DE2830784A1 - Schaltungsanordnung zur erzeugung einer von einer wechselspannung abhaengigen steuergleichspannung - Google Patents

Description

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Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH Theodor-Stern-Kai 1

6000 Frankfurt/Main 70

Hannove r, den* 06.06.1978 KE2-Kör/gn

Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung ^: abhängigen Steuergleichspannung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung, wie sie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 wiedergegeben ist.

Durch die DE-PS 2A 06 258 ist es bekannt, eine solche Schaltungsanordnung bei einem Kompander-System als Steuerspannungserzeuger zu verwenden.

Dem Eingang des Steuerspannungserzeugers wird bei Kompression das Wechselspannungs-Ausgangssignäl und bei Expansion das Wechselspannungs-Eingangssignal eines/elektronisch in seiner Verstärkung steuerbaren und im Nutzsignalweg liegenden'Verstärkers über einen weiteren elektronisch steuerbaren Verstärker zugeführt. Das Gleichspannungs-Ausgangssignal des Steuerspannüngserzeugers wird sowohl dem Steuereingang des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers als auch dem Steuereingang des weiteren Verstärkers zugeführt. Der Steuerspannungserzeuger wirkt dabei so, daß er beim Überschreiten eines Schwellwertes durch die dem Eingang des Steuerspannungserzeugers zugeführte Wechselspannung eine schnell ansteigende

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Gleichspannung erzeugt, die die Verstärkung des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers soweit verändert, bis die Wechselspannung am Eingang des Steuerspannungserzeugers wieder unter den erwähnten Schwellwert gesunken ist.

Eine schnelle Änderung des Übertragungsmaßes der im Nutzsignalweg liegenden Verstärker ist besonders dann wichtig, wenn sich der Pegel des Nutzsignals sprungartig in großen Bereichen ändert. Sonst besteht bei einem Pegelsprung von einem kleinen ■ zu einem großen Wert die Gefahr des Überschwingens und damit der Übersteuerung des Übertragungskanals. Bei einem Pegelsprung in umgekehrter .Richtung wurden in der Übergangszeit der Nachregelung Rauschsignale hörbar werden.

Der Steuerspannungserzeuger zur Steuerung des Übertragungsmaßes der im Nutzsignalweg liegenden Verstärker muß daher eine Steuergleichspannung liefern, die dem jeweiligen Pegel des Nutzsignals schnell angepaßt wird. Voraussetzung ist dafür eine bei großen Pegelsprüngen wirksame kurze Lade- bzw. Entladezeitkonstante am Ladekondensator des Steuerspannungserzeugers. Eine solche kurze Zeitkonstante läßt sich durch entsprechende Bemessung der Lade- bzw. Entladestromquelle realisieren.

Im stationären Zustand oder· bei langsamen Pegeländerungen soll die Lade- bzw. Entladezeitkonstante jedoch groß sein, damit die Steuergleichspannung nicht im Takte der Nutzsignalfrequenz schwankt. Ein solches' Verhalten hätte einen hohen Klirrfaktor zur Folge.

Aus diesen Überlegungen ergibt sich, daß bei der Bemessung der Lade- bzw. Ent lade zeitkonstante für den Steuerspannungserzeuger zwei sich widersprechende Forderungen erfüllt sein müssen. Als Kompromiß bietet sich eine Lösung an, bei der die Ladebzw. Entladezeitkonstante in Abhängigkeit von Pegelsprüngen im Nutzsignal geändert wird.

Eine Anpassung der Lade- bzw. Entladezeitkonstante läßt sich

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über die Einsehaltdauer eines im Lade- bzw. Entladestrompfads angeordneten Schalters erzielen. Die EinschaItdauer könnte dabei nach der Zeit bemessen sein, die ein Nutzsignal im Komparator die durch Referenzspannungen vorgegebenen Grenzen überschreitet. Bei kleinen Überschreitungen stellt diese Zeit ein genaues Λ&& für den Grad der Überschreitung, d.h. das Verhältnis zwischen der NutzSignalamplitude und der Referenzspannung dar. Bei einem großen Überschreitungsgrad nimmt diese Zeit aber nur noch wenig zu, so daß eine Zuordnung von Über-. schreit'ungsdauer und Überschreitungsgrad ungenau wird. Diese Lösung ist technisch schwierig zu beherrschen.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, mit der über den ganzen Pegelbereich des Nutzsignals eine( dem jeweiligen Pegel des Nutzsignals eindeutig zugeordnete Steuerspannung erzeugt werden kann, deren UmIadezeitkonstante von den Pegelsprüngen gesteuert wird. ._"-.. ·

Die Erfindung bezieht sich auf die im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 wiedergegebene Schaltungsanordnung. Die genannte Aufgabe wird bei einer solchen Schaltungsanordnung durch die■ im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 wiedergegebenen Merkmale gelöst. :

Weiterbildungen der Erfindung und vorteilhafte Ausführungsbeispiele sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nun an Hand von Ausführungsbeispielen, die ■■ in der Zeichnung dargestellt sind, näher erläutert.

Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltung, ·

Fig. 2 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform der erfindungs-■■--gemäßen Schaltung,

Fig..3 zeigt eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung mit Komparatoren für die positive und die negative Halbwelle der Nutzwechsel-

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spannung.

In Fig. 1 ist der prinzipielle Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt. Eine derartige Schaltung ist beispielsweise als SteuerSpannungserzeuger einsetzbar für die mit 5 bezeichneten Funktionsblöcke der in Fig. 1 und 2 der eingangs genannten DE-PS 24- 06 258 dargestellten Schaltung.

Die erfindungsgemäße Schaltung hat einen Eingang 1 für die Wechselspannung XL™ und einen Ausgang 2 für die Steuergleichspannung Ug4-· Der Eingang 1 ist über einen Widerstand 3· mit einem nichtinvertierenden Eingang 6 eines DifferenzVerstärkers 7 verbunden. Über eine Eingangsklemme 4- ist dem invertierenden Eingang 5 eine .Referenzspannung U₂ ~ zugeführt. Der Differenzverstärker 7 arbeitet als Komparator und gibt eine Ausgangsspannung ab, deren Wert von dem Betrag abhängt, um den die Eingangswechselspannung TJ_n-, die Referenzspannung U_ßef überschreitet. Der Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 ist mit einem Steuereingang 10 eines elektronisch steuerbaren Strompfads mit einer Stromquelle 9 verbunden, die zur Aufladung eines Ladekondensators 11 dient. Der andere Kontakt des Ladekondensators 11 liegt an einer Bezugsspannung (Masse). Die Ladespannung am Ladekondensator 11 ist über eine Ausgangsklemme 2 abgreifbar. Der gemeinsame Verbindungspunkt der elektronisch steuerbaren Stromquelle, des Ladekondensators 11 und der Ausgangsklemme 2 ist mit einem weiteren Strompfad mit einer Stromquelle 12 verbunden. In dem Fall, in dem die steuerbare Stromquelle 9 als Ladestromquelle dient, arbeitet die Stromquelle 12 als Entladestromquelle. Der umgekehrte Fall ist ebenso möglich. In einer praktischen Ausführungsform ist es zweckmäßig, auch die Stromquelle 12 als steuerbare Stromquelle auszuführen. Die Ansteuerung wird noch an einem weiteren vorteilhaften Ausführungsbeispiel erläutert.

Die Schaltungsanordnung eignet sich als Steuerspannungserzeuger für solche Kompandersysteme, die dem Steuerspannungserzeuger im stationären Zustand ein Wechselspannungssignal mit konstanter Dynamik zuführen und nur bei eingangsseitigen

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Amplitudensprüngen eine kurzzeitige Amplitudenänderung hervor- j rufenj die aber dann durch den Regelkreis auf den stationären j Wert zurückgeführt wird. Im stationären Zustand stellt sich an der Eingangskiemme 1 ein Spitzenwert der Eingangswechselspannung I TJj₁Jp ein, der den Wert der an der Klemme 4- anliegenden Referenzspannung U_Ref gerade überschreitet. Für die Dauer der Überschreitung wird dann eine dem Überschreitungsgrad, d.h. dem Verhältnis aus dem Momentanwert der Wechselspannung zu dem · ι ■Wert der Referenzspannung analoge Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 7 dem Steuereingang 10 der steuerbaren Stromquelle 9 zugeführt. Über die steuerbare Stromquelle 9 fließt ein Ladestrom in den Ladekondensator 11, der im stationären Zu- · stand gerade die über die Stromquelle 12 abfließenden Ladung kompensiert.

In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt. Auch diese Schaltung besitzt einen Eingang 13 für die Wechselspannung IL™ und einen Ausgang 14 für die Steuergleichspannung Ug.. Mit der Ausgangsklemme 14 ist ein Ladekondensator 21 verbunden, der über einen Ladestrompfad, bestehend aus einem Transistor 19, einem Widerstand 18 und einer Stromquelle 15» aufladbar und über einen Entladestrompfad mit der Stromquelle 22 entladbar ist. Als Komparator dient ein gegengekoppelter Differenzverstärker aus zwei Transistoren 17, 19, zwei Emitt.erwiderständen 16, 18 im Zusammenwirken mit der Stromquelle 1-5*. Die Basis des ersten Transistors 17 ist mit. der Eingangsklemme 1J verbunden. Dieser Basis wird die. Wechselspannung tL™ zugeführt. Die Basis des zweiten Transistors 19 ist über eine Eingangsklemme 20 mit einer Referenzspannungsquelle U_ßei verbunden. Der Kollektor des ersten Transistors 17 liegt an einer Bezugsspannung (Masse), der Kollektor des zweiten Transistors ist mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt des Ladekondensators 21 verbunden. Die Emitter der beiden Transistoren I7, 19 sind über die beiden , Emitterwiderstände 16, 18 miteinander verbunden. An den gemeinsamen Verbindungspunkt ist die Stromquelle I5 angeschlossen. ■ '

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Die Transistoren 17 und 19'wirken als gesteuerte Stromverteiler. In dem Pail, in dem der Momentanwert der Wechselspannung sehr klein ist, ist der Transistor 17 durchgesteuert. Der von der Stromquelle 15 gelieferte Strom fließt daher nur über den " Widerstand 16 und die Emitter-Kollektor-Strecke des ersten Transistors 17· Ein Strom in der Emitter-Kollektor-Strecke des zweiten Transistors 19 beginnt zu fließen, wenn der Momentanwert der Wechselspannung den Wert der Referenzspannung U_R .> abzüglich des maximalen Spannungsabfalls an dem Emitterwiderstand 16 (υπ ~ - Iy,c- . R/ic) übersteigt. Mit zunehmendem Momentanwert U^™ nimmt der Strom durch den Transistor 19 stetig zu. Der Strom erreicht sein Maximum, wenn der Momentanwert der Wechselspannung U^j, den Wert der Referenzspannung U_Ref zuzüglich des maximalen Spannungsabfalls an dem Emitterwiderstand 18 £ü_R f + I/ic · ^1«) überschreitet. In diesem Betriebsfall dient der maximal von der Stromquelle 15 gelieferte Strom zur Aufladung des Kondensators 21.

Der Steuerbereich der Ladestromstärke in Abhängigkeit von der Eingangsspannung U,™ läßt sich durch entsprechende Dimensionierung der maximal von der Stromquelle 15 gelieferten Stromstärke und dem Wert der Emittefwiderstände 16, 18 einstellen. Vorteilhaft ist dabei ein Bereich von 10 dB zwischen der Amplitude, die einen maximalen Ladestrom zur Folge hat, gegenüber der Amplitude, die einen Ladestrom gerade fließen läßt. Innerhalb dieses Bereiches erweist sich eine proportionale Steuerung des Ladestromes in Abhängigkeit von dem Überschreitungsgrad der Wechselspannung als vorteilhaft.

In Fig. 3 ist eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt. Gegenüber der in Fig. 2 wiedergegebenen Ausführungsform besitzt diese Schaltung Komparatoren für die positive und die negative Halbwelle der Eingangswechselspannung mit Referenzspannungen. Einer Eingangsklemme 23 werden die Wecliselspannungs signale JJ^ zugeführt und an einer Ausgangsklemme, 27 ist eine Steuerspannung Ug, abgreifbar. ^v

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gelegt. Die Ladespannung des Ladekondensators 4Sy ist über die Ausgangsklemme 24 abgreifbar. Zur Entladung des Ladekondensators 44 dient ein weiterer elektronisch steuerbarer Strompfad

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Die Komparatoren für die positive und die" negative Halbwelle bestehen aus gleichartig aufgebauten Differenzverstärkern, die jeweils mit einer Stromquelle zusammenwirken. Der Komparator für die positive Halbwelle besteht aus zwei Transistoren 27 und 29, zwei Emitterwiderständen 26 und 28 im Zusammenwirken mit einer Stromquelle 25· Der Komparator für die negative Halbwelle besteht«aus zwei Transistoren 33 und 35, zwei Emitterwiderständen 33" und 34- im Zusammenwirken mit einer Stromquelle 31♦ Die Emitter der Transistoren jeden Komparators sind ι über die Emitterwiderstände 26, 28 bzw. 32, 34- zu einem Verbindungspunkt mit der jeweiligen Stromquelle 25 bzw. 3I geführt. Die Wechselspannungssignale werden über die Eingangsklemme 23 den Basen der ersten Transistoren 27, 33 zugeführt. Die Basis des zweiten Transistars 29 des Ebmparatois für die positive Halbwelle ist über eine Eingangsklemme 30 mit einer positiven ' Referenzspannungsquelle verbunden, während die Basis des zweiten Transistors 35 <3-^es Komparators für die negative Halbwelle mit einer Eingarigsklemme 36 für die negative Referenzspannung verbunden ist. Bei dem Komparator für die positive Halbwelle ist der Kollektor des ersten Transistors, bei dem Komparator für die negative Halbwelle ist der Kollektor des zweiten Transistors 35 mit einer Bezugs spannung (-U) verbunden. Die Kollektoren der anderen beiden Transistoren 29, 33 sind untereinander und mit einem Eingang 37 einer Stromspiegelschaltung 38 aus den Transistoren 41, 42 und 43 verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren 41 und 43 werden als Steuereingänge 39 ^un<3- ²^⁰ bezeichnet. Die Basen der Transistoren 41, 42, 43 und der Kollektor des Transistors 42 sind mit dem Steuereingang 37 der Stromspiegelschaltung 38 verbunden. Die Emitter der Transistoren 41, 42 und 43 sind untereinander verbunden und an eine Bezugsspannung (-U) geführt. Der Kollek- \ tor des Transistors 43 ist mit einem Ladekondensator 44 ver- ι bunden. Der Transistor -43 dient als elektronisch steuerbarer . j Ladestrompfad für diesen Ladekondensator. Der. andere Anschluß des Ladekondensators 44 ist an eine Bezugsspannung (Masse) !

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52, der mit dem einen Anschluß an den gemeinsamen Verbindungspunkt des Ladekondensators 44, des Kollektors des Transistors 43 und der Ausgangsklemme 24 gelegt ist und dessen anderer Anschluß mit einer Bezugsspannung (+U) verbunden ist. Der elektronisch steuerbare Entladestrompfad 52 ist aus zwei einzelnen, parallel geschalteten Strompfaden mit einem Widerstand 55 und der Serienschaltung eines Widerstandes 53 und eines Schalters 5^ aufgebaut. Zur Steuerung des elektronisch steuerbaren Entladestrompfads 52, insbesondere des Schalters 54, dient ein Steuerteil aus dem Transistor 41, einer "Verzögerungsschaltung 45 und eines Inverters 43. Der Kollektor des Transistors 41 ist dabei mit einem Steuereingang 46 der Verzögerungsschaltung 45 verbunden. Ein Ausgang 47 der Verzögerungsschaltung 45 ist mit einem Eingang 49 des Inverters 48 verbunden und ein Ausgang 50 des Inverters 48 ist mit einem Steuereingang 5I des elektronisch steuerbaren Entladestrompfads 52 verbunden. Die Verzögerungsschaltung 45 ist vorteilhaft als stromgesteuerte nachtriggerbare monostabile Kippstufe ausgebildet.

Die Wirkungsweise der Komparatoren in dieser Schaltung unterscheidet sich prinzipiell nicht von derjenigen in Fig. 2. Die Transistoren 29 bzw. 33 liefern einen Strom, sobald der Momentanwert der Eingangswechselspannung TL-, den Wert der positiven Referenzspannung abzüglich des maximalen Spannungsabfalls am Emitterwiderstand 26 (U-n_e;p - Ips * ^26^ überschreitet oder wenn der Momentanwert die negative Referenzspannung zuzüglich des maximalen Spannungsabfalls am Emitterwiderstand 34 (-U_{ß e}f + I^ · R^zl) unterschreitet. Der' von den Transistoren 29 bzw. 33 gelieferte Strom wird in den Eingang 37 der Stromspiegelschaltung 38 eingespeist. Eine solche in der IC-Technik übliche Schaltung dient dazu, mit einem Steuerstrom ein oder mehrere weitere Ströme im Verhältnis 1:1 zu steuern. Die gesteuerten Ströme stellen von der Größe her ein genaues Abbild des Steuerstromes dar. Im vorliegenden Fall fließt in den jeweiligen Kollektor des Transistoren 41 und 43 der gleiche Strom, der in den Steuereingang 37 der Stromspiegelschaltung 38 eingespeist wird. Dadurch ist es möglich, mit dem Steuerstrom

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aus den Kollektoren der .Transistoren 29 und 33 sowohl den Ladestrom .für den Ladekondensator 44 über den Transistor 43 zu steuern als auch die Verzögerungsschaltung 45 über den Transistor 41 anzusteuern. -

Die obengenannten Angäben für den Momentanwert der Eingangswechselspannung stellen die Schwellwerte dar, bei denen ein Ladestrom in den Kondensator 44 zu fließen beginnt. Im stationären Zustand .werden diese Schwellwerte von den Spitzen der. Momentanwerte der Eingangswechselspannung gerade überschritten. Der periodisch in den Ladekondensator 44 fließende Ladestrom kompensiert dann gerade den Entladestrom, so daß am Ladekondensator 44 eine konstante Steuerspannung Ug. abgreifbar ist.

Bei einem plötzlichen Pegelanstieg werden die durch die Referenzspannungen vorgegebenen Schwellwerte erheblich überschritten. Als Wirkungsfolge gelangt an den Steuereingang 37 eine erhöhte Steuerspannung, worauf der Ladestrompfad mit dem Transistor 45 einen erhöhten Ladestrom liefert. Die Schaltung ist vorzugsweise so bemessen, daß ein[zu dem Verhältnis aus dem Momentanwert der Eingangswechselspannung und den obengenannten/' Schwellwerten proportionaler\ Ladestrom fließt.

In der geschilderten Weise wird so die Ladespannung am Ladekondensator 44, die unmittelbar das Übertragungsmaß der ■ \ steuerbaren Verstärker bestimmt, dem erhöhten Wechselspannungs- Ί pegel durch Variieren der Ladezeitkonstante angepaßt. Ein ' Überschwingen, das ein Übersteuern des in seinem Dynamikum- . /, fang eingeschränkten.Übertragungskanals zur Folge haben könnte, ; wird vermieden.

Da als Steuerparameter u.a. die Amplituden_wsprünge der Wechselspannung dienen, läßt sich eine schnelle Zuordnung zwischen dem Übertragungsmaß der Verstärker und dem Nutzsignalpegel über einen großen Pegelbereich mit guter Genauigkeit erzielen.

Über die dem Steuereingang ,37 zugeführten Signale wird auch

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mittels des Transistors 41 die Verzögerungsstufe 45, die vorteilhaft als stromgesteuerte nachtriggerbare monostabile Kippstufe ausgeführt ist, angesteuert. Wenn der Steuerstrom, der in den Eingang 46 der Verzögerungsschaltung 45 fließt^ eine vorgegebene Schwelle überschreitet, kippt die Verzögerung sschaltung 45 in einen instabilen Zustand. Das durch den Inverter 48 invertierte Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 45 bewirkt, daß der Schalter 5^ geöffnet ist und somit die elektronisch steuerbare Stromquelle 52 nur einen kleinen Entladestrom liefert.

Für den Fall, daß die Momentanwerte der Eingangswechselspannung ILr-n, die obengenannten Schwellwerte nicht mehr erreichen, behält die Verzögerungsschaltung 45 .ihren instabilen Zustand noch für eine vorbestimmte Verzögerungszeit bei. Nach Ablauf dieser Verzögerungszeit wird der Schalter 5^ geschlossen und die Stromquelle 52 liefert einen höheren Entladestrom. In der dargestellten praktischen Ausfahrungsform wird die Stromquelle 52 vorteilhaft zwischen zwei Stromstärken umgeschaltet. Mit dieser Schaltung werden zwei Entladezeitkonstanten realisiert. Anstelle der Stromquelle 52 sind auch Stromquellen mit einem Transistor, der unterschiedlich angesteuert wird, denkbar.

Durch das Verhalten der in dem Steuerzweig des Entladestromkreises angeordneten Verzög.erungsschaltung wird erreicht, daß nach einem schnellen Absinken der Eingangswechselspannung das Abklingen des Nutzsignals nicht durch eine ebenso schnelle Änderung des Übertragungsmaßes verfälscht werden kann. Andererseits wird aber nach Ablauf der Verzögerungszeit das Übertragungsmaß der steuerbaren Verstärker so rechtzeitig geändert,· daß ein störendes Rauschen nicht bemerkt werden kann.J~Die Begriffe "Ladung" bzw. "Entladung" sind nicht auf den im Ausführungsbeispiel gemäß'Fig. 5 dargestellten Fall einer negativen Potentialzunahme bzw. positiven Potentialabnahme am Ladekondensator 44 beschränkt. Es ist ebenso eine Potentialänderung im umgekehrten Sinne mit eingeschlossen, die z.B. bei einer Schaltung gemäß Fig. 3 durch Verwendung komplementärer Transistoren und umgekehrter Betriebspannungen realisierbar'ist.

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Claims (7)

1. • -X- ■ ■ H 78/11 Patentansprüche

   ./Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung mit einem Ladekondensator, der über wenigstens einen Ladestromkreis äufladbar und über wenigstens einen Entladestromkreis entladbar ist, insbesondere zur Erzeugung einer Steuergleichspannung in einer Anordnung zur Dynamik-Kompression oder -Expansion, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens in einem Ladestromkreis und/oder wenigstens in einem Entladestromkreis ein elektronisch steuerbarer Strompfad (9) angeordnet ist, dessen Steuereingang (10) über eine Steuerleitung mit ■ einem Ausgang (8) eines !Comparators (7) für die Wechselspannung oder einer Verknüpfung für zwei Komparatoren verbunden

   ■ ist, daß wenigstens einer der elektronisch steuerbaren Strompfade (9) so bemessen ist, daß sein Leitwert analog zur Spannung am Steuereingang (10)-steuerbar ist und daß wenigstens ein Komparator(7) so bemessen ist, daß seine· Ausgangsspannung von dem Betrag abhängig ist, um den die Eingangswechselspannung V^ die durch Referenzspannungen U_R γ vorgegebenen Werte überschreitet.
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator eine Vergleichsschaltung (25.*;29) für die positive Halbwelle und eine Vergleichsschaltung (31.,„35) für die negative Halbwelle der Wechselspannung mit. Referenzspannung enthält.
3. 3· Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der positiven Referenzspannung, gleich dem Betrag der negativen Referenzspannung ist. ■"■·..-..·
4. 4·. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, daß der bzw. jeder Komparator zwei als -Differenzverstärker geschaltete Transistoren (17» 19) "· enthält, daß der Basis des einen Transistors (19) die jeweilige Referenzspannung und der Basis des anderen Tran-

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   sistors (17) <lie Wechselspannung zugeführt ist.
5. 5· Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Strompfad aus der Emitter-Kollektor-Strecke eines derCim Differenzverstärker des Komparators

   enthaltenen^Transistors (19) gebildet ist. /'
6. 6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß in einer der Steuerleitungen eine Verzögerungsschaltung (4-5) angeordnet ist, und daß die Signalausgänge (40, 5I) der beiden Steuerleitungen gegeneinander invertierend sind.
7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß als Verzögerungsschaltung (45) eine nachtriggerbare monostabile Kippstufe dient, die auf die Änderung des Eingangsströmes anspricht.

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