisbogen 105 gezeichnet mit einer Bogenlänge von 255" und teilweise mit dem Kreisbogen 103 von dem Punkt 100 zusammenfallend, was den Punkt 106 ergibt.

Daraufhin wird ein Kreisbogen 107 mit einer Bogenlänge von 135° von dem Punkt bei 9 GHz des Kreises 97 gezeichnet, und auf diese Weise wird der Punkt 108 erhalten. Danach wird ein konzentrischer Kreisbogen 109 gezeichnet mit einer Bogenlänge von 255° und teilweise zusammenfallend mit dem Kreisbogen 107 von dem Punkt bei 15 GHz des Kreises 97, wodurch der Punkt 110 erhalten wird.

Die Zeichnung wird fortgesetzt von den anderen markierten Punkten auf dem Kreis 97, wodurch die anderen Punkte erhalten werden, wonach die Kurve 111 ausgezogen wird.

Der Wert des Punktes 102 beträgt 0,416 Z, was einem Belastungswiderstand von 5 Ohm entspricht, und die Koordinaten der Punkte 104 und 105 betragen etwa (0,275 — 0,52 j)Zbzw. (0,275 + 0,52 j)Z, was Belastungswiderständen von 0,275 χ 12 = 3,3 Ω entspricht.

Dieses Ausführungsbeispiel der Erfindung ergibt an den Enden des bestrichenen Frequenzbandes eine Verringerung um 34% des Belastungswiderstandes, der der Gunn-Diode angeboten wird, und ist folglich in dieser Anwendung sehr vorteilhaft zum Beibehalten einer Schwingung ausreichender Amplitude bis an die Enden des zu bestreichenden Frequenzbandes.

Die in Fig. 13 dargestellte Kurve 115 zeigt die Belastungsimpedanz als Funktion der Frequenz im kartesischen Koordinatensystem.

Die Anwendung der Formel (3), die die Errechnung der Real- und Imaginärteile der Belastungsimpedanz der Gunn-Diode ermöglicht, auf das Anpassungsnetzwerk nach der Erfindung ist verhältnismäßig kompliziert. Man kann jedoch zur Vereinfachung von der Tatsache ausgehen, daß die beiden Viertelwellenlängenleitungsabschnitte bei derselben Frequenz Fo eine Länge von '/« λ aufweisen.

Wenn vorausgesetzt wird, daß

₌ tan — —

2/0

ist, wird die folgende Formel erhalten (aus Gleichung (4)):

Ausgehend von der Formel (5) und den nachfolgenden Daten:

Dem optimalen Belastungswiderstand Ro, den das Anpassungsnetzwerk nach der Erfindung der Gunn-Diode bei der Frequenz Fo anbieten muß, dem charakteristischen Impedanzwert des schmalen Endes des verjüngten Leitungsabschnitts 43, den minimalen und maximalen Frequenzwerten f_mm bzw. f_max des zu bestreichenden Frequenzbandes und der gewünschten Frequenzabhängigkeit des Belastungswiderstands als Funktion der Frequenz können charakteristische Impedanzwerte A und B der Viertelwellenlängenleitungsabschnitte 46 und 45 bestimmt werden.

Dazu wird die Quadratwurzel des Verhältnisses RoIL als b definiert, also b = i/RolL, und wird h definiert als

h = tan — ^.
2 /0

Weiterhin wird ein Koeffizient k\ \ berechnet, dessen Wert durch die folgende Formel gegeben wird:

k '^+bf^

Zum Erhalten der in Kg. 11 dargestellten Kurve werden die Impedanzwerte B und A durch Anwendung der nachfolgenden Formeln bestimmt:

Sh = k\\ Lund.4π = bB\\.

Um die Kurve nach Fig. 13 zu verwirklichen, muß ein Koeffizient Arn berechnet werden, dessen Wert gegeben wird durch:

1 (1 + 6) A² '
2h²+l-b

und werden die Impedanzen 5 und A durch Anwendung der nachstehenden Formeln bestimmt:

ßi3 = Jt₁₃ L und An = b B^.

Danach werden zwei Anwendungsbeispiele dieser Methode beschrieben in bezug auf einen Oszillator, dessen Betriebsfrequenzen f_mi„ 7 GHz und f_max 17 GHz betragen, und wobei zwei Viertelwellenlängenleitungsabschnitte 'Λ λ lang sind bei einer Frequenz f₀ = 12 GHz, um einen Belastungswiderstand Ro = 5 Ohm zu erhalten bei einem genormten Ausgangsimpedanzwert Z₀ = 50 Ohm.

Der Wert des Koeffizienten Λ beträgt:

Die auf diese Weise bestimmten Anpassungsnetzwerke sind diejenigen, die in den Smith-Diagrammen nach den Fig. 10 und 12 näher erläutert worden sind.

Wenn ein Impedanzverlauf erwünscht wird, der zwischen dem nach Fig. 11 und dem nach Fig. 13 liegt, werden die entsprechenden Koeffizienten k\\ und Jt)3 berechnet und wird eine Interpolation durchgeführt zwischen den Werten k\ \ und k\3 zum Bestimmen eines intermediären Wertes k/, mit dem die Impedanzwerte Sund A erhalten werden können, wonach eine Impedanzkurve mit genauer Interpolation gezeichnet werden kann.

Das Erhalten eines zulässigen Wertes für die charakteristische Impedanz A, d. h. eines Wertes, der nicht zu

-: r» :·- i 1 1 j ι/ λ ι _:* ι ι :*» t.-.i » j„ _:„u· j_, d;,m.„ »_„_„..„„„i„_ _~.--:.x_„_

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Resonanzen aufweist in dem oberen Teil des Frequenzbereiches (bei 17 GHz in dem betrachteten Fall), ist auf obenstehende Weise durch den Wert der Impedanz L konditioniert, wobei der Wert der Impedanz A größer wird, je nachdem der Wert von L selbst größer ist.

Die Versuche und die Berechnungen, die nach der Verwirklichung des Anpassungsnetzwerkes nach der Erfindung durchgeführt wurden, haben die genannte Tatsache völlig bestätigt. 65 i

In diesem Beispiel hat es sich als vorteilhaft erwiesen, wenn als charakteristische Impedanz des schmalen Endes des verjüngten Leitungsabschnittes ein derart hoher Wert gewählt wird, daß die charakteristische Impedanz des ersten Viertelwellenlängenleitungsabschnittes 50 Ohm überschreitet. Es sei bemerkt, daß das anhand

Λ =	^lgTTT	= 1,3032.	h	Form	Jt	B Ohm	A Ohm
L Ohm		b	1,3032 1,3032	Fig. 11 Fig. 13	0,715 0,538	57,2 53,8	14,3 12,0
80 100		0,250 0,2236

der Anwendung in einem Gunn-Oszillator beschriebene Impedanzanpassungsnetzwerk für jede Art von Impedanzanpassung benutzt werden kann, bei der durch den niedrigen Wert der anzupassenden Impedanz und eine hohe Arbeitsfrequenz die Gefahr des Entstehens transversaler Schwingungen besteht, wie sie besonders in Mikrostreifenleiter-Anordnungen auftreten.

Hierzu 6 Blau Zeichnungen

10

Claims

Patentansprüche

1. Netzwerk in Mikrostreifenleitungstechnik zur breitbandigen Anpassung einer Impedanz an eine geringere Impedanz, insbesondere zur Anpassung einer Lastimpedanz an die geringere Impedanz einer als Oszillator verwendeten Gunn-Diode, unter Verwendung eines impedanztransformierenden Leitungsabschnittes mit sich verjüngendem Streifenleiter, dadurch gekennzeichnet, daß mit Hilfe des impedanztransformierenden Leitungsabschnittes die größere Impedanz zunächst auf einen noch größeren Impedanzwert herauftransformiert wird und diese größere Impedanz mit Hilfe mindestens eines zwischengeschalteten V₄ λ-Leitungsabschnittes stufenweise auf die geringere Impedanz herabtransformiert wird.

2. Netzwerk nach Anspruch 1 mit zwei in Serie zwischengeschalteten V₄ λ-Leitungsabschnitten unterschiedlicher charakteristischer Impedanzwerte zur stufenweisen Herabtransformierung der Impedanzen, dadurch gekennzeichnet, daß die Streifenleiterbreite des V₄ λ-Leitungsabschnittes mit der geringeren charakteristischen Impedanz kleiner ist als die halbe Wellenlänge, die der höchsten Frequenz des übertragenen Frequenzbandes entspricht

3. Netzwerk nach Anspruch 1 mit zwei in Serie zwischengeschalteten V₄ λ-Leitungsabschnitten unterschiedlicher charakteristischer Impedanzwerte zur stufenweisen Herabtranöformierung der Impedanzen, dadurch gekennzeichnet, da3 die charakteristische Impedanz des V₄ λ-Leitungsabschnittes mit der größeren charakteristischen Impedanz größer ist als die größere Impedanz, an die Anpassung vorzunehmen ist