DE2818052C2

DE2818052C2 - Quantisierung eines Signals mit einem sich über ein gegebenes Frequenzband erstreckendem Spetkrum

Info

Publication number: DE2818052C2
Application number: DE2818052A
Authority: DE
Inventors: Alain Gagnes-sur-Mer Croisier; Daniel Esteban; Claude La Gaude Galand
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1977-04-29
Filing date: 1978-04-25
Publication date: 1986-10-30
Also published as: CA1127310A; DE2818052A1; GB1550607A; US4142071A; FR2389277B1; JPS6027459B2; FR2389277A1; JPS53135561A

Description

P ,

,ri "- * ^oder,n"'* ^N

die an der vorgegebenen Zahl N noch fehlenden Bits auf die aktiven Teilbänder verteilt werden, wobei sich für mindestens einige der vorgesehenen Teilbänder für n, ergänzte n, ergeben und des weiteren ebenfalls korrigierte Quantisierungstufen Q₁ nach folgendem Zusammenhang anzuwenden sind:

Q₁= Q-2- -

Die Erfindung betrifft Verfahren und Schaltungsanordnungen zur Quantisierung eines Signals mit sich über ein gegebenes Frequenzband erstreckendem Spektrum entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Insbesondere wird dabei die Digitaltechnik zur Codierung eines zeitlich abgetasteten Signals und die Verbesserung des Signal/Rauschverhältnisses beim Quantisieren angesprochen.

Die Übersetzung eines zeitabhängigen Signals in eine digitale Codeform erfolgt üblicherweise durch Abtastung dieses Signals und durch Quantisierung der einzelnen Abtastwerte. Dazu ist vorab die Festlegung eines Maßstabes zur Bestimmung der Signalamplituden in Abschnitten und dann die Zuordnung je eines kennzeichnenden Digitalwerts zu den einzelnen Abschnitten durchzuführen. Wenn eine Quantisierung betrieben wird, werden dabei alle Abtastwerte, deren Amplitude innerhalb der Grenzen des gleichen Abschnitts liegt, mittels

eines gleichgroßen Digitalwerts codiert. Dabei erfolgt natürlicherweise eine nicht ganz richtige Wiedergabe mit einem gewissen Fehler zwischen dem Ursprungssignal und seiner codierten Form. Diese Abweichungen führen zu einem sogenannten Quantisierungsrauschen. Offensichtlich führt eine Einengung der vorgesehenen Abschnitte zur Beschränkung dieses Rauschens. Andererseits würden dann jedoch auch eine größere Zahl von Abschnitten und entsprechenden Digitalwerten bei der Codierung erforderlich, was wiederum die Zahl von Bits

zur digitalen Definition der einzelnen Abschnitte beträchtlich erhöht. Dabei ist ein größerer Aufwand bezüglich des vorzusehenden Geräts zu betreiben und unter Umständen die Verstopfung eines in Aussicht genommenen Übertragungskanals zu erwarten. Daher wurde versucht, das für eine Codierung erforderliche Bitvolumen einzuschränken und trotzdem ein annehmbares Signal/Rauschverhältnis zu erzielen. Umgekehrt soll auch bei vorgegebenem Bitvolumen eine Quantisierung ermöglicht werden, die das auftretende Rauschen auf einen

geringstmöglichen Wert beschränkt.

Diese Bestrebungen sind auch der Anstoß zur sogenannten Deltacodierung, bei der Quantisierungsbits z..r Codierung der Signalamplitudendifferenzen zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten verwendet werden und bei der nicht die gesamte absolute Amplitude pro Abtastwert codiert wird. Je weiter die zu quantisierende Informationsbreite beschränkt wird, um so günstiger wird die Verwendung der einzelnen Quantisie-

rungsbits, weil dann auch der zugrundeliegende Maßstab in engere Abschnitte unterteilbar ist.

Diese Verfahren sind weiter verbessert worden durch statistische Berücksichtigung der zu codierenden Signale. Da die Energie von Sprachsignalen normalerweise zum größeren Teil in den niederfrequenten Bereichen des Spektrums liegt, wurde vorgeschlagen, den größeren Teil der Quantisierungsbits auf diese Zonen anzuwenden; dabei soll eine genauere Quantisierung in diesen Zonen erfolgen als im höheren Frequenzbereich. Als

^<l0 Beispiel hierzu soll auf die Arbeit von Crochiere und anderen hingewiesen werden, die im Bell System Technical Journal vom Oktober 1976, Seiten 1069 bis 1085 veröffentlicht wurde. Beim darin beschriebenen Verfahren wird das Sprachsignal zuerst mittels einer Anordnung parallel liegender Bandpässe, die das gesamte Fernsprechband überdecken, aufgeteilt. Die sich dabei ergebenden Bandbereiche werden dann unter Modulation in das Grundband zurückverlegt und mit ihrer Nyquist-Frequenz abgetastet. Dann wird jedes Signal bzw. Teilband in einer

unterschiedlichen Weise quantisiert, wobei mehr Bits den unteren liandbcrcichcn als den oberen Bandbercichen zugeordnet werden. Dabei ergibt sich eine gewisse Invarianz der Spektralcharakteristika des /u codierenden Signals, was dann der Fall ist, wenn nur menschliche Sprachsignale zu verarbeiten sind. Trotz gewisser Un-

tcrschiede zwischen den einzelnen Sprechern ermöglicht eine statistische Betrachtung die Wahl eines Quantisicrungsbitsvolumens und dessen Verteilung auf die einzelnen Teilbänder.

Eine Anordnung, in der ein Sprachsignal durch eine Filterbank in einzelne Teilfrequenzbünder aufgeteilt wird, ist auch aus dem »Taschenbuch der Hochfrequenztechnik« von H. Meinke und F. W. Gundlach, 1956, S. 1177 im Zusammenhang mit einem Vokoder bekannt. s

Leider bringt die Spezialisierung des Codierers auf nur eine Signalart augenfällige Nachteile mit sich. Dies ist insbesondere dann störend, wenn mittels desselben Codierers einerseits echte Sprachsignale und andereres Signale zu verarbeiten sind, die sich aus der Kombination eines Digitaldatenspektrums ergeben; trotz Lage im gleichen Frequenzband wie die Sprache ist dabei doch eine ganz andere energetische Verteilung gegeben.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines Teilband-Codierverfahrens und einer Schaltungsanordnung, mit dem die zufallsmäßig auf einzelne Teilbänder verteilte Energie in beiden Fällen günstig quantisierbar ist; dabei soll ein Verfahren zur Codierung eines Signals mittels Abtastblöcken unter Aufteilung des Signalspektrums in Frequenzteilbänder und unter dynamischer Verteilung des verfügbaren Codierbitvolumens auf diese Teilbänder angegeben werden; das gewählte Verfahren soll unter Verwendung einer kleinen Bitzahl die Wiedergabe eines wie mit einer großen Bitzahl codierten Signals ermöglichen.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 und den nebengeordneten Ansprüchen gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 2 zeigt eine der in Fig. 1 dargestellten Baugruppen.

Fig. 3 zeigt ein anderes Ausfuhrungsbeispiel. jjj

Fig. 4 und 5 zeigen einige der Baugruppen gemäß Fig. 1 und 3. |ij

Ein abgetastetes, zu codierendes Signal möge bezeichnet werden als S(nt). Es soll angenommen werden, daß |j

dessen Spektrum in ρ nebcneinanderliegende Teilbänder aufgeteilt wird, die einzeln quantisiert werden; dabei 25 M soll jedoch die sich ergebende Gesamtzahl von Quantisierungsbits konstant und gleich N sein. Bei herkömmlichen Codierverfahren werden alle Teilbänder einer gleichartigen Quantisierung mit N/p Bits unterworfen. Dabei ergibt sich ein gewisses Quantisierungsrauschen, das vermindert werden könnte, wenn anstelle der Quantisierung aller Teilbänder mit dem gleichen Bitvolumen die Verteilung des insgesamt vorgegebenen Bitvolumens in einer vernünftigeren Weise erfolgen würden.

Dies könnte etwa erfolgen, wenn die Spektralcharakteristika des zu codierenden Signals statistisch bekannt sind. Ein spezieller Codierer könnte dazu entworfen werden.

Die vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren, das ausgezeichnet für die Verarbeitung varianter Signale geeignet ist. Zur Verständlichmachung dieses Verfahrens wird angenommen, daß die Bitzahl bei der Quantisierung eines von S(nt) abgeteilten Signals im /-ten Teilband η, sei.

Die in diesem Teilband vor der Quantisierung enthaltene Energie soll das E₁ bezeichnet werden. Das im Teilband / auftretende Quantisierungsrauschen ist in erster Näherung anzugeben durch die folgende Beziehung:

e, ~E_r 2 -^u·

Der Durchschnittsfehler für alle ρ Teilbänder ist dann:

r e- Σ Err*

Es gilt des weiteren:

Σ n,=N

Der Fehler e ist minimal, wenn alle e ergebenden Summenglieder zueinander gleich sind. Wenn angenommen wird:

E, ■ I-¹"· = k

mit einer Konstanten k und / = 1, 2, 3,..., p, dann ergibt sich:
n, = - log Ar + log Ef

wobei log jeweils den Logarithmus mit der Basis 2 bedeutet.

l \_

n, = σ + log E] mit σ = - log k²

N= Σ /J/ = ρ σ + log IJ E;

ti ZO 10 UJZ

ti Danach ist:

R /V- log Π EJ

H- ^a= ■

1 ^P

I Wenn der Geiamtquantisierungsfehler über alle Teilbänder minimal sein soll, muß das Bitvolumen für die

I Quantisierung des /-ten Teilbands wie folgt gegeben sein:

I ^lü N-log Π Ej

I /Ij= — +logf/ (1)

I'-. Wenn n₍ die jeweilige Bitzahl angibt, ergibt sich nur ein ganzzahliger Näherungswert aus (1). Auf der Grund-

j:; 15 lage einer Messung der Energie in den einzelnen Teilbändern ergibt sich dann eine Möglichkeit zur rationellen U; und dynamischen Verteilung der Quantisierungsbits.

[i Nach der Aufteilung des Signals in ρ Teilbänder und Messung der in den einzelnen Teilbändern enthaltenen

& Energie ergibt sich dann das bei der Quantisierung der einzelnen Teilbänder zuzuteilende Bitvolumen unier

Vj Anwendung der Gleichung (1).

ψ Tu Praktisch gilt die jeweilige Einstellung des Quaritisierers fiir einen gegebenen Zeitabschnitt und dabei tür U einen Block mit mehreren Abtastwerten. Dabei können die Amplitudengrenzen bestimmt werden, innerhalb

g derer das Signal während des betrachteten Zeitabschnitts variiert. Aus einem Vergleich dieser Grenzen und aus

m dem zugeordneten Bitvolumen wird der Wert des Quantisierungsschritts Q abgeleitet, der für die Quantisierung

Ij jedes betroffenen Teilbands gewählt wird. Wenn z. B. die Amplitude des /-ten Teilbands zwischen O und 10 V va-

Jj 25 riiert und das zugeordnete Bitvolumen n, = 1 ist, kann ein Schritt Q, = 5 V gewählt werden. Dabei werden dann alle Abtastwerte über 5 V mit einer »1« und alle 5 V unterschreitenden Abtastwerte mit einer »0« codiert.

Wenn das Signal frequenzmäßig in ausreichend schmale Teilbänder unterteilt wird, ist das Spektrum in den einzelnen Teilbändern verhältnismäßig flach. Es soll nun angenommen werden, daß die Energie in jedem Teilband proportional dem Quadrat der Amplitude des größten Abtastwerts (Af) ist. Dann ist:

E₁ = λ- M] (2)

λ ist dabei ein Proportionalitätskoeffizient, der der Einfachheit wegen hierunter gleich Eins gesetzt wurde. Unter Kombination der Gleichungen (1) und (2) ergibt sich:

«, = — NV - log Π Λ/,-Ί + log M₁ 13)

Wenn man von den vorgenannten Gleichungen ausgeht und fiir n, je einen ganzzahligen Näherungswert 40 angibt, wird sehr unwahrscheinlich die nachstehende Gleichheit erfüllt:

X /i,-=/V (4)

ι- I

45 Wenn jedoch die einzelnen Werte von n, für alle Teilbänder vorliegen, kann eine Anpassung dieser Werte erfolgen, um der Gleichung (4) zu genügen. Eine solche Anpassung wird unter Neuverteilung der Bits durchgeführt, d. h. durch Addition oder Subtraktion von Bits zu bzw. von den einzelnen n,.

Wenn im übrigen digitale Schaltkreise zur Durchführung der Quantisierung entsprechend der Erfindung benutzt werden sollen, dann sind bereits vorangehend codierte Signale zu verarbeiten. Diese vorangehende

50 Codierung wird in üblicher Weise mit einer hohen Bitzahl durchgeführt, um Genauigkeit zu erreichen; dann wird eine der Erfindung entsprechende Anordnung für die Requantisierung der Signalabtastwerte verwendet, wobei eine Beschränkung des Gesamtbitvolumens für alle Teilbänder unter einer vernünftigeren Verteilung des Gesamtvolumens erfolgt.
Die Schaltungsanordnung gemäß Fi g. 1 ermöglicht die Durchführung des vorgenannten Quantisierungsver-

55 fahrens. Das abgetastete und mit PCM mit großer Bitzahl codierte Eingangssignal S(nt) enthält Abtastwerte X_x , die einer Filterbank FB zugeführt werden. Diese Filterbank teilt das Signal in ρ Teilbänder B, auf, die jeweils Abtastwerte X' (mit / = 1,2, ...,/>) enthalten. Eine Energiemeßvorrichtung Em prüft in den einzelnen Teilbändern die während eines vorgegebenen Zeitabschnitts empfangenen Abtastwerte und bestimmt dabei deren größten (M). Em bestimmt somit Werte Af₇ für/ = 1,2,... ,p. Dann werden diese Werte einem Logarithmusgene-

fcO rator LOG eingegeben, der z. B. eine Tabelle mit Punktkoordinaten der Funktion y = 2^X enthalten kann oder der ein Mikroprozessor sein mag. dessen Programm die Berechnung des Zweier-Logarithmus von Λ/, mittels einer konvergierenden Reihe durchführt. Danach werden die Werte log Mj einem Summierer SUM zugeführt, der sie mit einem Wert Mp addiert und dieses Zwischenergebnis von N/p subtrahiert. Dabei gibt der Summierer SUM jeweils den Wert α ab. Nunmehr stehen dann sämtliche Informationen zur Verfugung, die die Quantisierung der

o> Teilbänder erlauben. Zur Vereinfachung der Erläuterung wird angenommen, daß jedes Teilband für sich quamisiert wird. DQ, soll die Baugruppe sein, die das /-ie Teilband quantisiert. Wie in Fig. 2 gezeigt, umfaßt DQ, die folgenden Einzelheiten: Einen Addierer ACD₁, einen Quantisierschrittgenerator SG₁ und einen eigentlichen Quantisierer QT₁. Die Addition des log M₁ und σ im Λ £>£>, ergibt /^,welches im SG₁ zur Erzeugung des Quantisie-

ruiigsschriils Q₁ unlcr Durchführung der folgenden Operation verwendet wird:

Q₁ = -JL- (S)

Die Information Q₁ wird dem Quantisierer QT₁ eingegeben,derdie X' mit der Bitzahl «, requanti:icr-t und dabei eine neue Digitalfolge S' erzeugt.

Wenn z. B. angenommen wird, daß η, = 1 ist, dann ist der Quantisierungsschritt Q₁ = M₁.

Der Quantisierer Q7] führt eine einfache Vorzeichenerkenr.ung des Vorzeichens von X' durch. Wenn A" > 0, dann gibt QT, S' = 1 ab; wenn dagegen X' <0, dann wird S' = 0 abgegeben.

Somit werden die ursprünglich z. B. mit 16 Bits in PCM-Tcchnik codierten X¹ in eine Darstellung mit einem Bit umcodiert.

Wie vorangehend erläutert wurde, benötigt die Anwendung des Verfahrens nach der vorliegenden Erfindung die Analyse des Teilbandinhalts über eine vorgegebene Zeitspanne. Es erscheint indessen nicht sehr zweckmäßig, n, und den Quantisierungsschritt für jeden einzelnen Abtastwert X' zu verändern. Im Gegensatz dazu b scheint dieses Verfahren insbesondere für eine Codierung von Abtastblöcken geeignet zu sein, wie z. B. bei der sogenannten BCPCM-Technik. Für jeden Block von K Abtastwerten wird ein Maßstabsfaktor C gewählt, wobei der größte Abtastwert des Blocks nicht außerhalb der vorgegebenen Codiergrenzen liegen soll. Dann werden die λ' Abtastwerte des Blocks quantisiert. Das Ergebnis enthält dabei den Maßstabsfaktor und die K Abtastwerte des Blocks, die nach der Quantisierung eine den Block ausreichend definierende digitale Information sind. Zur weite- ins einzelne gehenden Beschreibung dieser Codierungsart möge auf einen Vortrag von Croisier hingewiesen werdender 1974 auf dem International Seminar on Digital Communications in Zürich mit dem Titel »Progress in PCM and Delta Modulation: Block Companded Coding of Speech Signal« gehalten wurde. Bei der vorliegenden Erfindung wird n, jeweils für die Dauer eines Blocks definiert.

Für C₁ kann der Wert M₁ oder ein Näherungswert dafür gewählt werden, womit die Gleichung (3) geschrieben werden kann als:

ν - log 77 c,

„ = _l + log C, (6) ,

ρ 3D

Wenn das Signal zur Wiedergabe der Ursprungsinformation SU) decodiert werden soll, sind natürlich nicht nur die S' der einzelnen Teilbändererlbrderlich, sondern auch die C,. Wenn eine solche Codierung und Decodierung für die Nachrichtenübermittlung verwendet werden soll, kann öie Verstopfung der Kanäle dadurch eingeschränkt werden, daß die n, nicht übertragen werden, da sie nach der Gleichung (6) im Empfänger rückbere- .?> chenbar sind. Für die ρ Teilbänder werden daher ρ Werte von Q₁, ρ Werte von C, und ρ ■ K Werte der requantisierten Signalabtastwerte übertragen.

Noch mehr Bits können eingespart werden, indem nur die ρ ■ K Abtastwerte, die ρ Werte von n, und nur ein Quantisierungsschrittwert übertragen werden, wie dies anhand des angegebenen zweiten Ausfuhrungsbeispiels der vorliegenden Erfindung erläutert wird. Für dieses zweite Beispiel sind K unu ρ als 8 bzw. 16 gewählt worden.

ι= 1,2 16 ist dabei der Index, der das entsprechende Teilband oder den Kanal kennzeichnet, undy = 1,2,

8 ist ein Index, der die Wertigkeit der einzelnen Abtastungen innerhalb ihres Blocks definiert. Die Umschreibung {Xj} ist daher eine vollständige Definition aller 128 Abtastungen, die über sämtliche ρ Teilbänder in einem Zeitabschnitt verteilt sind, der einer Blocklänge entspricht; dabei sind im aufgeführten Beispiel 16 · 8 Abtastungen zu berücksichtigen.

Während der beschriebene Codierer für die Verarbeitung eines Signals in einem Frequenzband unter 4000 Hz gedacht ist, ist eine Abtastung von SU) mit 8 kHz möglich, wobei sich Blöcke mit einer Dauer von 128/8000 = 16 ms ergeben.

Gemäß Fig. 3 werden die zu requantisirenden eingegebenen Abtastwerte wiederum einer Filterbank FB zugeführt. Diese Filterbank teilt das eingegebene Signal in 16 Teilbänder auf, deren A/, im Em bestimmt werden. 5i> Die einzelnen Λ/, werden durch 16 Bits lange Worte definiert. Danach erfolgt eine Tabellenauslesung. Um einen allzu großen Speicher zur Bereithaltung der Tabellenwerte zu vermeiden, werden die M₁ mittels einer mit SFT bezeichneten Tabelle umdefiniert, wobei die Werte C, abgeleitet werden.

Die Tabelle SFT kann z. B. 32 = 2^s mit 10 Bits codierte Werte enthalten, die über das ganze Variationsintervall der Mj verteilt sind. Jedes einzelne A/, wird auf den nächstliegenden Wert dieser 32 Werte auf- oder abgerundet. Dies kann unter Verwendung fünf dichotomischer Tests durchgeführt werden und ergibt einen mit 10 Bits codierten Wert C, und dessen mit 5 Bits codierte Adresse AD, in der Tabelle SFT. Diese 5 Bits werden zur Adressierung einer Logarithmustabelle LOG verwendet, welche A, = log₂ C, abgibt. Wenn C₁ abgibt. Wenn C, zwischen 1 und 1024 liegt, dann gilt 0 < A₁ , < 10. Für A₁ ist ein Format mit 12 Bits zur Definition des Logarithmus von C,- gewählt, von dem wiederum 8 Bits als Mantisse genommen werden. Die vom LOG abgegebenen Werte werden einer Anordnung BA übertragen, die σ und n, nach den folgenden Gleichungen errechnet:

1 f* 1 " I

σ + A,

Dabei ist:

V „, = N

Es wurden drei Bits für die Quantisierung von n-, festgelegt; dazu wird eine Beschneidung von n_t im Block 77? durchgeführt so daß nur die beschnittenen Werte n\ zwischen 000 und 111 weiterverwendet werden. Diese Werte //,' dienen zur Bestimmung des Quantisierungsschritts Q in QSD, in welchem die folgende Operation abläuft:

(7)

r ist darin die Zahl der Teilbänder, für die n\ Φ 0 ist Diese Bänder mit η- Φ 0 allein werden für die Berechnung

gemäß Gleichung (7) verwendet ,,-*

Praktisch ist die Vereinfachung der Operationen zur Bestimmung von Q unter Durchführung einer Summie- j

rung für alle Teilbänder möglich, was die Bestimmung von Q mittels der nachstehenden Beziehung ermöglicht: ^:.

Des weiteren hat eine Untersuchung mit verschiedenen Sprechern gezeigt, daß das Verhältnis zwischen einem Schritt Qj, der für jeweils eines der Teilbänder steht, und dem mittleren Schritt Q gemäß (7) nicht sehr stark von

einer Stimme zu einer anderen variiert und etwa gleich γ = 0,6875 id h. — J ist. Unter Dimensionierung des voranstehend bestimmten Quantisierungsschritts so, daß sich Q' = 0,6875 Q ergibt, wird das Quantisierungs-Signal/Rauschverhältnis um ungefähr 2 dB verbessert.
Des weiteren wird

Σ «;

wesentlich von W verschieden sein.

Dann verbleibt ein Bitvolumenüberschuß (SO), welcher wie folgt angegeben werden kann.:

Dieser Überschuß wird über die 16 Teilbänder verteilt. Dies erfolgt im Block REP, dessen Operationskriterien verschieden sind, je nach dem, ob N - Σ /ι/ positiv oder negativ ist.

Erster Fall:

yv - Σ n'i > ο

Der Bitvolumenüberschuß wird auf die Quantisierer der Teilbänder verteilt, für die n\ - 0 ist, und zwarbeginnend mit dem die niedrigsten Frequenzen enthaltenden Teilband und unter Zuordnung nur eines zusätzlichen Bits zu jedem einzelnen Teilband.

Zweiter Fall:

N - Σ n\ < 0

ι-I

Der Bitüberschuß wird von den Teilbändern abgezogen, und zwar mit den Teilbändern mit der höchsten Frequenz beginnend, unter Subtraktion jeweils eines Bits von jedem Teilband. Der die vorgenannten Fälle ausführende REP wandelt die Folge \n\\ in eine neue Folge {«,'} um.

	0	mit N	28 18	*n'i*	052	*-I'i*	= 29	*n'i*
Beispiel	1	In/ =	= 25	3		*n't*		3
	2	"ϊ	22	4	3		5
/	3	3	3	5		5
4	4	3	5		3
5	3	2	3		2
6	3	1	2		1
7	2	1	1		1
8	1	1	1		2
9	0	1	2		2
10	1	1	2		0
11	1	1	0		1
12	0	1	2		0
13	1	0	1		0
14	0	0	0		0
15	0	2	0		0
	0	1	1		0
2	1
1

15 20

So werden die {n',\ aus der Folge {/i/} und mit N bestimmt. Sie werden zur Nachstellung des Quantisierers auf der Übertragungsseite verwendet. In Wirklichkeit wird für alle Teilbänder, für die n\ verschieden von n\ ist, eine Nachkorrektur des Quantisierungsschritts durchgeführt. Wenn n\ = nj + 1 ist, dann muß das zugehörige Teilband mit einem durch zwei geteilten Schritt quantisiert werden. Dabei sind auch die Werte {«/} im empfangenden Decodierer anzuwenden. Es werden aber nur die Folgen {n/} übertragen und die Folgen {«/} rückerrechnet, wie es im Empfänger unschwer durchführbar ist; dies erfolgt nach den voranstehend angegebenen Kriterien.

Die Werte der Parameter Q und ä/ werden zur Steuerung der Funktionen des eigentlichen Quantisierers QUANT benutzt, dessen Eingang die Werte {Λ}} zugeführt werden. Sein Quantisierungsschritt wird so eingestellt, daß:

Q₁ = Q ·2"·-^Α·

35

Wenn das zu verarbeitende Teilband mit einem Bit (Ά) =1) requantisiert werden soll, läßt sich die Leistungsfähigkeit durch Multiplikation von Q, mit einem statistisch bestimmten Faktor averbessern. Mit a = 5/8 = 0,625 läßt sich ein Signal/Rauschverhältnis erzielen, das über das für a = 1 hinausgeht. Dieser Koeffizient wird gewählt, um die Qualitätsunterschiede zu berücksichtigen, die sich bei einer Quantisierung mit herkömmlicher Ein-Bit-BCPCM-Technik ergeben, nämlich unter Berücksichtigung des Mittelwertes der Amplitudenabtastwerte eines Blocks als Bezugsmaß anstelle der Amplitude des größten Abtastwertes des betrachteten Blocks.

Die Codierung nach der vorliegenden Erfindung gründet sich auf die spektrale Zerlegung, die in der Filterbank FB gemäß Fig. 1 und 3 durchgeführt wird. Die Abtastung der Teilbänder mit ihrer Nyquist-Frequenz würde die Konstanthaltung der Informationsmenge ermöglichen. Um andererseits einen flachen Frequenzgang über der gesamten Bandbreite des Signals S{t) zu erzielen, sollte sich der Übertragungsgang der das Signal in Teilbänder aufteilenden Filter um jeweils -3 dB überlappen. Die würde andererseits wegen der Abtastung zu Spektrumfaltungen und dabei zu Übersprechen zwischen den Teilbändern führen. Um solche Faltungen zu vermeiden, wird eine Bank mit sehr scharf begrenzenden Filtern (-20 dB) verwendet; dabei tritt ein unerwünschtes Echophänomen auf. Alle diese Nachteile können vermieden werden unter Verwendung einer Filterbank, die die genannten Spektralfaltungen vermeidet. Zu diesem Zweck wird eins baumartige Struktur vorgeschlagen, wie sie im IBM Technical Disclosure Bulletin, Bd. 19, Nr. 9, Febr. 1977, Seiten 3438 und 3439 beschrieben wurde. Entsprechend Fig. 4 der vorliegenden Erfindung umfaßt jedes Element F%, F^l ₀, Fl dieses Baumes zwei Halbbandfilter H₁ und H₂, die in Quadratur zueinander stehen, und Schalte^ die jeweils nur den einen oder den anderen Abtastwert vom Ausgang eines solchen Filters abnehmen. Wenn z. B.fe die Abtastfrequenz am Eingang der Filterbank ist, wird diese Frequenz zu/<?/2,/e/4 usw. beim Fortschreiten innerhalb des Baumes. Die totale Inlbrmationsmenge bleibt konstant; unabhängig davon, wieviele Schritte bei der Durchführung der Aufteilung verwendet werden. Dies ist völlig unabhängig davon, wie groß die Zahl der Teilbänder ist. Wenn festgelegt wurde, mit Blöcken von K Abtastwerten am Eingang zu arbeiten, erscheint am Ausgang eine gleichgroße Zahl von Abtastwerten über sämtliche Teilbänder. Die Halbbandfilter H₁ und H₂ können zusätzlich kombiniert 6« werden, wie dies in der angezogenen Arbeit angegeben ist, um den erforderlichen Geräteaufwand einzuschränken.

Zur Wiedergewinnung des ursprünglichen Signals muß wieder auf die ursprüngliche Abtastfrequenz Je zurückgekommen werden. Dies wird gemäß F i g. 4 unter Filterung der erzielten Signale mittels Tiefpässen und Hochpässen in Form von Halbbandfiltern H\ und H₂ der im genannten IBM Technical Disclosure Bulletin ange- 65 | zogenen Form durchgeführt. Dabei werden die Ausgangssignale der einzelnen Filter addiert. Die Abtastfre- |

quenz in den einzelnen Filterstufen ist wiederum um den Faktor zwei abgestuft. Dies läßt sich jeweils leicht I

unter Einfügung eines Abtastwerts 0 zwischen zwei aufeinanderfolgende Abtastwerte durchführen. ||

Die beschriebenen baumartigen Strukturen lassen sich insbesondere auch zur Aufteilung in Teilbänder verschieden großer Breite verwenden. Dabei läßt sich auf der Codierseite die Aufteilung der Quantisierungsbits rationeller dadurch durchfuhren, daß das Signalspektrum in ungleich breite Teilbänder aufgeteilt wird. Dies läßt sich durch Ersatz der Filter eines Teils der Zweige der Baumstrukturen gemäß F i g. 4 durchführen in Form von 5 Verzögerungsleitungen zur Kompensation der Durchlaufzeit durch die Filter der anderen Teilbänder. F i g. 5 zeigt ein Beispiel einer solchen Ausführung. Das abgetastete Signal S(O wird unter Verwendung des Filterpaares Fq in zwei Teilbänder aufgeteilt. Das obere von F% abgegebene Band wird über eine Verzögerungsleitung LR geführt, wohingegen das untere Band abermals in zwei Teilbänder in F\ aufgeteilt wird. Die Abtastfrequenzen werden dabei wie in F i g. 4 angegeben reduziert. Für einen Abtastblock werden K74 Abtastwerte am Ausgang IO jedes der Filter H_x und Hi von Fl und K/2 Abtastwerte am Ausgang der Verzögerungsleitung abnehmbar.

Die dargestellten Baumstrukturen können selbstverständlich auch durch andere Kombinationen von Transversalfiltern ersetzt werden, die digital gleichwertige Ergebnisse abgeben.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

15

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Quantisierung eines Signals mit einem sich über ein gegebenes Frequenzband erstreckendem Spektrum und einer Aufteilung des Signals in ρ Frequenz-Teilbänder, gekennzeichnet durchdic nachstehenden Verfahrensschritte:

- Messung der Signalenergie E in jedem dieser Teilbänder;

- Ermittlung des Logarithmus dieser gemessenen Energieweite;

- Verteilung des Bitvolumens, das für die Signalquantisierung der Summe aller Teilbänder vorgegeben ίο wird, nach dem folgenden Zusammenhang:

' 4-
N-\o%n^EJ χ

/i, = — +log Ef

P

mit

n, als der dem /-ten Teilband zuzuordnenden Bitzahl und
N als der insgesamt für sämtliche ρ Teilbänder vorgegebenen Bitzahl,

wobei
n, für die Einstellung der Quantisierungsstufe Q₁ für das /-te Teilband verwendet wird:

- Quantisierung der in den einzelnen Teilbändern enthaltenen Signalanteile mit jeweils n, Bits.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellung der Quantisierungsstufen Q₁ jeweils für einen Zeitabschnitt gegebener Dauer des zu quantisierenden Signals erfolgt.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zu verarbeitende Signal in Form periodischer Abtastwerte der Quantisierung unterzogen wird und daß pro Teilband und vorgegebenen Zeitabschnitt jeweils die Amplitude M, des größten Abtastwerts bei der Messung der Teilbandenergie verwendet wird.

4. Verfahren zu Quantisierung eines Signals mit einem sich über ein gegebenes Frequenzband erstreckendem Spektrum, und einer Aufteilung des Signals in ρ Frequenz-Teilbänder, gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

- periodische Abtastung des Signals (X) und Aufteilung der Abtastwerte (AT₁) in ρ Frequenz-Teilbiinder Messung der Amplitude M₁ des größten Abtastwerts pro Teilband und in einem vorgegebenen Zeitabschnitt

- Ermittlung des Logarithmus dieser gemessenen Amplitudenwerte M₁

Verteilung des Bitvolumens, das für die Signalquantisierung der Summe aller Teilbänder vorgegeben wird, nach folgenden Zusammenhang:

N - log Π M₁

η,= — + log Λ/,

mit

iij als der dem /-ten Teilband zuzuordnenden Bitzahl und

N als der insgesamt für sämtliche ρ Teilbänder vorgegebenen Bitzahl

wobei

n, für die Einstellung der Quantisierungsstufe Q₁ für das /-te Teilband verwendet wird;

5. Verfahren nach den Ansprüchen 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Teilbänder verschieden große Bandbreiten aufweisen.

6. Verfahren nach den Ansprüchen 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Quantisierungsstufen Q₁ tür die einzelnen Teilbänder nach folgendem Zusammenhang bestimmt werden:

Q₁ "M₁-2 -''

7. Verfahren zur Quantisierung eines Signals mit einem sich über ein gegebenes Frequenzband erstreckendem Spektrum und einer Aufteilung des Signals in /> Frequcnz-Tcilbündcr unter Verwendung der Block-

Compander Puls Code Modulations-Technik (CB PCM-Technik), gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

periodische Abtastung des Signals (X) und Aufteilung der Abtastwerte (.VJ in ρ Frequenz-Teilbänder Messung der Amplitude M, des größten Abtastwerts pro Teilband und in einem für den Block vorgege-

benen Zeitabschnitt

Ermittlung des Logarithmus dieser gemessenen Amplitudenwerte M₁ Verteilung des Bitvolumens, das für die Signalquantisierung der Summe aller Teilbänder vorgegeben wird, nach dem folgenden Zusammenhang:

P N -lOg Π Cj

η, = ^J— + log C₁

//j als der dem /-ten Teilband zuzuordnenden Bitzahl,
N als der insgesamt für sämtliche ρ Teilbänder vorgegebenen Bitzahl und

C; ein Maßstabsfaktor für die Codierung des Abtastblocks in den einzelnen Teilbändern ist, der gleich ist Μ-, oder einem Näherungswert davon,

wobei
λ, für die Einstellung der Quantisierungsstufe Q, für das He Teilband verwendet wird

8. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorangehenden Ansprüche mit einer Filterbank (FB), der das zu quantisierende Signal zugeführt wird und die an ihren Ausgängen das Frequenzband des zugeführten Signals in ρ Teilbänder aufgeteilt abgibt, gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Merkmale:

- eine Signalkennwert-Bestimmungsanordnung, deren Eingänge mit den Ausgängen der Filterbank verbunden sind und die an ihren Ausgängen jeweils den größten Einzelwert (AQ oder den Wert der Signalenergie pro Teilband und Zeitabschnitt vorgegebener Dauer abgibt;

- einen Logarithmusgenerator (LOG), dessen Eingänge mit den Ausgängen der Signa!ker.nwert-Bestimmungsanordnung verbunden sind und der an seinen Ausgängen den Logarithmus der zugeführten Signalkennwerte pro Teilbandabgibt;

- Rechenkreise (SUM + ADD,), deren Eingänge mit den Ausgängen des Logarithmusgenerators verbunden sind und die an ihren Ausgängen das pro Teilband zuzuordnende Bitvolumen in Form der Zahl n, abgeben;

- ein Stufenwertgenerator (SGj) pro Teilband, dessen erster Eingang vom zugehörigen Ausgang der Signalkennwert-Bestimmungsanordnung gespeist wird, dessen zweiter Eingang mil dem n, abgebenden Ausgang der dem gleichen Teilband zugeordneten Rechenkreis verbunden ist und der für sein Teilband an seinem Ausgang i*ie anzuwendenden Quantisierungsstufen (Q,) abgibt; ein Quantisierer (QT₁) pro Teilband, dem einerseits vom zugehörigen Stufenwertgenerator die jeweils anzuwendenden Quantisierungsstufen (Q₁) und dem andererseits von der Filterbank die aufeinanderfolgenden Teilband-Abtastwerte (X') zugeführt werden und der an seinem Ausgang die quantisierten Signalwerte (S₁) abnehmbar macht.

9. Schaltungsa nordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ihrer Filterbank (FB) Abtastwerte des zu quantisierenden Signals in BCPCM-Form und in Blöcken zu je K Abtastwerten zugeführt werden und daß für jedes Teilband eine Anordnung vorgesehen, is^, deren Eingang mit dem zugehörigen Teilbandausgang der Maximalwert-Bestimmungsanordnung (Em) verbunden ist und die an ihrem Ausgang den jeweiligen Maßstabsfaktor C, für die Codierung (!es zugehörigen Teilbanaes in BCPCM-Technik, d. h. in an sich bekannter blockkompandierter PCM-Technik, für die Bestimmung von

»,- -j [/v -log Π ς] + log C₁

abnehmbar macht, in der Weise, daß für C, der Wert M, oder ein Näherungswert dafür gewählt wifd, derart, daß der größte Abtastwert des Blocks nicht außerhalb der Codiergrenzen liegt.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß pro Teilband ein Stufenwertgenerator (SGi) vorgesehen ist, dessen erster Eingang nicht direkt mit dem zugehörigen Ausgang der Maximalwert-Bestlmmungsanordnung (Em) verbunden ist, sondern mit dem jeweils ermittelten Maßstabsfaktor C, von der zusätzlich für jedes Teilband eingefügten Anordnung gespeist wird, und der an seinem Ausgang die jeweilige Quaritisierungsstufe Q₁ nach folgendem Zusammenhang abgibt:

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die jeweilige Quantisierungsstufe Qj nach folgendem Zusammenhang erzeugt wird:

worin τ die Zahl der Teilbänder ist, deren n, 4 O ist, und C₁ = O gesetzt wird Tür die Teilbänder mit n, - O.

12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine Abrundungs- und/oder Aufrundungs-Anordnung auf ganze Zahlen für die errechneten Werte n, vorgesehen ist.

13. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß bei