DE2852747C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Meßverfahren zum Messen von Übertragungseigenschaften eines Meßobjekts gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein solches Verfahren ist aus der Zeitschrift "Electronic Engineering", August 1966, Seiten 516 bis 519 bekannt. Bei diesem Verfahren wird die Messung der Übertragungsfunktion mit Hilfe von kurzen Impulsen durchgeführt. Ausgehend von der Erkenntnis, daß eine Δ-Funktion mit unendlich schmalen Impulsen in der Fourieranalyse eine Verteilung der Harmonischen mit konstanter Amplitude bei allen Frequenzen (bis unendlich) liefern würde, wird in der Praxis ein möglichst kurzer Impuls verwendet, der für seine Spektralkomponenten allerdings nur eine Funktion ergibt. Eine Folge derartiger schmaler Impulse wird auf das Meßobjekt gegeben, und empfangsseitig wird die Kurvenform des durch die Übertragung veränderten Impulses nach Abtastung aufgezeichnet und einer Fourieranalyse unterworfen. In gleicher Weise ist auch vor der Übertragung eine Abtastung des Sendeimpulses durchzuführen, und auch dieses Ergebnis wird gespeichert und ebenfalls einer Fourieranalyse unterworfen.

Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß eine zweifache Aufzeichnung sowohl des Sendeimpulses als auch des verzerrten empfangenen Impulses durchgeführt werden muß. Außerdem ist erforderlich, daß beide Impulsformen der Fourieranalyse unterworfen werden. Bei der Messung an Übertragungsstrecken ergibt sich dabei das Problem, daß die Fourieranalyse für den Sendeimpuls an der Empfangsstelle nicht direkt zur Verfügung steht. Es muß also entweder eine entsprechende zusätzliche Übertragung der sendeseitigen Spektralanalyse zur empfangsseitigen Meßstelle vorgenommen werden oder es wird umgekehrt die empfangsseitige Spektralanalyse zur Sendeseite zurückübertragen. Dabei ergibt sich neben dem großen Aufwand ein Nachteil dadurch, daß jeglicher Übertragungsfehler unmittelbar das Meßergebnis beeinflußt. In das Meßergebnis gehen weiterhin die Fehler sowohl bei der sendeseitigen als auch bei der empfangsseitigen Fourier-Analyse mit ein.

Es ist auch zu beachten, daß die bei derartigen Impulsen auftretenden unendlich vielen Harmonischen ( Funktion) sehr breite Frequenzbänder belegen und zu Störungen führen können, wenn in bestimmten Kanälen gemessen werden soll, während in benachbarten Kanälen eine normale Nachrichtenübertragung stattfindet. Schließlich ist es noch für den praktischen Betrieb von Nachteil, daß die Amplituden der einzelnen Harmonischen (und ebenso deren Phasen) durch die Form des verwendeten Sendeimpulses vorgegeben sind und somit nicht frei gewählt werden können. Dies ist vor allem bei der Messung an Objekten mit einer Filtercharakteristik von Nachteil und beeinträchtigt die Genauigkeit des Meßergebnisses.

Für die Beurteilung der Übertragungseigenschaften von elektrischen Nachrichtenleitungen ist z. B. das sogenannte Nebensprechen von besonderer Bedeutung. Es entsteht durch die Kopplung zwischen benachbart, z. B. innerhalb eines Kabels, verlaufenden Leitungen. Zur Bestimmung der Nebensprechdämpfung ist es bekannt (Siemens Nachrichten-Meßgeräte, 77/78, Seiten 38 und 39), auf der Sendeseite einen in der Frequenz einstellbaren Meßsender anzuschließen und auf der Empfangsseite einen selektiven Meßempfänger vorzusehen. Bei einem Frequenzwechsel des Meßsenders wird der selektive Empfänger (Überlagerungsempfänger) automatisch mit abgestimmt. Dadurch ist es möglich, empfangsseitig mit einem schmalen Empfangskanal zu arbeiten. Dies ist von großer Bedeutung, weil die zu messende Nebensprechdämpfung sehr hoch liegt, so daß ohne diese Maßnahme die Gefahr bestünde, daß mitgemessene Störanteile, z. B. Rauschen oder Nachrichtensignale anderer Leitungen, das Meßergebnis beeinträchtigen.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein Verfahren der eingangs genannten Art einen Weg aufzuzeigen, auf dem mit ausreichend hoher Genauigkeit die Messung der Fernnebensprechdämpfung einer Übertragungsleitung durchgeführt werden kann.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe bei einem Verfahren der eingangs angegebenen Art mit den im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird in vorteilhafter Weise der Testpuls unter lückenloser Aneinanderreihung der Testimpulse gebildet.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 einen Schaltungsaufbau für die Erzeugung des Testimpulses (Sendeseite),

Fig. 2 einen Schaltungsaufbau für die Auswertung des Testimpulses am Ausgang des Meßobjektes (Empfangsseite),

Fig. 3 den grundsätzlichen Aufbau einer Meßanordnung nach der Erfindung,

Fig. 4 das Zeigerdiagramm eines Testimpulses nach der Übertragung und empfangsseitigen Aufbereitung durch die Fourier-Analyse.

In Fig. 1 sind Einzelheiten einer Schaltungsanordnung dargestellt, mit der der aus der Überlagerung einer Reihe harmonischer Schwingungen hergeleitete Testimpuls hergestellt wird. Dabei ist ein Quarzgenerator QG vorgesehen, dem ein erster Frequenzteiler FD0 nachgeschaltet ist, dessen Teilungsverhältnis m : 1 beträgt. Am Ausgang dieses Frequenzteilers liegt beispielsweise eine rechteckförmige Spannungsfolge mit der Frequenz 12,8 kHz vor. Diese Rechteckspannungsfolge wird einer Reihe von 7 Frequenzteilern FD1 bis FD7 zugeführt, die hintereinander geschaltet sind und jeweils ein Teilverhältnis von 2 : 1 aufweisen.

Mit dem 7stufigen Binärteiler (FD1 . . . FD7) können 2⁷ = 128 verschiedene Kombinationen aufeinanderfolgend auf den 7 Ausgangsleitungen erzeugt werden, welche als Adreßleitungen einem programmierbaren Speicherwerk (z. B. PROM) zugeführt werden, das mit PR bezeichnet ist. Mit jeder der 2⁷ = 128 Adressen wird ein Speicherwort im Speicher PR angesprochen und auf den Ausgang durchgeschaltet. Jedes Speicherwort hat z. B. eine Länge von 12 Bit und beinhaltet den digitalisierten Amplituden-Momentanwert der unverzerrten Zeitfunktion (n = ganzzahlig)

Durch Aneinanderreihen dieser aufeinanderfolgenden Momentanwerte wird der Testimpuls als Treppenkurve erzeugt, wobei diese Testimpulse zweckmäßig fortlaufend (d. h. ohne zeitliche Lücke aneinandergereiht) als Testpuls ausgesandt werden. Eine Periode des Testpulses ist gegeben durch , wobei f₁ die Frequenz der niedrigsten Harmonischen bedeutet (im vorliegenden Beispiel ist f₁ = 100 Hz gewählt).

Mit dem angenommenen Zahlenbeispiel von insgesamt 32 einzelnen Harmonischen von je 100 Hz Frequenzabstand kann ein Frequenzband von 100 Hz bis 3200 Hz ausgemessen werden. Für die Auslegung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 ist zu beachten, daß nach dem Abtastteorem die höchste Frequenz (3200 Hz) mehr als zweimal abgetastet werden muß, so daß die Abtastfrequenz über 6400 Hz liegen muß. Im vorliegenden Beispiel ist davon ausgegangen, daß die Abtastfrequenz mit 12,8 kHz gewählt ist, so daß die Abtastbedingung für die höchste Frequenz mit Sicherheit erfüllt ist.

Im einzelnen wird für die Programmierung des Speichers PR folgendermaßen vorgegangen:

Zunächst wird mit den jeweiligen Amplitudenwerten A1 bis An und den Anfangsphasenwerten ϕ₁ bis ϕ_n ein Testpuls der Periodendauer T = festgelegt. Die Periodendauer beträgt für das angegebene Beispiel somit T = 10 msec.

Von dem so zeichnerisch oder rechnerisch ermittelten, aus den einzelnen Harmonischen mit den Amplituden A1 bis A32 und mit den Anfangsphasen ϕ₁ bis ϕ₃₂ zusammengesetzten Testimpuls werden nun während einer Periodendauer T, also z. B. während 10 msec, eine ausreichende Zahl z. B. von k = 128 aufeinanderfolgenden Abtastwerten im zeitlichen Abstand von , im vorliegenden Beispiel also

entnommen. Diese Werte der Zeitfunktion werden in digitaler Form im Speicher PR aufeinanderfolgend unter der jeweiligen Adresse d. h. z. B. unter Nr. 1 bis Nr. 128 abgelegt. Dadurch ist sichergestellt, daß durch Fortschalten der Adressen aufeinanderfolgend beim Auslesen k = 128 Abtastwerte in der richtigen Reihenfolge nacheinander ausgelesen werden und daß nach Digital-Analog-Umwandlung im Digital-Analogumsetzer DAC diese Abtastwerte eine Treppenkurve bilden, welche praktisch dem idealen für die Berechnung der Abtastwerte benutzten Testimpuls entspricht. Die Glättung, d. h. die Überführung der einzelnen Spannungsstufen in ein stetiges Analogsignal erfolgt mit dem nachgeschalteten Tiefpaßtfilter LP.

Nach Ablauf einer vollen Periode, d. h. nach T = 10 msec beginnt ohne Zwischenraum das Programm von neuem, d. h. es folgen wieder 128 Abtastwerte aufeinander, welche die gleiche Treppenkurve ergeben (= nächsten Periode der Zeitfunktion).

Es werden aufeinanderfolgend mindestens so viele Testimpulse ausgesandt, wie das jeweilige Meßobjekt bis zum vollständigen Einschwingen benötigt. Im eingeschwungenen Zustand kann dann empfangsseitig mindestens eine Periode T abgetastet werden und zwar nach dem gleichen Schema, nach dem sendeseitig die Erzeugung der einzelnen Abtastproben durchgeführt wurde. Im vorliegenden Beispiel würden sich somit auf der Empfangsseite wieder 128 Abtastwerte ergeben, die dann in analoger oder digitalisierter Form der Fourieranalyse unterworfen werden können und dadurch insgesamt die einzelnen Amplitudenwerte A1 bis A32 sowie Phasenwerte ϕ₁ bis ϕ₃₂ liefern.

Sollten im Tiefpaßfilter LP irgendwelche bekannte Verfälschungen der Zeitfunktion (z. B. durch Dämpfungswelligkeit im Durchlaßbereich oder durch eine Phasenverschiebung) eintreten, können diese durch eine entsprechende Vorkorrektur der Abtastwerte (Vorentzerrung) ausgeglichen werden.

Diese Zeit-Spannungsfunktion, welche den Testpuls bildet, gelangt über einen einstellbaren Verstärker AM1 zu einer Anpaßschaltung TR1, z. B. in Form eines Leitungsübertragers und von dort aus zu dem Meßobjekt TE in Form einer Nachrichtenleitung.

In Fig. 2 ist die Schaltung zur Auswertung des durch das Meßobjekt veränderten Testpulses dargestellt. Von dem Meßobjekt TE gelangt der verzerrte Testpuls zunächst zu einer Anpaßschaltung TR2, an deren Ausgang ein Dämpfungsglied AT angeschlossen ist, dem ein einstellbarer Verstärker AM2 nachfolgt. Von hier aus zweigt eine Regelschleife ab, die über einen Gleichrichter GR und eine Schwellenschaltung SW geführt ist und die Dämpfung des Dämpfungsgliedes AT sowie die Verstärkung des Verstärkers AM2 beeinflußt.

Nachgeschaltet ist ein eine Abtast- und Halteschaltung aufweisender Analog-Digital-Umsetzer ADC, welcher gesteuert mit einer Taktfrequenz von 12,8 kHz die Momentanwerte des empfangenen Testpulses digitalisiert. Diese 12,8 kHz entsprechen mit hinreichender Genauigkeit dem am Ausgang des ersten Frequenzumsetzers FD0 in Fig. 1 an der mit A bezeichneten Klemme auftretenden Takt.

Die Taktfrequenz von 12,8 kHz wird einem Frequenzteiler FD8 zugeführt, der für das gewählte Beispiel ein Teilungsverhältnis von 128 : 1 hat. Dieser Frequenzteiler FD8 hat im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Teiler FD1 bis FD7 in Fig. 1. Er kann sogar z. B. bei Schleifenmessung mit diesem identisch sein und bildet auf seinen 7 Ausgangsleitungen die Adressen, unter denen die vom Analog-Digital-Umsetzer aufeinanderfolgend gelieferten und dem jeweiligen Momentanwert des empfangenen Testpulses entsprechenden Binärwerte in dem Speicher ST0 abgespeichert werden. Nach einem Durchlauf des Teilers FD8, d. h. nach dem Abspeichern von z. B 128 Momentanwerten des empfangenen Testpulses, wird dieser Vorgang beendet. Mit den 128 Werten wird somit genau eine Periode des Testpulses in digitalisierter Form abgespeichert.

Dieser Speicher ST0 arbeitet mit einem Computer C0 im Dialogverkehr zusammen, wobei zunächst die abgespeicherten 128 Abtastwerte nach einem Fast-Fourier-Programm (FFT-Programm) verrechnet werden. Das Programm hierfür ist in einem Programmspeicher PST enthalten, der auch die sendeseitig für die Erzeugung des Testimpulses maßgebenden einzelnen Amplitudenwerte A1, A2 . . . An und die Phasenwerte ϕ₁, ϕ₂ . . . ϕ_n enthält.

Ein Beispiel für ein derartiges FFT-Programm zur Berechnung der schnellen Fourier-Transformation ist in dem Buch "The Fast Fourier Transform" von G. Oran Brigham auf den Seiten 163 bis 171 beschrieben.

Mit diesem FFT-Rechenvorgang wird der Übergang von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich ausgeführt. Als Ergebnis wird für jede der z. B. n = 32 Harmonischen der Real (Rn*) und der Imaginärteil (In*) erhalten. Hiervon wird anschließend für jede Harmonische der Betrag der Amplitude An* nach der Gleichung

errechnet sowie die Phase ϕ*_n nach der Gleichung

Die hierfür erforderlichen Programme sind ebenfalls in dem Programmspeicher PST enthalten.

In dem Rechner C0 wird auch die Mittelwertbildung durchgeführt, welche später näher erläutert wird. Zur Berechnung der Nebensprechdämpfung werden die in dem Programmspeicher PST gespeicherten Amplitudenwerte A1 bis An des Testimpulses benutzt.

Die schließlich ermittelten Werte z. B. der Nebensprechdämpfung a1 bis an werden einer Anzeige- und/oder Registriereinrichtung DSP zugeführt.

In Fig. 3 ist der Aufbau einer Meßanordnung dargestellt, welche für die Messung des Fernnebensprechens benutzt werden kann. Hierzu ist an eine Nachrichtenübertragungsleitung L1 ein Sender SE angeschlossen, der den in Fig. 1 dargestellten Aufbau hat und Testimpulse TJ der dort erläuterten Zusammensetzung aus n Harmonischen abgibt. Die Leitung L1 ist mit einem Abschlußwiderstand AW abgeschlossen.

Zum Messen der Fernnebensprechdämpfung wird ein Empfänger EM an das Ende einer mit der Leitung L1 verkoppelten anderen Übertragungsleitung L2 angeschaltet. Das dem Sender SE zugeordnete Ende dieser Leitung L2 ist mit einem Abschlußwiderstand AW2 abgeschlossen. Bei dieser Messung gelangen zum Empfänger die Testimpulse mit einer infolge der hohen Nebensprechdämpfung wesentlich kleineren Amplitude. Diese am fernen Ende der Leitung L2 auftretenden stark gedämpften Testimpulse sind mit TJ** bezeichnet. Der Empfänger nach Fig. 2 ermittelt periodenweise für diese Testimpulse TJ** die zugehörigen Amplitudenwerte NA**1 bis NA**n, welche den Frequenzen f₁ bis f_n zugeordnet sind. Der Buchstabe N steht dabei für den durch Rauschen und Nachrichtensignale in anderen Kanälen verursachten Störanteil.

Infolge der einerseits durch die hohe Nebensprechdämpfung sehr kleinen Nutz-Amplitudenwerte A**1 bis A**n und der gleichzeitig auftretenden relativ großen Störanteile N**1 bis N**n, welche sich diesen Amplitudenwerten überlagern, kann nicht mehr davon ausgegangen werden, daß aufgrund der tatsächlich gemessenen Amplitudenwerte NA**1 bis NA**n noch eine ausreichend genaue Berechnung der Nebensprechdämpfung möglich ist. Es besteht somit die Aufgabe, diese durch den Buchstaben N angedeuteten Störanteile im Bereich des Empfängers EM in geeigneter Weise möglichst klein zu halten.

Zu diesem Zwecke wird eine Mittelwertbildung in selektiver Form in einer hier schematisch angedeuteten Schaltung MWB vorgenommen, der die mit Störanteilen behafteten Amplitudenwerte NA**1 bis NA**n zugeführt werden. Hierzu werden auf der Sendeseite q Testimpulse TJ lückenlos nacheinander ausgesandt, so daß empfangsseitig auch nacheinander q Amplitudenwerte innerhalb eines Teilfrequenzbandes (z. B. NA**11 bis NA**1q innerhalb des ersten Teilfrequenzbandes mit der Mittenfrequenz f₁) beim FFT-Prozessor auftreten. Aus diesen q, dem Teilfrequenzband um f₁ zugeordneten Amplitudenwerten NA**11 bis NA**1q wird durch selektive Mittelwertbildung ein neuer Amplitudenwert bestimmt, welcher hier mit A**d1 bezeichnet ist. Entsprechend wird mit den anderen Amplitudenwerten der anderen Frequenzbereiche verfahren und schließlich der Amplitudenwert A**dn für die Frequenz n · f gebildet.

Diese Amplitudenwerte A**d1 bis A**dn haben, wie aus Fig. 4 ersichtlich ist, kaum mehr Störanteile N und ergeben deshalb hinreichend genaue Werte, welche für die Berechnung der Nebensprechdämpfung herangezogen werden können. In Fig. 4 ist in einem Zeigerdiagramm der Amplitudenwert A**1, welcher sich ohne Störanteile bei q aufeinanderfolgenden Testimpulsen stets gleichbleibend ergeben würde, als dicker Zeiger eingezeichnet. Die sendeseitigen Amplitudenwerte A1 bis A32 sind als gleichphasige Zeiger auf der realen Achse angenommen. An den Zeiger A**1 setzen sich die Störanteile N**11 bis N**1q mit unterschiedlichen Phasenlagen an und ergeben jeweils die resultierenden (und tatsächlich gemessenen) Amplitudenwerte NA**11 bis NA**1q. Die Größe dieser Zeiger schwankt entsprechend dem jeweiligen Störanteil relativ stark und ergäbe, wenn mit ihnen direkt gemessen würde, einen größeren Fehler bei der Berechnung der Nebensprechdämpfung. Wird dagegen die selektive Mittelwertbildung aus den q Werten NA**11 bis NA**1q durchgeführt, so ergibt sich ein Wert A**d1, der nur sehr wenig von dem fehlerfreien Wert A**1 entfernt ist.

Die Werte A**d1 bis A**dn werden einer Quotientenschaltung QS zugeführt, welcher gleichzeitig die im Programmspeicher PST der Auswerteschaltung gespeicherten Amplitudenwerte A1 bis An des Testimpulses zugeleitet werden. Die in der Schaltung QS gebildeten Quotienten

geben die frequenzabhängige Nebensprechdämpfung für die angegebene Meßanordnung mit den Leitungen L1 und L2 wieder und werden deshalb einer Anzeigeeinrichtung DSP zugeführt, wo sie als Nebensprechdämpfungswerte a1 bis an angezeigt oder registriert werden. Es ist noch darauf hinzuweisen, daß die Mittelwertbildung MWB sowie die Quotientenbildung QS nicht in eigenen Schaltungsteilen vorgenommen werden muß, sondern daß diese Verfahrensschritte im Rahmen der Rechenschritte im Rechner C0 nach Fig. 2 erfolgen können. Wenn nicht n sondern nur weniger Nebensprechdämpfungswerte benötigt werden, so können die nicht interessierenden Quotientenbildungen weggelassen werden.

Es ist darauf hinzuweisen, daß die Erfindung zwar mit besonderem Vorteil für Nebensprechmessungen anwendbar ist. Es besteht aber darüber hinaus auch bei anderen Messungen die Möglichkeit eines sinnvollen Einsatzes und zwar immer dann, wenn die Störsignalanteile gegenüber den Nutzsignalanteilen erheblicher ins Gewicht fallen und die Messung beeinträchtigen. Derartige Schwierigkeiten können z. B. auch bei Klirrmessungen, beim Messen von Codierungsverzerrungen und bei Messungen an Objekten mit sehr starker Dämpfung auftreten und sind nachfolgend durch die Bezeichnung A**, TJ**, N** usw. angedeutet.

Claims (2)

1. Verfahren zum Messen von Übertragungseigenschaften eines Meßobjektes, dem von einem Meßsender ein aus einer Anzahl q von Testimpulsen gebildeter Testpuls zugeführt wird, dessen durch das Meßobjekt veränderte Impulse (Pulsantwort) ausgewertet werden unter Einsatz eines Rechners, der die in einem Empfangsspeicher (ST0) gespeicherte Pulsantwort mit Hilfe der Fourier-Analyse zerlegt, die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlich ihrer Amplituden und ihrer Phasenlage bestimmt und in Kenntnis der Amplituden und der Phasenlagen der einzelnen Frequenzkomponenten des Testimpulses die Übertragungseigenschaften des Meßobjektes ermittelt, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Übertragungsleitung als Meßobjekt zum Messen der Nebensprechdämpfung

• - sendeseitig die Amplitudenwerte (An) und Phasenlagen (ϕ_n) der einzelnen Frequenzkomponenten des Testimpulses mittels eines Speichers (PR) im Meßsender nach der Gleichung gebildet werden mit x als einer im Hinblick auf die zu untersuchende Bandbreite des Meßobjektes gewählten Zahl, mit f als Grundfrequnez (1. Harmonische) und n als Ordnungszahl der jeweiligen Frequenzkomponente,
• - empfangsseitig die im jeweils gleichen Teilfrequenzband liegenden Amplitudenwerte (NA**11 bis NA**1q, . . .) der Pulsantwort bei jedem der q Testimpulse (TJ) erfaßt werden und aus den aufeinanderfolgenden Amplitudenwerten ein selektiver Mittelwert (A**d1, . . .) gebildet wird und
• - eine Quotientenbildung aus dem jeweiligen selektiven Mittelwert und dem Amplitudenwert der zugeordneten Frequenzkomponente des Testimpulses erfolgt, wobei die Amplitudenwerte (An) der einzelnen Frequenzkomponenten des Testimpulses dem Rechner (C0) von einem weiteren empfangsseitigen Speicher (Programmspeicher PST) zur Verfügung gestellt werden, der ohne eine Verbindung zum Meßsender ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Testpuls unter lückenloser Aneinanderreihung der Testimpulse gebildet wird.