DE2817204C2 - Flyback converter power supply - Google Patents
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Description
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dadurch gekennzeichnet, daß in der Verbindungsleitung vom Ausgangsspannungsanschluß (C) zur Impulsbreiten-Modulationsstufe (7) Schaltmittel (16,17,18) eingefügt sind, die steigende Ausgangsspannungen unverzögert und sinkende Ausgangsspannungen zeitverzögert weiterleiten.characterized in that switching means (16, 17, 18) are inserted in the connection line from the output voltage connection (C) to the pulse width modulation stage (7), which relay increasing output voltages without delay and decreasing output voltages with a time delay.
2. Sperrwandler-Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zwischen dem Ausgangsspannungsanschiuß (C) und der Impulsbreiten-Modulationsstufe (7) eingefügten Schaltmit- π tel aus einer Diode (16), einem Kondensator (17) und einem Widerstand (18) bestehen, wobei der Kondensator (17) und der Widerstand (18) an dem vom Ausgangsspannungsanschluß (C) abgewandten Anschluß der Diode (16) angeschlosser sind und die w Diode (16) so gepolt ist, daß bei steigenden Ausgangsspannungen die Diode (16) leitend ist.2. flyback power supply according to claim 1, characterized in that between the Ausgangsspannungsanschiuß (C) and the pulse width modulation stage (7) inserted Schaltmit- π tel of a diode (16), a condenser (17) and a resistor (18 ) exist, the capacitor (17) and the resistor (18) being connected to the connection of the diode (16) facing away from the output voltage connection (C) and the w diode (16) being polarized so that the diode (16 ) is conductive.
3. Sperrwandler-Netzteil nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß anstatt der Diode (16) eine Zenerdiode eingesetzt ist. A'.- 3. Flyback converter power supply according to claim 2, characterized in that a Zener diode is used instead of the diode (16). A '.-
4. Sperrwandler-Netzteil nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß anstatt der Diode (16) ein nichtlinearer Widerstand eingesetzt ist.4. flyback converter power supply according to claim 2, characterized in that instead of the diode (16) a non-linear resistance is used.
5. Sperrwandler-Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zwischen dem Ausgangsspannungsanschluß (C) und der Impulsbreiten-Modulationsstufe (7) eingefügten Schaltmittel aus einem Transistor (19) in Kollektorschaltung, einem Kondensator (17) und einem Widerstand (18) bestehen, wobei an der Basis die Ausgangsspannung· (Spannung an der Ausgangsklemme C) oder Bruchteile davon angeschlossen sind und an den Emitter der zeitverzögernde Kondensator (17), der Widerstand (18) und Jie Impulsbreiten-Mod'jlationsslufe (7), und daß weiterhin bei einer Ausgangsspan- t>o nungserhöhung der Transistor (19) leitend gesteuert wird.5. Flyback converter power supply according to claim 1, characterized in that the switching means inserted between the output voltage connection (C) and the pulse width modulation stage (7) and comprising a transistor (19) in the collector circuit, a capacitor (17) and a resistor (18) exist, with the output voltage · (voltage at the output terminal C) or fractions thereof being connected to the base and the time-delaying capacitor (17), the resistor (18) and the pulse-width modulation circuit (7) to the emitter, and that Furthermore, the transistor (19) is controlled to be conductive when the output voltage increases.
b. Sperrwandler-Netzteil nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (19) in limitterschaltung eingesetzt ist, wobei an der Ba.sis hi die Ausgangsspannung (Spannung an der Ausgangsklemme C) oder Bruchteile davon angeschlossen sind und an den Kollektor der zeitverzögernde Kondensator (17), der Widerstand (18) und die Impulsbreiten-Modulationsstufe (7), und daß weiterhin bei einer Ausgangsspannungserhöhung der Transistor (19) leitend gesteuert wird. b. Flyback converter power supply according to Claim 5, characterized in that the transistor (19) is used in a limiter circuit, the output voltage (voltage at output terminal C) or fractions of it being connected to the base hi and the time-delaying capacitor ( 17), the resistor (18) and the pulse width modulation stage (7), and that the transistor (19) is still switched on when the output voltage increases.
Die Erfindung betrifft ein im Oberbegriff des Anspruches 1 angegebenes Sperrwandler-Neuteil.The invention relates to a new flyback converter part specified in the preamble of claim 1.
Sperrwandler-Netzteile mit einer Anordnung der Schaltstufe und der Speicherinduktivität in Serie zwischen Eingangsspannung und Ausgangsspannung allgemein als seriengeschaltetes Netzteil oder mit der Speicherinduktivität und Schaltstufe parallel zur Eingangsspannung, bekannt als parallelgeschaltetes Netzteil, gestatten in ideale«- Weise eine verlustleistungsarme Wandlung einer unstabilen Eingangsgleichspannung in eine konstante Ausgangsgleichspannung.Flyback converter power supplies with an arrangement of the switching stage and the storage inductance in series between input voltage and output voltage generally as a series-connected power supply unit or with the Storage inductance and switching stage parallel to the input voltage, known as a parallel-connected power supply, ideally allow a low-power dissipation Conversion of an unstable DC input voltage into a constant DC output voltage.
Die Wirkungsweise derartiger Sperrwandler-Netzteile ist bekannt, z. B. durch die Zeitschrift »Funkschau« 1972, Heft 12, Seiten 339 bis 341 oder Valvo-Entwicklungs-Mitteilungen Nr. 55.The operation of such flyback power supplies is known, for. B. by the magazine "Funkschau" 1972, No. 12, pages 339 to 341 or Valvo development messages No. 55.
Die Regeleinheit des Netzteiles zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung ist die Impulsbreiten-Modulationsstufe. In dieser Stufe wird die Ausgangsspannung mit einer Sollspannung verglichen und Abweichungen der Spannungen voneinander in Schaltzeitänderungen der Schaltstufe umgeformt.The control unit of the power supply unit to keep the output voltage constant is the pulse width modulation stage. In this stage, the output voltage is compared with a target voltage and there are deviations of the voltages from each other transformed into switching time changes of the switching stage.
Aus der DE-OS 24 13 173 ist beispielsweise ein Sperrwandler-Netzteil bekannt, das zur Steuerung des Schalttransistors des Wandlerteiles im wesentlichen einen Impulsgenerator mit einer festen Impulsfrequenz und einem festen Tastverhältnis, sowie eine zwischen den Ausgang des Impulsgenerators und den zu überwachenden Ausgang des Sperrwandler-Netzteiles geschaltete Impulsbreiten-Modulationseinrichtung aufweist. Die Ausgangsimpulse des Impulsgenerators gelangen über eine von der Impulsbreiten-Modulationseinrichtung gesteuerte Torschaltung und eine Treiberstufe zum Schalttransistor des Netzteiles. Kernstück der bekannten Impulsbreiten-Modulationseinrichtung ist ein Kondensator, der über einen von der zu regelnden Ausgangsspannung gesteuerten veränderlichen Widerstand aufgeladen und vom Impulsgenerator während jeder Impulspause entladen wird, und ein Schwellwertschalter, der oberhalb einer bestimmten am Kondensator abfallenden Spannung die Torschaltung für die Steuerimpulse des Schalttransistors sperrt.From DE-OS 24 13 173, for example, a flyback converter power supply is known which is used to control the Switching transistor of the converter part is essentially a pulse generator with a fixed pulse frequency and a fixed duty cycle, as well as one between the output of the pulse generator and the to monitoring output of the flyback power supply has switched pulse width modulation device. The output pulses from the pulse generator pass through one of the pulse width modulation devices controlled gate circuit and a driver stage for the switching transistor of the power supply unit. The core of the known pulse width modulation device is a capacitor, which is controlled by one of the Output voltage controlled variable resistor and charged by the pulse generator during each pulse pause is discharged, and a threshold switch that is above a certain on the capacitor falling voltage blocks the gate circuit for the control pulses of the switching transistor.
Sind mehrere Wicklungen für verschiedene Ausgangsspannungserzeugungen auf der Wandlerinduktivität vorhanden, so weisen diese Spannungen bei Laständerungen nicht die Spannungskonstanz der Ausgangsspannung auf, von der der Soll/Istwert-Vergleich durchgeführt wird. Der Grund hierfür ist in den Koppelfaktoren der Wicklungen untereinander gegeben, der nicht zu 1 gemacht werden kann. Soll eine der Ausgangsspannungen daher eine hohe Konstanz aufweisen, so muß von dieser Ausgangsspannung der Soll/Istwert-Vergleich durchgeführt werden.Are several windings for different output voltage generation present on the transformer inductance, these voltages show when the load changes does not depend on the voltage constancy of the output voltage from which the setpoint / actual value comparison is made is carried out. The reason for this is given in the coupling factors between the windings, which cannot be made 1. If one of the output voltages should therefore have a high degree of constancy, the setpoint / actual value comparison must be carried out from this output voltage.
Ein wesentlicher Nachteil des Stabilitätsgewinnes ist der hohe Durchgriff eines kurzzeitigen, über einige Speicherperioden reichenden Überlastungsstoßes auf den Strom der Schaitstufe und die Induktion der Wandlerinduktivität.A major disadvantage of the gain in stability is the high penetration of a short-term, over a few Storage periods reaching overload surge on the current of the switching stage and the induction of Converter inductance.
Hervorgerufen wird der schnelle Stromanstieg durch die sofort einsetzende Einschaltzeitverlängerung bei geringfügig sinkender Ausgangsspannung über denThe rapid increase in current is caused by the instantaneous extension of the switch-on time slightly decreasing output voltage over the
Soll/istwert-Vergleich des Impulsbreiten-Modulators. Die Kapazität des Ladekondensators kann den Stromanstieg nicht auffangen, weil bei konstantgeregelter Ausgangsspannung eine Energieabgabe über die Zeit einer Speicher-Entladeperiode hinaus unmöglich ist.Target / actual value comparison of the pulse width modulator. The capacity of the charging capacitor cannot absorb the increase in current because it is constantly regulated Output voltage an energy release beyond the time of a storage discharge period is impossible.
Die Schaltstufe und die Induktivität müssen daher überdimensioniert werden, was die Kosten des Netzteiles wesentlich erhöht.The switching stage and the inductance must therefore be oversized, which increases the cost of the power supply significantly increased.
Aufgabe der Erfindung ist es nun, eine Lösung anzugeben, die trotz hoher Spanuungskonstanz einer Ausgangs: .pannung, die Auswirkung von kurzzeitigen Laststößen des angeschlossenen Verbrauchers auf den Strom der Schaltstufe und die Induktion der Wandlerinduktivität niedrig hävt.The object of the invention is now to provide a solution that despite high voltage constancy a Output: .voltage, the effect of brief load surges from the connected consumer on the Current of the switching stage and the induction of the converter inductance are low.
Diese Aufgabe ist durch die gekennzeichneten Merkmale der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung gelöst. Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.This object is characterized by the features of the invention specified in claim 1 solved. Further refinements of the invention are specified in the subclaims.
Die Erfindung hat insbesondere den Vorteil, daß durch diese Maßnahme der Ladekondensator als Energiequelle genutzt werden kann, denn eine sinkende Spannung am Ladekondensator — als Auswirkung eines Lastanstiegs — führt nicht zu einer sorfortigen Schaltzeitverlängerung der Schaltstufe. Mit gleichbleibender Speicherschaltzeit ist aber eine Anpassung des Speicherstromes an einen höheren Ausgangsstrom nur über viele Schaltperioden möglich. Die Schaltungsgruppen auf der Verbraucherseite, die den Überlaststoß auslösen, werden durch den sich ergebenden Spannungseinbruch geschützt.The invention has the particular advantage that by this measure, the charging capacitor as Energy source can be used because a falling Voltage on the charging capacitor - as an effect of a load increase - does not lead to an instantaneous Switching time extension of the switching stage. However, with the memory switching time remaining the same, the Storage current to a higher output current is only possible over many switching periods. The circuit groups on the consumer side, which trigger the overload surge, are caused by the resulting voltage drop protected.
Auch mit einer elektronischen Sicherung arbeitet die erfindungsgemäße Schaltung vorteilhaft. Sie ermöglicht einen empfindlicheren Einsatzpunkt einer elektronischen Abschaltsicherung, weil kurze Laststöße die Sicherung nicht mehr auslösen können, was einen völligen Spannungszusammenbruch mit späterem Wideranlauf des Netzteiles zur Folge hätte. Bei einer Stromrückregelsicherung verhindert sie eine zu plötzli ehe Speicherzeitverkürzung, die entsteht, wenn von einem Speicherimpuls zum anderen der Speicherstrom stark ansteigt. Die WC-Glieder - angeschlossen am Verbindungspunkt der Speicherinduktivität und der Schaltstufe zur Übernahme des Stromes beim Abschalten der Schaltstufe — haben sich in einer kurzen Speicherzeit noch nicht umgeladen. Die Schaltstufe muß den Abschaltstrom deshalb bis zur maximal auftretenden Sperrspannung übernehmen und wird dadurch sehr hoch belastet.The circuit according to the invention also works advantageously with an electronic fuse. It enables a more sensitive point of application of an electronic switch-off protection, because short load surges the Fuse can no longer blow, resulting in a complete voltage breakdown with later Would have the consequence of restarting the power supply. In the case of a current regulation fuse, it prevents a too sudden before storage time reduction, which occurs when the storage current flows from one storage pulse to the other increases sharply. The WC sections - connected to the junction of the storage inductance and the Switching stage to take over the current when switching off the switching stage - have in a short time Storage time not yet reloaded. The switching stage must therefore reduce the cut-off current up to the maximum that occurs Take over reverse voltage and is therefore very heavily loaded.
Ausführungsbeispiele von Sperrwandler-Netzteilen sind in den Zeichnungen dargestellt und im folgenden näher beschrieben. Es zeigtExemplary embodiments of flyback converter power supplies are shown in the drawings and in the following described in more detail. It shows
F i g. 1 ein Prinzipschaltbild eines bekannten seriengeschalteten Sperrwandler-Netzteiles undF i g. 1 is a schematic diagram of a known series-connected Flyback converter power supply and
F i g. 2 ein Prinzipschallbild eines bekannten parallelgeschalteten Sperrwandler-Netzteiles im Vergleich zu den inF i g. 2 is a schematic diagram of a known parallel-connected Flyback converter power supply compared to the in
F i g. 3 und 4 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen. F i g. 3 and 4 shown circuit arrangements according to the invention.
Um die Unterschiede der Erfindung gegenüber bekannten Schaltungen klarer erkennen zu können, sind anhand der F i g. 1 und 2 zunächst bekannte Schaltungen erläutert.In order to be able to recognize the differences between the invention and known circuits more clearly, are on the basis of FIG. 1 and 2 initially explained known circuits.
Dlis seriengeschaltetc Sperr« andlci'-Net/teil nach I ι g. I besieht aus der Schaltstufe !.der Freilaufdiode 2. der Speichenndukm itat 3. dem Ladekondensator 4. dem 1 Yeiberuhertrager 5. der Treibcrstufe 6. der Impulsbreiten-Modul.itursuile 7. der Sollspannungser-/•.■iiLMitiL' mit Mille dev stmmbefren/enden Vorw ider-Standes 8 und der Zenerdiode 9.The series-switched blocking «andlci'-Net / part according to I ι g. I look from the switching stage!. The freewheeling diode 2. the Speichenndukm itat 3. the charging capacitor 4. the 1 Yeiberuhträger 5. the driver stage 6. the pulse width module 7. the target voltage / •. ■ iiLMitiL 'with Mille dev stmmbefren / ends of the resistor 8 and the Zener diode 9.
An den Anschlüssen A und B ist riie Eingangsgleichspannung angeschlossen, die, wie bekannt, höher sein muß, als die Ausgangsgleichspannung an den Anschlüssen bzw. Ausgangsklemmen Cund D. Der Verbraucher wird durch den Ersatzwiderstand 10 dargestellt. Die Schaltstufe 1 und die Speicherinduktivität 3 sind in Serie zwischen dem Anschluß A (Eingangsklemme A)und der Ausgangsklemme Cangeordnet. A DC input voltage is connected to the connections A and B , which, as is known, must be higher than the output DC voltage at the connections or output terminals C and D. The consumer is represented by the equivalent resistor 10. The switching stage 1 and the storage inductance 3 are arranged in series between the connection A (input terminal A) and the output terminal C.
ίο Durch den Treiberübertrager 5 wird der Potentialunterschied zwischen der Schaltstufe 1 und der aus der Treiberstufe 6 und der Impulsbreiten-Modulatorstufe 7 gebildeten Steuerschaltung überwunden. Von der Impulsbreiten-Modulatorstufe 7 wird eine Mäanderspannung über die Treiberschaltung 6 und den Treiberübertrager 5 der Schaltstufe 1 zugeführt, die die Schaltstufe 1 periodisch in den leitenden und den gesperrten Zustand versetzt. Während der Leitzeit fließt ein stetig zunehmender Speicherstrom durch die Speicherinduktivität 3 in den Ladekondensator 4. Nach erfolgter Sperrung der Schaltstufe 1 fließt vom Endwert des Speicherstromes beginnend, ein stetig abnehmender Strom in gleicher Richtung wie der Speicherstrom über die Freilaufdiode 2. Der neue Speicherzyklus beginnt dann wieder mit dem Endwert des Entnahmestromes der Induktivität. In den Ladekondensator 4 fließt daher über die Zeit ein dreieckförmiger Strom.ίο The potential difference is determined by the driver transformer 5 between the switching stage 1 and that from the driver stage 6 and the pulse width modulator stage 7 formed control circuit overcome. A meander voltage is generated by the pulse width modulator stage 7 via the driver circuit 6 and the driver transformer 5 of the switching stage 1, which the Switching stage 1 periodically switched to the conductive and the blocked state. During the lead time A steadily increasing storage current flows through the storage inductance 3 into the charging capacitor 4. After Once switching stage 1 has been blocked, the flow begins with the end value of the storage current, a steadily decreasing one Current in the same direction as the storage current via the freewheeling diode 2. The new storage cycle begins then again with the final value of the withdrawal current of the inductance. In the charging capacitor 4 therefore flows a triangular current over time.
Die sich an der Ausgangsklemme C einstellende Gleichspannung ist von dem Verhältnis der Leitzeit zur Sperrzeit der Schaltstufe 1 abhängig. Längere Leitzeiten ergeben höhere Ausgangsspannung, kürzere Leitzeiten niedrigere Ausgangsspannung. Dagegen ist für einen höheren Ausgangsstrom in den Verbraucher 10 bei idealen Bauteilen 1, 2 und 3 keine Tastzeitänderung der Schaltstufe 1 erforderlich. Eine Angleichung eines höheren Ausgangsstromes erfolgt allerdings bei konstanter Tastzeit nur über viele Perioden der Speicherund Entladezeit, weil der Stromanstieg- und Abfallwinkel während der Speicher- und Entnahmezeit der Induktivität proportional der jeweils anliegenden Spannung ist und ein höherer Laststrom nur eine geringe Differenz der Spannung in der Speicherzeit und der Entnahmezeit an der Induktivität hervorruft, stellt sich der Gleichgewichtszustand zwischen dem Endwert des Entnahmestromes und dem Anfangswert des Speicherstromes nur nach vieien kleinen Schritten ein. Bei einem konstanten Tastverhältnis ändert sich die Ausgangsspannung proportional zur Eingangsspannung. The DC voltage established at output terminal C depends on the ratio of the conducting time to the blocking time of switching stage 1. Longer conduction times result in a higher output voltage, shorter conduction times result in a lower output voltage. In contrast, for a higher output current in the consumer 10, with ideal components 1, 2 and 3, no change in the sampling time of switching stage 1 is required. However, a higher output current is only matched with a constant sampling time over many periods of the storage and discharge time, because the current rise and fall angle during the storage and removal time of the inductance is proportional to the voltage applied and a higher load current only has a small difference in voltage in the Storage time and the withdrawal time at the inductance causes the state of equilibrium between the final value of the withdrawal current and the initial value of the storage current only after many small steps. With a constant duty cycle, the output voltage changes proportionally to the input voltage.
Ίο Um eine konstante Ausgangsspannung zu erreichen, werden Abweichungen von einer Sollspannung, erzeugt durch die Zenerdiode 9 mit dem strombegrenzenden Vorwiderstand 8, mit der Ausgangsspannung in der Impulsbreiten-Modulationsstufe 7 verglichen, so wer-Ίο To achieve a constant output voltage, deviations from a nominal voltage are generated by the Zener diode 9 with the current-limiting Series resistor 8, compared with the output voltage in the pulse width modulation stage 7, so
■->"' den längere Leitzeitimpulse abgegeben, bei höherer Istspannung, kürzere Leitzeitimpulse für die Schaltstufe 1.■ -> "'the longer lead time pulses are emitted, with higher Actual voltage, shorter control time pulses for switching stage 1.
In Fig. 2 ist ein parallelgeschaltetes Sperrwandler-Netzteil dargestellt. Die Bauteile mit gleicher FunktionIn Fig. 2, a parallel-connected flyback converter power supply is shown. The components with the same function
bo wie in Fig. 1 sind mit gleichen Zahlen und Buchstaben bezeichnet. Der wesentlichste Unterschied zum seriengeschalteten Netzteil besteht in der Anordnung der Spcichcrinduktivität 3, der Schaltstufc 1 und der Ausgangsspannungserzeugung mit der Wicklung 11 undbo as in Fig. 1 are with the same numbers and letters designated. The main difference to the series-connected power supply is the arrangement of the Storage inductance 3, the switching stage 1 and the output voltage generation with the winding 11 and
to der Diode 12. Zwar ist die .Speicherinduktivität 3 und die Schaltstufe 1 wie in Fig. I ebenfalls in Serie geschaltet, sie liegen aber parallel zu den Eingangsklemmen bzw. Anschlüssen .4 und B. Der Ausgangsstrom fließt überto the diode 12. The storage inductance 3 and the switching stage 1 are also connected in series as in FIG. I, but they are parallel to the input terminals or connections .4 and B. The output current flows over
die (Zusatz-) Wicklung 11 und die Diode 12 nur während der Sperrzeit der Schahstufe 1 zum Ladekondensator 4 und dem Ausgangsspannungsanschluß C (bzw. Ausgangsklemme C). Der Speicherstrom in der Wicklung für die Speicherinduktivität 3 und der Entnahmestrom in der Wicklung 11 unterliegen dem Transformationsgesetz für Ströme.the (additional) winding 11 and the diode 12 only during the blocking time of the step 1 to the charging capacitor 4 and the output voltage connection C (or output terminal C). The storage current in the winding for the storage inductance 3 and the withdrawal current in the winding 11 are subject to the transformation law for currents.
Weitere Spannungen sind durch zusätzliche Wicklungen, Dioden und Ladekondensatoren erzeugbar. In der Fig. 2 durch die Wicklung 13, die Diode 14 und den Ladekondensator 15 gezeichnet.Additional voltages can be generated using additional windings, diodes and charging capacitors. In the 2 drawn by the winding 13, the diode 14 and the charging capacitor 15.
Die erfindungsgemäße Schaltung ist in F i g. 3 dargestellt. Von der Ausgangsklemme C für den Ausgangsspannungsanschluß zum Istwerteingang der lmpulsbreiten-Modulationsstufe 7 sind die Bauteile 16, 17 und 18 angeordnet. Der Widerstand 18 kann auch vom Eingangswiderstand der lmpulsbreiten-Modulationsstufe 7 gebildet sein. Eine steigende positive Spannung an der Ausgangsklemme C gelangt über die leitende Diode 16 zum Kondensator 17.The circuit according to the invention is shown in FIG. 3 shown. The components 16, 17 and 18 are arranged from the output terminal C for the output voltage connection to the actual value input of the pulse width modulation stage 7. The resistor 18 can also be formed by the input resistance of the pulse width modulation stage 7. A rising positive voltage at the output terminal C reaches the capacitor 17 via the conductive diode 16.
Sinkt die Spannung an der Ausgangsklemme C innerhalb einiger Schaltperioden, so sperrt die Diode 16, da die Zeitkonstante der RC-Kombination 17/18 wesentlich größer bemessen ist, als eine Schaltperiode. Die Wirkungsweise ergibt eine unverzögerte Impulsbreitenregelung bei einem Spannungsanstieg an der Ausgangsklemme C und ein verzögerte Impulsbreitenregelung bei einem plötzlichen Spannungsabfall. BeiIf the voltage at the output terminal C falls within a few switching periods, the diode 16 blocks because the time constant of the RC combination 17/18 is much larger than one switching period. The mode of operation results in an instantaneous pulse width control in the event of a voltage rise at output terminal C and a delayed pulse width control in the event of a sudden voltage drop. at
einer Entlastung der Ausgangsspannung ist deshalb ein Spannungsanstieg über die Sollspannung hinaus nicht möglich.Relief of the output voltage is therefore not a voltage rise above the nominal voltage possible.
Plötzlich auftretende Überlastungen führen dagegen zu einem Spannungseinbruch. Ist auf der Verbraucherseite mit langer andauernden Überlastströmen zu rechnen, so kann in bekannter Weise eine elektronische Sicherung· nach dem Prinzip der über viele Perioden reichenden Sperrung der Schaltstufe oder der Stromrückregelung durch Speicherzeitverkürzung, im Sperrwandler-Netzteil vorgesehen werden. Anstelle der Diode 16 kann auch eine Zenerdiode oder ein nichtlinearer Widerstand verwendet werden.On the other hand, sudden overloads lead to a voltage drop. Is on the consumer side To be expected with long lasting overload currents, an electronic Fuse · according to the principle of blocking the switching stage over many periods or reducing the current by shortening the storage time, can be provided in the flyback converter power supply unit. Instead of Diode 16, a zener diode or a non-linear resistor can also be used.
In der Fig.4 ist eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einer Transistorstufe gezeichnet.A circuit arrangement according to the invention is shown in FIG drawn with a transistor stage.
Der Transistor 16 wird in Kollektorschaltung betrieben. Dem Basisanschluß wird die Istwertspannung über den Spannungsteiler 20, 21 zugeführt. Am Emitter des Transistors ist der zeitverzögernde Kondensator 17 angeschlossen. Steigende Spannung am Basisanschluß ergibt einen Strom vom Kollektor zum Emitter und weiter in den Kondensator 17. Eine schnell fallende Spannung an der Basis sperrt den Transistor. Die Entladung des Kondensators erfolgt über den Entladewiderstand 18. Auch hier kann der Eingangswiderstand der lmpulsbreiten-Modulationsstufe 7 der. Entladewiderstand 18 ersetzen.The transistor 16 is operated in the collector circuit. The actual value voltage is applied to the base connection Supplied via the voltage divider 20, 21. The time-delaying capacitor 17 is at the emitter of the transistor connected. Increasing voltage at the base connection results in a current from the collector to the emitter and further into the capacitor 17. A rapidly falling voltage at the base blocks the transistor. the The capacitor is discharged via the discharge resistor 18. Here, too, the input resistance the pulse width modulation stage 7 of the. Discharge resistance Replace 18.
Hierzu 2 Blatt ZeichnungenFor this purpose 2 sheets of drawings
Claims (1)
1. Sperrwandler-Netzteil enthaltendPatent claims:
1. Containing flyback converter power supply
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