DE2827972C3 - Gleichrichteranordnung - Google Patents
GleichrichteranordnungInfo
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/22—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using conversion of ac into dc
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Description
Die Erfindung betrifft eine Gleichrichteranordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Eine Gleichrichteranordnung der als bekannt vorausgesetzten Art ist in der DE-OS 2 236864 beschrieben.
Dein aufzuladenden Kondensator ist dabei ein Ladewiderstand vorgeschaltet und ein Entladewidcrstand
zugeordnet, wobei der Ladestrom des Kondensators mittels eines Feldeffekttransistors gesteuert
wird, der zwischen einem leitenden und einem gesperrten Zustand umschaltbar ist. Dieses Umschalten
zwischen den beiden möglichen Betriebszuständen des Feldeffekttransistors erfolgt in Abhängigkeit von
dem Ausgangssignal des Differenzverstärkers, an dessen Eingängen einerseits das Eingangssignal und andererseits
ein die Momentanspannung des Kondensators repräsentierendes Signal liegen. Ist das Eingangssignal
größer als das die Momentanspannung des Kondensators repräsentierende Signal, so wird der
Feldeffekttransistor durchgeschaltet, d. h. in den leitenden
Zustand gebracht, während er in allen anderen Fällen gesperrt ist. Mit dieser bekanntet: Schaltungsanordnung
kann der Verlauf des Ladestroms während der Aufladezeitspannen nicht beeinflußt werden, und
es ist demgemäß auch nicht möglich, einem speziellen dynamischen Verhalten des anliegenden Signals
Rechnung zu tragen.
Eine weitere Schallung zur Erzielung eines »idealen«
Gleichrichterverhaltens ist aus der DE-OS 2 539 586 bekannt. Hier wird das Ausgangssignal nicht
durch den Ladezustand eines Kondensators gewonnen, sondern das am Eingang angelegte Wechselspannungssignal
wird über einen regelbaren Verstärker so verstärkt oder abgeschwächt und sein Spannungsmittelwert
so durch Zumischen eines Gleichspannungssignals angehoben, daß eine Gleichrichtung im geradlinigen
Kennlinienbereich einer Gleichrichterschaltung erfolgt. Das erhaltene Gleichspannungssigna] wird
dann in einem nachgeschalteten Netzwerk derart ausgewertet, daß die Ausgangsspannung tatsächlich dem
Effektivwert oder einem anderen charakterisierenden Parameter des Eingangssignals entspricht. Damit wird
jedoch ein Signal erhalten, das erhebliche Rauschanteile enthalten kann.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Gleichrichteranordnung der eingangs definierten
Gattung so auszugestalten, daß sie ein von der äußeren Beschallung unabhängiges Ausgangssignal in einem
weiten dynamischen Bereich von Eingangssignalen liefert und dabei lediglich vernachlässigbare Rauschanteile
vorhanden sind.
Diese Aufgabe wird gelöst mit einer Gleichrichteranordnung
nach Anspruch 1.
Dadurch, daß der den Ladewiderstand bildende Serienwiderstand, der einen Bestandteil des Signal-Eingangskreises
des Differenzverstärkers bildet und der Ladetransistor nicht als Schalttransistor verwendet,
sondern vielmehr im Gegenkopplungszweig zwischen Ausgang und Signaleingang des Differenzverstärkers
angeordnet ist, wird der Ladestrom direkt proportional zur Differenz von Eingangssignal und
Kondensatorspannung gesteuert und somit wahrend des gesamten Ladevorgangs in der zur Lösung der gestellten
Aufgabe bestmöglich gewählten Größe vorgegeben.
Eine Weiterbildung der Gleichrichtcranordnung •lach Anspruch 2 ergibt eine verbesserte Formung des
Ladestroms. Die so geschaffene Gegenkopplung erhöht den dynamischen Bereich, in dem die Gleichrichteranordnung einsetzbar ist.
Durch die vorteilhafte Weiterbildung nach Anspruch 3 wird die Gleichrichteranordnung unabhängig
von der Beschaltung des Ausganges. Dadurch wird die Bestimmung des Widerstandswertes des parallel
zum Kondensator liegenden Entladewiderstandes erleichtert und eine Rückwirkung des Differenzverstärkers
auf den Ladezustand des Kondensators unterbunden.
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen nach den Ansprüchen 4 bis 6 dienen der weiteren Entkopplung
des Ladekondensators von den am Eingang und Ausgang liegenden Schaltungselementen.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es
zeigt
Fig. 1 eine Gleicbrichteranordnung, und
Fig. 2 Einzelheiten der verwendeten Stromspiegelschaltung.
Bei der Schaltung nach Fig. 1 wird ein an der Eingangsklemme
I anliegendes Eingangssignal über einen Widerstand 2 an den invertierenden Eingang 3
eines Differenzverstärkers 4 angelegt und gelangt gleichzeitig zum Emitter eines PNP-Transistors 5, der
für die Gleichrichteranordnung als gleichrichtendes Bauelement wirkt. Die Basis des Transistors 5 ist mit
dem Ausgang des Verstärkers 4 verbunden, und zwischen Emitter und Basis des Transistors 5 ist in der
dargestellten Weise eine Diode 6 geschaltet. Der Kollektor des Transistors S ist über eine Stromspiegelschaltung
7 und eine weitere Diode 8 mit einem Kondensator 9 und einem dazu parallel liegenden
Widerstand 10 verbunden. Der Kondensator 9 und der Widerstand 10 liegen am r.icht-invertierenden
Eingang eines Differenzverstärkers 11 m;t einer hohen Eingangsimpedanz. Typischerweise wird als Verstärker
11 ein Verstärker mit MOSFET-Eingangsstufen eingesetzt, um eine möglichst hohe Eingangsimpedanz
zu schaffen. Der invertierende Eingang des Verstärkers 11 ist mit dem Ausgang des Verstärkers
rückgekoppelt, so daß der Verstärker als Impedanzpuffer mit einem Verstärkungsfaktor 1 arbeitet. Der
Ausgang des Verstärkers 11 ist mit dem invertierenden Eingang eines weiteren Differenzverstärkers 12
über einen Widerstand 13 verbunden, dessen positiver Eingang an Erde liegt und in dessen Rückkopplungszwcig
ein Widerstand 14 vorgesehen ist. Die Größen der Widerstände 13 und 14 sind gleich, so daß der
Differenzverstärker 12 als Inverter mit einem Verstärkungsfaktor 1 arbeitet. Der Ausgang dieses Differenzverstärkers
12 ist mit der Ausgangsklemme 15 der Gleichrichteranordnung und gleichzeitig mit dem
nicht-invertierenden Eingang 16 des Differenzverstärkers 4 verbunden.
Durch eine an die Eingangsklemme 1 angelegte Eingangs-Wechselspannung Vm wird ein Strom I1n im
Widerstand 2 erzeugt. Wenn der Widerstand 2 den Wert Rc besitzt, dann gilt I1n = (Vm - V0)IR , wenn
V„ die Ausgangsspannung an dfr Ausgangsklemme
15 ist. Die Ausbildung der Gegenkopplungsschleife des Verstärkers 4 bewirkt, daß bei den positiven
Halbwellen des Eingangssignal* ein Strom durch die Emitter-Kollektorstrf.cke des Transistors 5 fließt, der
im wesentlichen gleich I ist. Bei den negativen Halbwellen leitet die Diode 6, und durch diese Diode werden
die Schalteigenschaften des Transistors 5 verbessert und gleichzeitig die Form der durch die
Stromspiegelschaltung 7 hindurchfließenden positi- ι ven Halbwelle.
Die Stromspiegelschaltung 7 ist so ausgelegt, daß sie an ihrem Ausgangsanschluß 17 einen Strom abgibt,
der genau gleich dem durch den Transistor 5 zu dem
• Eingang 18 fließenden Strom ist. Dadurch wird die Polarität des Stromes I1n umgekehrt, und es ist eine
einfachere Verschaltung mit den Differenzverstärkern 11 und 12 möglich. Die Stromspiegelschaltung 7 weist
am Ausgang 17 eine sehr hohe Impedanz auf; ihre
Schaltung ist in Fig. 2 dargestellt. Der Strom /„ dient
dazu, eine Ladung des Kondensators 9 mit einer durch C ■ Rc bestimmten Zeitkonstante zu erreichen, wobei
C der Kapazitätswert des Kondensators 9 und R1 der
Widerstandswert des Widerstandes 2 ist.
' Die Entladezeitkonstante des Kondensators wird
durch C ■ Rd bestimmt, wobei Rd der Widerstandswert
des Widerstandes 10 ist, der den Widerstandswert des Widerstands Rc beträchtlich übersteigt.
Die große Impedanz an der Klemme 17 der Strom-Spiegelschaltung 7, die Diode 8 und die hohe Eingangsimpedanz
des Verstärkers iä. stellen gemeinsam
sicher, daß der Kondensator 9 nur über den Widerstand 10 entladen wird.
Die am Kondensator 9 anliegende Spannung Vn
wird über den als Impedanzpuffer wirkenden Vertärker I i und den als Inverter mit einem Verstärkungsfaktor
1 wirkenden Verstärker 12 geleitet und als Rückkoppelsignal an den nicht invertierenden Eingang
16 des Verstärkers 4 angelegt.
Wit bereits erwähnt, werden die Eigenschaften der beschriebenen Gleichrichteranordnung durch die
Lade- und die Entladezeitkonstanten, d. h. die Größen C, R1 und Rä der passiven Komponenten bestimmt.
Durch die am Differenzverstärker 4 gebildete Gegenkopplungsschleife wird der effektive Spannungsversatz
de; durch den Transistor 5 gebildeten Gleichrichteranordnung sehr vermindert, so daß ein
linearer Betrieb der Gleichrichteranordnung in einem sehr weiten dynamischen Bereich der Eingangssignal
möglich ist. Die Lade- und Entladekennlinie besitzen ein genau exponentielles Profil.
Statt der in Fig. 2 dargestellten Stromspiegelschaltung sind auch andere bekannte derartige Schaltungen
einsetzbar; es muß sichergestellt sein, dati der am Eingang 18 anliegende Strom gleich dem in gleicher Richtung
am Ausgang 17 gezogenen Strom ist.
Normalerweise wird die Gleichrichteranordnung von einer an der Eingangsklemme 1 anliegenden
Quelle gespeist, die eine niedrige Ausgangsimpedanz besitzt, so daß die l^dekennlinie nur durch den Widerstandswert
R1 des Widerstandes 2 bestimmt wird. Falls nötig, kann bei einer Quelle, deren Ausgangsimpedanz
nicht beträcht'ich kleiner als Rc ist, ein Impeda^i.puffer
zwischen der Eingangsklemme 1 und dem Widerstand 2 eingefügt werden.
Hierzu I Blatt Zeichnungen
Claims (6)
1. Gleichrichteranordnung, bestehend aus einem einem Kondensator vorgeschalteten und über
einen Differenzverstärker angesteuerten Ladetransistor, wobei dem einen Eingang des Differenzverstärkers
das Eingangssignal über einen Serienwiderstand und dem anderen Eingang des
Differenzverstärkers ein die Momentanspannung des Kondensators repräsentierendes Signal zugeführt
ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladezeitkonstante des Kondensators (9) durch
den dem Eingang (3) des Differenzverstärkers (4) vorgeschalteten Serienwiderstand (3) vorgebbar
ist, und der über den Serienwiderstand (2) und den Ladetransistor (5) fließende Ladestrom mittels
des Differenzverstärkers (4) und des im Gegenkopplungszweig zwischen Ausgang und Signaleingang
des Differenzverstärkers (4) liegenden Ladciransistors (5) direkt proportional zur
Differenz von Eingangssignal und Kondensatorspannung gesteuert ist.
2. Gleichrichteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ladetransistor
ein PNP-Transistor ist, an dessen Emitter das Eingangssignal angelegt ist und daß eine Diode (6)
zwischen seinem Emitter und seiner Basis so angeschlossen ist, daß sie nur bei gesperrtem Transistor
leitet.
3. Gleichrichteranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen
Kondensator (9) urd Aus. ang (15) der Anordnung eine Impcdanzpuffer-Schaltung (11) angeordnet
ist.
4. Gleichrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwichen
dem Ladetransistor (5) und dem Kondensator (9) eine Stromspiegelschaltung (7) vorgesehen
ist.
5. Gleichrichteranordnung nach Anspruch 4. dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegelschaltung
(7) an dem dem Kondensator zugewandten Ausgang (17) eine hohe Ausgangsimpedanz
aufweist.
6. Gleichrichteranordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zwichen der Stromspiegelschaltung
(7) und dem Kondenstor (9) eine ein Entladen des Kondensators unterbindende Diode (8) vorgesehen ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/039,155 US4305008A (en) | 1978-05-16 | 1979-05-15 | Rectifiers |
Applications Claiming Priority (1)
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GB1976478A GB1602804A (en) | 1978-05-16 | 1978-05-16 | Rectifiers |
Publications (3)
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DE2827972C3 true DE2827972C3 (de) | 1981-03-19 |
Family
ID=10134832
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2827972C3 (de) |
GB (1) | GB1602804A (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5899816A (ja) * | 1981-12-09 | 1983-06-14 | Nec Corp | 整流回路 |
JP2718442B2 (ja) * | 1993-12-20 | 1998-02-25 | 富士通株式会社 | バーコード復調方法及び装置 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3723763A (en) * | 1971-08-02 | 1973-03-27 | Bell Telephone Labor Inc | Quasi-rms measurement circuit utilizing field effect transistor as a switch |
GB1458475A (en) * | 1974-09-06 | 1976-12-15 | Solartron Electronic Group | Ac to dc conversion systems |
-
1978
- 1978-05-16 GB GB1976478A patent/GB1602804A/en not_active Expired
- 1978-06-26 DE DE19782827972 patent/DE2827972C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2827972B2 (de) | 1980-07-03 |
GB1602804A (en) | 1981-11-18 |
DE2827972A1 (de) | 1979-11-22 |
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