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Phasenschieber für Diversity-Anlagen
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Die Erfindung betrifft einen elektronischen Phasenschiebereit unbeschränktem
Phasenhub für Raum-Diversity-Übertragungsanlagen mit Einrichtungen zur Gewinnung
eines Phasenkorrektursignales, um ein empfangenes HF-Signal mit einem anderen empfangenen
HF-Signal in PhasenUbereinstimmung zu bringen.
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Diversity-Anlagen dienen bei der hochfrequenten übertragung von Nachrichtensignalen
dazu, eine Verbesserung der Rückgewinnung des ursprünglichen Signales zu erreichen,
das durch Interferenzen infolge Mehrwegeausbreitung gestört ist. Je nach der Art,
wie die ursprünglichen Signale wiedergewonnen werden, spricht man von Raum-, Frequenz-,
Zeit-, Polarisations- und Winkeldiversity. FUr Mikrowellenverbindungen werden vor
allem die ersten zwei Diversityarten verwendet.
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Die Verbesserung der Rückgewinnung des ursprünglichen Signales kann
dadurch geschehen, daß von zwei oder mehr empfangenen Signalen jeweils das Beste
ausgewählt und weer verarbeitet wird. Sie kann aber auch dadurch geschehen, daß
zwei oder mehr empfangene Signale nach geeigneter Korrektur zu einem einzigen Signal
kombiniert werden, das besser sein kann als jedes der einzelnen empfangenen Signale.
Besonders interessant ist die direkte
Kombination der Hochfrequenz-Signale,
da die Kombination vor der Detektion geschieht, so daß nur ein Empfänger notwendig
ist. Diese direkte Kombination wird für Raum-Diversity häufig angewendet.
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FUr Mikrowellenübertragungsstrecken mit Frequenz- oder Phasenmodulation
im Frequenzbereich von z.B. 4 0Hz sind solche Kombinatören schon seit längerer Zeit
im Einsatz.
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Dabei wird das von einer Hilfsantenne empfangene Signal nach Berichtigung
einer phase mit dem Signal einer Hauptantenne rektoriell addiert und das erhaltene
Signal anschließend für die Gewinnung des Nachrichtensignales demoduliert. Um die
Phasenlage des Hilfssignals mit jener des Hauptsignals in Ubereinstimmung bringen
zu können, muß zunächst ein Signal gewonnen werden, das eine Angabe über die relative
Phasenlage der beiden Signale liefert.
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Zu diesem Zwecke wird das Hilfssignal mit einem Signal von 400 Hz
um weniger Grade in der Phase moduliert. Werden nun das Haupt signal und das mit
400 Hz phasenmodulierte Hilfssignal addiert, so enthält das resultierende Signal
eine AM-Komponente von 400 Hz, die auf einfache Art in einem AM-Detektor detektiert
werden kann.
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Aus der Phasenlage des detektierten 400 Hz-Signales bezogen auf die
Phase des 400 Hz-Modulationssignales kann festgestellt werden, ob die Phase des
Hilfssignales jener des Hauptsignales vor- oder nacheilt, wobei bei Phasenübereinstimmung
die 400 Hz-Komponente verschwindet und eine schwache 800 Hz-Komponente erscheint.
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Wenn in den Pfad des Hilfssignales ein Phasenschieber eingefügt wird,
kann ein Regelkreis aufgebaut werden, bei welchem über einen Servoverstärker und
einen Motor der Phasenschieber so nachgeführt wird, daß die Amplitude des kombinierten
HF-Signales maximal und die Amplitude der detektierten AM-Modulation minimal wird.
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Die Kennlinie eines solchen bekannten motorisch angetriebenen rotierenden
Phasenschiebers ist in Fig. 1 gezeigt. Im Teilgebiet(i) überwiegt die mechanische
Dämpfung (Reibung). In den Teilbereichenö2ist das Drehmoment drehzahlabhängig, wobei
die Hysterese durch Haftreibung zustande kommt. In den Teilbereichen03läuft zuläuft
der Motor mit voller Drehzahl.
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Es ist leicht einzusehen, daß die mechanischen Abmessungen des Phasenmodulators
und des Phasenschiebers für eine solche Art von Kombination im wesentlichen gegeben
sind durch die Betriebsfrequenz der Anlage. Für Betriebsfrequenzen von 6 GHz und
darunter werden die mechanischen Abmessungen der üblichen Phasenschieber groß. Dies
führt beim rotierenden Phasenschieber zu Schwierigkeiten, da ein rasches Folgen
auf Phasenänderungen ein geringes TrSgheitsmoment im Phasenschieber und im Antriebsmotor
voraussetzt.
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Diese Voraussetzung kann bei vergrößerten Abmessungen des Phasenschiebers
und entsprechend notwendiger größerer Motorleistung nur zum Teil durch Vergrößerung
der Leistung des Servoverstärkers erfüllt werden.
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Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Phasenschieber
für Raum-Diversityanlagen vorzusehen, der auch bei Frequenzen im Bereich von 2 GHz
nur einen kleinen Platzbedarf hat und bei entsprechender Anpassung auch mit den
gleichen Steuersignalen arbeiten kann, wie sie für rotierende Phasenschieber verwendet
werden.
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Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, die beschriebene Signaladdition
auch für Streu- und Beugungsverbindungen anwenden zu können.
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Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist gekennzeichnet durch
einen als Quadraturmodulator geschalteten Diodenmodulator, durch eine elektronische
Anpass-Schaltung, um auf dem Phasenkorrektursignal zwei um 900 gegeneinander in
der Phase verschobene Modulationssignale zu gewinnen. Der vorliegende Phasenschieber
arbeitet trägheitslos und kann daher auch schnelle Xnderungen ausregulieren.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung
näher beschrieben. In der Zeichnung zeigt: Fig. 1 die Kennlinie eines bekannten,
motorisch angetriebenen Phasenschiebers; Fig. 2 ein Prinzipschema einer Raum-Diversity-Anlage
mit elektronischem Phasenschieber; Fig. 3 ein Prinzipschema einer elektronischen
Anpasseinheit zur Verwendung in der Anlage nach Fig. 2; Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel
einer Anpass-Schaltung nach Fig. 3 und Fig. 5 eine Begrenzer- und Schwellwertschaltung.
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Die Fig. 2 zeigt ein Prinzipschema einer Raum-Diversity-Anlage mit
integriertem Phasenmodulator und Phasenschieber, d.h. der Phasenschieber dient gleichzeitig
als Phasenmodulator zur Erzeugung der 400 Hz-Phasenmodulation.
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Das von einer Hauptantenne 1 empfangene HF-Signal, im folgenden als
Hauptsignal bezeichnet, gelangt über Zirkulatoren, die der Anschaltung eines Senders
und/oder weiterer Empfänger an die gleiche Antenne, aber auf anderen Frequenzen
im gleichen Frequenzband, dienen, und über ein Bandpassfilter zur RUckweisung dieser
anderen Frequenzen in eine gestrichelt uarandete Schaltung 2. Das von einer Hiltsantenne
4 empfangene Signal, im folgenden als Hilfssignal bezeichnet, gelangt über einen
HF-Verstarker 5 an eine Ausgleichsleitung 6', die dem Ausgleich unterschiedlich
langer Übertragungswege innerhalb der Empfangsseite der Anlage dient, und von da
über einen Zirkulator, der der Anschaltung weiterer Empfangszweige dient, und ein
Bandpassfilter ebenfalls an die Schaltung 2.
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Die Schaltung 2 enthält einen Leistungsteiler 6, in welchem das Hilfssignal
in zwei Signale mit 900 Phasendifferenz aufgeteilt wird. Jedes dieser Teilsignale
gelangt an einen Diodenmodulator 7 bzw. 8, an welche Modulationssignale s(t) bzw.)
(t) angelegt sind, wie dies später noch beschrieben wird. Die beiden Teilsignale
werden dann in einem 3 dB-Koppler 9 vektoriell addiert, wobei die Hälfte der Leistung
in einen Abschlußwiderstand 10 fließt.
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Das 80 erhaltene modulierte Hilfssignal wird anschlie-Bend in einem
3 dB-Koppler 11 mit dem Haupt signal vektoriell addiert, wobei bei Phasenübereinstimmung
und gleichem Pegel zwischen Hauptsignal und Hilfssignal keine Leistung in den Abschlußwiderstand
12 fließt. Das aus Haupt signal und Hilfssignal kombinierte Signal ist das Eingangssignal
eines Empfängers 3, an dessen Ausgang das demodulierte Nutzsignal erscheint.
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Weiter weist die Anlage nach Fig. 2 noch einen an den Empfänger angeschlossenen
AM-Demodulator 13 auf, um, wie in der Einleitung erwähnt, unter Ausnutzung der wegen
der 400 Hz-Phasenmodulation des Hilfssignales bei der vektoriellen Addition mit
dem Hauptsignal entstehenden Amplitudenmodulation ein von der Phasendifferenz zwischen
Haupt signal und Hilfssignal abhängiges Steuersignal zu gewinnen, das an einen Diversity-Einsatz
14 angelegt ist, der in bekannter Weise aufgebaut ist, und dessen Ausgangssignal
in bekannten Anlagen mit motorisch angetriebenen Phasenschiebern deren Motor in
Drehzahl und Drehrichtung regelt. Damit dieses Signal für die Diodenmodulatbren
7 und 8 verwendet werden kann, muß es in einer elektronischen Anpass-Schaltung 15
angepaßt werden, wie dies in Zusammenhang mit Fig. 3 und 4 beschieben wird.
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Der Modulator in Block 2 von Fig. 2 mit den Elementen 6, 7, 8 und
9 entspricht einem Quadraturmodtuator, in welchem eine TrEgerfrequenz scs das Hilfssignal,
einmal direkt mit einem Signal der Funktion d (t) und einmal nach einer 90° Phasendrehung
der Trägerfrequenz mit einem Signal der Funktion s (t) moduliert wird. Nach erfolgter
Modulation werden die beiden Teilsignale im 3dB-Koppler 9 wieder vektoriell addiert.
Die Gleichung für den Quadraturmodulator lautet: x(t) = s(t)cossct - 3(t) sinn cit
(1) Die elektronische Anpass-Schaltung 15 hat die Aufgabe, die vom hier nicht näher
beschriebenen Diversity-Einsatz 14 gelieferten Signale n(t), dieeinem motorisch
angetriebenen Phasenschieber entsprechen, in die beiden Modulationssignale s<t)
und # (t) umzuwandeln, damit etwa die Kennlinie nach Fig. 1 entsteht.
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Die Gebiete % in Fig. 1 entsprechen einem idealen Frequenzmodulator.
Für diesen gilt Com :c +## n(t) (2) dabei sind m m=Momentfrequenz #c = Trägerfrequenz
c n(t).=Regelfunktion ## =Frequenzhub Wenn das kombinierte Ausgangssignal des QuadraturmodulatorsB
d.h. das Ausgangssignal des 3dB-Kopplers 9 mit x(t) bezeichnet wird. kann zeschrieben
werden
wobei T = Trägeramplitude = konstant Die Auflösung von Gleichung (3) ergibt:
Durch Koefficientenvergleich mit Gleichung (1) erhält man: s(t) = Tcos[###n(t)dt]
(4) 8(t) = Tsii Sn(t)d; (5) Die Funktionen gemäß den Gleichungen (4) und (5) könnten
mit einer elektronischen Anpass-Schaltung, wie sie Fig. 3 im Prinzip zeigt, erzeugt
werden, in welcher ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO vorhanden ist, der eine
zum Regelsignal n (t) proportionale Frequenz erzeugt, wobei die Funktion gem. Gleichung
(5) durch Phasendrehung um 900 auf der Funktion gemäß Gleichung (4) gewonnen würde.
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Da das Signal n(t) bei ausgeregelter Phasendifferenz Null wird, also
auch die Frequenz Null aufweist, ist das Prinzip von Fip. 3 nicht oder nur Silber
komplizierte llmwere realisierbar.
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Die Fig. 4 zeigt jedoch eine LOsungsmöglichkeit in Digitaltechnik,
deren Arbeitsweise nachfolgend beschrieben wird. Das Regelsignal n(t) wird in einem
Spannungs-Impulsfrequenz-Wandler 41 in ein Impulssignal gewandelt, welcher Wandler
einer der Spannung des Regelsignals proportionale Zahl von Impulsen pro Sekunde
abgibt, einen Impuls abgibt, wobei an einem zweiten Ausgang dieses Wandlers ein
Signal erscheint, das die Änderungsrichtung des Regelsignales angibt. Die Impulse
des Wandlers 41 werden in einem Aufwärts-Abwärts-ZShler 42 mit der durch das zweite
Ausgangssignal des Wandlers 41 vorgegebenen Zählrichtung gezählt. Der Zähler 42
ist z.B. ein 8-Bit-Ringzähler, bei welchem 256 Zählstände möglich sind, welche einer
Phasendrehung von 3600 entsprechen, d.h. eine änderung des Zählstandes um eine Finheit
entspricht einer Phasendrehung von 1,406250. Die Stellung des Zählers entspricht
im ausgeregelten Zustand der jeweils momentan nötigen Phasenverschiebung, damit
das llilfssignal und das llaustsignal miteinander in Phase sind.
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Das Ausgangssignal des Zählers 42 gelangt bit-parallel an zwei Festwert-Speicher
43 und 44 mit je 256x8=20118 Pits, die derart programmiert sind, daß eine Sinus-
bzw. eine Kosinusfunktion in 256 Schrittenrnchgebildet wird. Dabei kann die Programmierung
so sein, daß die nichtlineare Kennlinien der Modulatordioden kompensiert wird, d.h.
eine
entsprechend verzerrte Sinus- bzw. Kosinusfunktion nachgebildet
wird.
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Diese Ausgangssignale der Speicher 43 bzw. 44 sind bitparallel an
Digital-Analog-Wandler 45 bzw. 46 angelegt.
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an deren Ausgängen die Funktionen s(t) bzw.&(t) erscheinen. Da
die beiden Speicher 43 und 44 das gleiche Signal vom Zähler 42 enthalten, und ihre
Programmierung fest ist, ist sichergestellt, daß zwischen den Signalen s(t) und(t)
immer ein Phasenunterschied von 900 besteht. Bei entsprechender Auslegung der Digital-Analog-Wandler
kann diese Anpass-Schaltung bei konstantem Zählstand des Zählers, d.h. bei Phasengleichheit
am 3dB-Koppler 11 in Fig. 2, beliebig lange den diesem Zählstand entsprechenden
Wert der Funktionen s(t) und &(t) abgeben.
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Um auch die Gebiete 1'und 3der Kennlinie in Fig. 1 nachzubilden, kann
die in Fig. 5 gezeigte Begrenzer- und Schwellwertschaltung, die in bekannter Weise
aufgebaut ist, dem Wandler 41 in Fig. 4 vorgeschaltet werden.
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In Fig. 2 ist der Phasenmodulator im Phasenschieber integriert, d.h.
der letztere dient gleichzeitig als Phasenmodulator, indem das Modulationssignal
von 400 Hz dem Phasenregelsignal überlagert ist. Es were aber auch mölich, einen
getrennten Phasenmodulator zu verwenden, der ebenfalls ein Diodenmodulator sein
könnte und z.B. direkt vor den Leistungsteiler 6 in den Pfad des Hilfssignales geschaltet
sein könnte. In diesem Falle wäre eine zusätzliche einfache Anpaßeinheit nötig,
um das vom Diversity-Einsatz 14 gelieferte 400 Hz-Signal an den zusätzlichen Diodenmodulator
anzulegen.
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Durch die vorliegende Schaltung ist es möglich, für eine nach herkömmlichem
Konzept gebaute Raum-Diversity-Anlage mit rotierendem Phasenschieber den elektronischen
Phasenschieber zu verwenden, wobei die gleichen Steuersignale wie für einen rotierenden
Phasenschieber benützt werden und die gleichen Bedingungen eingehalten werden können.
Insbesondere kann der Phasenhub des vorliegenden elektronischen Phasenschiebers
wie beim rotierenden n.29K betragen, wobei n eine beliebige Zahl ist. Die im Vergleich
zum rotierenden Phasenschieber größeren Verluste des vorliegenden elektronischen
Phasenschiebers können durch den in Fig. 2 in den Pfad des Hilfssignales eingefügten
tIF-Verstärker 5 ausgeglichen werden.
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5 Patentansprüche 2 Bl. Zeichnungen
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