DE2753126C2

DE2753126C2 - Signalverstärkerschaltung mit einer ein komplementäres Transistorpaar enthaltenden Gegentakt-Leistungsendverstärkerstufe

Info

Publication number: DE2753126C2
Application number: DE19772753126
Authority: DE
Inventors: Hans-Dietrich 7532 Niefern-Öschelbronn Rosenthal; Helmar Dipl.-Ing. 7500 Karlsruhe Vogt
Original assignee: Standard Elektrik Lorenz AG
Current assignee: Alcatel Lucent Deutschland AG
Priority date: 1977-11-29
Filing date: 1977-11-29
Publication date: 1982-04-01
Also published as: DE2753126A1; ES475477A1

Description

Die Erfindung betrifft eine im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebene Signalverstärkerschaltung. Eine derartige Signalverstärkerschaltung ist beispielsweise aus der US-PS 34 28 908 bekannt. Diese bekannte Schaltung weist eine Treiberschaltung auf, deren Ausgang unmittelbar mit der Basis eines Transistors des ersten komplementären Transistorpaares der Gegentaktverstärkerstufe verbunden ist. Die Basis des anderen Transistors des komplementären Transistorpaares ist über die Reihenschaltung mehrerer in Flußrichtung gepolter Dioden und einen diese Reihenschaltung überbrückenden Kondensator an den Ausgang der Treiberschaltung angeschlossen.

Es sind ferner Vertikalablenkschaltungen für Fernsehempfänger bekannt, die aus einer integrierten Verstärkerschaltung mit einer nachfolgenden Stromverstärkerstufe bestehen (im folgenden mit IC benannt), an die zwei als Gegentaktverstärker mit Eintaktausgang angeschaltete Leistungstransistoren angeschaltet sind. Die Ansteuerung der Endstufentransistoren erfolgt hierbei nach der aus der N F-Verstärkertechnik her bekannten Methode (Funkschau Nr. 11/77, Seite 481) mittels eines durch zwei Dioden fließenden Stromes, um eine stabile Basis-Emitter-Vorspannung für den angesteuerten Transistor zu erhalten und eine Übernahmeverzerrung zu vermeiden.

Unterstützt wird bei der bekannten Schaltung die Ansteuerung noch durch einen zwischen den Ausgang des Endverstärkers und der Basis des angesteuerten

Transistors geschalteten Bootstrapkondensator.

Diese Schaltungen haben jedoch den Nachteil, daß eine große Treiberleistung für die Endstufe aufgebracht werden muß, die den als Treiber verwendeten integrierten Schaltkreis in hohem Maße belastet, und daß besondere Maßnahmen zur Abführung der schädlichen Wärme des ICs getroffen werden müssen, beispielsweise mit Hilfe eines Kühlbleches. Während der Leitphase des zweiten Transistors der Endstufe fließt aufgrund des zwischen der Versorgungsspannung und dem Ausgang des ICs bestehenden hohen Spannungsabfalls ein hoher Strom in den IC zusätzlich zu dem Ansteuerstrom in die Basis des Transistors.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Signalverstärkerschaltung der eingangs angegebenen Art derart auszubilden, daß ohne wesentlichen zusätzlichen Aufwand der Leistungsverbrauch der Treiberschaltung wesentlich verringert wird und ein verminderter Rückstrom für den IC erforderlich ist. Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß durch die im Anspruch 1 angegebene Erfindung gelöst.

Aus der Druckschrift 6250-06-1D »Integrierte Schaltungen für die Konsumelektronik 1976/77« der Firma Intermctall ist eine in dem IC (Seite 99) TDA 1044 angeordnete Treiberverstärkerschaltung bekannt, deren Ausgang mit einem positiven oder negativen Ausgangssirom belastet werden kann. Weitere Angaben sind dort nicht enthalten.

Weitere Ausbildungen der Erfindung sind in den w Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung hat insbesondere den Vorteil, daß die Treiberleistung und die IC-Verlustleistung verringert und die Kühlmaßnahmen (z. B. Kühlbleche) für den IC eingespart werden.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und im folgenden näher beschrieben. Es zeigt, schematisch dargestellt,

F i g. 1 eine bekannte Schaltung im Vergleich zu einer in
■»o F i g. 2 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltung,

Fig. 3a bis 3g Diagramme zur bekannten Schaltung und

Fig.4a bis 4f Diagramme zur Erläuterung der Erfindung.

In Fig. 1 sind nur diejenigen Schaltungsteile einer bekannten Schaltung dargestellt, die für einen Vergleich mit der erfindungsgemäßen Schaltung Bedeutung haben.

In dem IC 5 befinden sich die Vertikalablenkschaltung so mit Oszillator, Sägezahngenerator, Vertikalablenk-Vorverstärker und ein als Treiberverstärker ausgebildeter Endverstärker. An den IC 5 ist ein aus der Reihenschaltung zweier Vorwiderstände 1,2 und zweier Dioden 3, 4 bestehendes Ansteuernetzwerk geschaltet, auf das eine Gegentakt-Leistungsendstufe folgt, die aus den komplementären Transistoren 6 und 7 besteht. Mit Ub ist die Versorgungsspannungsquelle bezeichnet. Zwischen den Vorwiderständen 1 und 2 und dem gemeinsamen Emitterpunkt 12 ist ein Bootstrap-Kondensator 8 geschaltet. Am Punkt 12 sind die Vertikalablenkspule 9 und hiermit in Reihe ein Koppelkondensator 10 und ein Meßwiderstand 11 geschaltet.

Die am Ausgang der integrierten Schaltkreise 5 liegende sägezahnförmige Spannung ist mit 14 und die verstärkte identische Vertikalablenkspannung ist mit 15 bezeichnet. Zwischen dem Koppelkondensator 10 und dem Meßwiderstand 11 wird eine Meßspannung zur

Gegenkopplung (nicht gezeichnet) für den IC 5 abgegriffen. Der Ausgang des IC 5 ist mit 13 bezeichnet.

Durch die Dioden 3 und 4 fließt ein Strom, der durch die Vorwiderstände 1 und 2 bestimmt wird. Unterstützt wird die Ansteuerung noch durch den Ausgang 12 des von den komplementären Transistoren 6, 7 gebildeten Gegentaktendverstärkers und der Basis des Transistors 6.

In die Basen der Transistoren 6 und 7 des Gegentaktendverstärkers wird ein vom IC 5 der iu sägezahnförmigen Spannung 14 entsprechender Strom eingespeist, der mit der Vertikalfrequenz synchron ist, wobei die beiden Transistoren 6 und 7 im Gegentakt betrieben werden. Durch die Vorwiderstände 1 und 2 und die Dioden 3 und 4 fließt ein Strom, der an den !·> Dioden 3 und 4 einen Spannungsabfall hervorruft, so daß die Basis des Transistors 6 stets um einen Betrag 2Uf (wobei mit Uf die Flußspannung beyeichnet ist) gegenüber der Basis des Transistors 7 vorgespannt ist. Der Treiberstrom für den (angesteuerten) Transistor 6 kann (für die positive Halbwelle) nur so groß sein, wie durch die Vorwiderstände maximal bestimmt wird.

Bei dieser bekannten Schaltung müssen die Widerstände 1 und 2 sehr niederohmig sein, damit ein ausreichender Basisstrom fließen kann. Dies ist notwendig, um einen kontinuierlichen Spannungsverlauf am gemeinsamen Emitterpunkt 12 zu erreichen. Ohne diese Maßnahme ergäbe sich ein Spannungssprung, der eine unstetige Ablenkung des Elektronenstrahls auf der Bildschirmmitte hervorrufen würde (sogenannte » Quetschfalte).

Während der Leitphase des Transistors 7 wird der Bootstrap-Kondensator 8 über den Vorwiderstand 1 und Ub aufgeladen (d. h., wenn der Transistor 7 leitet, ist also ein hoher schädlicher Querstrom vorhanden). 3"> Während der Leitphase des Transistors 6 (Sperrphase des Transistors 7) entlädt sich der Bootstrap-Kondensator 8 über den Vorwiderstand 2 und den Transistor 6 (über die Schaltungsteile 12,9,10,11, Masse) und liefert diesem hierdurch einen zusätzlichen Basisstrom. Es muß also eine große Treiberleistung für die Endstufe aufgebracht werden, die den als Treiber verwendeten integrierten Schaltkreis 5 in hohem Maße belastet, so daß die hohe Verlustleistung, z. B. mit Hilfe eines Kühlbleches, abgeführt werden muß. Während der Leitphase des Transistors 7 fließt aufgrund des hohen Spannungsabfalls zwischen der Versorgungsspannung Ub und dem Ausgang 13 des IC 5 ein hoher Strom (von Üb über die Schaltungselemente 1, 2, 3, 4) zusätzlich zu dem Ansteuerstrom des Transistors 7 durch die Dioden 3 und 4 und den Transistorstrom des Transistors 7.

Bei dieser Schaltung ist also von dem im IC 5 vorhandenen Vorverstärker zur Aussteuerung des Transistors 6 ein negativer, stetig gegen Null abnehmender Strom erforderlich. Dieser Strom fließt mit einem v> größeren Wert bei der Sperrung des Transistors 6 und der Aussteuerung des Transistors 7 als Vorlaststrom in den IC 5 und ergibt eine wesentliche Verlustieistungserhöhung der Aussteuerschaltung.

Der Verlauf der durch die Widerstände 1 und 2 und t>o die Dioden 3 und 4 sowie durch den Kondensator 10 und die Treiberschaltung 5 fließenden Ströme und die Basisströme der Transistoren 6 und 7 sind aus den F i g. 3a bis 3g zu entnehmen.

In diesen Figuren bedeutet /den genannten Strom, t b5 bzw. f 1 bis i6den zeitlichen Verlauf, THdie Hinlaufzeit und 7>die Rücklaufzeit und 0 die Nullinie.

Bei positiver Ansteuerung müssen die Widerstände 1 und 2 so bemessen sein, daß genügend Treiberstrom für den Transistor 6 aufgebracht wird, da hierbei der maixmale Basisstrom gebraucht wird. Dies isi zum Zeitpunkt ί 1 in F i g. 3e dargesteht. Der Basisstrom des Transistors 6 fließt aus dem Kondensator 8 über den Widerstand 2, wie dies in F i g. 3b und 3g zu sehen ist.

Bei negativer Ansteuerung, also Ansteuerung des Transistors 7, zwischen den Zeitpunkten kurz vor ?3 und f4 fließt Strom aus der Basis dieses Transistors (F i g. 3f) in die Treiberschaltung 5 (F i g. 3d). Gleichzeitig muß die Treiberschaltung 5 auch noch den Strom durch die Widerstände 1 (F i g. 3a) und 2 (F i g. 3b) sowie durch die Dioden 3 und 4 (Fig. 3c) aufnehmen. Im Zeitpunkt / 4 ist der Hinlauf beendet. Hier hat der Strom dur'.-h die vorher aufgezählten Elemente seinen Höchstwert. Es fließt hier auch der größte Ladestrom in den Bootstrap-Kondensator 8 (F i g. 3g).

Da die Schaltung nach F i g. 1 bereits ausführlich beschrieben ist, brauchen diejenigen Schaltungsteile und Funktionen der Fig. 2, die mit denen der Fig. 1 übereinstimmen, nicht erneut erläutert zu werden, so daß es genügt, lediglich gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen zu 'ersehen.

Ein wesentlicher Unterschied zwischen der in F i g. 2 zu der in Fig. 1 dargestellten Schaltung besteht darin, daß der in Fig. 1 vorhandene Bootstrap-Kondensator 8 und der Vorwiderstand 1 entfallen sind. Statt dessen ist parallel zu den beiden Dioden 3 und 4 ein Ladekondensator 16 geschaltet. Außerdem ist der Widerstand 2 hochohmig dimensioniert. Während der Transistor 7 leitet, ist der Spannungsabfall über den bei dieser Schaltung hochohmigen Widerstand 2

Uh= Ub-2 Ur- £/.,„-

(Ur = Spannungsabfall am Widerstand 2, (7s=Versorgungsspannung, Uf= Spannung während der Flußperiode, Uaic= Ausgangsspannung des IC 5). Der durch diesen Spannungsabfall hervorgerufene Strom lädt während der Leitphase des Transistors 7 (über die Schaltungsteile Ub, 2, IC 5) den Ladekondensator 16 auf.

Während der Leitphase des Transistors 6 ist der Transistor 7 gesperrt. Der IC 5 liefert die Spannungsansteuerung, während über den Widerstand 2 der Basisstrom geliefert wird.

Da der Widerstand 2 hochohmig ist, reicht der Strom zum Treiben des Transistors 6 nicht aus, so daß der hierfür vorgesehene Ladekondensator 16 den restlichen Strom liefert.

Der Spannungsverlauf (sägezahnförmige Spannung 14) am Ausgang des IC 5 ist etwa der gleiche (Vertikalablenkspannung 15) wie am Ausgang, am gemeinsamen Emitteranschluß 12. Lediglich der Stromfluß durch die Transistoren 6 und 7 ist etwa das j3-fache des Steuersignals, dargestellt durch die sägezahnförmige Spannung 14, wobei β der Slromverstärkungsfaktor der Transistoren ist.

Während bei der Schaltung nach Fig. 1 von dem im IC 5 enthaltenen Vorverstärker zur Aussteuerung des Transistors 6 ein negativ stetig gegen Null abnehmender Strom erforderlich ist, der mit größerem Wert bei Sperrung des Transistors 6 und Ansteuerung des Transistors 7 als Vorlaststrom in den IC 5 fließt und eine wesentliche Verlustleistungserhöhung der Ansteuerschaltung ergibt, ist dagegen bei der Ansteuerschaltung nach F i g. 2 der maximale Strom bei Aussteuerung des Transistors 7 nur etwa die Hälfte. Dies ergibt sich daraus, daß die Ansteuerschaltung bei Ansteuerung des Transistors 6 einen negativen Strom zu liefern vermag.

Daher sind die Verluste in der Ansteuerschaltung gegenüber der in Fig. 1 dargestellten Schallung wesentlich herabgesetzt.

In den Fig.4a bis 4f ist wieder der Verlauf der einzelnen Ströme schematisch dargestellt. Für diese Ansteuerung der Endstufen ist Voraussetzung, daß die Treiberschaltung sowohl Strom liefern als auch Strom aufnehmen kann.

Der Hinlauf beginnt bei /1. Bei positiver Ansteuerung fließt ein Teil des Basisstromes für den Transistor 6 über den Widerstand 2 (F i g. 4a), ein Teil aus dem geladenen Kondensator 16 (F i g. 4c) und über diesen Kondensator aus der Treiberschaltung 5 (F i g. 4f). Zum Zeitpunkt 12 wird der Strom, der aus der Treiberschaltung 5 geliefert wird, zu Null, und ab diesem Zeitpunkt nimmt die Treiberschaltung 5 Strom auf. Der Basisstrom (F i g. 4d) ist nun kleiner geworden und wird nur noch über Widerstand 2 (F i g. 4a) geliefert. Der von der Treiberschaltung 5 aufgenommene Strom fließt über den Widerstand 2 und über die Dioden 3 und 4 (F i g. 4b). Kurz vor f 3 fängt der Transistor 7 an zu leiten. Kurz nach f3 hört der Transistor 6 auf zu leiten. Dies ist notwendig, um Übernahmeverzerrungen zu vermeiden. Durch den Strom, der durch die Dioden 3 und 4 fließt (F i g. 4b), entsteht über diesen ein Spannungsabfall, der den Kondensator 16 (F i g. 4c) über den Widerstand 2 (Fig.4a) auflädt Zum Zeitpunkt t4 fließt aus dem Transistor 7 der maximale Basisstrom (Fig.4e) in die Treiberschaltung. Dasselbe gilt für die Dioden 3 und 4, den Widerstand 2 und den Kondensator 16.

Ein Vergleich der Fi g.3 und 4 zeigt, daß in Fig. 3d der Strom in der Treiberschaltung größer ist als der Strom in F i g. 4f.

Die Erwärmung der Treiberschaltung gemäß F i g. 2 ist kleiner als bei der Schaltung nach F i g. 1, so daß bei der in F i g. 2 dargestellten Schaltung auf einen Kühlkörper zur Abfuhr der Verlustwärme der Treiberschaltung verzichtet werden kann.

Dies ergibt sich daraus, daß die Treiberschaltung

sowohl Strom liefern als auch aufnehmen kann. Daher sind die Verluste in der Ansteuerschaltung gegenüber der in Fig. 1 dargestellten Schaltung wesentlich herabgesetzt.

Im Ausführungsbeispiel sind zwar Vertikalablenkschaltungen mit ICs beschrieben, jedoch ist die Erfindung auch für alle Verstärkerschaltungen mit ίο nachgeschalteten Leistungsstufen anwendbar.

Verwendete Bezugszeichen

is 1,2 Vorwiderslände

3,4 Dioden

5 IC

6, 7 Transistoren, Endverstärker

8 Bootstrap-Kondensator

9 Vertikalablenkstufe

10 Koppelkondensator

11 Meßwiderstand (Gegenkopplungswiderstand)

12 gemeinsamer Emitterpunkt, Ausgang 13 Ausgang des IC

14 sägezahnförmige Spannung

15 Vertikalablenkspannung

16 Ladekondensator

Ub Versorgungsspannung

Ur Spannungsabfall am Widerstand 2

Uf Spannung während der Flußperiode

UAic Ausgangsspannung des IC 5

0 Nullinie

/ genannter Strom
f 1 bis f 6 zeitlicher Verlauf

TH Hinlaufzeit

Tr Rücklaufzeit

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Signalverstärkerschaltung mit einer ein komplementäres Transistorpaar enthaltenden Gegentakt-Leistungsendverstärkerstufe, in der die Basis des der Versorgungsspannung zunächst liegenden Transistors des komplementären Transistorpaares über einen Basiswiderstand mit der Versorgungsspannung verbunden ist und außerdem über eine passive Vorspannungsschaltung (insbesondere eine oder mehrere in Flußrichtung gepolte Dioden oder einen Widerstand) mit der Basis des zweiten Transistors des komplementären Transistorpaares verbunden ist und in der außerdem parallel zur passiven Vorspannungsschaltung ein Kondensator geschaltet ist, und mit einer Treiberschaltung, deren Ausgang unmittelbar an die Basis des zweiten Transistors des komplementären Transistorpaares angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Basiswiderstand (2) so hochohmig bemessen ist, daß er den durch ihn fließenden Strom auf einen erheblich unterhalb der Sättigungssteuerung des ersten Transistors (6) des komplementären Transistorpaares (6, 7) liegenden Wert begrenzt, und daß außerdem die Treiberschaltung (Schaltungsanordnung 5) so ausgebildet ist, daß sie an ihrem Ausgang sowohl einen Strom abgeben als auch einen Strom aufnehmen kann.

2. Signalverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Vertikalablenkschaltung ist.

3. Abänderung der Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle der Dioden (3,4) ein Widerstand vorgesehen ist.