DE2841356A1 - Senderanordnung zur uebertragung von stroemungsmesser-signalen - Google Patents

Description

Patentanwälte Dipl.-Ing. H.Weickmann, Dipl.-Phys. Dr. K. Fincke

Dipl.-Ing. F. A.Weickmann, Dipl.-Chem. B. Huber

Dr. -Ing. H. Liska

- 5-

S MÜNCHEN 86, DEN * 2.

MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 98 39 21/22

Fischer & Porter Company
Warminster, Pennsylvania, V.St.A.

Senderanordnung zur Übertragung von Strömungsmesser-Signalen

8098U/0876

Beschreibung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Senderanordnung zur Übertragung von Strömungsmesser-Signalen, in welcher der Strömungsmesser Strömungsschwingungen erzeugt, welche ein Maß für die Strömungsgeschwindigkeit eines strömenden Mediums sind.

In einem Wirbelströmungsmesser mit einem Wirbel bildenden Körper ist dieser in einem Strömungsrohr zur Bildung von Strömungsschwingungen, deren Frequenz proportional zur Strömungsgeschwindigkeit ist, quer zur Strömungsachse des Strömungsrohres angeordnet. Die Strömungsschwingungen werden durch einen Wandler erfasst, welcher ein elektrisches Signal mit einer der Frequenz der Strömungsschwingungen entsprechenden Frequenz liefert.

In der US-PS 4 019 384 ist ein Wirbelströmungsmesser beschrieben, in dem ein durch Wirbel-Druckimpulse beaufschlagter piezoelektrischer Sensor eine Wechselspannung mit einer Frequenz erzeugt, welche der Impulsfrequenz entspricht. Diese Wechselspannung wird zur Erzeugung eines entsprechenden rechteckförmigen Signals weiterverarbeitet, das über einen elektronischen Schalter zur Steuerung der Auf- und Entladung eines Satzes von Kondensatoren dient. Die Schaltung ist so ausgelegt, daß der mittlere Schaltgleichstrom direkt proportional zur Frequenz des rechteckförmigen Signals ist, das seinerseits direkt proportional zur Frequenz der durch den Sensor erfassten Wirbel ist.

Eine entsprechende Anordnung mit einem piezoelektrischen Sensor ist in der US-PS 3 948 098 beschrieben. In dieser Anordnung steuert das piezoelektrische Signal die Auf- und Entladung eines Satzes von Kondensatoren zur Erzeugung

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eines mittleren Ladestroms, welcher ein Maß für die Frequenz der Wirbelströmung ist. Dieser mittlere Ladestrom steuert seinerseits einen rückgekoppelten Ausgangsverstärker zwecks Erzeugung eines variablen Strömungs-Gleichstromsignals in einem zweckmäßigen Bereich (4 bis 20 mA Gleichstrom) auf einer Zweidraht-Übertragungsleitung, welche zu einer entfernten Station führt.

Bei dieser in der vorstehend genannten US-¹PS beschriebenen Anordnung sind die sich gegenüberliegenden Elektroden des piezoelektrischen Sensorelementes über entsprechende Eingangswiderstände an die Eingänge eines Operationsverstärkers angekoppelt. Da piezoelektrische Sensoren für eine derartige Anordnung aus praktischen Überlegungen sehr klein gemacht werden, ist ihre Kapazität entsprechend klein. Sie liegt beispielsweise in der Größenordnung von einigen Picofarad (pF). Daraus ergibt sich eine sehr große Eingangsimpedanz für einen zugehörigen Operationsverstärker, wobei die Eingangswiderstände einen sehr großen Wert (im Bereich von MOhm) besitzen müssen.

Die Eingangswiderstände müssen dabei jeweils einen Wert von über 1 MOhm besitzen. Da der Ausgangssignalpegel sehr niedrig ist, wird die Übertragung eines solchen Signals sehr schwierig, weil Rauscheffekte und Streuverluste aufgrund von Feuchtigkeit sehr schwer zu vermeiden sind. Bei kleineren Betriebsfrequenzen bzw. kleineren Werten der Kristallkapazität steigt die Impedanz entsprechend, wodurch die Problematik noch verschärft wird.

In einer schwebenden Patentanmeldung der Anmelderin (Aktenzeichen der US-Patentanmeldung 768 414) ist eine rauschfreie Sensoranordnung für einen Wirbelströmungsmesser beschrieben, welche in einem sehr breiten Betriebsfrequenzbereich sowohl bei sehr tiefen als auch bei sehr hohen Frequenzen wirksam arbeitet. In" der Sensoranordnung nach

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der vorstehend genannten schwebenden Patentanmeldung ist der Sensor, welcher auf periodische Strömungsimpulse anspricht, als Resonatorelement, beispielsweise als piezoelektrischer Kristall oder als induktives Element ausgebildet, das im frequenzbestimmenden Kreis eines relativ hochfrequenten Oszillators liegt. Die Trägermittenfrequenz des Oszillators wird durch die normalen Resonanzeigenschaften des Sensor-Resonators bei Fehlen von Strömungsimpulsen bestimmt. Die Strömungsimpulse, auf welche der Sensor anspricht, überlagern dem vom Oszillator gelieferten Träger eine Frequenzmodulationskomponente, welche von der Folgefrequenz der Impulse abhängt, die wiederum eine Funktion der Strömungsgeschwindigkeit ist. Das FM-Signal wird zur Erzeugung eines Ausgangssignals demoduliert, dessen Frequenz proportional zur Strömungsgeschwindigkeit ist. Für Übertragungszwecke wird dieses Ausgangssignal in eine analoge Spannung überführt, welche in einen Konverter eingespeist wird, der die Spannung in ein Signal für eine Zweidrahtleitung überführt. Damit entsteht in einer entfernten Station ein Strom in einem brauchbaren Bereich (beispielsweise 4 bis 20 mA Gleichstrom).

Der Hauptvorteil eines Wirbelströmungsmessers, in dem der Sensor für die Strömungsschwingungen als Resonator eines Oszillators zur Frequenzmodulation des durch den Oszillator gelieferten Trägers als Funktion der Strömungsgeschwindigkeit arbeitet, besteht gegenüber der direkten Wirkung des Sensors gemäß der US-PS 3 948 098 darin, daß sehr kleine Impedanzwerte realisierbar sind. Ein derartiger kleiner Impedanzwert ist insbesondere dann sehr zweckmäßig, wenn eine Signalübertragung durchgeführt werden soll, wobei Verluste und andere Nachteile bekannter Anordnungen vermieden werden.

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Weiterhin arbeitet das Resonator-Sensorsystem nach der obengenannten schwebenden Patentanmeldung in einem weit größeren Betriebsfrequenzbereich, da eine Frequenzmodulation bis hinunter zu Gleichspannungspegeln ohne Verzerrung arbeitet, so daß die in großen Wirbelströmungsmessern auftretenden sehr tiefen Betriebsfrequenzen ohne Schwierigkeit verarbeitbar sind.

Die vorliegende Erfindung befasst sich mit der übertragung von Signalen eines Wirbelströmungsmessers, wie er in der obengenannten US-PS 4 019 384 und in der obengenannten schwebenden Patentanmeldung beschrieben ist. In einem derartigen Wirbelströmungsmesser ist im Strömungsrohr eine Strömungsstauvorrichtung mit einem wirbelbildenden Körper vorgesehen, an dem ein hinterer Teil freitragend und auslenkbar angebracht ist. Dieser hintere Teil wird mit einer Frequenz in Vibration versetzt, welche der Frequenz der Strömungsschwingungen entspricht. Diese Vibrationen werden zur Erzeugung eines FM-Signals durch das Resonator-Sensorsystem erfasst. Dieses FM-Signal wird durch eine Signalaufbereitungsanordnung weiter modifiziert, um ein entsprechendes analoges Gleichstromsignal von 4 bis 20 itiA oder ein entsprechendes Digitalsignal zu erzeugen, welche über eine große Entfernung zu einer entfernten Station übertragen werden können.

Der Zusammenhang zwischen dem Ausgangssignal des Strömungsmessers und dem FM-Signal ist eine Größe von wesentlicher Bedeutung. Die Frequenz des Strömungsmesser-Signals ist eine Funktion der Strömungsgeschwindigkeit des zu messenden strömenden Mediums. Je größer die Signalfrequenz ist, um so größer ist die Strömungsgeschwindigkeit. Wird ein FM-Träger jedoch als Funktion der Strömungsschwingungen moduliert, so hängt der Betrag, um den der Träger in der Frequenz von seiner Mittenfrequenz abweicht, von der Amplitude der Modulationskomponente ab (Signal vom Strömungsmesser), während

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die Richtung der Abweichung von der Frequenz der Modulationskomponente abhängt. Die Bandbreite des FM-Signals wird daher durch den Betrag festgelegt, mit dem der hintere Abschnitt der Stauvorrichtung durch die Strömungsschwingungen ausgelenkt wird. Mittels eines FM-Demodulators wird das FM-Signal in eine Spannung überführt, deren Frequenz durch die Richtung der Abweichung von der Mittenfrequenz des Trägers bestimmt wird und deren Amplitude durch den Betrag der Frequenzabweichung bestimmt wird, wodurch die ursprüngliche Frequenzkomponente (das Signal des Wirbelströmungsmessers) zurückgewonnen werden kann.

Im folgenden sei nun erläutert, wie diese Zusammenhänge einer Frequenzmodulation auf eine Senderanordnung zur Übertragung von Strömungsmesser-Signalen anwendbar sind, wobei die Modulationskomponente vom schwingenden hinteren Teil einer Stauvorrichtung abgeleitet wird. Wie in der US-PS 4 019 384 beschrieben ist, ist die auslenkbare Vorrichtung vorzugsweise relativ starr ausgebildet, so daß die Gesamtauslenkung des hinteren Teils auch bei der höchsten Amplitude der Strömungsschwingungen praktisch mikroskopisch klein ist. Auf diese Weise werden Metall-Ermüdungen des Trägerarms minimal gehalten, so daß Ausfälle auch nach sehr langen Betriebszeiten nicht zu erwarten sind.

Arbeitet eine FM-Senderanordnung, wie sie in der obengenannten schwebenden Patentanmeldung beschrieben ist, mit einem Wirbelströmungsmesser zusammen, dessen hinterer Teil auch bei großen Amplituden der Strömungsschwingungen nur geringfügig auslenkbar ist, so sind im resultierenden FM-Signal, das durch den dem Sensor-Resonatorsystem zugeordneten Trägeroszillator erzeugt wird, nur kleine prozentuale Abweichungen vorhanden. Die prozentuale Abweichung wird durch das Verhältnis zwischen der 100-fachen Auslenkungs-

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frequenz und der Trägerfrequenz bestimmt. Bei einer Trägerfrequenz von 1000 Hz und einer Auslenkung von 10 Hz ist daher die prozentuale Auslenkung gleich 1 %.

Wegen der kleinen prozentualen Auslenkung, welche bei einem nur geringfügig auslenkbaren hinteren Teil in einem Wirbelströmungsmesser einer FM-Senderanordnung gemäß der obengenannten schwebenden Patentanmeldung auftritt, ist das durch den Trägeroszillator erzeugte FM-Signal mit einem Standard-FM-Demodulator nur schwer feststellbar.

Die Wirkungsweise eines Standard-FM-Demodulators hängt von der prozentualen Änderung des erfassten FM-Signals ab. Je größer die prozentuale Änderung ist, um so besser ist das Ansprechvermögen des Detektors. Besitzt ein Wirbelströmungsmesser daher.einen auslenkbaren Teil, welcher auch bei mittleren Amplituden der Strömungsschwingungen eine relativ große Auslenkung erfährt, so zeigt das resultierende FM-Signal eine große prozentuale Änderung, so daß keine Demodulationsprobleme auftreten.

Der auslenkbare Teil ist jedoch im Interesse einer stabilen Auslegung des Strömungsmessers lediglich geringfügig auslenkbar/ so daß bei einer FM-Senderanordnung gemäß der obengenannten schwebenden Patentanmeldung die prozentuale Änderung des FM-Signals unvermeidbar klein ist. Nimmt man beispielsweise an, daß der dem Sensor-Resonatorsystem zugeordnete Trägeroszillator eine Mittenfrequenz von 66 000 Hz besitzt und daß eine spezielle Strömungsgeschwindigkeit im Meßinstrument eine Abweichung von 66 Hz von der Mittenfrequenz bedingt, so führt dies lediglich zu einer Änderung von 0,11 %, welche sehr schwierig zu erfassen ist. Die Empfindlichkeit des Systems ist natürlich dadurch zu verbessern, daß der Wirbelströmungsmesser in einem größeren

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Maße auslenkbar ist. Dies ist jedoch nur um den Preis einer geringeren Lebensdauer des Meßinstrumentes realisierbar.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine hochempfindliche Sensoranordnung für einen Wirbelströmungsmesser mit einem auslenkbaren Teil anzugeben, der mit einer von den Stromungsschwingungen abhängigen Frequenz vibriert, wobei die Vibrationen durch einen einem Trägeroszillator zugeordneten Sensor-Resonatorsystem erfasst werden, um ein FM-Signal zu erzeugen, das auch bei extrem kleinen Auslenkungsbeträgen in einfacher Weise demodulierbar ist.

Insbesondere soll bei einer derartigen Senderanordnung das FM-Signal, dessen Frequenz sich als Funktion der Strömungsgeschwindigkeit ändert, hochgenau in einen Strom überführt werden können, der über eine Zweidrahtleitung zu einer entfernten Station übertragbar ist.

Weiterhin soll der Gesamtbetrag der das Meßinstrument durchströmenden Variablen mit einer Linearisierung der Ablesung bestimmbar sein.

Diese Aufgabe wird bei einer Senderanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch folgende Merkmale gelöst:

Einen auf die Stromungsschwingungen ansprechenden Sensor, der durch ein in einem frequenzbestimmenden Kreis eines Trägeroszillators liegendes Resonanzelement gebildet ist,

eine vorgegebene Mittenfrequenz des Trägeroszillators bei fehlenden Stromungsschwingungen, wobei die Oszillatorfrequenz zur Erzeugung eines frequenzmodulierten Träger, mit einer von der Frequenz der Stromungsschwingungen abhängigen Richtung und mit einem von der Amplitude der Stromungsschwingungen abhängigen Betrag von der Mittenfrequenz abweicht,

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einen als Wirbelströmungstyp ausgebildeten Strömungsmesser mit einem auslenkbaren Element, das durch die Strömungsschwingungen zu Vibrationen gleicher Frequenz angeregt wird, das zwecks Änderung des Wertes des Resonanzelementes an dieses angekoppelt ist und das nur geringfügig auslenkbar ist, so daß die prozentuale Änderung
des frequenzmodulierten Trägers relativ klein ist,

einen Überlagerungsschwingungen erzeugenden stabilen
Oszillator, dessen Schwingfrequenz nahe bei der Mittenfrequenz des Trägeroszillators liegt,

einen Mischer zur Überlagerung der überlagerungsschwingungen und des frequenzmodulierten Trägers zwecks Erzeugung eines frequenzmodulierten negativen Schwebungssignals, dessen prozentuale Änderung zur Empfindlichkeitserhöhung weit größer als die des frequenzmodulierten Trägers ist,

und einen Demodulator für das Schwebungssignal zur Erzeugung einer Ausgangsspannung, deren Frequenz eine Funktion der Strömungsgeschwindigkeit ist.

Die erfindungsgemäße Senderanordnung ist also für einen Wirbelströmungsmesser ausgelegt, der zur Messung der Strömungsgeschwindigkeit eines strömenden Mediums dient, das ein Strömungsrohr durchströmt und Strömungsschwingungen erzeugt. Diese Schwingungen werden durch ein im frequenzbestimmenden Kreis des Trägeroszillators mit vorgegebener Mittenfrequenz vorgesehenes Sensor-Resonatorsystern erfasst, wobei die Frequenz des Trägeroszillators von der Mittenfrequenz mit einer Richtung abweicht, welche von der Frequenz der Strömungsschwingungen abhängen und mit einem Betrag abweicht, der von der Amplitude dieser Schwingungen abhängt. Auf diese Weise wird ein frequenzmoduliertes Trägersignal erzeugt.

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Das Trägersignal wird mit dem Signal des Überlagerungsoszillators gemischt, dessen stabile Betriebsfrequenz nahe bei der Träger-Mittenfrequenz liegt, so daß der Mischer ein negatives Schwebungssignal mit relativ tiefer Frequenz erzeugt. Obwohl die Änderung der Trägerfrequenz als Funktion der Strömungsgeschwindigkeit prozentual nur sehr klein ist, stellt sie sich im niederfrequenten Schwebungssignal als wesentlich vervielfachte prozentuale Änderung dar, was zu einer wesentlichen Erhöhung der Empfindlichkeit führt. Das Schwebungssignal wird in einen FM-Demodulator eingespeist, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, deren Frequenz eine Funktion der Strömungsgeschwindigkeit ist. Diese Spannung wird in ein Gleichstromsignal überführt, das über eine Zweidrahtleitung zu einer entfernten Station übertragen wird. Die Ausgangsspannung mit veränderlicher Frequenz kann auch über eine Zweidrahtleitung zu einer entfernten Station übertragen werden, welche die Leistungsversorgung für eine in ihrem Bereich befindliche Anlage liefert.

Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Senderanordnung ist darin zu sehen, daß sie mit einem stabilen Wirbelströmungsmesser mit kleinem Auslenkvermögen zusammenarbeiten kann und dennoch ein FM-Signal mit großer prozentualer Änderung erzeugen kann, das ohne Schwierigkeiten erfaßbar ist.

Spezielle Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt:

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Figur 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Zweidraht-Senderanordnung für einen Wirbelstrommesser;

Figur 2 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Senderanordnung;

Figur 3 ein schematisches Schaltbild eines Sensor-Resonatorsystems mit einem zugehörigen Trägeroszillator für eine Anordnung nach Fig. 2;

Figur 4 ein Diagramm des Zusammenhangs zwischen der Impedanz eines Elementes der Sensoranordnung und der Frequenz des Trägeroszillators;

Figur 5A, 5B, 5C und 5D jeweils ein Impuls-Zeitdiagramm zur Erläuterung des Verhaltens bestimmter Stufen der Anordnung; und

Figur 6 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise einer dem Strömungsmesser zugeordneten Signalaufbereitungsanordnung zur übertragung eines analogen oder eines digitalen Signals über eine Zweidraht-übertragungsleitung zu einer entfernten Station.

In einem in Figur 1 dargestellten Wirbelströmungsmesser wird ein zu messendes strömendes Medium durch ein in einer Leitung für dieses strömende Medium vorgesehenes Strömungsrohr 10 geleitet. Das Strömungsrohr 10 kann mit Montageflanschen versehen sein/ um die Ankopplung an Endflansche von Leitungsrohren zu erleichtern, welche in Strömungsrichtung vor und hinter diesem Strömungsrohr liegen. In diesem Strömungsrohr ist eine generell mit 11 bezeichnete Stauvorrichtung vorge-

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sehen, welche· einen auf Karman-Wirbelströmungen ansprechenden auslenkbaren Teil enthält, der mit einer zur Strömungsgeschwindigkeit proportionalen Frequenz vibriert. In der Stauvorrichtung ist eine Vibrationskupplung vorgesehen,, welche durch einen Stab 12 und eine Sonde 13 gebildet wird.

Das im Ausführungsbeispiel mit einem kreisförmigen Querschnitt dargestellte Strömungsrohr 10 kann auch andere Querschnittsformen besitzen, über einen Einlaß 1OA wird ein zu messendes strömendes Medium in dieses Strömungsrohr 10 eingeleitet. Die Strömung trifft auf die Stauvorrichtung 11 auf, wodurch sie unter Bildung von Strömungsstörungen in Form einer Karman-Wirbelströmung aufgeteilt wird. Dieses. Phänomen ist in einer Arbeit von Schlichtling "Boundary Layer Theory" (McGraw-Hill, 1960) näher beschrieben.

Die Stauvorrichtung.11 · wird durch einen quermontierten vorderen Teil 14 und einen hinter diesem vorderen Teil mittels einer freitragenden Halterung in Form eines flexiblen Arms 16 montierten hinteren Teils 15 gebildet. In Strömungsrichtung hinter dem hinteren Teil 15 befindet sich ein Ansatz 17. Der vordere Teil 14 bildet einen konturierten Block mit einem grundsätzlich dreieckförmigen oder deltaförmigen Querschnitt, dessen Achse senkrecht auf der Strömungsachse X des Strömungsrohres steht. Die Ränder des vorderen Teiles sind an der Wand des Strömungsrohres befestigt, so daß dieser vordere Teil fest im Strömungsrohr gehaltert ist. Die Spitze des blockförmigen vorderen Teils 14 ist gegen das anströmende Medium gerichtet, wobei dessen geneigte Seiten Leitflächen bilden, welche zur Bildung von Wirbeln durch das Medium umströmt werden.

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Der hintere Teil 15 ist in Form eines nicht stromlinienförmigen Körpers mit rechteckförmigem Querschnitt ausgebildet/ welcher durch den Arm 16 im Abstand vom vorderen Teil gehalten wird, wobei die Ebene des hinteren Teiles parallel zur ebenen Basis des vorderen Teiles verläuft. Die Gestalt des hinteren Teils ist so gewählt, daß sie mit der Wirbelströmung in Viechseiwirkung tritt. Der zwischen dem vordren Teil und dem hinteren Teil vorhandene Spalt fängt die Wirbel auf, wodurch die dadurch erzeugte Wirbelströmung verstärkt und stabilisiert wird.

Da der hintere Teil 15 durch den flexiblen Arm 16 freitragend gehaltert ist, kann er ausgelenkt werden. Der biegbare Arm besitzt eine so ausreichende Festigkeit, daß lediglich eine geringfügige Auslenkung des hinteren Teiles möglich ist. Aufgrund der im Strömungsrohr erzeugten Strömungsschwingungen wird der auslenkbare hintere Teil 15 mit einer Frequenz in Vibration versetzt, welche der Frequenz der Schwingungen entspricht.

Die natürliche Resonanz des auslenkbaren hinteren Teils ist so gewählt, daß sie in ausreichendem Maße außerhalb des normalen Frequenzbereiches des Meßinstruments liegt, wodurch mechanische Resonanzspitzen nicht vorhanden sind und die Amplitude der Vibrationsbewegung die Amplitude der Strömungsschwingungen genau wiedergibt. Diese Vibrationsbewegung wird durch den Ansatz 17 verstärkt. Der in Strömungsrichtung hintere Teil der Vorrichtung übt zwei Funktionen aus. Er stabilisiert nicht nur die Abströmung zur Verstärkung von deren Feststellbarkeit, sondern erzeugt auch ein Ausgangssignal aufgrund der vibrierenden Bewegung.

Da der auslenkbare Teil relativ starr ist, ist die Gesamtauslenkung des hinteren Teiles auch bei den größten Amplituden der Strömungsschwingung -klein, so daß Metaller-

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müdungen des halternden Arms aufgrund der vibrierenden Wirkung so klein wie möglich gehalten werden und Ausfälle auch nach langen Betriebszeiten nicht auftreten.

Die kleinen Vibrationen des auslenkbaren hinteren Teils der Stauvorrichtung v/erden außerhalb des Strömungsrohrs 10 erfasst. Zu diesem Zweck werden die Vibrationen durch den Verbindungsstab 12 übertragen, dessen hinterer Teil in einer Bohrung 19 eingefasst ist, welche in einem mit der Strömungsrohrachse X liegenden Weg von einer Stelle etwa in der Mitte des Armes 16 zu einer Stelle an der Verbindung des hinteren Teils 15 und des Ansatzes 17 verläuft. Der vordere Teil des Stabs 12 liegt frei in einer Bohrung 20 mit relativ großem Durchmesser, welche mit der Bohrung 19 mit kleinerem Durchmesser in Verbindung steht und sich in den vorderen Teil -14 erstreckt.

Die vibrierende Bewegung des Stabes wird durch die Sonde 13 auf die Außenseite des Strömungsrohres übertragen, wobei die Sonde durch federndes Material gebildet und mit einem Ende in der Wand des Strömungsrohres befestigt ist. Die Sonde 13 erstreckt sich durch eine Innenbohrung 20 im nicht-auslenkbaren vorderen Teil 14 längs einer rechtwinklig zur Rohrachse X verlaufenden Achse, wobei die Bohrung zu einer kleinen öffnung 22 in der Wand des Strömungsrohres ausgerichtet ist. Das freie Ende der Sonde 13 erstreckt sich durch die Öffnung 22 nach außen und ist mit einem ferromagnetisehen Anker 23 verbunden, wobei die öffnung 22 durch eine Membran abgedeckt ist.

Die Vibrationen des Ankers 23 werden durch ein Sensor-Resonatorsystem 24 erfasst, das in diesem Ausführungsbeispiel als induktives Element ausgebildet ist. Dieses induktive Element wird durch einen Topfkern mit zugehöriger Wicklung gebildet, das im frequenzbestimmenden Kreis eines

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Trägeroszillators 25 liegt.

Die Mittenfrequenz des Trägeroszillators (beispielsweise 66 000 Hz) stellt die normale Betriebsfrequenz dar, welche durch die Induktivität des Elementes 24 bei Fehlen einer Ankervibration festgelegt ist. Vibriert der Anker in Bezug auf den Kern der Induktivität mit einer den im Strömungsrohr erzeugten Strömungsschwingungen entsprechenden Frequenz hin und her, so führt die resultierende Änderung im Luftspalt des magnetischen Kreises des Kerns zu einer entsprechenden Änderung der Windungsin- . duktivität, wodurch die Trägerfrequenz von der Mittenfrequenz nach beiden Seiten abweicht, d.h., der Trägeroszillator liefert ein FM-Trägersignal.

Das Trägersignal wird gleichzeitig auch amplitudenmoduliert, wobei diese AM-Komponente jedoch durch einen Amplitudenbegrenzer 26 mit einem Ausgangssignal konstanter Amplitude eliminiert wird. In der Praxis kann anstelle eines Begrenzers auch ein übersteuerter Trägeroszillator Verwendung finden.

Das Sensor-Resonatorsystem muß nicht unbedingt als induktives System ausgebildet werden. Wie beispielsweise in der obengenannten schwebenden Patentanmeldung beschrieben, kann das Sensor-Resonatorsystem auch als piezoelektrisches Element ausgebildet sein, das im'frequenzbestimmenden Kreis eines Kristall-Trägeroszillators liegt.

Das FM-Trägersignal mit konstanter Amplitude wird in einen Eingang eines Mischers 27 eingespeist, dessen anderer Eingang an einen stabilen, vorzugsweise als Kristall-Oszillator ausgebildeten überlagerungsoszillator 28 angekoppelt ist. Die Frequenz dieses Überlagerungs-Oszillators liegt nahe bei der Mittenfrequenz des Trägeroszillators, wodurch ein

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negatives Schwebungssignal erzeugt wird, dessen Frequenz gleich der Differenz zwischen der Träger-Mittenfrequenz und der Frequenz des vom Überlagerungs-Oszillator gelieferten Signals ist.

Unter der Annahme, daß die Träger-Mittenfrequenz gleich 66 000 Hz und die Frequenz des Signals vom Überlagerungs-Oszillator gleich 60 000 Hz ist, ergibt sich eine resultierende negative Schwebungsfrequenz von 6 000 Hz. Erzeugt dann eine spezielle Strömungsgeschwindigkeit im Meßinstrument eine Abweichung von 66 Hz von der Träger-Mittenfrequenz, so ist die prozentuale Abweichung in dem auf den Eingang des Mischers gegebenen FM-Signal gleich 0,11 %. Nach Durchlauf durch den Mischer führt diese Abweichung von „66 Hz zu· einer Änderung von 1,1 % in Bezug auf das Schwebungssignal von 6 000 Hz.

Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird die Empfindlichkeit der Anordnung daher um einen Faktor 10 vergrößert. Damit wird es möglich, erfolgreich mit kleineren Auslenkungen in der Stauvorrichtung des Strömungsmessers zu arbeiten _r so daß dieser wesentlich stabiler ausgebildet werden kann.

Das Ausgangssignal des Mischers 27 wird in einen Standard-FM-Detektor 29 eingespeist, welcher die Frequenzmodulationskomponente aus der negativen Schwebungsfrequenz abtrennt, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, dessen Frequenz der Vibrationsfrequenz des auslenkbaren Teils entspricht, so daß dieses Signal die Strömungsgeschwindigkeit des durch das Meßinstrument strömenden Mediums wiedergibt« Dieser Detektor bzw, Modulator kann in der Praxis durch einen integrierten Schaltkreis kleiner Leistung, beispielsweise durch den von der Firma RCA vertriebenen

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Typ 4046 gebildet werden. Das resultierende Signal wird durch einen Standard-Frequenz-Spannungswandler 30 in eine analoge Spannung überführt, welche in einen Konverter 31 zur Überführung der Spannung in ein Signal für eine Zweidrahtleitung eingespeist wird. Dieser Konverter kann beispielsweise durch einen integrierten Schaltkreis gebildet werden, wie er unter der Typenbezeichnung LH 0045 von der Firma National Semiconductor vertrieben wird. Gemäß der Ausführungsform nach Figur 6 bedarf es andererseits keiner überführung des Ausgangssignals in eine analoge Spannung, wobei dieses Signal über die Zweidrahtleitung übertragen wird.

Der Konverter 31 ist über eine Zweidrahtleitung 22 an eine Fernstation 23 mit einer Gleichspannungsversorgung 34 angekoppelt, welche in Serie zu einem Ausgangslasttransistor 35 liegt. Damit fließt in diesem Widerstand ein Strom, welcher sich als Funktion der in den Konverter eingespeisten Spannung vorzugsweise in einem Bereich von 4 bis 20 mA Gleichstrom ändert.

Das induktive Sensor-Resonatorsystem besitzt die gleichen Vorteile wie ein piezoelektrisches Sensor-Resonatorsystem, wobei der zugehörige Trägeroszillator jedoch keine gleichwertige Stabilität besitzt. Es ergeben sich jedoch zusätzliche Vorteile hinsichtlich der Zuverlässigkeit, des Aufwandes und damit der Kosten sowie des Temperaturbereiches. Anstelle von induktiven frequenzbestimmenden Elementen können erfindungsgemäß in der Praxis jedoch beispielsweise auch kapazitive Elemente verwendet werden, welche in den Schwingkreis eines Oszillators zur Festlegung seiner Betriebsfrequenz eingeschaltet sind.

Anstelle des vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiels für Wirbelströmungsmesser kann die Sensoranordnung auch

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für andereTypen von Strömungsmessern, beispielsweise für Turbinen-Meßinstrumente verwendet werden, bei denen eine Änderung der Strömungsgeschwindigkeit mittels eines Sensor-Resonatorsystems im Trägeroszillator zur Erzeugung eines FM-Signals in eine Änderung eines abhängigen Wertes übertragen wird.

Die Figuren 2 und 3 zeigen einen Wirbelströmungsmesser, welcher gleich dem Wirbelströmungsmesser nach Figur 1 ist, und dessen Sensor-Resonatorsystem 24 zur Erzeugung eines FM-Trägersignals einem Trägeroszillator 25 zugeordnet ist. Es sei auch hier angenommen, daß die Mittenfrequenz des Trägers gleich 66 000 Hz ist.

Der Trägeroszillator wird über eine relativ kurze Zweidrahtleitung a (+) und b (-) mit Energie versorgt, wobei diese Leitung auch zur übertragung des Signals vom Meßinstrument dient. Zu diesem Zweck zieht ein an den Oszillator angeschalteter Lastwiderstand 36 ausreichend viel Energie, um der Oszillatorfrequenz auf den Energieversorgungsleitungen ein Signal zu überlagern, wodurch eine Zweidrahtleitung zu einer Signalaufbereitungsanordnung möglich wird, welche entweder an Ort und Stelle oder an einer entfernten Stelle vorgesehen sein kann.

In dieser Signalaufbereitungsanordnung läuft die negative Seite des Versorgungsstromes auf der Leitung b über ein Parallel-LC-Resonanznetzwerk 37, das scharf auf die Mittenfrequenz des Trägeroszillators abgestimmt ist. Die Impedanz des Resonanznetzwerkes 37 hat daher ihren Maximalwert bei der Mittenfrequenz und fällt ab, wenn das Signal auf der Leitung von der Mittenfrequenz abweicht.

Die Impedanz des Netzwerkes 37 gemäß der Kurve nach Fig. 4, in der diese Impedanz über der Frequenz aufgetragen ist,

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erreicht ihren'Spitzenwert bei der Mittenfrequenz (66 000 Hz), wobei sie in einem Abweichungsband (etwa 60 000 Hz bis 72 000 Hz) verbleibt und außerhalb dieses Bandes steil abfällt.

Die am abgestimmten Netzwerk 37 auftretende Spannung ist gleich IxZ, worin I der durch das Netzwerk fließende Strom und Z der Wert der Impedanz des Netzwerkes bedeuten. Da die Impedanz lediglich im Abweichungsnetzwerk groß ist, wird in einem breiten Spektrum vorhandenes Rauschen bei allen Frequenzen außerhalb des Abweichungsbandes gedämpft.

Das am abgestimmten Netzwerk 37 auftretende modulierte Trägersignal wird über einen Kopplungskondensator 38 in den Eingang eines Verstärkers 39 eingespeist, dessen Ausgangssignal in einen Eingang eines Mischers 40 eingespeist wird, welcher vorzugsweise als Exklusiv-ODER-Gatter ausgebildet ist. Für den gleichen Zweck können jedoch auch andere an sich bekannte Ausführungsformen von Mischern verwendet werden.

In den anderen Eingang des Mischers 40 wird das Ausgangssignal eines sehr stabilen Kristall-Überlagerungsoszillators 41 eingespeist, dessen Betriebsfrequenz ebenso wie bei der oben beschriebenen Ausführungsform gleich 60 000 Hz ist. Diese Frequenz wird von der Träger-Mittenfrequenz mit 66 000 Hz subtrahiert, um eine negative Schwebungsfrequenz von 6 000 Hz zu erzeugen. Eine derartige Ausgestaltung führt wie oben bereits erläutert, zu einer wesentlichen Erhöhung der Empfindlichkeit der Anordnung. Am Ausgang des Mischers 40 entsteht weiterhin ein positives Schwebungssignal, das die Summe der Eingangsfrequenzen repräsentiert. Der Verstärker 39 und der Mischer 40 sowie alle anderen Stufen der Anordnung werden über die Zweidraht-

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leitung mit Gleichspannung versorgt.

Das Schwebungsfrequenz-Ausgangssignal des Mischers 40 wird über ein durch e*inen Widerstand 42 und einen Kondensator 43 gebildetes Tiefpaßfilter in einen FM-Detektor 41 eingespeist. Dieses Filter filtert die positive Schwebungsfrequenz vom Mischer sowie einen Teil des hochfrequenten Rauschens aus.

Der FM-Detektor 41, welcher beispielsweise durch einen von der Firma RCA vertriebenen integrierten Schaltkreis mit der Typenbezeichnung 4046 gebildet werden kann, demoduliert das negative Schwebungssignal, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, deren Frequenz sich als Funktion der Strömungsgeschwindigkeit des durch den Wirbelströmungsmesser strömenden Mediums ändert. Aufgrund der verbesserten Empfindlichkeit der Anordnung kann der FM-Detektor 41 auf Auslenkungen des Meßinstrumentes ansprechen, welche bei einem brauchbaren Signal-Rauschverhältnis wesentlich unter einem Millionstel eines Zentimeters liegen. Zur Durchführung der Demodulation können verschiedene Typen konventioneller FM-Detektoren verwendet werden.

Die niederfrequente Ausgangsspannung des FM-Detektors 41, welche beispielsweise in einem Bereich von 1 bis 1 000 Hz liegt, wird über einen Verstärker 44 in einen Schmitt-Trigger 45 eingespeist, welcher diese Spannung in rechteckförmige Impulse P überführt, deren Folgefrequenz der Frequenz der Ausgangsspannung entspricht. In einigen praktischen Anwendungsfällen können diese rechteckförmigen Impulse das Ausgangssignal der Anordnung bilden, um eine Anzeige der Strömungsgeschwindigkeit zu realisieren,

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Um einen Schutz gegen einen möglichen Signalschwund zu gewährleisten, welcher unter ungünstigen Bedingungen in einem Wirbelstrommesser auftreten kann, werden die Impulse P vom Schmitt-Trigger 45 in einen Phasendetektor 46 eingespeist, welcher in einer Schaltung zur Realisierung einer programmierbaren Frequenzvervielfachung und einer zusätzlichen Signalverarbeitung enthalten ist. Der Phasendetektor 46 kann beispielsweise ein integrierter Schaltkreis sein, welcher gleich dem für den FM-Detektor 41 verwendeten, von der Firma RCA vertriebenen Schaltkreis mit der Typenbezeichnung 4046 ist.

Der Phasendetektor 46 vergleicht die Frequenz der Impulse P, welche die Strömungsgeschwindigkeit im Meßinstrument repräsentieren, mit dem Ausgangssignal eines Zählers 47, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, welche über ein durch einen Widerstand 53 und einen Kondensator gebildetes Filter auf einen spannungsgesteuerten Oszillator 49 gegeben wird, der an den Eingang des Zählers angekoppelt ist. Auf diese Weise steuert das Ausgangssignal des Phasendetektors 46 die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators in dem Maße aufwärts oder abwärts, damit das Ausgangssignal des Zählers 47 gleich der Ausgangsimpulsfrequenz des Schmitt-Triggers 45 wird.

Der Zähler 47 teilt die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 49 durch einen durch zugehörige Programmschalter 50 eingestellten Faktor. Da die Ausgangsfrequenz des Zählers 47 genau gleich der Ausgangsfrequenz des Schmitt-Triggers 45 ist, wenn zwischen diesen beiden Stufen ein stabiler Zustand vorhanden ist, wird eine Impulsfrequenz P- des spannungsgesteuerten Oszillators 49 an einem Anschluß 51 gleich dem Produkt aus der Meßinstrument-Frequenz und einem Faktor m, welcher durch die Programmschalter 50 eingestellt wird.

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Diese Vervielfachung der Ausgangsfrequenz des Wirbelstrommessers ist insbesondere für große Meßinstrumente von Bedeutung, in denen die natürlichen Frequenzen sehr tief liegen und bei denen es daher schwierig ist, ohne Frequenzvervielfachung eine angemessene Auflösung und brauchbare Zeitkonstanten zu realisieren. Durch die Programmschalter 50 wird es möglich, den Betriebsfrequenzbereich von Wirbelströmungsmessern aller Größe in etwa dem gleichen Bereich zu halten.

Das durch den Widerstand 53 und den Kondensator 48 gebildete Filter, das die Spannung vom Phasendetektor 46 auf den spannungsgesteuerten Oszillator 49 gibt, besitzt eine Zeitkonstante, welche eine augenblickliche Änderung der durch den spannungsgesteuerten Oszillator erzeugten spannungsabhängigen Ausgangsfrequenz zu vermeiden. Dieses Filter gewährleistet damit einen Schutz entweder gegen fehlende oder gegen überzählige Impulse, so daß derartige Impulse (in bestimmten Grenzen) nicht in die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators eingehen.

Die vervielfachte Meßinstrument-Frequenz am Anschluß des Ausgangs des spannungsgesteuerten Oszillators 49 wird sodann durch einen Frequenz-Stromwandler in ein Ausgangssignal überführt. Konventionelle Konverter dieser Art werden durch einen kapazitätsgesteuerten analogen monostabilen Multivibrator sowie einen Integrator gebildet. Bei tiefen Energiepegeln, wie sie normalerweise in einer Zweidraht-Senderanordnung Verwendung finden, bilden jedoch üngenauigkeiten und Temperaturinstabilitäten derartiger konventioneller Wandler einen schwerwiegenden Nachteil, wodurch der Meßbereich und die Genauigkeit von Wirbelströmungsmessern in wesentlichem Maße nach-

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teilig beeinflußt werden.

Bei der Senderanordnung nach Figur 2 wird anstelle eines analogen monostabilen Multivibrators ein digitaler monostabiler Multivibrator verwendet, welcher eine vorgegebene Anzahl von durch den Kristall-Überlagerungsempfänger 41 erzeugten Perioden zählt, um an einem Anschluß A jedesmal dann ein Ausgangssignal zu erzeugen, wenn ein Impuls empfangen wird. Da der überlagerungsoszillator 41 extrem stabil ist, können Zeittaktgenauigkeiten, welche besser als 0,1 % sind, bei annehmbaren Kosten realisiert und in einem beträchtlichen Temperaturbereich aufrechterhalten werden.

Das am Anschluß A des monostabilen Multivibrators auftretende Ausgangssignal wird auf einen Feldeffekttransistor 54 gegeben, welcher Stromimpulse in einen Differenzverstärker 55 eines Integrators eintaktet. Der Integrator ist einem Spannungsregler 56 zugeordnet, wobei klassische Techniken ausgenutzt werden, um eine Spannung in ein Stromausgangssignal für eine Zweidrahtleitung zu überführen. Eine derartige Anordnung entspricht einem Zweidraht-Senderschaltkreis, wie er durch die Firma National Semiconductor Corporation unter der Typenbezeichnung LH 0045/LH0045-C vertrieben und in einem entsprechenden Datenblatt beschrieben wird. Der Spannungsregler 56 der in Rede stehenden Ausführungsform ist einem Regler A1 und der Integrator 55 einem Integrator A2 in der National Semiconductor-Schaltung vergleichbar.

Zwischen der in Rede stehenden Ausführungsform und bekannten Anordnungen dieser Art bestehen jedoch einige wesentliche Unterschiede. Obwohl bei der Verwendung von integrierten Schaltkreisen, wo immer dies möglich ist,

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auf der Hand liegende Vorteile zu verzeichnen sind, sind kommerziell erhältliche integrierte Schaltkreise jedoch nur für Spannungen ausgelegt, welche 40 V nicht übersteigen. Ausnahmen sind lediglich einige sehr teure Schaltkreise und auch Hybrid-Schaltkreise, wie beispielsweise der Typ LH 0045 der Firma National Semiconductor Corporation, welche für eine Spannung von 50 V ausgelegt sind.

Für einen zuverlässigen Betrieb von Zweidraht-Senderanordnungen mit 49 V und 25 V, welche gewöhnlich beide ausgenutzt werden, ist eine minimale Nennspannung von etwa 70 V erwünscht, um einen geeigneten Sicherheitsfaktor zu gewährleisten. Bei bekannten Senderanordnungen sind daher kommerziell erhältliche integrierte Schaltkreise aus Sicherheitsgründen nicht verwendbar. Bei der Auslegung der Schaltung nach Fig. 2 bleiben die Vorteile von billigen integrierten Schaltkreisen mit niedriger Spannung erhalten, wenn sie in Kombination mit einigen billigen diskreten Hochspannungskomponenten verwendet werden.Bei diesen Komponenten handelt es sich um Transistoren 57 und 58 in einem Zweidraht-Treiber, welcher an den Ausgang des Integrators 55 angekoppelt ist. Weiterhin sind dem Spannungsregler 56 ein Transistor 59 und eine Konstantstromdiode 60 (IN 5297) mit einer Standard-Nennspannung von 100 V zugeordnet. Diese diskreten Elemente sind mit entsprechend hohen Nennspannungen billig kommerziell erhältlich. Bei der in Rede stehenden Ausführungsform sind lediglich diese diskreten Elemente der relativ hohen Speisespannung auf der Zweidrahtleitung ausgesetzt, während die verbleibenden integrierten ScfcaLtkreise weit unter ihrer Nennspannung bei Spannungen von 6,8 V oder 5 V arbeiten.

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In einer schwebenden Patentanmeldung (Aktenzeichen der US-Patentanmeldung 729 779) ist eine Summationsanordnung beschrieben, welche mit einer Einrichtung zur Erzeugung von Zählimpulsen zusammenarbeitet, wobei die Anzahl der Impulse von der zu messenden variablen Strömungsgeschwindigkeit abhängt und wobei die Impulse durch einen Digitalzähler registriert werden. Bei dieser Anordnung ist ein normalerweise nicht-leitender Transistor zwischen den Digitalzähler und die Spannungsquelle geschaltet. Dieser Transistor wird durch einen Steuerimpuls wirksam geschaltet, welcher durch einen auf die Zählimpulse ansprechenden analogen monostabilen Multivibrator wirksam geschaltet wird.

Bei der in Rede stehenden Ausführungsform, welche der Anordnung nach der vorgenannten schwebenden Patentanmeldung entspricht, ist der analoge monostabile Multivibrator durch einen digitalen monostabilen Multivibrator 61 ersetzt, dessen Ausgangssignal einen normalerweise nicht-leitenden Transistor 62 steuert, dessen Ausgangssignal einen elektromagnetischen Summenzähler 63 steuert. Der digitale monostabile Multivibrator ermöglicht eine sehr genaue Impulsbreitensteuerung, wobei die Impulsbreite damit sehr viel enger an die durch den Zähler geforderte minimale Impulsbreite angepasst werden kann. Die schmalere Impulsbreite spart Energie, so daß der Zähler öfter betreibbar ist.

In der vorgenannten schwebenden Patentanmeldung wird der Summenzähler in der Weise durch von einem Strom abgeleitete Energie gespeist, daß das Ausgangssignal der Senderanordnung durch den Betrieb der Summationsanordnung praktisch unbeeinflußt bleibt. Bei der in Rede stehenden Ausführungsform wird ein gewißer Betrag der über den

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Transistor 58 auf den Ausgang des Integrators 55 gekoppelten Energie gespeichert und sodann zur periodischen Betätigung des Zählers 63 abgegeben.

Zur Speicherung dieser Energie ist ein Speicherkondensator 64 in den Ausgangskreis des Transistors 58 eingeschaltet, wobei dieser Kondensator durch eine Zenerdiode 65 überbrückt ist. Der über den Transistor 58 fließende Strom lädt den Kondensator 64 auf, bis dessen Ladung einen vorgegebenen Wert erreicht, wobei dann die Zener-Diode 65 leitend wird und den Strom übernimmt. Die am Speicherkondensator 64 stehende Spannung wird auf die Serienschaltung des elektromagnetischen Zählers 63 und eines Schalttransistors 62 gegeben, welcher normalerweise nicht leitend ist.

Der digitale monostabile Multivibrator 61 wird durch die Ausgangsimpulse eines durch den Faktor η teilenden Zählers 66 gegeben, welcher auf die vom Äusgangsanschluß 51 abgeleiteten Impulse P anspricht. Die Anzahl dieser Impulse P ist ein Vielfaches der durch den Schmitt-Trigger 45 erzeugten Impulse P, welche proportional zur gemessenen Strömungsgeschwindigkeit sind. Die Anzahl der vom Zähler 66 gelieferten Impulse P ist ein genauer Bruchteil der Anzahl der Impulse P_, wobei dieser Bruch-

teil von der gewählten Einstellung des durch den Faktor η teilenden Zählers abhängt.

Erzeugt gemäß einem praktischen Beispiel eine Strömung von 378,5 1 einer Flüssigkeit im Wirbelströmungsmesser 1 400 Impulse P am Anschluß 51 und ist eine aufsummierte Strömung in Stufen von 378,5 1 erwünscht, so wird der durch den Faktor η teilende Zähler 66 auf einen Teilerfaktor von 1 400 eingestellt. Für jeweils 1 400 Impulse P wird daher

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jeweils ein impuls P durch den Zähler 66 erzeugt. Jeder Impuls P führt zu einem einmaligen Anstoßen des monostabilen Multivibrators 61 zur Betätigung des Summenzählers 63. Zählt dieser Zähler beispielsweise 30, so bedeutet dies, daß eine Gesamtmenge von 11 355 1 durch den Strömungsmesser geflossen sind, wobei jeder Zählwert 378,5 1 Flüssigkeit repräsentiert.

In der US-PS 4 019 384 ist ein Wirbelströmungsmesser-System beschrieben, in dem. ein Trigger Impulse mit einer Folgefrequenz erzeugt, welche der Strömungsgeschwindigkeit proportional sind. Diese Impulse werden in einen Impulszähler eingespeist, dessen Ausgangssignal in ein digitales Anzeigegerät eingegeben wird. Um Linearitätsfehler zu korrigieren, ist eine Einrichtung zur Unterbrechung der Impulsfolge für den Zähler vorgesehen, um Impulse vom Zählwert mit einem Betrag zu subtrahieren, welcher zur Verbesserung der Linearität des Meßinstrumentes ausreicht. Diese Korrektur wird durch einen Zähler durchgeführt, welcher ein zwischen dem Trigger und dem Impulszähler liegendes Gatter schließt und das Gatter für eine vorgegebene Anzahl von Impulsen geschlossen hält.

Erfindungsgemäß wird die digitale Linearitätskorrektur in gleichartiger Weise durchgeführt, wobei jedoch eine Verbesserung der Linearisierung eines Ausgangssignals von 4 bis 20 mA Gleichstrom gewährleistet ist. Die wesentliche Funktion des Impulse ausblendenden Zählers bleibt die gleiche, wobei lediglich die Ausführung korrigiert wird. Das durch die vorliegende Erfindung gelöste Problem ergibt sich aus großen Störungen im Ausgangsstrom, wenn ein Impuls zur Linearitätskorrektur ausgeblendet wird. Dieses Problem ist insbesondere in

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großen Meßinstrumenten schwerwiegend, in denen die Frequenzen klein sind.

Gemäß vorliegender Erfindung wird dieses Problem auf folgende Weise gelöst. Eine in Fig. 5A dargestellte Impulsfolge stellt das zyklische Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators 41 dar. Die Impulsbreite des digitalen monostabilen Multivibrators 52 wird normalerweise durch die Zählung einer festen Anzahl von Impulsen des Überlagerungsoszillators festgelegt, wie dies in Figur 3B dargestellt ist. Es sei beispielsweise angenommen, daß die normale Impulsbreite des monostabilen Multivibrators 50 Perioden des Überlagerungsoszillators äquivalent ist. Es sei weiterhin angenommen, daß die minimale Frequenz des Meßinstrumentes 2 Hz beträgt und daß eine Korrektur von 1 % bei dieser Frequenz erforderlich ist.

Das Ausgangssignal des Integrators 55 wird durch die Impulsfrequenz und die Impulsbreite der vom Ausgangsanschluß 53 des digitalen monostabilen Multivibrators 52 empfangenen Impulse bestimmt. Wird einmal pro Sekunde ein Impuls dieser Impulse unterdrückt, so wird die Impulsbreite des monostabilen Multivibrators 52 beeinflußt, was zu einem schmaleren Ausgangsimpuls gemäß Fig. 2C führt.

Wird ein Impuls mit einer Breite, welche gleich 49 Perioden des Ausgangssignals des Überlagerungsoszillators ist, und ein Impuls mit einer Breite, welche gleich 50 Perioden des Ausgangssignals des Überlagerungsempfängers ist, erzeugt, so ergibt sich eine Korrektur ,von 1 %. Durch entsprechende Einstellung von Schaltern 67 einer

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dem digitalen monostabilen Multivibrator 52 zugeordneten digitalen Linearitätskorrekturstufe 68 kann die Impulszahl und die Zeitperiode, mit der diese von der Impulsbreite abgeleitet werden, ausgewählt werden. Der überlagerungsoszillator 41, dessen Ausgangssignal ebenfalls in die digitalle Linearitätskorrekturstufe eingespeist wird, dient zur Einstellung des Zeitintervalls.

Bei der Linearisierungsanordnung nach der US-PS 4 019 ist bei 2 Hz zur Durchführung einer Korrektur von 1 % alle 50 s ein vollständiger Impuls zu unterdrücken. Die Störung eines Ausgangssignals in einem Bereich von 4 bis 20 mA Gleichstrom wird daher gemäß vorliegender Erfindung wesentlich reduziert (im angegebenen Beispiel um einen Faktor 50). Ein an einen Anschluß 70 des digitalen monostabilen Multivibrators 52 angekoppelter Zähler 6 9 teilt das in ein impulsförmiges Signal überführte Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators gemäß Fig. 3D durch einen Faktor 50, um eine korrigierte Digitalfrequenz zu erzeugen.

Anhand von Figur 6 wird der Zusammenhang des Strömungsmessers und der Signalaufbereitungsschaltung sowie die Art der übertragung des durch die Signalaufbereitungsschaltung erzeugten analogen oder digitalen Signals zu einer entfernten Station erläutert. Der Wirbelströmungsmesser erzeugt Strömungsschwingungen, welche durch ein dem Trägeroszillator 25 zugeordnetes Sensor-Resonatorsystem 24 zur Erzeugung eines FM-Trägersignals erfasst werden. Das Sensor-Resonatorsystem 24 sowie der Trägeroszillator 25 sind auf dem Strömungsmesser montiert, wobei das FM-Ausgangssignal des Oszillators 25 über die Zweidrahtleitung a, b zur Signalaufbereitungsschaltung

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übertragen wird. Diese Signalaufbereitungsschaltung wird durch die Schaltung gemäß Fig. 2 gebildet, wobei der Schmitt-Trigger 45 rechteckförmige Impulse P liefert, deren Folgefrequenz der Frequenz f_ der Strömungsschwingungen entspricht und damit ein Maß für die gemessene Strömungsgeschwindigkeit ist.

Wie anhand von Fig. 2 erläutert wurde, können diese rechteckförmigen Impulse das zu übertragende Ausgangssignal der Anordnung darstellen. Um eine Strömungsgeschwindigkeit-Ablesung in einer Fernstation zu ermöglichen, werden die Impulse P über die Zweidrahtleitung L₁, L- zur Fernstation übertragen, wobei in dieser Fernstation die Gleichspannungsquelle 34 und der Lastwiederstand 35 vorgesehen sind. Die an diesem Widerstand auftretenden Impulse werden über eine Gleichstrom-Trennkapazität C auf eine Ausgangsklemme OT gegeben, wobei die Kapazität C das Signal von dem auf der Leitung geführten Gleichstrom abtrennt. Die Leitung L-, L-, welche die Signalimpulse führt, liefert gleichzeitig die Betriebsspannung von der Quelle 34 in der Fernstation zur Signalaufbereitungsschaltung, welche ihrerseits dem Trägeroszillator 25 die Betriebsspannung über die Zweidrahtleitung a, b zuführt.

Der Strömungsmesser sowie der diesem zugeordnete Trägeroszillator 25 sind im Bereich einer Leitung für das zu messende strömende Medium angeordnet. Die Signalaufbereitungsschaltung ist vorzugsweise weiter entfernt von der Leitung angeordnet, um sie von Stoßwellen und anderen mechanischen Kräften zu isolieren, die in industriellen Leitungen auftreten können. Die Länge der Zweidrahtleitung a, b, welche den Oszillator 25 im Bereich der Leitung mit der Signalaufbereitungsschaltung verbindet, ist

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in der Praxis relativ kurz. Sie ist gewöhnlich nicht mehr als etwa 45 m lang. Die Länge der Zweidrahtleitung L₁, L₂ zwischen der Signalaufbereitungsschaltung und der Fernstation kann viele km betragen.

Die übertragung des Signals von der Signalaufbereitungsschaltung zur Fernstation kann auch in analoger Form erfolgen, wobei die Impulse P vom Schmitt-Trigger gemäß Figur 2 durch die in dieser Figur dargestellten Mittel in einen Gleichstrom von 4 bis 20 mA überführt werden. Dieses mit f λ/Ϊ bezeichnete Analogsignal wird durch eine lange Übertragungsleitung L.. und L₂ zur Fernstation zwecks Erzeugung eines Ausgangssignals an einer Ausgangsklemme OT übertragen. In diesem Falle ist eine Trennkapazität nicht erforderlich.

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Claims (14)

1. Patentansprüche

   ; 1.J Senderanordnung zur Übertragung von Strömungsmesser-Signalen, in welcher der Strömungsmesser Strömungsschwingungen erzeugt, welche ein Maß für die Strömungsgeschwindigkeit eines strömenden Mediums sind, gekennzeichnet durch einen auf die Stromungsschwxngungen ansprechenden Sensor (24) , der durch ein in einem frequenzbestimmenden Kreis eines Trägeroszillators (25) liegendes Resonanzelement gebildet ist,

   eine vorgegebene Mittenfrequenz des Trägeroszillators (25) bei fehlenden Strömungsschwingungen, wobei die Oszillatorfrequenz zur Erzeugung eines frequenzmodulierten Trägers mit einer von der Frequenz der Strömungsschwingungen abhängigen Richtung und mit einem von der Amplitude der Stromungsschwingungen abhängigen Betrag von der Mittenfrequenz abweicht, einen als WirbelStrömungstyp ausgebildeten Strömungsmesser (10) mit einem auslenkbaren Element (15, 17), das durch die Stromungsschwingungen zu Vibrationen gleicher Frequenz angeregt wird, das zwecks Änderung des Wertes des Resonanzelementes (24) an dieses angekoppelt ist und das nur geringfügig auslenkbar ist, so daß die prozentuale Änderung des frequenzmodulierten Trägers relativ klein ist,

   einen Überlagerungsschwingungen erzeugenden stabilen Oszillator (28, 41), dessen Schwingfrequenz nahe bei der Mittenfrequenz des Trägeroszillators (24) liegt, einen Mischer (27, 40) zur überlagerung der Überlagerungsschwingungen und des frequenzmodulierten Trägers zwecks Erzeugung eines frequenzmodulierten negativen Schwebungssignals, dessen prozentuale Änderung zur Empfindlichkeitserhöhung weit größer als die des frequenzmodulierten

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   ORIGINAL INSPECTED

   Träger ist,

   und durch einen Demodulator (29, 30, 43, 44} für das Schwebungssignal zur Erzeugung einer Ausgangsspannung, deren Frequenz eine Funktion der Strömungsgeschwindigkeit ist.
2. 2. Senderanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Konverter (31) zur überführung der Ausgangsspannung in ein über eine Zweidrahtleitung (L₁,L^) zu übertragendes sich änderndes Gleichspannungs-Strömungs signal.
3. 3. Senderanordnung nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das auslenkbare Element (15, 17) mechanisch mit einem ferromagnetischen Anker (23) gekoppelt ist, der synchron mit dem auslenkbaren Element (15, 17) vibriert und daß der Sensor (24) durch ein im Bereich des Ankers (23) angeordnetes induktives Element gebildet ist, dessen Induktivitätswert sich synchron mit dem vibrierenden Anker (23) ändert.
4. 4. Senderanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Trägeroszillator (25) an eine Spannungsversorgungs-Zweidrahtleitung (a, b) angekoppelt ist, und daß an den Trägeroszillator (25) ein Lastwiderstand (36) angekoppelt ist, welcher zur Aufprägung des frequenzmodulierten Trägers auf die Leitung (a, b) einen entsprechenden Strom zieht.
5. 5. Senderanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch einen in Serie zur Leitung (a, b) liegenden, auf die Mittenfrequenz des Trägeroszillators (25) abgestimmten Resonanzkreis (37), dessen Impedanz zur Erzeugung einer dem frequenzinodulierten Träger entsprechenden Spannung bei der Mittenfrequenz

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   am größten ist und durch einen Koppelzweig (38) zur Einspeisung der Spannung in einen Verstärker (39), dessen Ausgang an einen Eingang des Mischers (40) angekoppelt ist.
6. 6. Senderanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer (40) durch ein Exklusiv-ODER-Gatter gebildet ist.
7. 7. Senderanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der stabile Oszillator (41) ein Quarz-Oszillator ist.
8. 8. Senderanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung in einen Schmitt-Trigger (45) eingespeist ist, der Ausgangsimpulse mit einer der Strömungsgeschwindigkeit im Strömungsmesser (10) proportionalen Folgefrequenz liefert.
9. 9. Senderanordnung räch einem der Ansprüche 1 bis 8, gekennzeichnet durch eine Vervielfacherschaltung (46, 47, 48, 49, 53) zur Vervielfachung der Folgefrequenz der durch den Schmitt-Trigger (45) erzeugten Ausgangsimpulse zwecks Verbesserung der Senderanordnungs-Auflösung. -
10. 10. Senderanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Vervielfacherschaltung (46, 47, 48, 49, 53) einen Phasendetektor (46) enthält, welcher das Ausgangssignal eines Zählers (47) mit dem Ausgangssignal des Schmitt-Triggers (45) zur Erzeugung einer Steuerspannung vergleicht, welche einen spannungsgesteuerten Oszillator (49) ansteuert, dessen Ausgangssignal durch den Zähler (47) gezählt wird.
11. 11. Senderanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannung über ein RC-Filter (48, 53) in den spannungsgesteuerten Oszillator

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    (49) eingespeist ist, um diesen unabhängig von einem Impulsausfall des Schmitt-Triggers (45) zu machen.
12. 12. Senderanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, gekennzeichnet durch eine Summationsschaltung.
13. 13. Senderanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Summationsschaltung einen digitalen monostabilen Multivibrator (61) enthält, der durch Impulse angesteuert wird, deren Folgefrequenz gleich einem Bruchteil der die Strömungsgeschwindigkeit angebenden Folgefrequenz ist, und daß der Multivibrator (61) einen Summenzähler ansteuert.
14. 14. Senderanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, gekennzeichnet durch eine Schaltung (31) zur Überfüh rung der Ausgangsspannung in eine Impulsfolge, deren Folgefrequenz proportional zur Frequenz der Ausgangs spannung ist und die über die Zweidrahtleitung (L., L-) zu einer Fernstation (33) übertragen werden.

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