DE2759866C2 - Anordnung zum selektiven Einsetzen eines digitalen Synchronisationswortes in wenigstens eine mit einer vorgegebenen Frequenz auf einen Eingang getaktete digital codierte Datenfolge - Google Patents

Anordnung zum selektiven Einsetzen eines digitalen Synchronisationswortes in wenigstens eine mit einer vorgegebenen Frequenz auf einen Eingang getaktete digital codierte Datenfolge

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DE2759866C2
DE2759866C2 DE2759866A DE2759866A DE2759866C2 DE 2759866 C2 DE2759866 C2 DE 2759866C2 DE 2759866 A DE2759866 A DE 2759866A DE 2759866 A DE2759866 A DE 2759866A DE 2759866 C2 DE2759866 C2 DE 2759866C2
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Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung zum selektiven Einsetzen eines digitalen Synchronisationswortes in wenigstens eine mit einer vorgegebenen Frequenz auf einen Eingang getaktete digital codierte Datenfol^e nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs
Eine derartige Anordnung ist generell in Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräten und speziell in Geräten zur Aufzeichnung und Wiedergabe von Fernsehsignalen unter Ausnutzung digitaler Techniken verwendbar.
Die laufenden technologischen Fortschritte haben zu vielfältigen Änderungen in Geräten geführt, welche in Fernseh-Sendestationen zur Anwendung kommen. Eine der bedeutenderen Änderungen ist darin zu sehen, daß fotografische Techniken zugunsten von magnetischen Medien an vielen Stellen von kommerziellen Fernseh-Sendestationen aufgegeben wurden. Beispielsweise kommen gesendete Spielfilme oft nicht mehr von einem Filmstreifen, sondern von einem Magnetband. Auch gehen Nachrichtenabteilungen von Fernseh-Sendestationen in überwiegenden Maße zu Video-Bandaufzeichnungssystemen über; zur sichtbaren Darstellung neuer Nachrichten werden Filmkameras mehr und mehr zurückgedrängt. Darüber hinaus werden oft bewegliche Obertragungsstationen ausgenutzt, welche Informationen entweder direkt von ihrem Standort aus senden oder zu einer Station übertragen können, von der die Information entweder life gesendet oder auf einem Videoband aufgezeichnet, redigiert und zu einem späteren Zeitpunkt gesendet werden kann. Einer der vielen Vorteile eines derartigen Verfahrens ist in der einfachen Handhabung, der Flexibilität und der Verarbeitungsgeschwindigkeit im Vergleich zu einem fotografischen Film zu sehen. Diese Vorteile sind mit der Möglichkeit gekoppelt, das Magnetband erneut verwenden zu können, wenn die auf ihm aufgezeichnete Information nicht langer benötigt wird.
Eine der letzten verbliebenen Domänen des Films in heutigen kommerziellen Fernseh-Sendestationen ist die Bildprojektion unter Verwendung von Filmtransparenten mit 35 mm. Diese Bildprojektion dient zur Gewinnung von stehenden Fernsehbildern, welche beispielsweise für Programmhinweise, Werbung und Nachrichten verwendet werden. Generell wird die vorgenannte Möglichkeit überall dort ausgenutzt, wo im Betrieb ein stehendes Bild notwendig ist. Der Aufwand für solche Bildprojektionen wird aus der Tatsache
f>5 ersichtlich, daß eine mittlere kommerzielle Fernseh-Sendestation einen Gesamtbestand in der Größenordnung von etwa 2000 bis 5000 Diapositiven mit 35 mm führt. Die Aufrechterhaltung eines derartigen Gesamt-
bestandes bedingt einen großen Arbeitsaufwand, der die Einführung neuer Diapositive, die Aussortierung schlechter Diapositive und die dauernde Führung einer genauen listenmäßigen Zusammenstellung erforderlich macht, damit Diapositive im Bedarfsfall in einfacher Weise zugänglich sind. Sollen Programmsequenzen aus derartigen Diapositiven zusammengestellt werden, so müssen die einzelnen Diapositive von Hand zum Projektionsgerät getragen, gereinigt und manuell eingesetzt werden. Allein beim Reinigungsvorgang können beispielsweise Staubpartikel und Kratzer auch bei sorgfältiger Handhabung nicht zufriedenstellende Ergebnisse zeitigen. Darüber hinaus müssen die Diapositive nach ihrer Verwendung für Sendezwecke entnommen und zu ihrem Lagerplatz zurückgebracht werden. Der gesamte Vorgang des Zusammenstellen, der Verwendung für Sendezwecke und der Rückführung der Diapositive bedingt wegen der damit verbundenen manuellen Tätigkeiten einen großen Arbeitsaufwand. Der Projektionsvorgang ist in vielen modernen Sendestationen in hohem Maße veraltert und mit einem vollautomatischen Stationsbetrieb grundsätzlich nicht vereinbar.
Im Gegensatz zu Projektionsgeräten oder der Verwendung von undurchsichtigem graphischem Material als Quelle zur Erzeugung von stehenden Videobildern wird im Rahmen der Erfindung eine Aufzeichnung und Wiedergabe von stehenden Bildern ermöglicht, wobei die Videoinformation in Form von stehenden Bildern auf magnetischen Medien gespeichert wird. Ls handelt sich dabei um die Verwendung von computergesteuerten Standard-Scheibenantriebseinheiten (die jedoch in gewissen Aspekten modifiziert sind) mit magnetischen Speichermedien, wodurch die mit der Projektion von Diapositiven verbundenen Probleme vermieden werden. Da die stehenden Bilder auf magnetischen Medien aufgezeichnet werden, treten Probleme der mechanischen Beeinträchtigung, beispielsweise durch Staubpartikel oder durch Kratzer nicht auf. Da die aufgezeichnete Information weiterhin leicht zugänglich ist, kann das gleiche stehende Bild durch Bedienungspersonen an verschiedenen Stellen praktisch gleichzeitig benutzt werden. Es ist im Rahmen der digitalen Signalverarbeitung aus der DE-OS 24 46 690 bereits eine Anordnung der eingangs genannten Art in Form eines Signalmultiplexers bekanntgeworden, wobei digitale Synchronisationswörte.· selektiv in digital codierte Videosignale einsetzbar sind. Bei einer derartigen Anordnung sind jedoch speziell keine Maßnahmen getroffen, das Synchronwort bei Aufzeichnung derartig in Videosignale einzufügen, daß ein Wiedergabegerät seinen Betrieb durch das Synchronwort festlegen und synchronisieren kann.
Die DE-PS 14 62 434 beschreibt eine in konventioneller Weise analog arbeitende Anordnung. In dieser vorbekannten Anordnung werden lediglich konventionelle Horizontal- und Vertikalsynchronimpulse in die Horizontal- und Vertikalaustastintervalle eingesetzt. Dies erfolgt bei der Rückbildung des analogen Videosignals nach der Neueinstellung des Gleichspannungspegels, wozu konventionelle Mischer verwendet werden. In der vorbekannten Anordnung werden dabei zum Zwecke des Einsetzens anderer Daten keine Daten aus einer digitalen Datenfolge gelöscht. Dies ist auch mit einer analog arbeitenden Anordnung nicht möglich. Darüber hinaus wird bei digitalen Signalen zum Einsetzen anderer Daten gewöhnlich die Datenfolge gestoppt oder anderweitig unterbrochen; es werden jedoch keine Daten gelöscht
Aus der US-PS 37 95 763 ist eine Anordnung bekannt bei der zur Reduzierung der Bandbreite bei der Übertragung von digitalen Fernsehsignalen die Horizontal- und Vertikalsynchronimpulse durch Synchronwörter ersetzt werden. Aus diesen Synchronwörtern werden die Horizontal- und Vertikalsynchronimpulse auf der Empfängerseite neu erzeugt Damit ist es jedoch ebenfalls nicht möglich, bei Aufzeichnung und Wiedergäbe von Fernsehinformation auf der Wiedergabeseite den Betrieb eines entsprechenden Gerätes zu synchronisieren.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung der in Rede stehenden Art zu scharfen, mit der ein Synchronisationswort derart in ein Fernsehsignal einsetzbar ist, daß es mit dessen Farbsynchronsignal-Komponente synchronisiert ist und diese Synchronisation auch bei Vorhandensein von Zeittaktänderungen der Fernsehsignale erhalten bleibt. Die vorstehend genannte Aufgabe wird bei einer Anordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs I gelöst.
Ein mit der erfindungsgemäßen Anordnung versehenes Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät verarbeitet ein zusammengesetztes Videoinformationssignal zur Aufzeichnung auf Scheibenstapeln von Compuier-Scheibenantriebseinheiten, wobei während der Verarbeitung die Hol izontalsynchroinimpulse aus dem Signal entfernt werden, wonach Tastwerte des analogen Videoinformationssignals erzeugt und in eine Anzahl von digitalen Datenfolgen überführt werden.
Die erfindungsgemäße Anordnung dient zum Einsetzen eines eindeutigen digitalen Synchronisationswortes J5 vorzugsweise in jeder zweiten Fernsehzeile generell an der Stelle des vorher entfernten Horizontalsynchronimpulses. Das Synchronisationswort dient als Referenz zur Korrektur von Zeitbasis- und Verzerrungsfehlern, welche in der Vielzahl von Datenbits in der Datenströmen auftreten können, die zur Bildung des Betrages jedes Tastwertes kombiniert werden müssen. Da das Synchronisationswort ein in die Datenfolge eingesetztes Mehrbitwort ist, ist ersichtlich, daß die das Synchronisationswort bildenden Bits während des aktiven Teils der -15 Fernsehzeile gegebenenfalls willkürlich auftreten können. Aus diesem Grunde wird das Horizontal-Austastintervall mit Ausnahme des Vorhandenseins des eindeutigen Synchronisationswortes vom Informationsgehalt in den Datenfolgen freigehalten. Auf diese Weise "'» kann die Schaltung im Wiedergabeteil für das Signal einfach und genau das Synchronisationswort erfassen, das als Zeittakt-Referenz verwendet wird.
Durch die erfindungsgemäße Anordnung wird weiterhin auch der gesamte Informationsgehalt der Datenfoigen während etwa der ersten Hälfte des Vertikal-Austastintervalls entfernt, so daß lediglich das Synchronisationswort in den ersten 10 bis 12 Zeilen des Vertikal-Austastintervails in jeder zweiten Zeile auftritt. Damit wird eine ausreichende Zeit für die Erfassungsf>o schaltung zur Feststellung des Synchronisationswortes für den Fall zur Verfügung gestellt, daß die Schaltung aus irgendeinem Grunde nicht mehr richtig orientiert ist. Die erfindungsgemäße Anordnung setzt das Synchronisationswort an der richtigen Stelle während jeder zweiten Zeile im Horizontal-Austastintervall ein, ohne daß die generell kontinuierlich laufenden Datenfolgen gestoppt werden. Es geht jedoch keine aktive Videoinformation verlorpn Ha Has ςνικΊι^ηίοοΐ:«.^
wort während des Horizontal-Austastintervalls eingesetzt wird.
Erfindungsgemäß dienen also digitale Techniken zur Aufbereitung von Videoinformationssignalen zur Aufzeichnung auf Scheibenstapeln von Computer-Scheibenantriebseinrichtungen. Während des Aufzeichnungsvorgangs werden die Horizontalsynchronimpulse vom analogen Informationssignal abgetrennt, da das NTSC-Fernsehsignal keinen speziellen definierten Zusammenhang zwischen dem in jeder Zeile auftretenden Horizontal-Synchronimpuls und der Phase des Chrominanz-Hilfsträgersignals aufweist. Nach der Abtrennung der Horizontal-Synchronimpulse vom Signal wird das Signal mit einer Folgefrequenz getastet, welche vorzugsweise ein Vielfaches der Hiifsträgerfrequenz ist. Gemäß einem besonderen Ausführungsbeispiel ist die Tastfolgefrequenz gleich der dreifachen Hiifsträgerfrequenz, wobei die Tastwerte in eine Vielzahl von Digitaldatenfolgen überführt werden, welche auf magnetischen Medien aufgezeichnet werden. Vor der Aufzeichnung wird jedoch ein neu definiertes Horizontal-Synchronsignal in Form eines digitalen Mehrbit-Synchronisationswortes in jeder zweiten Zeile der Datenfolgen in der Weise eingesetzt, daß die Synchronisationswörter mit dem Hilfsträger (und auch mit dem dreifachen Hilfsträger-Tastsignai) phasensynchronisiert sind, so daß das Synchronisationswort in einem konstanten Phasenzusammenhang relativ zum Hilfsträger (und zum dreifachen Hilfsträgersignal) gehalten wird. Auf diese Weise kann das neu definierte Horizontal-Synchronsignal, d. h., das digitale Synchronisationswort speziell bei Wiedergabe der aufgezeichneten digitalen Information als grundlegendes Referenzsignal für das System verwendet werden.
Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unterar.sprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Codier- und Synchronworteinsetz-Schaltung,
Fig. 2A bis 2D ein Schaltbild der Codier- und Synchronwort-Einsetzschaltung des Signalsystems gemäß Blockschaltbild r-ach F i g, 1 und
F i g. 2E ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Datencodierschaltung nach F i g. 2A bis2D.
Die erfindungsgemäße Anordnung wird hier in Verbindung mit dem NTSC-System beschrieben, bei dem ein Fernsehbild 525 Zeilen besitzt und die Horizontal-Synchronimpuise mit einer Folgefrequenz von etwa 15,734 Hz auftreten, d. h, die Periode zwischen aufeinanderfolgenden Horizontal-Synchronimpulsen beträgt etwa 63,5 Mikrosekunden. Weiterhin beträgt die Vertikal-Austastfrequenz im NTSC-System 60 Hz, wobei die Chrominanzinformation einem Hilfsträger mit einer Frequenz von etwa 3,58 MHz aufmoduliert ist Die Hiifsträgerfrequenz von 3,58 MHz wird im folgenden auch einfach mit SC bezeichnet, womit die einfache Hiifsträgerfrequenz gemeint ist, wobei andere gewöhn-Hch notwendige Taktfrequenzen im Gerät entsprechend mit 1/2SC 3SC und 6SC bezeichnet werden. Die dreifache Hiifsträgerfrequenz (3SQ tritt oft deshalb auf, weil wähl end der Tastung des analogen zusammengesetzten Fernsehsignals zu seiner Digitalisierung eine Tastfrequenz gleich der dreifachen Hiifsträgerfrequenz, d. h. eine Frequenz von 10,7 MHz verwendet wird.
Es ist festzuhalten, daß da? NTSC-Fernsehsignal keinen speziellen definierten Zusammenhang zwischen dem in jeder Zeile auftretenden Horizontal-Synchronimpuls und dem Phasenwinkel des Hilfsträgersignals besitzt. Lediglich die Phase des Hilfsträgers ändert sich von Zeile zu Zeile um 180°. Mit anderen Worten kann sich also der Phasenwinkel des Hilfsträgersignals relativ zum Horizontal-Synchronsignal von Videoquelle zu Videoquelle ändern, so daß das Horizontal-Synchronsignal im Gerät zur Regelung nicht geeignet ist. Im hier in Rede stehenden Gerät wird daher der Hilfsträger des Eingangssignals, wie er durch die Farbsynchronsignal-Komponente repräsentiert ist, als grundlegender Zeittaktbezug für das System verwendet, wobei ein neues auf das Horizontal-Synchronsignal bezogenes Signal definiert wird, das an Steile des Horizontal-Synchronsignals für Zeittaktzwecke benutzt wird. Das neue auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal wird so gewählt, daß es eine Frequenz gleich der halben Nenn-Horizontalzeilenfrequenz besitzt, weil es eine ganze Zahl von Perioden der Hiifsträgerfrequenz, d. h. zwei vollständige Horizontalzeilen der Hilfsträgerfrequenz oder 455 Perioden repräsentiert. Darüber hinaus besitzt das auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal eine definierte Beziehung zum Hilfsträger, d. h., es ist in bezug auf den Phasenwinkel des Hilfsträgers synchronisiert. Im Aufzeichnungsteil des Signalsystems wird in jede zweite Fernsehzeile des Videosignals ein Synchronwort in das Videosignal an einer Stelle eingesetzt, welche etwa der Stelle des Horizontal-Synchronimpulses entspricht, wobei eine Phasenkohärenz in bezug auf einen bestimmten Phasenwinkel des aus der Farbsynchronsignal-IComponente des Videosignals erzeugten Hilfsträgers gewährleistet ist. Das neue auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal liegt am Beginn jedes Bildes und wird für die Dauer des Bildes aufrechterhalten, um im Videosignal ein auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenes Signal zu gewährleisten, das genau auf die Phase des Hilfsträgers des Videosignals bezogen ist. Für den Wiedergabeteil des Signalsystems wird ein mit H/2 bezeichnetes auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenes Signal erzeugt, das kohärent mit einem bestimmten Phasenwinkel des Eingangs-Bezugshilfsträgers ist, wobei dieser Phasenwinkel durch die Phasenregelung im Wiedergabesystem wählbar ist.
Das auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal H/2 dient als grundlegendes Bezugs-Zeittaktsignal für das System bei Wiedergabeoperationen.
Durch Verwendung des auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenen Signals als Bezugs-Horizontal-Synchronsignai für das System wird die Signalverarbeitung für Aufzeichnung, Wiedergabe und andere Operationen des Systems erleichtert, weil ein fester Zeitzusammenhang zwischen dem Hilfsträger des Videosignals und dem auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenen Signal gewährleistet ist.
Durch Verwendung von internen Bezugs-Horizontal- und Hilfsträgersignalen, die relativ zum Bezugs-Synchronsignal der Fernsehstation zeitlich variabel sind, wird darüber hinaus eine Zeittaktregelung möglich, aufgrund derer das Fernsehsignal im richtigen Zeitpunkt nach den üblichen Ausbreitungsverzögerungen an einer entfernt liegenden Stelle ankommen kann.
Ein im Blockschaltbild nach F i g. 1 dargestellter Codierer 96 des Videosignalsystems enthält Schaltungen, welche neben der Codierung der digitalisierten Daten der 8 Videodaten-Bitleitungen, des Paritätsbits und der Datenspursequenz zusätzliche Funktionen
ausführt. Bei einer dieser zusätzlichen Funktionen wird ein Paritätsgenerator zur Durchführung einer Paritätsprüfung verwendet, um festzulegen, daß die Daten auf allen 8 Datenbitleitungen richtig sind. Das Paritätsbit ist wahlfrei und erfordert eine zusätzliche Datenbitleitung, die in der hier beschriebenen Anordnung zur Verfügung steht. Der Codierer 96 erzeugt auch ein Synchronwort (auch als Zeilenidentifikation bezeichnet) und bewirkt dessen Einfügung. Dieses Synchronwort liegt in Form einer siebenstelligen Binärzahl vor, weiche in abwechselnden Fernsehzeilen generell dort eingeführt wird, wo sich der Horizontal-Synchronimpuls vorher befunden hat. Es sei hier noch einmal bemerkt, daß der Horizontal-Synchronimpuls aus dem zusammengesetzten Videosignal abgetrennt wurde. Das Synchronwort wird in einem Bereich von 16'C'der vorher durch den Horizontal-Synchronimpuls eingenommenen Stelle eingesetzt, wobei der Codierer 96 das Synchronwort in jede der 8 Videodatenleitungen, die Paritätsleitung und die Datenspurleitung einsetzt, bevor die Codierung durchgeführt wird, so daß das Ausgangssignal des Codierers 96 das Synchronwort in jeder der zehn Datenfolgen enthält.
Die Wirkungsweise des Codierers 96 wird im folgenden anhand des Blockschaltbildes nach F i g. 1 und den Schaltbildern nach den F i g. 2A bis D beschrieben. NRZ-L-Daten vom Codierschalter 126 werden über eine Eingangsleitung 450 eingegeben und sind an einer Ausgangsleitung 451 abnehmbar, nachdem erstens eine Paritätsprüfung vorgenommen wurde, zweitens das Synchronwort in jede zweite (ungerade) Zeile eingesetzt wurde und drittens eine Codierung in ein Format durchgeführt wurde, das sich zur Aufzeichnung und Wiedergabe von digitaler Information in Verbindung mit einem der Scheibenstapel 75 eignet. Die Eingangsdaten auf jeder Datenbitleitung werden auf einen Eingang eines Dateneingangs-UND-Gatters 452 gegeben, das mit einem Kanalcodierer 453 verbunden ist. Dieser Kanalcodierer kann zwischen zwei Codierformaten umgeschaltet werden, welche im folgenden noch beschrieben werden. In den Schaltbildern nach den Fig.2A bis D sind identische Kanalcodierer für zwei Video-Datenbitleitungen in ihrer Gesamtheit dargestellt. Unterhalb dieser in ihrer Gesamtheit dargestellten Codierer sind weitere identische Kanalcodierer für die anderen Videodatenleitungen, die Paritätsdatenleitung und die Datenspurleitung in gestrichelten Einfassungen dargestellt. Ein Synchronwort-Eingangs-UND-Gatter 454 in jeder der zehn Bitleitungen dient zur zeitlich richtigen Eintastung des Synchronwortes in den Codierer. Diese UND-Gatter dienen weiterhin zur Einfügung eines Testsignals in die zehn Bitleitungen, wobei dieses Testsignal im Bedarfsfall durch eine geeignete Testsignalquelle, beispielsweise einen digitalen Testrastergenerator über eine Leitung 450a (F i g. 2A und 2B) geliefert wird. Ein erster Taktgenerator 455, der vom Codierschalter 126 Eingangssignale 5SC und UlSC erhält, liefert in der dargestellten Weise Ausgangssignale SC und 2SC. Zwei der drei SC-Ausgangssignale werden über Leitungen 472 und 473 in einen zweiten Taktgenerator 456 eingespeist, welcher zwei zeitlich gegeneinander versetzte 3SC-Taktsignale auf zwei Leitungen 474 und 475 zur Taktung des Kanalcodierers 453 liefert Das Taktsignal auf der Leitung 475 ist ein Φΐ-Takt, der um eine halbe Periode von 3SC gegen das Taktsignal auf der Leitung 474 versetzt ist, welche einen $2-Takt darstellt. Bei Aufzeichnungsoperationen werden diese zeitlich versetzten Taktsignale von den 65C- und 1/25C-Signalen mit kontinuierlicher Phase abgeleitet, welche durch die Referenzlogikschaltung t25A erzeugt und über den Codierschalter 126 auf den Codierer 96 gegeben werden. Bei anderen Operationen, beispielsweise bei Aufzeichnung des Blinkkreuz-Löschsignals liefert der Referenztaktgenerator 98 diese Taktsignale. Diese Φ1- und Φ2—35C-Taktsignale dienen zur Ansteuerung des Kanalcodierers 453 in dem Sinne, daß auf der
ίο Ausgangsleitung 451 ein kontinuierliches kanalcodiertes Digitalsignal ohne Phasendiskontinuitäten erzeugt wird. Der Taktgenerator 455 liefert auf einer Ausgangsleitung 471a ein SC-Taktsignal zur Ansteuerung eines durch 455 teilenden Teilers 457, welcher durch einen über eine Leitung 463 vom Codierschalter 126 gelieferten Rücksetzimpuls mit einer Frequenz von 30 Hz rücksetzbar ist. Dieser Teiler 457 setzt ein Flip-Flop 458 über eine Startleitung 464 und setzt dieses Flip-Flop 458 über einen Impuls auf einer Stopleitung 465 zurück. Der Start- und der Stop-Impuls definieren ein Fenster, in dem ein vom Ausgang eines Synchronwort-Generators 459 geliefertes einziges siebenstelliges Binär-Synchronwort gleichzeitig in alle Datenbitleitungen eingefügt werden kann.
Während des Vertikalaustastintervalls wird ein Impuls auf eine monostabile Kippstufe 460 gegeben. Diese monostabile Kippstufe ist für eine Periode von etwa 10 Zeilen des Vertikalaustastintervalls aktiv, wobei der vom Codierschalter 126 über eine Leitung 466 gelieferte Vertikalaustastimpuls auf einen Eingang eines Gatters 461 (im vorliegenden Blockschaltbild ein ODER-Gatter) gegeben wird, dessen anderer Eingang mit dem Ausgangssignal des Fenster-Flip-Flops 458 gespeist wird. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 461 wird auf den weiteren Eingang des UND-Gatters 454 sowie über einen Inverter 462 auch auf einen Eingang des UND-Gatters 452 gegeben.
Im Betrieb des Codierers 96 soll die Datenfolge für jedes Bit auf einen Eingang, beispielsweise die Eingangsleitung 450 gegeben werden, welche eine der 8 getrennten Dateneingangsleitungen repräsentiert, wobei diese Leitungen an jeweils einen Codierer 453 sowie die zugehörigen UND-Gatter 452 und 454 sowie den Inverter 462 angekoppelt sind. Für jedes Datenbit ist auch eine Datenausgangsleitung 451 vorhanden, so daß die Datenfolgen in richtiger Weise codiert werden können und das Synchronwort einsetzbar ist. Da das Synchronwort sehr eng benachbart zur Stelle des vorher vorhandenen Horizontal-Synchronimpulses eingesetzt werden soll und da keine Störung mit den Daten der Datenfolge auftreten soll, werden die zu den Kanalcodierers 453 führenden Datenbitleitungen während des Einfügens des Synchronwortes in dem durch den Teiler 457 und das Flip-Flop 458 erzeugten Fenster durch die Dateneingangsgatter 452 abgeschaltet Speziell Hefen der Teiler 457 einen Startimpuls zum Setzen des Flip-Flops 458, wodurch ein Eingang jedes UND-Gatters 454 wirksam geschaltet wird, während gleichzeitig jedes UND-Gatter 452 gesperrt wird, wodurch die Dateneingabe über die Leitungen 450 blockiert wird. Zwölf Datenbitintervalle nach der Erzeugung des Startimpulses liefert der Teiler 457 einen Impuls für den Synchronwort-Generator 459, der dann ein siebenstelliges Binärwort erzeugt, das in den oberen Eingang aller UND-Gatter 454 eingespeist wird, die vorher schon wirksam geschaltet wurden. Diese UND-Gatter 454 geben das Synchronwort in die Kanalcodierer 453, in denen es in die Datenfoleen
codiert wird. 29 Datenbits nach der Erzeugung des Synchronwortes liefert der Teiler 457 einen Stop-Impuls zur Rücksetzung des Flip-Flops 458, wodurch alle UND-Gatter 454 gesperrt und gleichzeitig alle UND-Gatter 452 wirksam geschaltet werden, so daß die Daten auf den Leitungen 450 in die Kanalcodierer eingespeist werden. Es sei bemerkt, daß die Daten kontinuierlich auf den Leitungen 450 anstehen und daß durch die Sperrung der UND-Gatter 452 lediglich ihre Weiterführung blockiert wird. Während des Einsetzens des Synchronwortes wird die Information also im gewissen Sinne gelöscht. Da das Synchronwort jedoch an der Stelle des vorher vorhandenen Horizontal-Synchronimpulses eingefügt wird, geht keine aktive Videoinformation verloren.
Während des Vertikalaustastintervalls Hefen die monostabile Kippstufe 460 ein Ausgangssignal für das ODER-Gatter 461, das für ein Intervall von etwa 10 Zeilen vorhanden ist. Damit werden die Dateneingangs-UND-Gatter452 während eines Intervalls von 10 Zeilen der Austastperiode gesperrt, so daß die Kanalcodierer während dieses Intervalls keine Information erhalten. Die einzigen Daten bzw. logischen »1«-Bits, welche während des Intervalls von 10 Zeilen des Vertikalaustastintervalls auf den Ausgangsleitungen 451 auftreten, sind diejenigen in den Synchronwörtern, welche wie oben bereits beschrieben in jeder zweiten Zeile auftreten und die Synchronwort-Gatter 454 durchlaufen. Damit ist sichergestellt, daß die Decodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100 bei Wiedergabe nicht auf ein willkürlich auftretendes Synchronwort-Bitmuster, sondern auf das tatsächliche Synchronwort festgelegt wird. Ein willkürlich auftretendes Synchronwort-Bitmuster kann in der aktiven Videoinformation während des Datenflusses vorhanden sein.
Die in den F i g. 2A bis 2D dargestellten Kanalcodierer 453 arbeiten nach bestimmten Coderegeln. F i g. 2E zeigt ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des in einer Datenbitleitung 450 enthaltenen Kanalcodierers 453. Steht der Schalter 480 in der in F i g. 2B dargestellten Stellung, so codieren die Kanalcodierer 453 die Daten gemäß den Coderegeln nach der DE-OS 27 11 526, während die Daten in der anderen Stellung des Schalters gemäß den Coderegeln nach der US-Patentschrift 31 08 261 codiert werden.
Der Kanalcodierer wird im folgenden in Verbindung mit der in F i g. 2B dargestellten Stellung des Codeauswahlschalters 480 beschrieben, wobei die Kanalcodierung einer der Datenbitfolgen gemäß den Coderegeln nach der obengenannten DE-OS 27 11 526 codiert wird. Eine Erläuterung der Unterschiede in der Wirkungsweise des Codierers, wenn der Schalter 480 in der anderen Stellung steht, wobei eine Codierung der Datenbitfolge gemäß den Coderegeln nach der obengenannten US-Patentschrift 31 08 261 erfolgt, wird weiter unten gegeben.
Wie bereits ausgeführt, ist es für nach den Regeln gemäß der genannten DE-OS 27 11 526 codierte Daten erforderlich, zwei aufeinanderfolgende zu codierende Datenbits zu untersuchen, wenn die Modulo-2-Zählung von vorher codierten logischen Einsen ungerade ist. Zu diesem Zweck enthält jeder Kanalcodierer 453 ein Paar von in Serie geschalteten Eingangs-Flip-Flops 481 und 482, weiche durch die positive Hinterflanke des $2-3SC-TaktsignaIs (F i g. 2E-(2)) auf der Leitung 474a getaktet werden, wobei die letztgenannte Leitung über einen Inverter 483 an die Leitung 474 angekoppelt ist. Die beiden Eingangs-Flip-Flopc bewirken zwischen dem Eingang des Flip-Flops 481 und dem Ausgang des Flip-Flops 482 eine Verzögerung um 3 Bitzellen. Bei jeder positiven Hinterflanke des $2-Taktes wird der vorhandene Datenpegel der Bitfolge am Eingang des Flip-Flops 481 auf dessen Ausgang durchgetaktet (F i g. 2E-(3)), wobei der im Flip-Flop 481 enthaltene vorhergehende Datenpegel der Datenfolge vom Eingang des Flip-Flops 482 auf dessen Ausgang getaktet wird (Fig.2E-(2), (3) und (4)). Daher stellen die
ίο Ausgangssignale der Flip-Flops 481 und 482 die zu codierenden Datenbits zweier aufeinanderfolgender Bitzellen dar.
Die Ausgänge der Flip-Flops 481 und 482 sind auf die Eingänge von drei NAND-Gattern 486, 487 und 488 geführt, um logischen Einsen und logischen Nullen in der Datenbitfolge entsprechende Impulse getrennt weiterzuleiten. Das NAND-Gatter 486 erhält drei Eingangssignale. Dabei handelt es sich um das Ausgangssignal des Flip-Flops 481, das Ausgangssignal des Flip-Flops 482 sowie die Φΐ-Taktimpulse (Fig. 2E-(I)) auf der Leitung 475a, die durch einen Inverter 484 von der Ausgangsleitung 475 des Taktgenerators 456 geliefert werden. Dieses NAND-Gatter wird wirksam geschaltet, um immer dann einen Ausgangsimpuls 489 (F i g. 2E-(6)) bei Aufnahme eines Φ1-Taktsignals zu liefern, wenn an den anderen Eingängen ein tiefer Pegel liegt. Dies ist lediglich dann der Fall, wenn aufeinanderfolgend empfangene Datenbits logische Nullen sind. Das NAND-Gatter 486 liefert also auf eine logische Null bezogene Impulse, die durch Sprünge im codierten Format der Datenfolge am Ausgang des Kanalcodierers 453 markiert sind. Ein Null-Bit, das unmittelbar auf ein Eins-Bit folgt, kann das NAND-Gatter nicht durchlaufen, da das Flip-Flop 482 hoch liegt, wenn beispielsweise ein ΦΙ-Taktimpuls 490 (Fig. 2E-(I)) auftritt. Der Kanalcodierer 453 arbeitet also gemäß den Coderegeln nach der obengenannten US-Patentschrift 31 08 261 für aufeinanderfolgend auftretende Null-Datenbits.
Andererseits besitzt das NAND-Gatter 487 zwei Eingänge und wird für alle logischen Null-Datenbits bei Aufnahme eines Φ 1-Taktsignals zur Lieferung eines Ausgangsimpulses (F i g. 2E-(5)) wirksam geschaltet. Da das Ausgangssignal des Flip-Flops 282 das NAND-Gatter 487 wirksam schaltet, werden eine Datenzelle nach dem Eintakten der Daten in den Kanalcodierer 453 auf die logische Null bezogene Impulse erzeugt.
Das NAND-Gatter 488 besitzt drei Eingänge und wird bei Aufnahme eines $2-Taktsignals für alle logischen Eins-Datenbits durch das invertierte Ausgangssignal des Flip-Flops 482 zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses (Fig.2E-(7)) wirksam geschaltet, wenn es nicht durch einen auf hohem Pegel liegenden Bitunterdrückungsimpuls 491 (Fig.2E-(IO)) auf einer von einem Bitunterdrückungs-NAND-Gatter 493 kommenden Leitung 492 gesperrt wird. Das NAND-Gatter 488 erzeugt während des Intervalls des Φ2-Taktsignals auf die logische Eins bezogene Impulse. Dies ist der Fall, bevor das Flip-Flop 482 durch die positive Hinterflanke des Φ2-TaktsignaIs getaktet wird. Die auf die logische Eins bezogenen Impulse werden durch das NAND-Gatter 488 eine Datenzelle nach dem Eintakten der Daten in den Kanalcodierer 453 über das Flip-Flop 481 geliefert
Ein zwei Eingänge besitzendes ODER-Gatter 494 nimmt die auf die logische Null bezogenen Impulse 489 (Fig. 2E-(6)) auf, welche durch das NAND-Gatter 486 gemäß den Coderegeln nach der US-Patentschrift 31 08 261 erzeugt werden. Weiterhin nimmt dieses
ODER-Gatter die auf die logische Eins bezogenen Impulse 515 (Fig. 2E-(7)) auf, welche durch das NAND-Gatter 488 geliefert werden. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 494, das auf der Ausgangsleitung 451 auftritt, ist daher eine Folge von Impulsen (Fig. 2E-(H)), welche gemäß den Coderegeln für den Kanalcodierer erzeugt werden. Die NAND-Gatter 486 und 488 dienen zusammen mit dem ODER-Gatter 494 also zur Codierung der ankommenden, durch die Flip-Flops 481 und 482 gespeicherten NRZ-L-Daten in das gewählte Kanalcodeformat. Das NAND-Gatter 487 arbeitet mit einer im folgenden zu beschreibenden Bitunterdrückungslogik zusammen, um die selektive Unterdrückung des auf das Eins-Datenbit bezogenen Sprungs in den kanalcodierten Daten zu steuern. Durch Sperrung der Bitunterdrückungslogik 500 aufgrund einer Umschaltung des Schalters 480 aus der in Fig. 2C dargestellten Stellung codieren die NAND-Gatter 486 und 488 die Daten gemäß der Lehre der US-Patentschrift 31 08 261.
Zur Codierung der Datenbitfolge gemäß der Lehre der obengenannten DE-OS 27 11 526 enthält die Bitunterdrückungslogik 500 zwei Modulo-2-Zähler 495 und 496 zur Zählung der codierten logischen Einsen und Nullen, wobei im Zusammenwirken mit Gatterschaltkreisen der Bitunterdrückungsbefehl auf der Leitung 492 erzeugt wird, der selektiv auf Eins-Bits bezogene Sprünge in den auf der Leitung 491 auftretenden kanalcodierten Daten unterdrückt. Der Modulo-2-Zähler 495 zählt die auf die logische Null bezogenen Impulse, welche durch das NAND-Gatter 487 auf seinen Takteingang gekoppelt werden. Die vom NAND-Gatter 488 gelieferten, auf die logische Eins bezogenen Impulse werden zur Zählung in den Takteingang des Modulo-2-ZähIers 496 eingegeben. Der Zähler 495 erkennt den Beginn jeder Sequenz durch Kippen als Funktion von auf die logische Null bezogenen Impulsen jedesmal, wenn eine logische Null codiert wird, wobei er jedesmal freigegeben wird, wenn ein auf eine logische Eins bezogener Sprung unterdrückt wird. Wie aus den oben erläuterten Coderegeln zu entnehmen ist, kippt der Zähler 495 zweimal während einer Sequenz des zweiten Typs und niemals während einer Sequenz des ersten Typs, so daß er sich vor dem Beginn jeder Sequenz in seinem freigegebenen Zustand befindet. Die Bitunterdrückungslogik 500 muß das Ende einer Sequenz des dritten Typs erkennen. Der Modulo-2-Zähler 496 dient bei der Durchführung dieser Funktion zum Kippen als Funktion der auf die logische Eins bezogenen Impulse jedesmal, wenn eine logische Eins codiert wird, wobei er beim Codieren einer logischen Nuii ais Funktion der auf die logische Null bezogenen Impulse freigegeben wird. Die Signalzüge (8) und (9) nach F i g. 2E erläutern die entsprechenden Operationen der Modulo-2-Zähler 495 und 496, wenn deren Ausgänge nicht in einer ODER-Verbindung 501 zusammengefaßt sind. Der Signalzug (13) nach F i g. 2E gibt die tatsächlichen Verhältnisse an der ODER-Verbindung 501 wieder. Aus den vorstehenden Erläuterungen ergibt sich, daß sich der Zähler 495 in seinem freigegebenen Zustand befindet, wenn sich der Zähler 496 nicht in seinem freigegebenen Zustand befindet. Dabei ist das vorhandene zu codierende Bit eine logische Eins und das nächstfolgende Bit eine logische Null, wobei der Bitunterdrückungsbefehl durch das NAND-Gatter 493 auf der Leitung 492 geliefert wird, um das NAND-Gatter 488 zu sperren, wobei die Codierung des vorhandenen logischen Eins-Bits unterdrückt wird.
Im Zusammenhang mit den Gatterkreisen zur Steuerung der Freigabe der beiden Modulo-2-Zähler 495 und 496 ist der Setzeingang des Zählers 496 an das NAND-Gatter 487 angekoppelt, so daß sein Ausgangssignal jedesmal dann hoch liegt, wenn ein auf die logische Null bezogener Impuls als Ausgangssignal vom NAND-Gatter 487 abgegeben wird. Der Setzeingang des Zählers 495 ist an den Ausgang eines NAND-Gatters 497 angekoppelt, so daß sein Ausgangssignal jedesmal dann hoch liegt, wenn ein auf die logische Eins bezogener Sprung in der Kanalcodierung der Datenbitfolge unterdrückt wird. Wie sich aus den folgenden Ausführungen noch ergibt, ist in die Ausgangskreise des Modulo-2-ZähIers 495 und des NAND-Gatters 493 ein Paar von Kapazitäten 498 und 499 eingeschaltet, um den an der ODER-Verbindung 501 auftretenden logischen Setzpegel des Zählers 495 zu verzögern und den Bitunterdrückungsbefehl vom NAND-Gatter 488 zu entfernen.
Der Bitunterdrückungsbefehl wird durch das NAND-Gatter 493 erzeugt, welches das erste Bit aufeinanderfolgender zu codierender Datenbits, das in invertierter Form am Ausgang des Flip-Flops 482 vorliegt, das nächstfolgende Bit der zu codierenden aufeinanderfolgenden Datenbits, das am Ausgang des Flip-Flops 481 vorhanden ist, sowie die Zählerstände der Modulo-2-Zähler 495 und 4% untersucht. Liegt einer der Zählerausgänge an der ODER-Verbindung 501 hoch, so wird das NAND-Gatter gesperrt. Tritt jedoch der Beginn einer Sequenz des dritten Typs auf, so liegen beide Zähler 495 und 496 tief, so daß am Eingang des NAND-Gatters 493 ein es wirksam schaltendes Signal entsteht. Sind die nächsten beiden zu codierenden Bits eine von einer logischen Null gefolgte logische Eins, so wird der Bitunterdrückungsbefehl 491 auf der Leitung 492 beim Auftreten des Φ 2-Taktimpulses 502 (F i g. 2E-(2)) unmittelbar vor dem Φΐ-Taktimpuls 490 erzeugt, wodurch die Bildung des auf die logische Eins bezogenen Impulses über das NAND-Gatter 483 bewirkt wird. Tritt der Φΐ-Taktimpuls 490 (F i g. 2E-(2)) auf der Leitung 474 auf, wodurch das NAND-Gatter 488 einen auf die logische Eins bezogenen Impuls erzeugt, so wird das NAND-Gatter 488 durch den Bitunterdrükkungsbefehl auf der Leitung 492 gesperrt, so daß der auf die logische Eins bezogene Impuls unterdrückt wird. Dies ist im Signalzug (14) nach F i g. 2E durch gestrichelt dargestellte Impulse 512 angedeutet. Der Bitunterdrükkungsbefehl wird beim Setzen des Zählers 495 beendet.
Der Setzimpuls 505 (Fig.2E-(12)) wird durch das NAND-Gatter 497 als Funktion des Bitunterdruckungsbefehls 491 (F i g. 2E-(IO)) auf der Leitung 510 und dem obengenannten Φΐ-Taktimpuls 490 erzeugt, welcher um eine halbe Periode der Frequenz 3SC nach dem <P2-Taktimpuls oder um etwa 47 Nanosekunden später auftritt. Um sicherzustellen, daß der Zähler 495 nicht gesetzt und der Bitunterdrückungsbefehl nicht entfernt wird, bis der Φ1-Taktimpuls 490 beendet ist, sind die Verzögerungskapazitäten 498 und 499 vorgesehen, um die Rückkehr des Zählers 495 auf seinen hoch liegenden Setzpegel zu verzögern, wodurch das NAND-Gatter 493 gesperrt gehalten wird, und um die Rückkehr des NAND-Gatters 493 auf seinen tief liegenden Abschaltpegel zu verzögern, wodurch die Dauer des Bitunterdrückungsbefehls 491 ausgedehnt wird. Der Effekt dieser Verzögerung ist aus dem Verlauf von Signalkurven 508 und 509 in den Signalzügen (10) und (13) nach F i g. 2E ersichtlich.
Zur Abschaltung der Bitunterdrückungslogik 500 ■wird der Schalter 480 ir· die Stellung geschaltet, in der ein Signa! mit hohem Pegel (Masse im Kanalcodierer 453 dieses Gerätes) auf der Setzleitung 510 für den Zähler 495 erzeugt wird. Dadurch wird der Zähler permanent in seinen Setzzustand gebracht, wodurch der Eingang des NAND-Gatters 493 von der ODER-Verbindung ein Abschaltsignal mit hohem Pegel erhält. Daher können keine Bitunterdrückungsbefehle 491 erzeugt werden, so daß auch keine Bits unterdrückt werden.
Gewöhnlich enthalten selbsttaktende Datencodeformate Daten- und Taktinformation als speziell placierte Sprünge zwischen zwei Signalpegeln. Wenn derartige codierte Daten über einen Übertragungskanal übertragen werden, tritt wegen der nichtlinearen Charakteristik der meisten Übertragungskanäle eine gewisse Zeittaktverzerrung auf. Fällt diese Zeittaktverzerrung ins Gewicht, so können Fehler auftreten, weil der Decodierer die richtige Lage der übertragenen Sprünge nicht feststellen kann. Darüber hinaus kann die Zeittaktverzerrung bei großen Datenoichten, wie sie bei dem hier in Rede stehenden Gerät vorkommen, zu unannehmbaren Fehlern in den übertragenen Daten führen. Dies ist insbesondere der Fall, wenn gegensinnig gerichtete Sprünge Daten- und Zeittaktinformation führen, wie dies bei den Codes für das vorliegende Gerät vorkommt. Nichtlineare Übertragungskanäle ändern die positiven und negativen Sprünge in nichtlinearer Weise in bezug auf die Zeit. Daher werden am Ende eines Übertragungskanals gewöhnlich pegelempfindliche Datendetektoren verwendet, um die übertragenen Daten so aufzuarbeiten, daß sie richtig positionierte Sprünge besitzen. Die positiven und negativen Sprünge werden dabei unterschiedlich positioniert. Die unterschiedliche Positionierung tritt auf, weil ein positiver Sprung mit beträchtlicher Zeittaktverzerrung den zur Feststellung des Vorhandenseins von Sprüngen gewählten Pegel zu einem Zeitpunkt nach seiner nominalen Lage erreicht. Dieser Pegel unterscheidet sich von demjenigen Pegel, welcher für einen entsprechend verzerrten negativen Sprung erforderlich ist.
Um die Zuverlässigkeit der Übertragung der codierten Daten, ir. denen gegensinnig gerichtete Sprünge die Daten- und Taktinformation führen, zu verbessern, codiert jeder Kanalcodierer 453 die Datenbitfolge an seinem Eingang durch Erzeugung von Impulsen gemäß den Regeln des gewählten Codes an Sprungstellen des codierten Formates. In dem speziell für das vorliegende Gerät verwendeten Kanalcodierer werden auf die logische Eins bezogene Impulse 515 (Fig.2E-(7)) und (14) an den Datenzeilengrenzen erzeugt, um auf die logische Eins bezogene Sprünge zu definieren, welche in den codierten Daten auftreten. Auf die logische Null bezogene Impulse 589 (Fig.2E-(6)) und (14) werden im Zentrum einer Datenzelle erzeugt, um auf die logische Null bezogene Sprünge zu definieren, welche in den codierten Daten auftreten. Die sprungbezogenen Impulse werden durch den Taktgenerator 456 erzeugt, um genau definierte Flanken zu
ίο erhalten, wobei die Hinterflanke ausgewählt wird. Dieser zweite Taktgenerator 456 enthält zwei monostabile Kippstufen 456, welche durch die gegenphasigen, vom ersten Taktgenerator 468 über die Leitungen 472 und 473 gelieferten 35C-Taktsignale getaktet werden.
Da die Vorderflanken der durch die monostabilen Kippstufen 456 erzeugten positiven Impulse durch schnelles Umschalten der Kippstufen aus ihrem stabilen Zustand in ihren quasi-stabilen Zustand definiert sind (es sind keine ins Gewicht fallenden die Zeitkonstante bestimmenden Komponenten beteiligt), ist jede Vorderflanke mit allen anderen identisch und tritt in einem genauen Zeitpunkt folgend auf das Auftreten des positiven Spru'gs des Taktsignals auf. Die beiden Kippstufen 456 liefern daher Φί- und Φ2-Τ8Μπιρυΐ5ίο1-gen, welche im vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Impulsbreite von etwa 17 Nanosekunden besitzen, wobei die Vorderflanken der Impulsfolgen in bezug aufeinander und in bezug auf die Impulse der jeweils anderen Impulsfolge genau definiert sind. Wie oben bereits ausgeführt, werden die Φ1 -Taktimpulse auf der Leitung 475 als Impulse durch das NAND-Gatter 488 getaktet, welche auf in den codierten Daten enthaltene logischen Einsen bezogen sind. Die auf der Leitung 474 gelieferten <P2-Taktimpulse werden als sprungbezogene Impulse durch das NAND-Gatter 486 getaktet, wobei diese sprungbezogenen Impuise auf in den codierten Daten auftretende Nullen bezogen sind. Da die NAND-Gatter 488 und 486 in Zeitpunkten wirksam geschaltet sind, in denen die Φί- und Φ2-Taktsignale zur
Übertragung als sprungbezogene Impulse empfangen werden (Fig. 2E-(4), (7) und (14) für Eins-Bit-Impulse und F i g. 2E-(3),(4),(5), (6) und (14) für Null-Bit-Impulse), werden ihre entsprechenden Vorderflanken durch die Übertragung über die NAND-Gatter nicht merklich
■»5 beeinflußt. Da der Übertragungskanal, über den die Impulse übertragen werden, auf identische Impulsflanken gleich wirkt, gehen die genauer Lagen der sprungbezogenen positiven Impulsflanken und damit die Datensignalsprünge selbst aufgrund von Verzerrungen, welche die Impulse durch die Wirkung des Übertragungskanals erleiden können, nicht verloren.
Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:
1. Anordnung zum selektiven Einsetzen eines digitalen Synchronisationswortes in wenigstens eine mit einer vorgegebenen Frequenz auf einen Eingang getaktete digital codierte Datenfolge, die mit den selektiv in sie eingesetzten Synchronisationswörtern an einem Ausgang auftritt, wobei jede Datenfolge eine Komponente der digitalen Form eines zusammengesetzten Videosignals enthält und wobei das zusammengesetzte Videosignal einen Farbhilfsträger, ein jeder Videozeile zugeordnetes Horizontalaustastintervall sowie ein aufeinanderfolgende Videobilder trennendes Vertikalaustastintervall aufweist und wobei Horizonts lsynchronimpalse aus dsm Horizontalaustastintervall entfernt sind, gekennzeichnet durch einen Generator (459) zur Erzeugung eines digitalen Multi-Bit-Synchronisationswortes zum Einsetzen in jede Datenfolge zwecks Identifizierung alternierender Zeilen, eine Schalteranordnung (452), die in einem ersten Schaltzustand die Weiterleitung der Datenfolge zum Ausgang blockiert, wobei aber der in den Eingang (450) eingespeiste Datenfolgefluß nicht gestoppt wird, so daß der dabei auftretende Informationsinhalt der Datenfolge gelöscht wird, eine Anordnung (457, 458, 461, 462) zur Betätigung der Schalteranordnung (452) zwecks Löschung des Informationsinhaltes der Datenfolge in einer ersten Zeitperiode in wenigstens einem Teil jedes zweiten Horizontalaustastintervalls sowie zwecks Aktivierung des Synchronisationswort-Generators (459), um das Synchronisationswort während der ersten Zeitperiode in die Datenfolge einzusetzen, und eine Anordnung (460, 461, 462) zur Betätigung der Schalteranordnung (452) zwecks Löschung des Informationsinhaltes der Datenfolge in einer zweiten, im Vertikalaustastintervall auftretenden und sich über eine Vielzahl von aufeinanderfolgend auftretenden Horizontalaustastintervallen erstreckenden Zeitperiode.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl der Synchronisationswort-Generator (459) al« auch der Eingang (450) an die Schalteranordnung (452) angekoppelt sind und daß die Schalteranordnung (452) in einem ersten Schaltzustand die Datenfolge vom Ausgang (451) abblockt und das Synchronisationswort vom Generator (459) durchläßt und in einem zweiten Schaltzustand die Datenfolge zum Ausgang (451) durchläßt und das vom Generator (459) gelieferte Synchronisationswort abblockt.
3. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß sich die zweite Zeitperiode über eine Anzahl von aufeinanderfolgenden Horizontalaustastperioden erstreckt, die kleiner als etwa die Hälfte der während jedes Vertikalaustastintervalls auftretenden Horizontalaustastperioden ist.
4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 zur Verarbeitung eines analogen Farbvideo-lnformationssignals zur Aufzeichnung auf einem magnetischen Medium, gekennzeichnet durch eine Anordnung (93a^zur Abtrennung der Horizontalsynchronimpulse aus dem analoger. Farbvideo-Informationssignal, eine Anordnung (95) zur Tastung des analogen Farbvideo-Informationssignals und Überführung der Tastwerte in die genannte wenigstens
eine digitale Datenfolge mit vorgegebener Datenfolgefrequenz, welche gleich einem Vielfachen der Chrominanz-Hilfsträgerfrequenz ist, wobei das Synchronisationswort relativ zum Chrominanz-Hilfsträger so synchronisiert ist, daß der Phasenzusammenhang zwischen den Synchronisationswörtern und dem Chrominanz-Hilfsträger konstant ist.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die das Synehronisationswort einsetzende Anordnung (96) das Multi-Bit-Synchronisationswort im Bereich des vorher abgetrennten Horizontalsynchronimpulses in die Datenfolge einsetzt.
DE2759866A 1976-10-29 1977-10-28 Anordnung zum selektiven Einsetzen eines digitalen Synchronisationswortes in wenigstens eine mit einer vorgegebenen Frequenz auf einen Eingang getaktete digital codierte Datenfolge Expired DE2759866C2 (de)

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