DE2830655B1 - Elektronische Siebschaltung mit einem Transistorstellglied - Google Patents

Description

• Bei der Schaltung nach Fig. 1 wird die Eingangswechselspannung UE einem Transformator TR zugeführt, an dessen Ausgängen eine Gleichrichteranordnung GR (hier in Form eines Vollweggleichrichters ausgebildet) angeordnet ist. An dem ersten Ausgang A + der Gleichrichteranordnung GR ist ein erster Ladekondensator C1 angeschlossen, dessen zweite Belegung ebenso wie die aller nachfolgenden Ladekondensatoren an den an Masse liegenden zweiten Ausgang A der Gleichrichteranordnung GR geführt ist. Ein zweiter Ladekondensator C2 ist mit dem ersten Ausgang A+ der Gleichrichteranordnung GR über eine im Längszweig liegende Halbleiterdiode der ersten Diode, D1, verbunden, die bezüglich der Polarität des ersten Ausgangs A + in Durchlaßrichtung gepolt ist. Ein dritter Ladekondensator C3 steht über eine im Längszweig liegende Gleichrichterdiode, der zweiten Diode, DZ, mit dem ersten Ausgang A + der Gleichrichteranordnung GR in Verbindung, wobei jedoch die zweite Diode DZ entgegengesetzt, also bezüglich des ersten Ausganges A + in Sperrichtung gepolt ist. Der zweite Ladekondensator C2 ist mit dem dritten Ladekondensator C3 über einen im Längszweig liegenden ohmschen Widerstand R1 verbunden, während zwischen dem dritten Ladekondensator C3 und einem vierten Ladekondensator C4 im Längszweig ein weiterer ohmscher Widerstand R2 vorgesehen ist. An den vierten Ladekondensator C4 ist die Basis eines ersten Transistors 71 angeschlossen, dessen Kollektor mit dem Ausgang der ersten Diode D1 verbunden ist. Der Emitter dieses Transistors steuert die Basis eines zweiten Transistors 72, dessen Kollektor an den ersten Ausgang A + der Gleichrichteranordnung GR direkt angeschlossen ist. Der Emitter ist zu einer Ausgangsklemme AK geführt, an der gegen Masse die gleichgerichtete und gesiebte Ausgangsgleichspannung UA abgenommen werden kann.
• Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1 wird auf Fig. 2 Bezug genommen, wo in Abhängigkeit von der Zeit der Spannungsverlauf an den verschiedenen Schaltpunkten 1 bis 6 der Schaltung nach Fig. 1 dargestellt ist. In Zeile a der Fig. 1 ist der zeitliche Verlauf der Spannung U1 am Ausgang des ersten Anschlußes A + der Gleichrichteranordnung GR dargestellt. Sie hat einen ausgehend vom Maximum der Eingangswechselspannung UE in Abhängigkeit von der Zeitkonstante der Schaltung jeweils absinkenden Verlauf. Über die erste Diode D1 erfolgt eine Aufladung des zweiten Ladekondensators C2 auf die positive Spitzenspannung des ersten Ladekondensators C1, wobei hier die Zeitkonstante zweckmäßig so gewählt wird, daß von Spannungsmaximum zu Spannungsmaximum ein geringerer Abfall der Spannung am Meßpunkt 2 gegenüber der Spannung am Meßpunkt 1 auftritt. Der Verlauf dieser Spannung U2 ist in Zeile b der Fig. 1 dargestellt. Um zu diesem geringeren Spannungsabfall zu gelangen, wird der Wert des ohmschen Widerstandes R1 und die Kapazität des dritten Ladekondensators C3 im Verhältnis zur Größe der Kapazität des zweiten Ladekondensators C2 passend gewählt.
• Die zweite Diode DZ entlädt den dritten Ladekondensator C2, der andererseits über den ohmschen Widerstand R1 von der positiven Spitzenspannung am zweiten Ladekondensator C2 aufgeladen wird, jeweils auf den kleinsten Spannungswert am ersten Ladekondensator C1, also auf den kleinsten Wert von U1.
• Der Verlauf dieser Spannung U3 ist in Zeile c dargestellt und gibt die Spannung am Meßpunkt 3, also am Anschluß des dritten Kondensators C3 wieder. Der dritte Ladekondensator C3 speichert also den niedrigsten Momentanwert der Ladekondensatorspannung am zweiten Ladekondensator C2 zuzüglich der Durchlaßspannung UD2 der zweiten Diode DZ, die bei herkömmlichen Dioden etwa bei 0,7 Volt liegt.
• Die Spannung am Meßpunkt 3, also am dritten Ladekondensator C3 zeigt bereits einen sehr geringen Brummspannungsanteil.
• Diese Spannung U3 am dritten Ladekondensator C3 wird durch das nachfolgende RC-Glied, gebildet durch den ohmschen Widerstand R2 und den vierten Ladekondensator C4 nochmals gesiebt und ergibt am Meßpunkt 4, also am Anschluß des vierten Ladekondensators C4 die in Zeile d dargestellte, praktisch brummspannungsfreie Spannung U4. Durch den ersten Transistor T1, welcher durch diese Spannung U4 angesteuert wird, entsteht die ebenfalls brummspannungsfreie Steuerspannung U5 für den zweiten Transistor T2. Am Emitterausgang des zweiten Transistors T2 liegt somit (Meßpunkt 6 an der Anschlußklemme AK) die gesiebte, gleichgerichtete Ausgangsgleichspannung UA vor, die immer um einen Restspannungswert UR (z. B. etwa 0,7 Volt) unter dem kleinsten Momentanwert der Spannung U1 am ersten Ladekondensator C1 liegt. Dieser Restspannungswert UR ist gegeben durch die beiden in Reihe liegenden Basis-Emitterspannungen UBE1, UBE2 der Transistoren 71 und T2 abzüglich der Durchlaßspannung UD2 der zweiten Diode DZ. In Zeile e ist die Spannung U1 bis UA dargestellt, wobei angedeutet ist, daß der Differenzwert zwischen beiden Spannungen U1 und UA den Wert UR nicht unterschreitet.
• Diese Restspannung UR ist bei allen Betriebszuständen als Regelspannungsreserve sicher vorhanden.
• Darüber hinaus ist aber UR, also der minimale Abstand zwischen Um und UA stets seinem Wert nach so klein wie möglich, wodurch die Verlustleistung auf ein Minimum beschränkt wird.
• Im einzelnen gelten für die dargestellten Schaltelemente folgende Beziehungen: UA = Ulmin + UDZ - UBEt - UBE2 mit: Ulmin = kleinster Momentanwert der Spannung am Ladekondensator C1 UD2 = Durchlaßspannung der Diode DZ UBE1, UBEZ = Basis-Emitterspannung der Transistoren 71 bzw. T2 Dabei gilt näherungsweise: UDZ= UBEt t UBE2 = 0,7 V.
• Somit ergibt sich: UA = Ulmin - 0,7 V. Diese Spannung ist als Regelreserve für die Anordnung völlig ausreichend.
• Die Kapazität der Ladekondensatoren C2 und C3 wird zweckmäßigerweise so bemessen, daß die Welligkeit der Spannungen an diesen Ladekondensatoren einen Höchstwert vorzugsweise etwa 200 m Vss nicht überschreitet, damit die Regelreserve nicht zu klein wird.
• Das RC-Glied C4, R2 ist zweckmäßig so zu dimensionieren, daß einerseits eine gute Brummspannungsunterdrückung erreicht wird und andererseits die Ausgangsgleichspannung UA der Gleichspannung am ersten Ladekondensator C1 noch schnell genug folgen kann, wenn die Eingangswechselspannung UE sich ändert. Dies ist vor allem dann der Fall, wenn folgende Beziehungen eingehalten werden: > C2, C3 X, C4, C2t C3.

Claims (5)

1. Patentansprüche: 1. Elektronische Siebschaltung, bei der nach der Gleichrichteranordnung mindestens vier Ladekondensatoren und ein zwei Transistoren aufweisendes Transistorstellglied vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem am ersten Ausgang (A+) der Gleichrichteranordnung ( GR) angeschalteten ersten Ladekondensátor (C1) und dem zweiten Ladekondensator (C2) im Längszweig eine für die Ausgangsspannung (U1) der Gleichrichteranordnung in Durchlaßrichtung gepolte erste Diode (D1) eingeschaltet ist, daß zwischen dem ersten Ausgang (A+) der Gleichrichteranordnung (GR) und dem dritten Ladekondensator ( C3) im Längszweig eine für die Ausgangsspannung ( U1) der Gleichrichteranordnung in Sperrichtung gepolte zweite Diode (D2) eingeschaltet ist, daß zwischen dem zweiten ( C2) und dem dritten (C3) Ladekondensator sowie zwischen dem dritten Ladekondensator (C3) und dem vierten Ladekondensator (C4) im Längszweig jeweils ein ohmscher Widerstand ( R1, R2) eingeschaltet ist, daß an den mit dem ohmschen Widerstand (R2) verbundenen Anschluß des vierten Ladekondensators (C4) die Basis eines ersten Transistors n) angeschlossen ist, dessen Kollektor mit dem Ausgang der ersten Diode (D1) verbunden ist und daß der erste Transistor ( T1) einen zweiten Transistor (n) ansteuert, dessen Kollektor an dem ersten Ausgang (A +) der Gleichrichteranordnung (GR) liegt.
2. 2. Elektronische Siebschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kapazitätswert des zweiten und des dritten Ladekondensators (C2, C3) so gewählt ist, daß die Welligkeit der Spannung ( U2, U3) an diesen Ladekondensatoren einen für die Regelreserve noch ausreichenden Höchstwert nicht wesentlich überschreitet.
3. 3. Elektronische Siebschaltung nach einem der vorerwähnten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das aus dem vierten Ladekondensator ( C4) und dem zugehörigen ohmschen Widerstand (R2) gebildete RC-Glied in seiner Zeitkonstante so gewählt ist, daß die Ausgangsgleichspannung (UA) der Gleichspannung (tut) am ersten Ladekondensator (C1) noch schnell genug folgen kann.
4. 4. Elektronische Siebschaltung nach einem der vorerwähnten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Kapazitätswert des ersten Ladekondensators (cit) wesentlich größer ist als der Kapazitätswert des zweiten und dritten Ladekondensators (C2, C3) und dieser Kapazitätswert wiederum größer gewählt ist als der des vierten Ladekondensators (C4).
5. 5. Elektronische Siebschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Kapazitätswert des zweiten und des dritten Ladekondensators (cz, C3) etwa in der gleichen Größenordnung liegt.

   Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Siebschaltung, bei der nach der Gleichrichteranord- nung mindestens vier Ladekondensatoren und ein zwei Transistoren aufweisendes Transistorstellglied vorgesehen sind.

   Aus der DE-PS 1513501 ist eine Gleichstromsiebschaltung bekannt, bei der am Ausgang der Gleichrichteranordnung im Querzweig eine Halbleiterdiode vorgesehen ist, welche den nachfolgenden Transistor vor Überlastung schützen soll. Der Siebfaktor dieser Schaltung wird durch einen Spannungsteiler bestimmt, welcher aus der Reihenschaltung einer Konstantspannungsquelle, z. B. einer Zenerdiode, und einer Siebdrossel besteht, wobei diese Reihenschaltung im Steuerkreis des mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke im Hauptstromkreis liegenden Stelltransistors angeordnet ist.

   Aus der DE-OS 2608091 ist eine elektronische Siebschaltung der eingangs genannten Art bekannt, bei der im Längsweg ein Transistorstellglied liegt und die Eingangsspannung einem Spannungsteiler zugeführt wird, der einen durch einen Kondensator überbrückten Teilerwiderstand aufweist. Das Transistorstellglied wird in Abhängigkeit von einem Spannungsvergleich gesteuert, wobei eine von der Eingangsspannung abgeleitete gesiebte Teilspannung und eine der Ausgangsspannung proportionale Teilspannung in einem Operationsverstärker zusammengeführt werden. Die Erzeugung der den beiden Eingängen des Operationsverstärkers zugeführten Teilspannungen erfolgt mittels hochohmiger Spannungsteiler. Das fest eingestellte Teilerverhältnis bestimmt die Relation von Eingangsspannung zu Ausgangsspannung. Die Auslegung muß dabei auf den ungünstigsten Fall (z. B.

   stärkster Laststrom, kleinste Ladekondensatorkapazität und höchster Transformatorinnenwiderstand) abgestellt werden, was in ungünstigen Betriebsfällen einen unverhältnismäßig großen Spannungsabfall mit sich bringt. Infolge der ungleichmäßig anzusetzenden Belastung der unterschiedlichen Transformatorinnenwiderstände usw. muß somit bei der bekannten Regelschaltung ein zu hoher Leistungsverlust in Kauf genommen werden.

   Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Spannungsabfall so gering wie möglich zu halten und gleichzeitig aber unter allen vorkommenden Bedingungen (Bauteilestreuungen, Lastschwankungen, Eingangsspannungsschwankungen usw.) zuverlässig den der Ladekondensatorspannung überlagerten Brummspannungsanteil möglichst weitgehend zu unterdrücken. Gemäß der Erfindung, welche sich auf eine elektronische Siebschaltung der eingangs genannten Art bezieht, wird dies durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale erreicht.

   Mit einer derartigen Schaltung ist sowohl eine besonders weitgehende Unterdrückung der Brummspannungen erzielt, als auch sichergestellt, daß auch bei unterschiedlichen Betriebszuständen die in Verlustwärme umgesetzte Leistungsaufnahme möglichst gering bleibt.

   Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen wiedergegeben.

   Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt Fig. 1 ein Schaltbild einer elektronischen Siebschaltung als Ausführungsbeispiel der Erfindung, Fig. 2 ein Spannungs Zeitdiagramm für die Schaltung nach Fig. 1.