DE2631460C2 - Circuit arrangement for generating a control signal in a receiving channel prone to interference - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals, insbesondere zur Pegelregeiung, in einem mit Störungen behafteten Empfangskanal, bei der aus dem phasenumgetasteten Eingangssignal ein amplitudenabhängiges Steuersignal abgeleitet wird, wobei im Empfangskanal in einer Frequenzregelschaltung ein mittels des Empfangssignals synchronisierter Oszillator vorgesehen ist, bei dem das Empfangssignal mit dem Ausgangssignal des Oszillators einmal unverzögert und einmal um 9(T verzögert in zwei Mischern überlagert wird, und wobei die so erhaltenen Mischprodukte über Tiefpaßfilter geführt und die daraus gewonnenen, die Freqbenzverschiebung zwischen Eingangssignal- und Oszillatorfrequenz anzeigenden Signale nach erneuter Umsetzung in einem dritten Mischer als Stellgröße für die Nachstimmung des Oszillators dienen.The invention relates to a circuit arrangement for generating a control signal, in particular for level control, in a receiving channel prone to interference, in the case of the phase-shift keyed Input signal an amplitude-dependent control signal is derived, wherein in the receiving channel in a frequency control circuit by means of the Received signal synchronized oscillator is provided, in which the received signal with the output signal of the oscillator once instantaneously and once by 9 (T delayed superimposed in two mixers is, and the mixed products thus obtained are passed through low-pass filters and the resulting the frequency shift between input signal and oscillator frequency indicating signals according to renewed implementation in a third mixer as a manipulated variable for re-tuning the oscillator serve.

Zur optimalen Signalverarbeitung ist es vielfach wünschenswert, daß der Nutzpegel in einem mit Störungen überlagerten Empfangskanal einen bestimmten Wert hat. Hierzu wird ein Steuersignal benötigt, das auf ein entsprechendes Stellglied, z. B. einen geregelten Verstärker, eine einstellbare Schwelle oder dergleichen einwirkt. Dies gilt insbesondere für Funkempfänger und im speziellen für Schaltungsanordnungen, welche mit Trägerrückgewinnung eines phasenumgetasteten Digitalsignals arbeiten. Das Steuersignal soll nur von der Nutzleistung im Empfangssignal abhängen und überlagerte Störungen, z. B. Rauschen oder andere Störungen sollten ebenso wie die überlagerte Information nicht in das Steuersignal mit eingehen.For optimal signal processing, it is often desirable that the useful level be combined with interference overlaid receiving channel has a certain value. A control signal is required for this, which on a corresponding actuator, e.g. B. a regulated amplifier, an adjustable threshold or the like acts. This applies in particular to radio receivers and in particular to circuit arrangements which work with carrier recovery of a phase shift keyed digital signal. The control signal should only be from the useful power in the received signal and superimposed interference, z. B. noise or others Like the superimposed information, disturbances should not be included in the control signal.

Es gibi eine Reihe von Möglichkeiten, Schaltungen zur Erzeugung des Steuersignals bei mit Störungen behafteten Empfangskanälen der eingangs genannten Art aufzubauen. Dabei treten jedoch stets Nachteile auf, die im einzelnen anhand der F i g. 1 näher erläutert werden. Zusammenfassend läßt sich sagen, daß die bekannten Schaltungen entweder nicht ausreichend die überlagerten Rauschstörungen bei der Bildung des Steuersignals unterdrücken oder daß Synchronisationsfehler in der Phasenregelschleife mit in die Erzeugung des Steuersignals für die Pegelregelung eingehen.There are a number of possibilities for circuits to generate the control signal in the event of interference build up affected reception channels of the type mentioned. However, there are always disadvantages on, which are shown in detail with reference to FIGS. 1 will be explained in more detail. In summary it can be said that the known circuits either inadequate the superimposed noise interference in the formation of the control signal or that synchronization errors in the phase-locked loop are included in the Enter the generation of the control signal for the level control.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art einen Weg aufzuzeigen, bei dem ein Steuersignal hergeleitet werden kann, das nur der Nutzleistung im Empfangssignal proportional ist und den EinflußThe invention is based on the object, in a circuit arrangement of the type mentioned at the beginning to show a way in which a control signal can be derived that only corresponds to the useful power in the Received signal is proportional and the influence

fto von Gaußschem Rauschen oder rauschähnlichen Störungen ähnlicher Art sowie von Synchronisationsfehlern nicht unterliegt. fto is not subject to Gaussian noise or noise-like disturbances of a similar type, as well as synchronization errors.

Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß von den Ausgängen der beiden erstgenanntenAccording to the invention, this is achieved in that of the outputs of the first two

f>5 Mischer nach Tiefpaßfilterung und Quadrierung erhaltene Ausgangssignale in einer Differenzstufe zusammengefaßt und nach einem weiteren Tiefpaß und einer weiteren Quadrierstufe einer Additionsstufef> 5 mixers obtained after low-pass filtering and squaring Output signals combined in a differential stage and after a further low-pass filter and another squaring stage of an addition stage

zugeführt sind, deren zweites Eingangssignal aus dem Ausgangssignal des dritten Mischers nach Quadrierung gewonnen ist und daß vor einem der beiden Eingänge der Addilionsschaltung eine Amplitudenkorrektur derart vorgenommen wird, daß eine Auslöschung sowohl der von Phasenfehlern der Frequenzregelschaltung als auch von Rauschanteilen im Nutzsignal kommenden Signalanteile erreicht wird und das so gewonnene störbefreite Ausgangssignal als Steuersignal verwendet ist.are supplied, the second input signal from the output signal of the third mixer after squaring is obtained and that an amplitude correction is performed in front of one of the two inputs of the addition circuit is made in such a way that cancellation of both phase errors in the frequency control circuit as well as signal components coming from noise components in the useful signal and that The interference-free output signal obtained in this way is used as a control signal.

Zur Erläuterung der Erfindung wird nachfolgend auf Zeichnungen bezug genommen. Es zeigtTo explain the invention, reference is made below to drawings. It shows

F i g. 1 verschiedene Schaltungsvarianten und ein Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung,F i g. 1 different circuit variants and an exemplary embodiment of the invention,

F i g. 2 Einzelheiten des Phasenregelkreises,F i g. 2 details of the phase-locked loop,

F i g. 3 Darstellungen zur Definition von Ubertragungsgrößen, F i g. 3 representations for the definition of transfer quantities,

F i g. 4 ein Zeigerdiagramm undF i g. 4 is a phasor diagram and

Fig. 5 eine Abwandlung der Schaltung nach F i g. 2.5 shows a modification of the circuit according to FIG. 2.

Bei dem Blockschaltbild nach Fig. 1 ist das dem Eingangskanal, vorzugsweise eines Funkempfängers, zugeführte, störungsbehaftete Eingangssignal mit ESS bezeichnet. Es handelt sich dabei um ein Hochfrequenzsignal mit Phasenumtastung. Im Eingangskreis ist ein Stellglied GV vorgesehen, das von einem Steuersignal RG betätigt wird, das allein von der Amplitude des Nutzsignals abhängig sein ^oll. Es kann sich dabei insbesondere um einen einstellbaren Verstärker (zur Erzeugung einer konstanten Ausgangsspannung) oder um eine steuerbare Schv/:Ile handeln. Wird von einer Regelung Gebrauch gemacht, so ist, wie gestrichelt angedeutet, das Steuersignal RG einer Vergleichsschaltung FS zuzuführen, die mit dem Sollwertgeber SG verbunden ist und dann die eigentliehe Steuerspannung RC bildet, die dem Stellglied G V zugeführt wird. Nach Durchlaufen eines als Bandpaß ausgebildeten Eingangsfilters EF gelangt das Eingangssignal ESS zu einem der Frequenzregelung im Rahmen der Trägerrückgewinnung dienenden Kreis, der mit FR bezeichnet ist. Diese auch unter dem Namen Costas-Kreis bekannte Schaltung stellt einen nach Frequenz und Phase mit dem Eingangssignal verknüpften Regelkreis dar. Im einzelnen besteht er aus zwei parallelgeschalteten Mischern Ml und M 2, denen neben dem Eingangssignal ESS die Ausgangsspannung des einstellbaren Oszillators VCO zugeführt wird. Einem der beiden Mischer, im vorliegenden Beispiel dem Mischer M2, ist für das Oszillatorsignal ein Phasenglied PG vorgeschaltet, welches eine Phasen verschiebung um 90° bewirkt. Durch dieses Phasenglied wird erreicht, daß im Phasenregelkreis bei der Gewinnung der Stellgröße für- die Nachregelung des Oszillators VCO die im Eingangssignal ESS ebenfalls enthaltene, durch Phasenumtastung gebildete Nutzmodulation nicht eingeht. Die Ausgangssignale der beiden Mischer Ml und M 2 werden Tiefpaßfiltern TPX und TPl zugeführt. Die Ausgangssignale dieser Tiefpaßfilter werden einem dritten Mischer M 3 zugeleitet, dessen Ausgangssignal zu dem Tiefpaßfilter LF mit PI-Regler-Eigenschaften übertragen werden. Dessen Ausgangssignale stellen dann die Stellgröße für die Frequenzvariation des einstellbaren Oszillators VCO dar. Der Kreis FR ist bevorzugt für die Verarbeitung zweiphasenmodulierter Digitalsignale geeignet.In the block diagram of FIG. 1, the interference-prone input signal fed to the input channel, preferably a radio receiver, is denoted by ESS. It is a high-frequency signal with phase shift keying. In the input circuit, an actuator GV is provided, which is actuated by a control signal RG , which should be dependent solely on the amplitude of the useful signal. In particular, it can be an adjustable amplifier (for generating a constant output voltage) or a controllable Schv /: Ile. If use is made of a control, then, as indicated by dashed lines, the control signal RG is fed to a comparison circuit FS, which is connected to the setpoint generator SG and then forms the actual control voltage RC which is fed to the actuator GV. After passing through an input filter EF designed as a bandpass filter, the input signal ESS arrives at a circuit which is used for frequency control in the context of carrier recovery and is denoted by FR . This circuit, also known as the Costas circuit, represents a control circuit linked to the input signal according to frequency and phase. In detail, it consists of two mixers Ml and M 2 connected in parallel, to which, in addition to the input signal ESS, the output voltage of the adjustable oscillator VCO is fed. One of the two mixers, in the present example the mixer M2, is preceded by a phase element PG for the oscillator signal, which causes a phase shift of 90 °. This phase element ensures that the useful modulation also contained in the input signal ESS and formed by phase shift keying is not included in the phase locked loop when the manipulated variable for the readjustment of the oscillator VCO is obtained. The output signals of the two mixers Ml and M 2 are fed to low-pass filters TPX and TPl. The output signals of these low-pass filters are fed to a third mixer M 3, the output signals of which are transmitted to the low-pass filter LF with PI controller properties. Its output signals then represent the manipulated variable for the frequency variation of the adjustable oscillator VCO . The circuit FR is preferably suitable for processing two-phase modulated digital signals.

Nachfolgend werden zur Erläuterung der bei der Gewinnung des Steuersignals RG auftretenden Schwierigkeiten verschiedene Schaltungsvarianten erläutert.In the following, various circuit variants are explained to explain the difficulties encountered in obtaining the control signal RG.

deren Ausgangssignale jeweils das Steuersignal, hier mit RGl bis RG4 bezeichnet, für das Stellglied GV darstellen könnten. Die Herleitung der Steuersignale RGi bis RGA nach den Methoden 1 bis 4 ergibt eine Reihe von Nachteilen, welche nachfolgend im einzelnen erläutert werden. Die gleichen Teile der verschiedenen Schaltungen sind dabei einheitlich bezeichnet, und zwar bedeutetthe output signals of which could represent the control signal, denoted here by RG1 to RG 4, for the actuator GV . The derivation of the control signals RGi to RGA according to methods 1 to 4 results in a number of disadvantages, which are explained in detail below. The same parts of the various circuits are labeled uniformly, namely means

QSQS

TF AS DSTF AS DS

Quadrierstufe,
Tiefpaßfilter,
Additionsstufe,
Differenzstufe.Squaring step,
Low pass filter,
Addition stage,
Differential stage.

Bei der in Fig. 1 als Methode I bezeichneten Lösung wird das Empfangssignal am Ausgang des Bandpasses EF In the solution referred to as method I in FIG. 1, the received signal is at the output of the bandpass filter EF

r(t) = I 2 · A ■ m{t) · cos -nt + n(i). r (t) = I 2 · A · m {t) · cos -nt + n (i).

wo A² die Nutzleistung darstellt, m(t) = ±1 die Modulation durch Zweiphasenumtastung beschreibt, in die Zwischenfrequenz ist und n(i) den Siörterm repräsentiert, in QS1 quadriert und in TF1 tiefpaßgefiltert. Das so gewonnene Steuersignal RG\ where A ^{2 represents} the useful power, m (t) = ± 1 describes the modulation by two-phase shift keying, is in the intermediate frequency and n (i) represents the Si term, squared in QS1 and low-pass filtered in TF 1. The control signal RG \

Z₁(I) * A² + E in² (I)) = A² + N Z ₁ (I) * A ² + E in ² (I)) = A ² + N

ist bei nicht zu starken Störungen n(i) der Nutzsignalleistung proportional. Je größer die Störungen, um so mehr trägt die Störleistung N zum Gesamtsignal bei und verfälscht so das gewünschte Signal. Hinzu kommt, daß das Empfangssignal ESS häufig im Bandpaß EF nicht ausreichend, d. h. der Bandbreite des Nutzsignals entsprechend, gefiltert werden kann, weil angepaßte schmalbandige Filter nicht realisiert werden können. Die Folge ist, daß unnötig viel Störleistung im Stellglied GV wirksam wird, wenn man mit RGi als Steuersignal arbeitet. E bedeutet hier und nachfolgend den Erwartungswert.If the interference is not too strong, n (i) is proportional to the useful signal power. The greater the interference, the more the interference power N contributes to the overall signal and thus falsifies the desired signal. In addition, the received signal ESS can often not be filtered sufficiently in the bandpass filter EF , ie in accordance with the bandwidth of the useful signal, because matched narrowband filters cannot be implemented. The result is that an unnecessarily large amount of interfering power in the actuator GV is effective when working with RGi as the control signal. Here and below, E means the expected value.

Diesen Nachteil vermeidet die als Methode 2 bezeichnete Lösung. Hier gewinnt man das Steuersignal RGl aus dem in das Basisband umgesetzte Signal am Ausgang des Mischers M1The solution referred to as method 2 avoids this disadvantage. Here, the control signal RG1 is obtained from the signal converted into the baseband at the output of the mixer M1

/(O = A · m(t) · cos? + H₁-(O-/ (O = A m (t) cos? + H ₁ - (O-

Im synchronen Zustand ist der Synchronisationsfehler η zwischen der Phase der Empfangsschwingung und des Referenzoszillators VCO Null und das Steuersignal RGl nach Durchlaufen des Tiefpasses TF21, der Quadrierstufe QSl und eines weiteren Tiefpasses TF11 istIn the synchronous state, the synchronization error η between the phase of the received oscillation and the reference oscillator VCO is zero and the control signal RGl is after passing through the low-pass filter TF21, the squaring stage QSl and a further low-pass filter TF11

cos² φ cos ² φ

* A² ■ cos^: I₁ + N_{. * A ² ■ cos ^: I ₁ + N _{ .

Dieses Steuersignal RG1 wird nur noch durch die Störleistung von n_f(0 beeinflußt. Die Störleistung ist geringer als bei der vorher beschriebenen Methode 1, weil sich ein angepaßtes Tiefpaßfilter immer realisieren läßt. Nachteilig ist aber hier die Abhängigkeit des Regelkriteriums vom Synchronisationsfehler q. In ungünstigen Fällen (ψ = ± yj enthält ;(0 keine Nutzleistung. This control signal RG1 is only influenced by the interference power of n _f (0. The interference power is lower than with the previously described method 1 because an adapted low-pass filter can always be implemented. However, the disadvantage here is the dependence of the control criterion on the synchronization error q. In unfavorable cases (ψ = ± yj contains; (0 no useful power.

Die Abhängigkeit von ψ vermeidet die als Methode 3 bezeichnete Lösung. Von den Ausgängen beider Mischer Ml und M2 werden hier zwei parallele Kanäle über TF31, QS3\ bzw. 7T32. QS32 angesteuert, die ausgangsseitig auf eine Additionsstufe AS3 zusammengeschaltet sind, der ein weiteres Tiefpaßfilter 7"F33 folgt. Hier wird aus dem Quadraturkanal,The solution referred to as method 3 avoids the dependence on ψ. From the outputs of both mixers M1 and M2, two parallel channels are sent via TF31, QS3 \ or 7T32. QS32 controlled, which are connected on the output side to an addition stage AS3 , which is followed by a further low-pass filter 7 "F33. Here, the quadrature channel,

d. h. am Ausgang des Mischers M 2ie at the output of the mixer M 2

q(l) = A ■ m(t) sin? + n_qU) q (l) = A ■ m (t) sin? + n _q U)

in ähnlicher Weise wie bei der Methode 2 ein Hilfssignal in a similar way to method 2, an auxiliary signal

z'₂(t) * A² sin² (/ + E{rt_qU)} * A² ■ sin² η + N₁₁ z ' ₂ (t) * A ² sin ² (/ + E {rt _q U)} * A ² ■ sin ² η + N ₁₁

abgeleitet. Die Addition von Z₂U) und Z₂ in der Additionsschaltung AS3 ergibt wegen cos² 7 + sin² 7 = 1 als Steuersignal RG3 derived. The addition of Z ₂ U) and Z ₂ in the addition circuit AS3 results in cos ² 7 + sin ² 7 = 1 as the control signal RG3

Z₃U) ^A² + £{n²(0! + £{n²(f)} =t A² + /V,- + N_q. Z ₃ U) ^ A ² + £ {n ² (0! + £ {n ² (f)} = t A ² + / V, - + N _q .

Nachteilig ist hier im Vergleich zur Methode 2 die zusätzliche Verfälschung des Steuersignals RG3 durch die Störleistung von njt). The disadvantage here compared to method 2 is the additional falsification of the control signal RG3 due to the interference power of njt).

Bei der Methode 4 ist unterschiedlich zur Methode 3 lediglich eine Differenzstufe DS4 anstelle der Additionsstufe AS3 vorgesehen.In method 4, unlike method 3, only a differential stage DS4 is provided instead of the addition stage AS3 .

Die DifferenzbildungThe difference formation

Z₄(i) = Z₂(O - Z₁U) « A² ■ COS² η Z ₄ (i) = Z ₂ (O - Z ₁ U) « A ² ■ COS ² η

ergibt als vierte Möglichkeit ein Steuersignal RG4, das von den Störgeräuschen weitgehend befreit ist, weilThe fourth possibility is a control signal RG4, which is largely freed from interfering noises because

EUi²U)] = E{n² _qU)\EUi ² U)] = E {n ² _q U) \

ist. Doch ist Z₄(O wieder von 7 abhängig und eignet sich daher als die Nutzleistung repräsentierendes Steuersignal wenig.is. However, Z ₄ (O is again dependent on 7 and is therefore not very suitable as a control signal representing the useful power.

Bei der erfindungsgemäßen Methode 5 werden die vorstehend geschilderten Schwierigkeiten vermieden. Hierzu ist an den Ausgang des Mischers M1 ein Tiefpaßfilter TFSl und eine Quadrierstufe QSSl angeschaltet. Vom Ausgang des im Quadraturkanal liegenden Mischers M 2 wird das Tiefpaßfilter TF52 und die Quadrierstufe QS52 angesteuert. Die Ausgangssignale der Quadrierstufen QSSl und QS52 gelangen zu einer Differenzstufe DS51, weiche beide Ausgangssignale voneinander subtrahiert. Die so gewonnenen Differenzsignale werden einem Tiefpaßfilter TFS3 zugeleitet, dem eine weitere Quadrierstufe QS53 nachgeschaltet ist. Mittels eines Amplituden-Korrekturgliedes KS. im vorliegenden Beispiel eines Amplituden-Teilers, werden die Signalamplituden im Verhältnis 1 :4 geteilt. Die so gewonnenen Differenzsignale werden einer Additionsschaltung AS51 zugeleitet. Anstelle einer Amplituden-Teilung könnte auch eine Vergrößerung der Amplitude um den Faktor 4 vor dem die Quadrierstufe QSS4 enthaltenden Eingang der Additionsschultung ASSl erfolgen. Das so erhaltene Steuersignal RGS am Ausgang der Additionsstufe AS51 ist nur noch von der Größe A, also der Amplitude des Nutzsignals und nicht mehr von den Größen 7, d. h. dem Synchronisationsfehler oder nU), d. h. Rauschanteilen, abhängig. Einzelheiten hierzu werden im weiteren Verlauf anhand von Gleichungen erläutert. Das so gewonnene Steuersignal RG5 kann zu einer optimalen Einstellung des Stellgliedes GF dienen.In method 5 according to the invention, the difficulties outlined above are avoided. For this purpose, a low-pass filter TFSl and a squaring stage QSSl are connected to the output of the mixer M 1. The low-pass filter TF52 and the squaring stage QS52 are controlled from the output of the mixer M 2 in the quadrature channel. The output signals of the squaring stages QSS1 and QS52 reach a differential stage DS51, which subtracts the two output signals from one another. The difference signals obtained in this way are fed to a low-pass filter TFS3, which is followed by a further squaring stage QS53 . By means of an amplitude correction element KS. In the present example of an amplitude divider, the signal amplitudes are divided in a ratio of 1: 4. The difference signals obtained in this way are fed to an addition circuit AS51. Instead of an amplitude division, the amplitude could also be increased by a factor of 4 in front of the input of the addition training unit ASS1 containing the squaring stage QSS4. The control signal RGS obtained in this way at the output of the addition stage AS51 is only dependent on quantity A, ie the amplitude of the useful signal, and no longer on quantities 7, ie the synchronization error or nU), ie noise components. Details on this are explained below using equations. The control signal RG 5 obtained in this way can be used to optimally set the actuator GF.

Gemäß einer Weiterbildung kann in einer Schaltung WS gegebenenfalls der Wert 2 \t% des Ausgangssignals der Additionsstufe ASSi gebildet werden. Am Ausgang 01 der Schaltung WS tritt ein Signal, das * A² ist, auf. In manchen Fällen wird, insbesondere zur laufenden Betriebsüberwachung, auch die Größe S/N (S = Nutzsignal, N = Rauschen) oder TV benötigt. Hierzu kann aus der Größe RG1 oder RG3 durch eine Differenzstufe DS52 aus dem Ausgangssignal von WS die Größe JV allein am Ausgang 03 gewonnen werden. Durch eine Teilerstufe TS läßt sich am Ausgang 02 die Größe SIN bereitstellen.According to a development, the value 2 \ t% of the output signal of the addition stage ASSi can optionally be formed in a circuit WS. A signal which is * A ² occurs at the output 01 of the circuit WS . In some cases, especially for ongoing operational monitoring, the size S / N (S = useful signal, N = noise) or TV is required. For this purpose, the variable JV alone at output 03 can be obtained from the variable RG1 or RG3 by a differential stage DS52 from the output signal from WS. The variable SIN can be made available at output 02 by means of a divider stage TS .

Ergänzend wird daraufhingewiesen, daß die beiden Tiefpässe 7T51 und TF52 eingespart werden können, wenn die Quadrierstufen QSSl und QSS2 direkt an die Ausgänge der Tiefpaßfilter TPl und TP2 des Frequenzregelkreises FR angeschlossen werden.In addition, it is pointed out that the two low-pass filters 7T51 and TF52 can be saved if the squaring stages QSS1 and QSS2 are connected directly to the outputs of the low-pass filters TP1 and TP2 of the frequency control loop FR .

Zur Erläuterung der durch die Erfindung er/iclbaren Vorteile im Hinblick auf die Bildung des Sleuersignals wird nachfolgend ergänzend auf F i g. 2 Bezug genommen. Dabei ist im wesentlichen das l-requcnzregclglied FR nach F i g. 1 gezeichnet, wobei die dort verwendeten Bezeichnungen für jeweils gleiche Bauteile auch hier herangezogen worden sind. Ergänzend sind die jeweiligen möglichen Störgrößen als Einströmung dargestellt. Das Eingangssignal besieht aus dem Nutzanteil aU) und dem Störanteil ;i,(i)· Der Bandpaß EF am Eingang der Schaltung filtert die Bandbreite B aus dem Empfangssignal heraus, in der das Nutzsignal übertragen wird. K₂, /C₃ und K₄ sind Dämpfungs- bzw. Verstärkungsfaktoren der Mischer Ml, M2 und M3. Die Tiefpässe 7Pl und ΓΡ2 sind so ausgelegt, daß sie nur die Summenfrequenz vom Ausgang der Mischer Ml und M2 sperren und ihr Frequenzgang für die wesentlich niedrigere Differenzfrequenz noch keinen nennenswerten Einfluß hat. Die Faktoren K₂, K₃ und K₄. besitzen die Dimension V'. Am Ausgang des Mischers M3 liegt das Signal Z₁₁Jt] vor. Dieses wird dem Filter LF zugeführt, welches dieTo explain the advantages that can be achieved by the invention with regard to the formation of the slewing signal, FIG. 2 referred to. In this case, the frequency control element FR according to FIG. 1 is essentially the same. 1, whereby the designations used there for the same components have also been used here. In addition, the respective possible disturbance variables are shown as inflow. The input signal consists of the useful component aU) and the interference component; i, (i) · The bandpass filter EF at the input of the circuit filters the bandwidth B from the received signal, in which the useful signal is transmitted. K ₂ , / C ₃ and K ₄ are attenuation or gain factors of the mixers Ml, M 2 and M3. The low-pass filters 7Pl and ΓΡ2 are designed in such a way that they only block the sum frequency from the output of the mixers Ml and M2 and their frequency response does not yet have any appreciable influence on the much lower difference frequency. The factors K ₂ , K ₃ and K ₄ . have the dimension V '. The signal Z ₁₁ Jt] is present at the output of the mixer M3. This is fed to the filter LF , which the

3a übertragungsfunktion F(p) hat. Am Ausgang des Filters LF kommt als weiteres Signal die Größe eU\ hinzu (d. h. eine Suchspannung für die Akquisitionsphase). Das so erhaltene Signal wird dem gesteuerten Oszillator VCO zugeführt, der die Ubertragungsfunktion G (p) hat. Am Ausgang dieses Oszillators VCO liegt das Signal r_c(t) vor.3a has transfer function F (p) . At the output of the filter LF , the quantity eU \ is added as a further signal (ie a search voltage for the acquisition phase). The signal obtained in this way is fed to the controlled oscillator VCO , which has the transfer function G (p) . The signal r _c (t) is present at the output of this oscillator VCO.

Weiterhin werden die Signale a(i) und r_t.(i) dahingehend erweitert, daß Phaseninstabilitäten ψ, des das Empfangssignal liefernden Sendeoszillators VCO. ψ₂ des geregelten Oszillators und Störeffektc d berücksichtigt sind:Furthermore, the signals a (i) and r _t . (I) are expanded to the effect that phase instabilities ψ of the transmit oscillator VCO delivering the received signal. ψ _{2 of} the controlled oscillator and interference effect c d are taken into account:

aU) = 12- A ■ i((f)sin( 1 + _ψι - ii). (I)
r_cit) = 2 ■ I K," ■ cos(W + ^₂). (2) aU) = 12- A ■ i ((f) sin (1 + _ψι - ii). (I)
r _c it) = 2 ■ IK, "■ cos (W + ^ ₂ ). (2)

Natürlich können die Instabilitäten y, und ^₂ auch eine Frequenzablage von der Sollfrequenz darstellenOf course, the instabilities y, and ^ _{2 can} also represent a frequency deviation from the setpoint frequency

so Arbeitet der Oszillator VCO im Proportionalbereich, nur der wird hier ausgesteuert, so gilt: U ~ ο. Diese Proportionalitätskonstante, die man mit Voltmeter und Frequenzmesser bestimmt, wird hier K₅)I genannt. K₅, das Doppelte des gemessenen Wertes, wird deshalb eingeführt, um spätere Berechnungen zu vereinfachen.If the oscillator VCO works in the proportional range, only that is controlled here, then the following applies: U ~ ο. This constant of proportionality, which is determined with a voltmeter and frequency meter, is called K ₅ ) I here. K ₅ , twice the measured value, is introduced to simplify later calculations.

Der Oszillator VCO kann wie in F i g. 3 dargestellt beschrieben werden. Dann gelten die BeziehungenThe oscillator VCO can, as in FIG. 3 shown. Then the relationships apply

U-K₅H = >·>. (3) UK ₅ H =>·>. (3)

(-J = I („dt. (4) (-J = I ("dt. (4)

Gleichung (3) in (4) eingesetzt ergibtEquation (3) inserted into (4) gives

o, = U ■ KJ2 ■ f („ dt. (5) o, = U ■ KJ2 ■ f ("dt. (5)

7 87 8

Durch Laplace-Transformation erhält man die Dies entspricht einer Fourierzerlcgung von /i,(():Using Laplace transform one obtains the This corresponds to a Fourier decomposition of / i, (():

übertragungsfunktion CAp): „„, ₌ , ₂ . _K(|). _cos ^, _ _nJl) . _sjn ^,-, _(g) transfer function CAp): "", ₌ , ₂ . _{K (|)} . _cos ^, _ _nJl) . _sjn ^, -, _(g)

c-> κ, r , η κ, ιc-> κ, r, η κ, ι

.-. = V mdiO- ₇ = ⁵ ■ , _c worin.-. = V mdiO- ₇ = ⁵ ■, _c where

¹⁷ - ·' UIp ■· „_{(() =} /V₁(O-cos Λ,(ί), (9) ¹⁷ - · ' UIp ■ · " _{(() =} / V ₁ (O-cos Λ, (ί), (9)

'UO = N₁(I)-sin r\-(0- (10)'UO = N ₁ (I) -sin r \ - (0- (10)

Formt man weiter trigonometrisch um, so kommtIf one continues to convert trigonometrically, then

^G{p) = ν ⁼ y ' ρ ■ ^{(6) G {p)} = ν ⁼ y ' ρ ■ ⁽⁶⁾

e(t) ist eine Suchspannung, die den Oszillator ITO io man zu
durchstimmt bis Synchronismus, d. h. y = 0. erreicht
ist und anschließend konstant bleibt. n^l) = I 2 · [N_CU) · cos 1 - Ai₅(O · sin I] (II) e (t) is a search voltage that the oscillator ITO io man to
tunes through until synchronism, ie y = 0 is reached
and then remains constant. n ^ l) = I 2 · [N _C U) · cos 1 - Ai ₅ (O · sin I] (II)

H₁(I) beschreibt ein ebenes, normalverteiltes Rauschen, das zum Nutzsignal aU) addiert wird. Der mit den Sinus- und Cosinusanteilen Bandpaß EF sorgt dafür, daß nur Rauschanteile inner- ι $
halb der Bandbreite B des übertragenen Sienals zu ·., /,. /,>--»· i,\ ■ \H ₁ (I) describes a flat, normally distributed noise that is added to the useful signal aU). The bandpass filter EF with the sine and cosine components ensures that only noise components within ι $
half of the bandwidth B of the transmitted sienal to ·., / ,. /,> - »· i, \ ■ \

j it >#· w-» ι \,. ~ 'V,(0 = n,U)' COS(I i- η U) - MIl Λj it> # · w- »ι \ ,. ~ 'V, (0 = n, U)' COS (I i- η U) - MIl Λ

den Umsetzern Ml, M2 gelangen. Nimmt man an. ^{c Λ} (12)the converters Ml, M2 arrive. One accepts. ^{c Λ} (12)

daß B <*: /₀, in der Praxis trifft das fast immer zu, = N₁-U) · cos (I₁ - 1),that B <*: / ₀ , in practice this almost always applies, = N ₁ -U) cos (I ₁ - 1),

so kann «,(!) in eine Einhüllende N₁ U) und eine zufällige μ i,\ _ „//i . _ργ>«λ - η i/i · «in λso can «, (!) into an envelope N ₁ U) and a random μ i, \ _" // i. _ργ> «λ - η i / i ·« in λ

Phasen, (I) zerlegt werden: ₂o ^s " (13)Phases, (I) are decomposed: ₂ o ^s " (13)

= N;(f) ■ sin ( 1, - 1).= N; (f) ■ sin (1, - 1).

ii,(0 = 1 2 · /V₁(I) ■ cos((.)_Oi + Λ,-(ί)) H₁-U) ist somit auf die Phase des Nutzsignalsii, (0 = 1 2 · / V ₁ (I) ■ cos ((.) _O i + Λ, - (ί)) H ₁ -U) is therefore on the phase of the useful signal

ι, _N,,,._mt, ⁽ ' I = <»_ot + Λ bezogen. In Fig. 4 ist dieser Vorgangι, _N ,,,. _mt , ⁽ 'I = <» _o t + Λ related. In Fig. 4 this process is

- \i /V₁-U) cos I₁-. ₂₅ zeichnerisch dargestellt.- \ i / V ₁ -U) cos I ₁ -. _{25 shown in the} drawing.

Das Eingangssignal x(t) ergibt sich somit zuThe input signal x (t) thus results in

A(O = a(i) + /I₁-(O = I 2 · i[/l ■ M(I) - N₅(I)] ' sin 1 + N_r(!) · cos 1}. (14)A (O = a (i) + / I ₁ - (O = I 2 · i [/ l ■ M (I) - N ₅ (I)] 'sin 1 + N _r (!) · Cos 1}. ( 14)

Mit Einbeziehung der Ubertragungsbeiwerte K₂' ^₃, K₄ und unter Berücksichtigung der Beziehung u²{t) = erhält manWith the inclusion of the transfer coefficients K ₂ '^ ₃ , K ₄ and taking into account the relation u ² {t) = one obtains

Z_fn(0 = a<t)-r,d)- K₂ = K₂ ■ i 2K₁ · [Λ U(I)Sm₇ - N₅(I)-sin ₇ + N_r(() COs₇], (15)Z _fn (0 = a <t) -r, d) - K ₂ = K ₂ ■ i 2K ₁ · [Λ U (I) Sm ₇ - N ₅ (I) -sin ₇ + N _r (() COs ₇ ], (15)

Z_s„(r) = fl(f) ■ /·.,(/) · Kj = K₃ · I 2K₁ ■ {A ■ m«) - cos₇ - N₍U) · cos_v - N_cd) ■ sin .,], (16)Z _s „(r) = fl (f) ■ /·.,(/) · Kj = K ₃ · I 2K ₁ ■ {A · m«) - cos ₇ - N ₍ U) · cos _v - N _c d ) ■ sin.,], (16)

Z„[t) = Z_c(t) ■ Z₅(I) ■ K₄ Z "[t) = Z _c (t) ■ Z ₅ (I) ■ K ₄

= K₁ K₂ K₃ K₄ ![/I² +NZ(I)-N₁ ²U)-2/1 U(I)-N₁U)] sin 2₇ + 2-{A u(i) - N₅(I)] -N_f(f)-cos 2,,} .(17)= K ₁ K ₂ K ₃ K ₄ ! [/ I ² + NZ (I) -N ₁ ² U) -2/1 U (I) -N ₁ U)] sin 2 ₇ + 2- {A u (i ) - N ₅ (I)] -N _f (f) -cos 2 ,,} . (17)

Führt man die äquivalente Größe N_a(t) ein, die alle mit Rauschen behafteten Vorgänge beinhaltet, so kann Gleichung (17) verkürzt angeschrieben werden:If one introduces the equivalent quantity N _a (t), which contains all processes affected by noise, then equation (17) can be written in abbreviated form:

Z₁₁Jt) = K₁- K₂- K₃- K₄-IA² ■ sin 2ν + N₀(O] = [Z₀(O + N_a(0] · K₀ (18) Z ₁₁ Jt) = K ₁ - K ₂ - K ₃ - K ₄ - IA ² ■ sin 2ν + N ₀ (O] = [Z ₀ (O + N _a (0] · K ₀ (18)

N₀(O = IN²U) - N,²(i) - 2 A -U(O-N₅-U)] sin2₇ + 2 [.4 · u(i) - N₅-(O] ■ N₁-U)-cos 2., (19)N ₀ (O = IN ² U) - N, ² (i) - 2 A -U (ON ₅ -U)] sin2 ₇ + 2 [.4 * u (i) - N ₅ - (O] ■ N ₁ -U) -cos 2., (19)

und synchronen Fall, q = 0, so erhält man für Z_f„(l)and the synchronous case, q = 0, one obtains for Z _f "(l)

4 keinen Anteil des Nutzsignals. Dieser Zweig des Krei-4 no part of the useful signal. This branch of the

K₀ = f I K₁. (20) ses wird (vgl. F i g. 2) Quadraiur-Kanal Q genannt undK ₀ = f IK ₁ . (20) This is called (see FIG. 2) Quadraiur channel Q and

^{1 = 1} 50 der andere Zweig, Z_s„(i), in dem die volle Signal- ^{1 = 1} 50 the other branch, Z _s "(i), in which the full signal

Mit Hilfe der Zerlegung aus Gleichung (18) kann amplitude vorhanden ist, In-Phase-Kanal /. man die Additionsstelle für die Rauschgröße an eine In den folgenden Berechnungen soll gelten:With the help of the decomposition from equation (18), amplitude can be present, in-phase channel /. the addition point for the noise quantity should apply in the following calculations:

andere Stelle verlegen, denn die Summation ,relocate another place, because the summation,

K₀N₀U) + K₀ Z₀(O vor dem Filter LF, wie in F ig. 5 K₁ =^-F², K₂ = I-V¹, K₃ = IF"¹, K₄ = 1 -V^¹ gezeigt, ist mathematisch gleichbedeutend mit der 55
Summation a(t) + H₁-(O am Eingang des Kohärent- und
Umsetzers Fi?. K ₀ N ₀ U) + K ₀ Z ₀ (O in front of the filter LF, as in Fig. 5 K ₁ = ^ - F ² , K ₂ = IV ¹ , K ₃ = IF " ¹ , K ₄ = 1 - V ^ ¹ shown is mathematically equivalent to 55
Summation a (t) + H ₁ - (O at the input of the coherent and
Converter Fi ?.

Die Additionsstelle für die äquivalente Rauschgröße / = -Z_5n(O, (21)The addition point for the equivalent noise quantity / = -Z _5n (O, (21)

Ngd) liegt vor dem Filter LF und nach dem Mischer Q = Z U) (22) Ngd) is before the filter LF and after the mixer Q = CLOSED) (22)

M3. Es erfolgt eine Zusammenfassung der jeweiligen 60 ^c"M3. There is a summary of the respective 60 ^c "

Multiplizierer Ml, Ml mit den nachfolgenden Tief- IQ = Z_0nU). (23)Multipliers Ml, Ml with the following low IQ = Z _0n U). (23)

passen TPl und TPl. fit TPl and TPl.

Betrachtet man die Gleichungen (15) und (16) im IQ ist schon aus Gleichung (17) bekannt.Looking at equations (15) and (16) in the IQ is already known from equation (17).

' · Q = 4- LA² + N]U) - N²U) - 2 ■ A ■ u(0 · N₅(O] ■ sin 2_r '· Q = 4- LA ² + N] U) - N ² U) - 2 ■ A ■ u (0 · N ₅ (O] ■ sin 2 _r

⁴ (24) ⁴ (24)

+ 4- IA ■ U(I) · N_c(t) - N₅U) ■ N_CUÜ ■ cos 2φ . + 4- IA ■ U (I) · N _c (t) - N ₅ U) ■ N _C UÜ ■ cos 2φ.

9 109 10

Bildet man in den Schaltungsteilen QS51 und QS52 aus F i g. I die Quadrate der Signale im /- bzw. Q-Kanal, so erhält manIf one forms in the circuit parts QS51 and QS52 from F i g. I the squares of the signals in the / or Q channel, so you get

;² = [/(²COs²V +/V²K)COS²., f /V₁ ²K) sin²., ( 2/1 H(I)N₁ Klsin., cos., - 2/1 »Kl N₁(II cos²., + 2 /V₁(I) N₁(I) sin-, cos., ]. (25)
Q² = [/l²sin²v I-N₁ ² K) sin²., l· /V₁ ²K)-COS²., I 2/1 -Hd) N₁Ii) sin., cos., - 2/1 -H(H-N₁K)-SiIi²., - 2/V₁K)-N₁K) sin., cos., ]. (26); ² = [/ ( ² COs ² V + / V ² K) COS ^2. , F / V ₁ ² K) sin ^2. , (2/1 H (I) N ₁ Klsin., Cos., - 2/1 »Kl N ₁ (II cos ^2. , + 2 / V ₁ (I) N ₁ (I) sin-, cos.,]. (25)
Q ² = [/ l ² sin ² v IN ₁ ² K) sin ^2. , L · / V ₁ ² K) -COS ^2. , I 2/1 -Hd) N ₁ Ii) sin., Cos., - 2/1 -H (HN ₁ K) -SiIi ^2. , -2 / V ₁ K) -N ₁ K) sin., Cos.,]. (26)

Subtrahiert man (26) von (25) in der Differenzstufe DS51 von Fig. 1 und faßt zusammenOne subtracts (26) from (25) in the differential stage DS51 from FIG. 1 and summarizes

/²-Q² = [A²-cos 2,, +/V² (/)-cos 2-, - iV,²(i)cOs 2₇ - 2-A w(/)-N_v(i)cos 2-, + 2iy_s(()N,(i)sin 2₇] ,/ ² -Q ² = [A ² -cos 2 ,, + / V ² (/) - cos 2-, - iV, ² (i) cOs 2 ₇ - 2-A w (/) - N _v (i) cos 2-, + 2iy _s (() N, (i) sin 2 ₇ ],

so erhält man ein Signal, das den Erwartungswert 15 Wird nun in der Stufe WS in this way a signal is obtained that has the expected value 15 in the WS stage

Null besitzt, d. h. bei genügender Tiefpaßfilterung nurOwns zero, i.e. H. with sufficient low-pass filtering only

mehr von cos 2 7- abhängt. Die beiden vorhandenendepends more on cos 2 7-. The two existing ones

Erwartungswerte £{N²(t)| und E\N²(t)\ kompen- -W Γ £{/² -Q²} ~|² Expected values £ {N ² (t) | and E \ N ² (t) \ kompen- -W Γ £ {/ ² -Q ² } ~ | ²

sieren sich aber gegenseitig nur, wenn die Verstär- 2 ·[/[£{/· Q}]² + ? "" ⁼ ^ '³⁰*but only mutually if the amplifiers 2 · [/ [£ {/ · Q}] ² +? "" ⁼ ^ ^'30 *

kungen K₂ und K₃ in den Mischern Ml und M2, wie 20 L-J
hier vorausgesetzt, gleich sind. Für die anderen
Größen gilt, daß zwei unkorrelierte Signale miteinander multipliziert den Erwartungswert Null ergeben. pebildet, so ist das Ausgangssignal an der Klemme 01kungen K ₂ and K ₃ in the mixers Ml and M2, like 20 LJ
assuming here are equal. For the others
It is true that two uncorrelated signals, multiplied with one another, result in the expected value zero. is formed, the output signal is at terminal 01

Werden die Signale in (24) und (27) hinreichend mit von F i g. 1 (und damit auch bereits RG5) unabhängigIf the signals in (24) and (27) are sufficiently matched by FIG. 1 (and thus already RG5) independently

einem Tiefpaß gefiltert, so ergibt sich 25 von der Phase. Diese Beziehung gilt, wenn derfiltered by a low-pass filter, the result is 25 from the phase. This relationship applies when the

1 Kreis FR synchron ist; Kohärenz ist dagegen nicht1 circuit FR is synchronous; On the other hand, there is no coherence

E{IQ\ = j-A sin 2, (28) erforderlich (d.h. jeder Phasenfehler 7 ist zulässig). E {IQ \ = jA sin 2, (28) required (ie every phase error 7 is permissible).

, Der Schätzwert für die Nutzleistung wird um so, The estimated value for the useful power becomes so

^un ' ₂ , genauer, je tiefer die Grenzfrequenz der Tiefpässe ^un ' ₂ , more precisely, the lower the cut-off frequency of the low-pass filters

E{1 ~ ö/ = A' ■ cos 2ψ. (29) ₁₀ gewählt ist, weil dann die mathematische Erwartungs- E {1 ~ ö / = A '■ cos 2ψ. (29) _{10 is} chosen because then the mathematical expectation

Nach Quadrierung in QS53 bzw. in QS54 ergeben operation £{/.} zunehmend genauer approximiertAfter squaring in QS 53 or in QS 54, operation £ {/.} Approximates increasingly more precisely

die Signale nach den Gleichungen (28) und (29) — unter wird.the signals according to equations (28) and (29) - below.

Berücksichtigung der Amplitudenkorrektur in KS — Addiert man die Gleichungen (25) und (26), wie amConsideration of the amplitude correction in KS - Add equations (25) and (26) as on

am Ausgang der Additionsstufe ASSl einen Wert, Eingang von DS52 in Fig. 1, durch RG3 angedeutet,at the output of the addition stage ASSl a value, input of DS52 in Fig. 1, indicated by RG3,

der nur noch A proportional ist. 35 so ergibt sichwhich is only proportional to A. 35 so it turns out

I² + Q² = [Λ² + N²U) + N²U) + 2 · A ■ u[t) ■ N_c(t) ■ sin 2., - 2 · A ■ u(i) ■ N,(r)] . (31) I ² + Q ² = [Λ ² + N ² U) + N ² U) + 2 · A ■ u [t) ■ N _c (t) ■ sin 2., - 2 · A ■ u (i) ■ N , (r)]. (31)

Bildet man den Erwartungswert, so erhält manIf one forms the expected value, one obtains

£{/² + Q²i = [A² + ElN²UYt + ElN²U)U = [A² + /V], (32)£ {/ ² + Q ² i = [A ² + ElN ² UYt + ElN ² U) U = [A ² + / V], (32)

die Summe von Signalleistung A² und Rauschlei- tigte Größe der Rauschleistung N am Ausgang 03 stung N. von F i g. 1 zu bekommen:the sum of the signal power A ² and the noise-induced magnitude of the noise power N at the output 03 stung N. from FIG. To get 1:

Dabei wurde angewandt, daß bei normalverteiltem 45
Rauschen gilt:It was applied that with a normally distributed 45
Noise applies:

£{Ν²(ί)ϊ = R_Nc(0) £ {Ν ² (ί) ϊ = R _Nc (0)

= lim 1- J N²Jt) dt ⁵°= lim 1- JN ² Jt) dt ⁵ °

(35,(35,

τ— » ' 'ß Der Quotient von (30) und welcher in der Dividier-τ— » '' ß The quotient of (30) and which in the dividing

-jT> schaltung TS gebildet wird, liefert am Ausgang 02 in-jT> circuit TS is formed, supplies at output 02 in

_ 1 Γ , '³³' Fig. 1 die Anzeige proportional SIN. Auch dieser_ 1 Γ, ' ³³ ' Fig. 1 the display proportional to SIN. Also this one

~ "2UjJ ^Ä"*⁽'"'" ^aP 55 Wert wird vielfach zusätzlich benötigt, und es ist somit~ "2UjJ ^Ä " * ⁽ '"'" ^a P 55 Value is often additionally required, and it is therefore

y=o in einfacher Weise in Ergänzung der Erfindung mög-y = o in a simple way in addition to the invention possible

_ . Hch, auch die Größen N und S/N zu gewinnen. Die_. Hch, to win the sizes N and S / N as well. the

~ ' Größe z₃(i) = RG3 kann ohne weiteres erhalten~ 'Size z ₃ (i) = RG3 can easily be obtained

Das gleiche gilt natürlich auch für N_c{t): werden, wenn am Ausgang von QS51 und QS52 eine 2 — NII Π41 ^ Additionsstufe (hier nicht dargestellt) angeschlossenThe same applies, of course, to N _c {t): if a 2 - NII Π41 ^ addition stage (not shown here) is connected to the output of QS51 and QS52

£ \N_C W) — NjZ. (-J4J wird, deren Ausgang mit dem zweiten Eingang von£ \ N _C W) - NjZ. (-J4J is, the output to the second input of

Nun braucht nur noch die Signalleistung A² in DS52 zu verbinden ist. Die Größe RGl läßt sich, wieNow only the signal power A ² needs to be connected in DS52. The size RGl can be like

DS52 von F i g. 1 subtrahiert zu werden, um ein Maß bei der Methode 1 beschrieben, ebenfalls in einfacherDS52 of FIG. 1 to be subtracted to a degree described in method 1, also in a simpler way

für die vielfach zusätzlich (z. B. für die laufende Be- Weise ermitteln und zur Bildung von JV oder S/N for the often additional (e.g. for the current assessment method and for the formation of JV or S / N

triebskontrolle und/oder Störungserkennung) benö- heranziehen.operation control and / or fault detection).

Hierzu 3 Blatt ZeichnungenFor this purpose 3 sheets of drawings

Claims (6)

Patentansprüche:Patent claims: 1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals, insbesondere zur Pegelregelung, in einem mit Störungen behafteten Empfangskanal, bei der aus dem phasenumgetasteten Eingangssignal ein amplitudenabhängiges Steuersignal abgeleitet wird, wobei im Empfangskanal in einer Frequenzregelschaltung ein mittels des Empfangssignals synchronisierter Oszillator vorgesehen ist, bei dem das Empfangssignal mit dem Ausgangssignal des Oszillators einmal unverzögert und einmal um 90^c verzögert in zwei Mischern überlagert wird, und wobei die so erhaltenen Mischprodukte über Tiefpaßfilter geführt und die daraus gewonnenen, die Frequenzverschiebung zwischen Eingangssignal- und Oszillaterfrequenz anzeigenden Signale nach erneuter Umsetzung in einem dritten Mischer als Stellgröße für die Nachstimmung des Oszillators dienen, dadurch gekennzeichnet, daß von den Ausgängen der beiden erstgenannten Mischer (Ml, Ml) nach Tiefpaßfilterung (z. B. in TFSi, TF52) und Quadrierung (in QS51, QSS2) erhaltene Ausgangssignale in einer Differenzstufe (DS51) zusammengefaßt und nach einem weiteren Tiefpaß (7T53) und einer weiteren Quadrierstufe (QS 53) einer Additionsstufe (-4S51) zugeführt sind, deren zweites Eingangssignal aus dem Ausgangssignal des dritten Mischers (M3) nach Quadrierung (in QS54) gewonnen ist und daß vor einem der beiden Eingänge der Additionsstufe (/4S51) eine Amplitudenkorrektur (z. B. in KS) derart vorgenommen wird, daß eine Auslöschung sowohl der von Phasenfehlern (</) der Frequenzregelschaltung (FR) als auch von Rauschanteilen (n(t)) im Nutzsignal kommenden Signalanteile erreicht wird und das so gewonnene störbefreite Ausgangssignal (?.. B. A²) als Steuersignal (RGS) verwendet ist.1. Circuit arrangement for generating a control signal, in particular for level regulation, in a receiving channel afflicted with interference, in which an amplitude-dependent control signal is derived from the phase-shift keyed input signal is superimposed with the output signal of the oscillator once instantaneously and once ^{delayed by 90 c} in two mixers, and the resulting mixed products are passed through low-pass filters and the signals obtained therefrom, which indicate the frequency shift between the input signal and oscillator frequency, are converted in a third mixer as Serving manipulated variable for the readjustment of the oscillator , characterized in that the outputs of the first two mixers (Ml, Ml) after low-pass filtering (z. B. in TFSi, TF52) and squaring (in QS51, QSS2) received outputs Input signals are combined in a differential stage (DS51) and, after a further low-pass filter (7T53) and a further squaring stage (QS 53), are fed to an addition stage (-4S51) whose second input signal is derived from the output signal of the third mixer (M3) after squaring (in QS54 ) is obtained and that an amplitude correction (z. B. in KS) is carried out in such a way that the signal components coming from phase errors (</ ) of the frequency control circuit (FR) and from noise components (n (t)) in the useful signal are eliminated and the interference-free output signal (?. . B. A ²⁾ used as a control signal (RGS). 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die der Quadrierung der von den beiden Mischern (Ml, M2) kommenden Signale dienenden Quadrierstufen ((?S51, QSS2) an den Ausgang der den beiden Mischern (Ml, M2) in der Frequenzregelschaltung (FR) nachgeschalteten Tiefpaßfiltern (7Pl, TPl) angeschlossen sind.2. Circuit arrangement according to claim I, characterized in that the squaring of the signals coming from the two mixers (Ml, M2) serving squaring stages ((? S51, QSS2) to the output of the two mixers (Ml, M2) in the frequency control circuit (FR) downstream low-pass filters (7Pl, TPl) are connected. 3. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem dritten Mischer (M 3) und der vor der Additionsstufe (/1S51) liegenden Quadrierstufe (QSSA) ein Tiefpaßfilter (TF54) vorgesehen ist.3. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that a low-pass filter (TF54) is provided between the third mixer (M 3) and the squaring stage (QSSA) located upstream of the addition stage (/ 1S51). 4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine der das Steuersignal (RGS) liefernden Additionsstufe (4S51) nachgeschaltete (weitere) Korrekturschaltung (WS) ein A² (A = Nutzamplitude) proportionales Ausgangssignal (an 01) erzeugt ist.4. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that an A ² (A = useful amplitude) proportional output signal (at 01) is generated by one of the addition stage (4S51) supplying the control signal (RGS) downstream (further) correction circuit (WS) . 5. Schaltungsanordnung nach Anspruchs dadurch gekennzeichnet, daß das von der weiteren Korrekturschaltung (WS) kommende Signal in einer Differenzstufe (DS52) mit einem quadrierten (in QS31, QS32) und durch Addition erzeugten weiteren Signal so zusammengefaßt wird, daß das Ausgangssignal nur ein von der Störleistung N abhängiges Ausgangssignal (an 03) liefert.5. Circuit arrangement according to claim, characterized in that the signal coming from the further correction circuit (WS) is combined in a differential stage (DS52) with a squared (in QS31, QS32) and further signal generated by addition so that the output signal is only one of supplies the output signal (at 03) dependent on the interference power N. 6. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen A und 5, dadurch gekennzeichnet, daß durch Quotientenbildung ein der Größe SjN (S = NuIzsignal, N = Störsignal) proportionales Ausgangssignal (an 02) erzeugt ist.6. Circuit arrangement according to Claims A and 5, characterized in that an output signal (an 02) proportional to the size SjN (S = NuIzsignal, N = interference signal) is generated by forming the quotient.