DE2614399A1 - Automatic quiescent current setting circuit - is for pushpull circuits and produces error signal from output currents of pushpull elements - Google Patents

Abstract

The automatic quiescent current setting circuit, is designed for use in pushpull circuits. It monitors the instantaneous currents flowing in the two output elements and converts them into a form suitable for feeding to the evaluator to form an error signal. The error signal acts on the control path in such a way that it is reduced to zero and thereby automatically sets the wanted quiescent current. The apparatus includes a pushpull system (10) connected to the load (14) and an input terminal (12) connected to a generator (11).

Description

Verfahren zur selbsitätigen Buhestromeinstellung bei GegentaktsystemenProcedure for independent buhest current setting in push-pull systems

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur selbsttätigen Huhestromeinstellung bei Gegentaktsystemen, wobei die steuerbaren Leitwerte eines ersten und eines zweiten Ausgangselementes von der Polarität und der Amplitude eines Nutzsignales so gesteuert werden, daß sie abwechselnd Stromalbwellen an einer gemeinsamen Last verursachen, und dadurch das Nutzsignal reproduzieren, wobei jedoch zur Vermeidung der dabei entstehenden Ubernahmeverzerrungen ein Ruhestrom erforderlich ist, der selbsttätig eingestellt wird.The invention relates to a method for automatic low current setting in push-pull systems, the controllable conductance values of a first and a second Output element controlled by the polarity and the amplitude of a useful signal that they alternately cause current half-waves at a common load, and thereby reproduce the useful signal, but to avoid the thereby resulting takeover distortions a quiescent current is required, which is automatic is set.

Bei derartigen Gegentaktsystemen ist es erforderlich, daß der Ruhestrom einen definierten Istwert aufweist und diesen auch möglichst unter allen Betriebsbedingungen beibehält, damit einerseits bei Unterschreitung des Sollwertes keine Übernahmeverzerrungen auftreten und andererseits bei einer Überschreitung eine thermische Instabilität vermieden wird, die zunächst den Wirkungsgrad des Gegentaktsystems verschlechtert und im Extremfall eine Zerstörung eines oder beider Ausgangselemente herbeiführen kann. Es zeigt sich jedoch, daß der Ruhestrom von der Größe der elektrischen Parameter der Ausgangselemente abhängig ist, die eine Funktion der exemplarisch streuenden nichtlinearen Temperaturkoeffizienten der elektrischen Parameter beider Ausgangselemente sind, sodaß die Parametergrößen primär von deren Kristalltemperatur bestimmt werden, die ihrerseits über die ebenfalls exemplarisch streuenden thermischen Parameter von der Umgebungstemperatur und der je nach Aussteuerungsgrad erzeugten Verlustleistungswärme abhängig sind. Wenn ein Gegentaktsystem aus Gründen der Wirt.-schaf t.lichkeit wie es z.B. bei Gegentaktleistungsverstärkern im audiofrequenten Bereich der Fall ist, mit einer unstabilisierten Versorgungsspannung und unter extremen Umgebungstemperaturen noch betriebssicher arbeiten soll, so bereitet die Einhaltung eines definierten ituhestromes Schwierigkeiten, besonders dann, wenn gleichzeitig ein guter Wirkungsgrad erwünscht ist. In such push-pull systems, it is necessary that the quiescent current has a defined actual value and this, if possible, under all operating conditions so that, on the one hand, there are no transfer distortions when the setpoint is not reached occur and on the other hand a thermal instability if exceeded is avoided, which initially worsens the efficiency of the push-pull system and in extreme cases the destruction of an or both output elements can bring about. It turns out, however, that the quiescent current of the size of the electrical Parameter of the output elements is dependent, which is a function of the exemplary scattering nonlinear temperature coefficients of the electrical parameters of both Starting elements are, so that the parameters are primarily dependent on their crystal temperature can be determined, which in turn via the also exemplary scattering thermal Parameters of the ambient temperature and the generated depending on the level of control Heat dissipation are dependent. If a push-pull system for the sake of the host t.lichkeit as it is e.g. with push-pull power amplifiers in the audio-frequency range is the case with an unregulated supply voltage and under extreme conditions Ambient temperatures should still work reliably, so compliance prepares of a defined ituhestromes of difficulties, especially when simultaneous a good efficiency is desired.

Bei den bekannten Ruhestromeillstellscilaltungen wird der Temperaturabhängigkeit des Ruhestromes durch eine thermische Kompensation entgegengetreten. Prinzipiell ist es dabei erforderlich (Fig.1) an die beiden Basisanschlüsse der komplementären Ausgangselemente 1 und 2 einen mit zwei Kompensationsgliedern 3 und 4 ausgestatteten Zweipol anzuschließen und jedes Kompensationsglied über einen möglichst kleinen thermischen Widerstand mit der Kristalltemperatur des jeweiligen Ausgangselementes zu verbinden. Ein über diesen Zweipol geführter Strom bildet eine Spannung, die den Ruhestrom hervorruft. In the case of the known quiescent current adjustment options, the temperature dependency the quiescent current is countered by thermal compensation. In principle it is necessary (Fig.1) to the two base connections of the complementary Output elements 1 and 2 one equipped with two compensation elements 3 and 4 To connect two-pole and each compensation element via a small one thermal resistance with the crystal temperature of the respective output element connect to. A current carried over this two-pole creates a voltage that causes the quiescent current.

Dabei zeigt es sich, daß die verschiedensten Arten von Kompensationsglieder nur dann wirkungsvoll sind, wenn diese und die Ausgangselemente über den gesamten geforderten Temperaturbereich eine kongruente Temperalurclxarakteristik aufweisen und deren zeitliche und lokale Temperaturparallaxe sehr klein ist. Für praktische Ausführungen bedeutet dies, daß eine individuelle Anpassung des Kompensationsgliedes an die Ausgangselemente bezüglich ihrer Temperaturkoeffizienten erforderlich ist. und zwischen ihnen kein Temperaturunterschied bestehen darf, sodaß eine lokalc Trennung des Kompensationsgliedes vom Kristall des Ausgangselementes nicht erlaubt ist. Beide Forderungen sind bei diskreten Gegentaktsystemen praktisch nicht realisierbar, sodaß gegenkoppelnde Widerstände 5 und 6 (Fig.2) in den Emitterzuleitungen der Ausgangselemente eingefügt werden und ein veränderbarer Widerstand 7 innerhalb des Zweipols erforderlich ist, mit dem ein individueller Abgleich des Ruhestromes auf seinen Sollwert bei Raumtemperatur vorgenommen werden muß. Abweichungen vom Sollwert bedingt durch Umgebungstemperaturänderungen, Erwärmungen durch eigene Verlustleistung bei Aussteuerung mit Nutzsignal, sowie durch Betriebsspannungsänderungen sind unvermeidlich und den exemplarischen Streuungen der beteiligten Bauelemente meist exponentiell unterworfen.It turns out that the most varied types of compensation elements are only effective if these and the starting elements above congruent temperature characteristics over the entire required temperature range and whose temporal and local temperature parallax is very small. For In practical terms, this means that an individual adjustment of the compensation element to the output elements with regard to their temperature coefficient is required. and there must be no temperature difference between them, so that a local separation of the compensation link from the crystal of the output element is not allowed. Both Requirements are practically not feasible with discrete push-pull systems, so that negative feedback resistors 5 and 6 (Fig.2) in the emitter leads of the output elements be inserted and a variable resistor 7 is required within the two-terminal network with which an individual adjustment of the quiescent current to its setpoint at Room temperature must be made. Deviations from the target value due to changes in ambient temperature, Warming due to own power loss when modulating with a useful signal, as well as due to changes in the operating voltage are unavoidable and the exemplary scatter of the components involved are usually exponentially subject.

Diesbezügliche Verbesserungen sind zwar an monolithischen Gegentaktsystemen feststellbar, was durch eine Anpassung der Temperaturcharakteristik der Ausgangselemente an die der Kompensationselemente erreicht wird, doch auch hier kann auf gegenkoppelnde Widerstände in den Emil,terzulei.tungen der Ausgangselemente nicht verzichtet werden, wo insbesondere bei Gegentaktsystemen mit größerer Ausgangsleistung die Geometrien der Ausgangselemente relativ groß sind, und die Forderungen nach kleinen zeitlichen und lokalen Temperaturparallaxe schwierig zu erfüllen sind, und somit auch hier beträchtliche Abweichungen des Ruhestromes von seinem Sollwert auftreten. Von Nachteil ist die thermische Ruhestromkompensation auch bei hybriden Gegentaktsyst.emen (Fig.3), wo die Steuereinheit bevorzugt monolithisch isl. und diskrete Ausgangselemente 8 und 9 ansteuert, da man auch hier die Widerstände in den Emitterzuleitungen benötigt, können die beiden Kollektoren der Ausgangselemente 8 und 9 nicht das gleiche elek-Torische Potential einnehmen und müssen elektrisch isoliert jedoch thermisch leitend auf das Substrat montiert werden, was die Herstellung erschwert und die Betriebsdaten herabsetzt.Improvements in this regard are to be found in monolithic push-pull systems it can be determined by adjusting the temperature characteristics of the output elements to which the compensation element is achieved, but here, too, negative coupling can occur Resistances in the line of the output elements are not dispensed with, where the geometries are particularly important in push-pull systems with higher output power the output elements are relatively large, and the demands for small temporal and local temperature parallax are difficult to meet, and thus also here considerable deviations of the quiescent current from its setpoint appear. The thermal quiescent current compensation is also a disadvantage with hybrids Push-pull systems (Fig. 3), where the control unit is preferably monolithic. and drives discrete output elements 8 and 9, since the resistors in The two collectors of the output elements can be used for the emitter leads 8 and 9 do not have the same electrical potential and must be electrical insulated but thermally conductive mounted on the substrate, which is the manufacture difficult and degrades the operating data.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine selbsttätige Ruhestromeinstellung bohne die genannten Mängel zu schaffen, wobei besonders darauf geachtet wurde, daß diese Mängel auch dann nicht auftreten, wenn zur Erhöhung der Ausgangsleistung an einem vorzugsweise in monolithischer Technik ausgeführten Gegentaktsystem weitere Ausgangselemente verschiedener Technologien angeschlossen werden. The invention is based on the object of an automatic closed-circuit current setting bean to create the defects mentioned, whereby special care was taken that these deficiencies do not occur even when increasing the output power a push-pull system, preferably implemented in monolithic technology, further Output elements of different technologies can be connected.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelösl, daß die in Reihe zwischen zwei Potentialen (+V, -V) liegenden steuerbaren Leitwerte eines ersten (1) und eines zweiten (2) Ausgangselementes des Gegentaktsystems (10) die Regelstrecke und der durch sie bei Lastnullstrom fließende Ruhestrom die Regelgröße (X) des die selbsttätige Ituhestromeinstellung vornehmenden Itegelkreises ist und daß die getrennte Erfassung der durch das erste (1) und zweite (2) Ausgangselement fließenden Momentanstromwert (16 und 19) deren Umwandlung in geeignete Signalformen (18 und 21) und Zuführung dieser der Auswerteschaltung (22) einerseits sowie einer den Ituhestromsollwert bestimmenden Führungsgröße (21t) des lleferenzwertgebers (23) andererseits zur Bildung der Regelabweicliung (25) führt, die über das Stellglied (26) und deren Stellgröße (15) auf die Regelstrecke so einwirkt, daß die Regelabweichung (25) gegen Null tendiert und somit der Ruhestrom-Istwert selbsttätig eingestellt ist, wobei dessen Stabilität relativ unahängig von Parameterstreuungen und oder- änderungen der beiden Ausgangselemente sowie die den Ruhestrom hervorrufenden Bauelemente ist und primär derjenigen der Führungsgröße (24) entspricht. According to the invention, this object is achieved in that the in series between two potentials (+ V, -V) lying controllable conductance of a first (1) and a second (2) output element of the push-pull system (10) the controlled system and the quiescent current flowing through it at zero load current is the controlled variable (X) of the automatic Ituhestromstellung making Itegelkreises and that the separate Acquisition of the instantaneous current value flowing through the first (1) and second (2) output element (16 and 19) converting them into suitable signal forms (18 and 21) and supplying them this the evaluation circuit (22) on the one hand and one the Ituhestromsollwert determining reference variable (21t) of the reference value transmitter (23) on the other hand for the formation the Regelabweicliung (25) leads via the actuator (26) and its manipulated variable (15) acts on the controlled system in such a way that the control deviation (25) tends towards zero and thus the quiescent current actual value is set automatically, with its stability relatively independent of parameter spreads and or changes in the two output elements as well as the components causing the quiescent current and primarily those of the Corresponds to the reference variable (24).

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile zeigen sich insbesondere bei Gegentaktsystemen, die mit der nach der Erfindung selbsttätigen Ruhestromeinstellung betrieben werden dadurch, daß sowohl ein mechanisch veränderbares Bauteil als auch dessen Justierung entfallen kann, das benötigt wurde um den Ruhestrom auf seinen Sollwert zu stellen, was von wirtschaftlicher Bedeutung ist und auch die Zuverlässigk.it des Gtgentaktsystemes erhöht, daß der Ruhestrom-Istwert derartiger Gegentaktsysteme innerhalb der technologischen Grenzen eine gute Stabilität aufweist, da die Streuung der Bauelemente und die Stabilität der Führungsgröße sic nur linear auf den Ruhestrom-Istwert auswirken, daß ein Gegentaktsystem thermisch in Steuerstufe und Ausgangstufe getrenn-t werden kann, ohne Einbuße an Ruhestromstabilität, sodaß die Driftwerte der Steuerstufe durch die wärmeintensive Ausgangsstufe nicht verschlechtert werden, daß Ausgangselemente unterschiedlicher Technologien wie z.B. Germaniumtransistoren, Siliziumtransistoren oder Darlingtontransistoren deren Schleusenspannung sich etwa wie 1 : 2 : 4 verhalten auf den RuhestromlIstwert und dessen Stabilität keinen nennenswerten Einfluß haben, daß die Möglichkeit besteht die Widerstände in den Emitterleitungen der Treiberstufe zu vermeiden, sodaß Ausgangselemente sinnvoll in Emitterschaltung eingesetzt werden können, wobei deren KollekLoren elektrisch leitend auf ein gemeinsames Substrat montiert werden können, daß ein erforderlicher Ruhestrom-Sollwert aus Führungsgröße und einigen Widerstandswerten eindeutig kalkulierbar ist, daß die Schaltungsanordnung der selbsl,tätigen Ruhestromregelung zusammen mit einem Gegentaktsystem überwiegend monolithisch realisierbar ist. The advantages achieved with the invention are particularly evident in push-pull systems with the automatic quiescent current setting according to the invention are operated in that both a mechanically variable component as well the adjustment can be omitted, which was required to the quiescent current on his Set the target value, which is of economic importance and also the reliability of the Gtgenaktsystemes increases that the quiescent current actual value of such push-pull systems has a good stability within the technological limits, since the dispersion of the components and the stability of the reference variable sic only linearly to the quiescent current actual value have the effect that a push-pull system is thermally separated in the control stage and output stage without loss of quiescent current stability, so that the drift values of the control stage are not worsened by the heat-intensive output stage, that Output elements of different technologies such as germanium transistors, Silicon transistors or Darlington transistors whose lock voltage is about such as 1: 2: 4 do not have any noteworthy behavior on the quiescent current actual value and its stability Influence that the possibility exists the resistances in the emitter lines to avoid the driver stage, so that output elements make sense in emitter circuit can be used, with their collectors electrically conductive on a common Substrate can be mounted that a required quiescent current setpoint from reference variable and some resistance values can be clearly calculated that the circuit arrangement the self-acting closed-circuit current regulation together with a push-pull system predominantly can be realized monolithically.

Die Erfindung wird nachstenliend beispielsweise an Hand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen Fig.1 die prinzipielle thermische Kompensation des Ruhestromes bei einem Gegentaktsystem nach dem Stand der Technik. The invention is illustrated below, for example, with reference to the drawings explained in more detail. 1 shows the basic thermal compensation of the quiescent current in a push-pull system according to the prior art.

Fig.2 die thermische Kompensation mit- Dioden und Widerständen in den Emitterzuleitungen bei einem Gegentaktsystem nach dem Stand der Technik.Fig.2 the thermal compensation with diodes and resistors in the emitter leads in a push-pull system according to the prior art.

Fig.3 die thermische Kompensation mit einem Transistor und Vergrößerung der Ausgangsleistung durch zwei zusätzliche Ausgangselemente nach dem Stand der Technik.Fig. 3 the thermal compensation with a transistor and enlargement the output power through two additional output elements according to the state of the Technology.

Fig.4 die Wirkungsweise der selbsttätigen uestromcinstellung an Hand eines Blocksclialtbildes nach der Erfindung.Fig. 4 the mode of operation of the automatic flow adjustment by hand of a block clip image according to the invention.

Fig.5 ein erstes Ausführungsbeispiel nach der Erfindung, wobei ein bekanntes Gegentaktsystem verwendet wurde, dessen Ausgangselemente in Kollektorselialtung betrieben werden.Fig.5 shows a first embodiment according to the invention, wherein a Known push-pull system was used, the output elements of which in Kollektorselialtung operate.

Fig.f> - Fig.8 die im ersten bzw. zweiten Ausführungsbeispiel auftretenden Strom- und Spannungsformen nach der Erfindung.Fig.f> - Fig.8 occurring in the first and second embodiment Current and voltage forms according to the invention.

Fig.9 ein zweites Ausführungsbeispiel der selbsttätigen Ruhestrom einstellung nach der Erfindung an Hand eines dafür adaptierten Gegentaktsystems, dessen Ausgangselemente in Emitterschaltung betrieben werden.9 shows a second embodiment of the automatic quiescent current setting according to the invention using a push-pull system adapted for this purpose, whose output elements are operated in emitter circuit.

Fig.10 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Auswerteschaltung (22) nach der Erfindung.Fig. 10 a further embodiment of an evaluation circuit (22) according to the invention.

Fig.11 Darstellung der Kurvenformen der Auswerteschaltung in Fig.10 nach der Erfindung.Fig. 11 Representation of the waveforms of the evaluation circuit in Fig. 10 according to the invention.

In schematischer Ausführung entspricht das Verfahren zur selbsttätigen Einstellung des Ruhestromes einer Anordnung nach Fig.4, für die die vereinfachte Darstellungsform des Blockschaltbildes gewähltwurda Dem Gegentaktsystem 10 wird von einem Generator 11 ein Nutzsignal über seine Eingangsklemme 12 zugeführt und wirkt über seine Ausgangsklemme 13 auf die Last 14. An einem weiteren Anschluß kann mittels einer elektrischen Stellgröße 15 der Betrag des Ruhestromes in den Ausgangselementen beeinflußt werden. Die in dem Ausgangselement 1 bzw. 2 auftretenden Momentanstromwerte 16 bzw. 19 werden dem Alpha-Meßgeber 17 bzw. Beta-Meßgeber 20 zugeführt, die mittels der Führungsgrößen 28 bzw. 29 aus dem lteferenzwertgeber 23 eine Umwandlung in Alpha-Funktionen bzw.Beta-Funktionen 21 vornehmen und an die Auswerteschaltung 22 führen. Aus diesen beiden zugeführten Alpha-und Beia-Funktionen 18 und 21 sowie einer Führungsgröße 2! die ebenfalls dem Referenzwer1-geber 23 entnommen wird, bildet die Auswerteschaltung 22 eine Regelabweichung 25 an ihrem Ausgang, die das Stellglied 26 so beeinflußt, daß es seinerseits mit der Stellgröße 15 an seinem Ausgang den Ruhestrom durch die Ausgangselemente auf Sollwert slellt. Eine erste Ausführungsform der selbsttätigen Iluhestromeinstellung nach der Erfindung zeigt Fig. 5 Die verwendeten Bezugszeichen der verschiedenen Teile entsprechen denen der Fig.4 . Ohne Nutzsignal an der Eingangsklemme 12 des Gege»taktsystems 10, hält Verstärker V1mittels der Beschaltungswiderstände R2, R3, R4 das Potential an der Ausgangsklemme 13 gegenüber dem Bezugspunkt 27 auf Null, sodaß kein Laststrom durch die Last 14 fließ. Der Referenzwertgeber 23 mit seiner Referenzspannung K1 und dem Spannungsteiler R5 und R6 liefert eine zum Bezugspunkt 27 negative Führungsgröße 24, die den Vergleicher V2 an seinem Ausgang nach negativen Werten steuert und somit auc den Kondensator Cl über den Widerstand R7 und D1 negativ aufladet und diese Regelabweichung 25 dem Stellglied 26 zuführt. Erreicht der Betrag der Regelabweichung 25 die Schleusenspannung des PNP Transistors T1 im Stellglied 26, wird dieser leitend und damit auch Transistor T2, dessen Kollektorstrom einen Spannungsabfall am Widerstand R8 verursacht. In the schematic version, the method corresponds to the automatic Setting of the quiescent current of an arrangement according to Figure 4, for which the simplified The form of representation of the block diagram was chosen because the push-pull system 10 is A useful signal is supplied from a generator 11 via its input terminal 12 and acts via its output terminal 13 on the load 14. At a further connection can the amount of the quiescent current in the output elements by means of an electrical manipulated variable 15 to be influenced. The instantaneous current values occurring in output element 1 or 2 16 and 19 are fed to the alpha transducer 17 or beta transducer 20, which by means of the reference variables 28 and 29 from the inference value transmitter 23 are converted into alpha functions or carry out beta functions 21 and feed them to evaluation circuit 22. From these both fed alpha and Beia functions 18 and 21 as well as one Reference variable 2! which is also taken from the reference encoder 23, forms the evaluation circuit 22 has a control deviation 25 at its output, which the actuator 26 influenced so that it in turn with the manipulated variable 15 at its output the Quiescent current through the output elements slells to setpoint. A first embodiment the automatic Iluhestromstellung according to the invention Fig. 5 shows the used Reference symbols of the various parts correspond to those of FIG. Without a useful signal at the input terminal 12 of the push-pull system 10, the amplifier V1 holds by means of the Wiring resistors R2, R3, R4 opposite the potential at output terminal 13 the reference point 27 to zero, so that no load current flows through the load 14. The reference value transmitter 23 with its reference voltage K1 and the voltage divider R5 and R6 provides a to the reference point 27 negative reference variable 24, which the comparator V2 at its output controls according to negative values and thus also the capacitor Cl via the resistor R7 and D1 are negatively charged and this control deviation 25 supplies the actuator 26. If the amount of control deviation 25 reaches the threshold voltage of the PNP transistor T1 in the actuator 26, this becomes conductive and thus also transistor T2, its collector current causes a voltage drop across resistor R8.

Überschreitet dieser Spannungsabfall am Widerstand R8 die Summe der Schleusenspannungen der Transistoren 1 und 2 , so wird in ihnen ein Kollektor- bzw. Emitterstrom gleichen Betrages hervorgerufen, der auch durch die Widerstände Rg und R10 der Alpha- bzw. Beta-Meßgeber 17 bzw. 20 fließt. Am Widerstand Rg entsteht ein zum Bezugspotential 27 negativer und am Widerstand 1110 ein dazu positiver Spannungsabfall, die durch den hier passiven Alpha- bzw. Beta-Meßwandler 17 bzw. 20 mittels der Widerstände 1111 bzw. R13 in Alpha-bzw. BeLa-Funktionen 18 bzw, 21 umgewandelt und der Auswerteschaltung 22 zugeführt werden. Der Subtrahierer V3 bildet aus diesen Alpha-bzw. Beta-Funktionen 18 und 21 die algebraische Differenz, sodaß an seinem Ausgang das Differenzsignal entsteht, das in Relation zu der Summe der absoluten Beträge der Ströme in den Ausgangselementen 1 und 2 steht, und die Regelgröße X darstellt. Diese Regelgröße X wird mit der Führungsgröße 24 mittels des Vergleichers V2 verglichen der bei Gleichheit dieser Beträge seine Ausgangsspannung gegen Null stellt, wobei die Diode D1 sperrt und die Aufladung des Sondensators C1 eingestellt wird. Es läßt sic zeigen, daß X = IR 2 R9 # R12 ist, wobei IR = Ruhestrombetrag durch die R11 Ausgangselemente und R9 = R10; R11 = R13;R12 =R14 ist.If this voltage drop across resistor R8 exceeds the sum of the Lock voltages of transistors 1 and 2, a collector resp. Emitter current of the same amount caused, which is also caused by the resistors Rg and R10 of the alpha and beta sensors 17 and 20 respectively flow. At the resistor Rg arises one to the reference potential 27 more negative and at resistor 1110 plus a positive voltage drop caused by the passive alpha or beta transducer 17 and 20 by means of the resistors 1111 and R13 in alpha or. BeLa functions 18 or, 21 are converted and fed to the evaluation circuit 22. The subtracter V3 forms from these alpha or. Beta functions 18 and 21 the algebraic difference, so that the difference signal arises at its output, which is in relation to the sum the absolute amounts of the currents in the output elements 1 and 2, and the Controlled variable X represents. This controlled variable X is with the reference variable 24 by means of of the comparator V2 compared its output voltage when these amounts were equal sets to zero, the diode D1 blocks and the charging of the probe C1 is set. It can be shown that X = IR 2 R9 # R12, where IR = quiescent current amount through the R11 output elements and R9 = R10; R11 = R13; R12 = R14.

Da der Vergleielier V2 dafür sorgt, daß X = Führungsgröße 24 ist, gilt für den Ruhestrombetrag 1R = k . Führungsgröße 24, und kann somit durch einfach bestimmbare Parameter definiert werden, wobei k= 11 . 2 ist.Since the comparator V2 ensures that X = reference variable 24, applies to the quiescent current amount 1R = k. Reference variable 24, and can therefore simply be determinable parameters can be defined, where k = 11. 2 is.

R9 # R12 Zur Betrachtung der Ruhestromeinstellung bei sinusförmiger Aussteuerung des Gegentaktsystems 10 durch ein Nutzsignal von der Frequenz f sei zunächst angenommen, daß kein Ruhestrom fließt, sodaß an der Ausgangsklemme 13 eine von Ubernahmeverzerrungen gezeichnete Spannung entsteht, die einen entsprechenden Laststrom in der Last 14 verursacht. R9 # R12 To consider the quiescent current setting with sinusoidal Modulation of the push-pull system 10 by a useful signal of the frequency f is initially assumed that no quiescent current is flowing, so that a voltage drawn by takeover distortion arises, which has a corresponding Load current caused in the load 14.

Den Momentanstromwert des Laststromes zeigt Fig.6 a, dessen positiver Momentanstromwert 16 (Fig.6 b) durch das Ausgangselement 1, und dessen negativer Momentanstromwert 19 (Fig.6 c) durch das Ausgangselement 2 fließen, sodaß in der bereits beschriebenen Art am Ausgang des Subtrahierers V eine Differenzspannung erscheint (Fig.The instantaneous current value of the load current is shown in Fig. 6 a, its positive one Instantaneous current value 16 (Fig. 6 b) through the output element 1, and its negative Instantaneous current value 19 (Fig.6 c) flow through the output element 2, so that in the already described type at the output of the subtracter V a differential voltage appears (Fig.

3 G d), die eine Funktion der Beträge beider Momentanstromwerte ist. 3 G d), which is a function of the amounts of both instantaneous current values.

Darin hat das Auftreten des Minimums seine Ursache im Laststromnulldurchgang, wobei der Betrag des Minimums = X = ff aussagt, daß kein Strom zu diesem Zeitpunkt durch die Ausgangselemente fließt, sodaß der Ruhestrom - wie eingangs angenommen - den Betrag Null hat. Bedingt dadurch den Laststrom über- bzw. unterschreitet die Differenzspannung die Führungsgröße 24 wodurch am Ausgang des Vergleichers V2 eine impulsbreitenmodulierte Impulsfolge von der zweifachen Frequenz des Nutzsignals am Eingnang des Verstärkers 10 hervorgerufen wird, (Fig.6 e), deren arithmetischer Mittelwert im Zusammenwirken mit dem Widerstand 117 den effektiven Ladestrom 1 für den Q1 Kondensator C1 bestimmt. Da das Verhältnis Impulsdauer t zu Periodendauer T relativ ist und den Mittelwert bestimmt, ist der effektive Ladestrom IQ1 frequenzunabhängig. liat die Regelabweichung 25 einen kleinen Ruhestrom verursacht, so sind die Übernahmeverzerrungen der Ausgangsspannung (Fig.7 a) verringert. Das Differenzialsignal am Ausgang des Subtrahierers V3 zeigt dabei einen Betrag des Minimums 24>X0, dh., daß zum Zeitpunkt in dem der Laststrom Null ist ein Strom fließt, der beide Ausgangselemente notwendigerweise in Reihe durchfließen muß und definitionsgemäß als Ruhestrom bezeichnet wird. Der größere Betrag der Regelgröße X wirkt sich in einer kürzeren Impulsdauer t2 und damit einem kleinerem Ladestrom 1 aus Q2 (Fig.7 e).This is where the occurrence of the minimum is caused by the load current zero crossing, where the absolute value of the minimum = X = ff indicates that there is no current at this point in time flows through the output elements, so that the quiescent current - as assumed at the beginning - has the amount zero. As a result, the load current exceeds or falls below the Difference voltage the reference variable 24 whereby at the output of the comparator V2 a Pulse width modulated pulse train of twice the frequency of the useful signal is caused at the input of the amplifier 10, (Fig.6e), their arithmetic Mean value in cooperation with the resistor 117 the effective charging current 1 for determines the Q1 capacitor C1. Since the ratio of the pulse duration t to the period duration T is relative and determines the mean value, the effective charging current IQ1 is frequency-independent. If the control deviation 25 causes a small quiescent current, the transfer distortions are the output voltage (Fig. 7 a) is reduced. The differential signal at the output of the Subtractor V3 shows an absolute value of the minimum 24> X0, ie. That at the point in time in which the load current is zero, a current flows which necessarily affects both output elements must flow through in series and is referred to by definition as quiescent current. Of the larger amount of the controlled variable X affects in a shorter pulse duration t2 and thus a smaller charging current 1 from Q2 (Fig. 7 e).

Erreicht der Ruhestrom seinen Sollwert, sodaß die Regelgröße X und Führungsgröße 24 gleiche Beträge bilden, (Fig.8 d), wird die Impulsdauer t3 = 0 und damit auch IQ3 = 0 und somit die Aufladung des Q3 KondensaLors C1 unterbunden, womit die selbsttätige Einstellung des ILuhestromes vollzogen ist. Praktisch erfolgt eine gewollte langsame Entladung des Kondensators C1 durch das an ihn angeschlossene Stellglied 26, sodaß eine laufende Korrektur der Regelgröße X erfolgt.If the quiescent current reaches its setpoint, the controlled variables X and If the command variable 24 form equal amounts, (Fig. 8 d), the pulse duration t3 = 0 and thus also IQ3 = 0 and thus the charging of the Q3 capacitor C1 is prevented, with which the automatic setting of the idle current is completed. Practically done an intentional slow discharge of the capacitor C1 through the one connected to it Actuator 26 so that the controlled variable X is continuously corrected.

Der Betrag des selbsttätig eingestellten nuhestromes ist also unabhängig von der Anwesenheit eines Nutzsignals, und dessen Frequenz sowie von der exemplarischen oder thermisch bedingten Paramel.erstreuung. Dabei ist die Verwendung des Kondensators C1 als Speicherglied dann nicht erforderlich, wenn die Regelgeschwindigkeit. im Verhältnis zum Nutzsignal sehr viel schneller ist und die Stabilität des Regelgliedes gewährleistet ist. The amount of the automatically set zero current is therefore independent the presence of a useful signal and its frequency as well as the exemplary one or thermally induced parameter spread. This is the use of the capacitor C1 as a storage element is not required if the control speed. in the Relationship to the useful signal is much faster and the stability of the control element is guaranteed.

Eine Phasenverschiebung zwischen der Spannung des Nutzsignals 11 und dem Ausgangsstrom die durch komplexe Lastwiderstände verursacht wird, ändert nichts an der selbsttätigen Einstellung des Ruhestromes, da alle egelfunktionen ausschließlich von der Stromphase abgeleitet sind. Das zeitliche Minimum des Differenzsignals definiert das Zeitsegmant in dem die Ströme durch die Ausgangselemente 1 und 2 't bei betragsmäßigen Amplitudenvergleich gleich sind, bzw. Lastnullstrom auftritt, während das Amplitudensegment vom Zeitsegment bestimmt wird dem der Betrag des Minimums entspricht.A phase shift between the voltage of the useful signal 11 and the output current caused by complex load resistances does not change anything on the automatic setting of the quiescent current, since all control functions are exclusive are derived from the current phase. Defines the time minimum of the difference signal the time segment in which the currents through the output elements 1 and 2 't at absolute values Amplitude comparison are the same or load zero current occurs during the amplitude segment is determined by the time segment to which the amount of the minimum corresponds.

Ein zweites Ausführungsbeispiel nach der Erfindung zeigt Fig.9 und entsprichl in seiner grundsätzlichen Wirkungsweise dem ersten, sodaß die gleichen Bezugszeichen verwendet werden und sich die Beschreibung auf die neuen Merkmale beschränken kann. Hier wird ein GegenL.akf.sysLem 10 mit zwei zusätzlichen zueinander komplementären Treiberüransistoren T15 und T1( verwendet, die die in Emitl,erscllallung betriebene Ausgangselemente l und 2 ansteuern, sodaß deren Sollelil,oren dasselbe Potential einnehmen können. Aucli die beiden Versorgiingsspannungen 30 und 31 haben vorteilhaft einen gemeinsamen Bezugspunkt 27, wodurch die Widerstände 119 bzw. R10 des Alpha-Meßgebers 17 bzw. des Beta-Meßgebers 20 mit je einem Anschluss am Potential +V bzw. -V liegen, und die Momentanstromwerte 16 bzw. 19 daran entsprechende auf +V bzw. -V bezogene Spannungsabfälle vcrursachen, die von den hier aktiven Alpha- bzw. Beüa-Meßgebern 17 bzw.A second embodiment according to the invention is shown in FIGS Corresponds in its basic mode of action to the first, so that the same Reference numbers are used and the description refers to the new features can restrict. Here is a GegenL.akf.sysLem 10 with two additional to each other complementary driver door transistors T15 and T1 (used, those in Emitl, erscllung control operated output elements 1 and 2, so that their Sollelil, oren the same Be able to take on potential. Also have the two supply voltages 30 and 31 advantageously a common reference point 27, whereby the resistors 119 and R10 of the alpha transducer 17 or the beta transducer 20, each with a connection to the potential + V and -V are, and the instantaneous current values 16 and 19 corresponding thereto + V or -V related voltage drops, which depend on the alpha or Beüa measuring sensors 17 or

20 in Alpha-Werte 18 bzw. Beta-Werüe 21 mit gemeinsamen Bezugspunkt 27 umgewandelt und der Auswerteschaltung 22 zugeführt werden. Um diese Umwandlung möglichst unabhängig von Schwankungen beider Vcrsorgungsspannungen zu halten, wird dem Alpha- bzw. Bet,a-Mcßgeber 17 bzw.20 in alpha values 18 or beta values 21 with a common reference point 27 are converted and fed to the evaluation circuit 22. To this transformation to be kept as independent of fluctuations in both supply voltages as possible the alpha or bet, a-encoder 17 or

20 je ein stabilisierLer Strom, entsprechend der Führungsgröße 28 bzw. 29, von dem Referenzwertgeber 23 zugeführt. Transistor T3 wirkt als negative Stromquelle 28 und Transistor T4 als positive Stromquelle 29, deren Beträge von der Summe der beiden Zenerdiodenspannungen Z1 und Z2 sowie dem Widerstand R15 abhängig sind, wobei durch diese Anordnung besonders kleine relativc Unterschiede ihrer Beträge erreicht werden, was für das Verfahren der Umwandlung von Bedeutung ist. Dabei wird von der Stromspiegelung Gebrauch gemacht, wo der Strom der Fiillrullgsgröße 28 bzw. 29 je zwei gleich große Ströme in den Kollektorleitungen der Transistoren T13 und T10 bzw. T und T5 8 hervorruft, wenn die Summe der Widerstandsbeträge in den Emitterzuleitungen der Transistoren T14 und T11 bzw. T9 und T6 gleich sind, sodaß (R9 + R19) = R20 = (Bio + R16) = R17 ist. Ihre absoluten Beträge sind von der Größe der Widerstände R21 bzw. R18 in den Emitterzuleitungen der Transistoren T12 bzw. T abhängig und werden 7 bevorzugt gleich groß ausgebildet, womit die Beträge aller vier Ströme gleich sind und die paarweise zusammengeschalteten komplemenwären Ströme der Transistoren T13 und T5 bzw. T10 und Td sich in ihrer Wirkung auf die Widerstände R12 bzw. R1ss aufheben solange die Momentanstromwerte 16 bzw. 19 Null sind.20 a stabilizing current each, corresponding to the reference variable 28 or 29, supplied from the reference value transmitter 23. Transistor T3 acts as a negative Current source 28 and transistor T4 as a positive current source 29, the amounts of which are from the sum of the two Zener diode voltages Z1 and Z2 and the resistor R15 are, with this arrangement particularly small relative differences in their amounts can be achieved, which is important for the process of conversion. It will made use of current mirroring where the Current of the fill level 28 and 29 each have two equally large currents in the collector lines of the transistors T13 and T10 or T and T5 8, if the sum of the resistance amounts in the emitter leads of the transistors T14 and T11 or T9 and T6 are the same, so that (R9 + R19) = R20 = (Bio + R16) = R17. Their absolute amounts are from the size of the resistors R21 and R18 in the emitter leads of the transistors T12 and T are dependent and are preferably designed to be the same size, so that the amounts of all four streams are the same and the pairs connected together would be complementary Currents of the transistors T13 and T5 or T10 and Td differ in their effect on the Resistors R12 and R1ss cancel as long as the instantaneous current values 16 and 19 are zero are.

Damit wird erreicht, daß den Alpha-Werten 18 bzw. Beta-Werten 21 keine Gleichstromkomponente überlagert ist und der Subtrahierer V3 diese wie bereits beschrieben verarbeiten kann. Die Transistoren T und T1lbzw. T9 und T6 können als basisgekoppelte Differenzverstärker ausgelegt werden, denen je eine Kaskodestu@e nachgeschaltet ist, um diese Anordnung gegenüber Versorgungsspannungsschwankungen rückwirkungsfrei zu machen. Fließt z.B. ein Strom im Ausgangselement 1, so verursacht Momentanstromwert 16 einen Spannungsabfall an 119 und somit eine Verkleinerung des Emitterstromes der Transistoren T1 und T13, sodaß der Strom der Transistoren T6 und T5 überwiegt und der resultierende negative Strom einen negativen Spannungsabfall am Widerstand 1112 verursacht wo er in der schon beschriebenen Weise vom Subtrahierer V3 ausgewertet wird.This means that the alpha values 18 and beta values 21 do not have any DC component is superimposed and the subtracter V3 this as already described can handle. The transistors T and T1lbzw. T9 and T6 can be used as base-coupled Differential amplifiers are designed, each of which is followed by a Kaskodestu @ e is reaction-free to this arrangement with respect to supply voltage fluctuations close. For example, if a current flows in output element 1, it causes the instantaneous current value 16 shows a voltage drop across 119 and thus a reduction in the emitter current of the transistors T1 and T13, so that the current of the transistors T6 and T5 predominates and the resulting negative current has a negative voltage drop across the resistor 1112 where it is evaluated by the subtracter V3 in the manner already described will.

Das Stellglied 26 wirkt bezüglich seiner Ausgangsspannung des Verstärkers V1 und V5 symmetrisch auf die komplementären Transistoren T15 und T16 , wodurch Regelrückwirkungen auf den Verstärker V1 vermieden werden.The actuator 26 acts with respect to its output voltage of the amplifier V1 and V5 symmetrically to the complementary transistors T15 and T16, whereby Control feedback on the amplifier V1 can be avoided.

Dadurch, daß in den Emitterzuleitungen der Transistoren T15 und T6 keine Gegenkopplungswiderstände erforderlich sind, wird z.B. bei Aussteuerung des Transistros T16 durch den Verstärker V1 die Basis-Emitterdiode des Transistors T15 zwar gesperrt, jedoch nicht positiv vorgespannt, sodaß Speichereffekte vermindert werden. Es sei ergänzend darauf hingewiesen, daß die Ausgangselemente 1 und 2 durch Darlingtons White-Follower etc. beliebig erweitert werden können.The fact that in the emitter leads of the transistors T15 and T6 no negative feedback resistances are required, e.g. when modulating the Transistros T16 through the amplifier V1 the base-emitter diode of the transistor T15 blocked, but not positively biased, so that storage effects are reduced will. It should also be noted that the output elements 1 and 2 by Darlingtons White Follower etc. can be expanded as required.

Bei Verwendung von Feldeffekttransistoren als Ausgangselemente zeigen sich die Vorteile der selbsttätigen Einstellung besonders deutlich, da deren konventionelle Ruhestromeinstellung sehr schwierig ist.Show when using field effect transistors as output elements the advantages of the automatic setting are particularly clear, since their conventional Quiescent current setting is very difficult.

Durch stärkere Aussteuerung des Gegentaktsystems kann eine Sperrung des Transistors T9 bzw. T14 verursacht werden, sodaß damit auch der Subtrahierer V3 in nichtlineare Bereiche gesteuert wird. Dies kann durch Dioden verhindert werden, stellt jedoch grundsätzlich nicht die Wirkungsweise der Funktion in Frage, solange dadurch keine Speichereffekte verursacht werden, denn wesentlich ist nur der relativ kleine Bereich, in dem der Laststrom Null ist, und daß dabei eine definierte Relation zwischen den Momentanstromwerten 16 und 19 und der Ausgangsspannung des Subtrahierers V3 besteht. A blocking can occur through stronger modulation of the push-pull system of the transistor T9 or T14, so that the subtracter V3 is controlled in non-linear areas. This can be prevented by diodes, does not fundamentally question the functioning of the function, however, as long as it is this does not cause any memory effects, because only the relative is essential small area in which the load current is zero and that there is a defined relation between the instantaneous current values 16 and 19 and the output voltage of the subtracter V3 exists.

Ein Ausi'üllrungsbeispiel einer Auswerteschaltung 22 nach der Erfindung zeigt Fig.10, wobei die Regelgröße X durch eine Spitzenwertspeicherung des Ampliludensegmentes gewonnen wird. An Ausi'üllrungsbeispiel an evaluation circuit 22 according to the invention FIG. 10 shows the controlled variable X by means of a peak value storage of the amplitude segment is won.

Zur Erklärung der Wirkungsweise ist stationärer Zustand der selbsttätigen fluhestromeinstellung angenommen, wobei der Ruhestrom-Sollwert eingestellt ist, ein Nutzsignal das Gegentaktsystem ansteuert und der Widerstand R30 zunächst den Wert Null aufweist. Damit ist der Ausgang des Amplitudendiskriminators V6 beständig auf negativvem Potential und der Widerstand R31 über Diode D2 wirkt als Sekundär-Stromquelle mit einer Zeitkonstante C2R31.To explain how it works, the steady state is the automatic one idle current setting assumed, whereby the quiescent current setpoint is set, a useful signal controls the push-pull system and resistor R30 initially controls the Has a value of zero. The output of the amplitude discriminator V6 is thus constant on negative potential and the resistor R31 via diode D2 acts as a secondary current source with a time constant C2R31.

Nimml die Differenzspannung nach dem Zeitpunkt t4 Fig,11 a am Ausgang des Subtrahierers V3 betragsmäßig zu, und übersteigt sie bei einem Widerstandsverliältnis R34/R35 = 1 die Spannung am Kondensator C2 respektive am Ausgang des Trennverstärkers V5, so wird der Ausgang'des Amplitudendetektors V negativ und die Diode D3 sperrt, sodaß der Kondensator C2 nun ungehindert von der Sekundär-Stromquelle in negativer Richtung geladen werden kann (Fig. 11 b). Nimmt das Differenzsignal wieder ab, so folgt dann, wenn die Summe der Ströme am invertierenden Eingang des Amplitudendetektors V4 Null ist, die Spannung am Kondensator der des Differenzsignals im Verhältnis -R34/R33, wobei der dazu erforderliche Enladestrom für den Kondensator C2 und der Ladestrom der Sekundär-Stromquelle von der aus Widerstand R32 und Diode D3 gebildeten Primär-Stromquelle aufgebracht wird, deren Zeitkonstante mit C2R32 wesentlich kleiner ist als die der Primär-Stromquelle.Der Mittelwert der dabei entstehenden sägezahnförmigen Kondensatorspannung (Fig. 11 b) ist frequenzabhängig und nimmt mit kleiner werdender Nutzfrquenz zu. Dadurch wird eine größere Regelgröße vorgegeben und ein kleinerer Ruhestrom Istwert eingestellt. Eine Frequenzabhängigkeit des Ruhestromes ist für manche Anwendungen erwünscht, da bei höheren Frequenzen auch ein größerer Ruhestrom zur Vermeidung der Übernahmeverzerrungen erforderlich ist. Ändert sich die Nutzfrequenz jedoch relativ schnell, so kann dieses Verhalten störend sein, was durch eine Steuerung der Sekundär-Stromquelle vermieden wird. Diese Steuerung erfolgt durch den Amplitudendiskriminator V6 dessen Widerstand R30 nun nicht mehr den Wert Null hat und der eine Überschreitung einer hier Referenzwert genannten Größe durch das Differenzsignal (Fig. 11 a t5) mit einem positiven Ausgangssignal und Sperrung der Sekundär-Stromquelle und bei einer Unterschreitung (t6) des Referenzwertes mit ihrer Aktivierung beantwortet, wobei durch Wahl des Widerstandsverhältnisses R35/R30 z.B. = drei erreicht wird, daß der lteferenzwert. beim dreifachen Betrag der Fiihrungsgröße 24 wirksam wird ( was natürlich auch durch eine positive Referenzspannung von 3 . Führungsgröße 24 erreichbar wäre, auf die jedoch aus Gründen der Einheitlichkeit hier verzichtet wurde), und die in Figur 11 c gezeigte Impulsfolge abgegeben wird. Die Sekundär-Stromquelle Gamma ist somit nur während einer kurzen Zeitdauer (t8 - t6) wirksam, während für den Rest der Periodendauer (t6 - t5) der Kondensator C2 mit einer Zeitkonstante C2R36 gegenüber dem Bezugspotential 27 entladen wird, die wesentlich größer ist als die Zeitkonstante der Sekundär-Stromquelle. Der sich damit ausbildende Mittelwert der Spannung am Kondensator (Fig.11 d) unterscheidet sich von der tatsächlichen Regelgröße nur geringfügig. LeerseiteTake the differential voltage after time t4 Fig, 11a at the output of the subtracter V3 in terms of amount, and exceeds it in the case of a resistance ratio R34 / R35 = 1 the voltage on capacitor C2 or at the output of the isolation amplifier V5, the output of the amplitude detector V becomes negative and the diode D3 blocks, so that the capacitor C2 is now unhindered by the secondary power source in the negative Direction can be loaded (Fig. 11 b). If the difference signal decreases again, so follows when the sum of the currents at the inverting input of the amplitude detector V4 is zero, the voltage across the capacitor in relation to that of the difference signal -R34 / R33, whereby the required discharge current for the capacitor C2 and the Charging current of the secondary current source from the resistor R32 and diode D3 Primary current source is applied, the time constant of which with C2R32 is much smaller is than that of the primary current source. The mean value of the resulting sawtooth-shaped Capacitor voltage (Fig. 11 b) is frequency-dependent and increases with decreasing value Usage frequency too. As a result, a larger controlled variable is specified and a smaller one Quiescent current actual value set. A frequency dependence of the quiescent current is for some applications are desirable, because at higher frequencies there is also a bigger Quiescent current is required to avoid the takeover distortion. Changes However, the useful frequency is relatively fast, so this behavior can be disruptive, which is avoided by controlling the secondary power source. This control the resistance R30 of the amplitude discriminator V6 no longer takes place has the value zero and one of the reference values mentioned here is exceeded Size by the difference signal (Fig. 11 a t5) with a positive output signal and blocking of the secondary current source and if the value falls below (t6) the reference value answered with their activation, whereby by choosing the resistance ratio R35 / R30 e.g. = three is reached that the inference value. at three times the amount the guide variable 24 becomes effective (which of course also through a positive reference voltage Of 3 . Reference variable 24 would be achievable, however, for the sake of consistency here was omitted), and the pulse sequence shown in Figure 11c is emitted. The secondary current source Gamma is therefore only available for a short period of time (t8 - t6), while the capacitor is active for the rest of the period (t6 - t5) C2 is discharged with a time constant C2R36 compared to the reference potential 27, which is much greater than the time constant of the secondary power source. Which so that the mean value of the voltage across the capacitor (Fig. 11 d) is different differ only slightly from the actual controlled variable. Blank page

Claims (12)

P a t e n t a n s p r ü c h e rB 1. Verfahren zur selbst(ätigen Ruhestromeinstellung bei Gegcntaktsystemen, wobei die steuerbaren Leitwerte eines ersten und eines zweiten Ausgangselementes von der Polarität und der Amplitude eines Nutzsignales so gesteuert werden, daß sie abwechselnd Stromhalbwellen an einer gemeinsamen Last verursachen, und dadurch das Nutzsignal reproduzieren, wobei jedoch zur Vermeidung der dabei entstehenden Übernahmeverzerrungen ein Ruhestrom erforderlich ist, der selbsttätig eingestellt wird, d a d u r c h g e k e ii n z e i c h n e t, daß die in Reihe zwischen zwei Potentialen (+V, -V) liegenden steuerbaren Leitwerte eines ersten (1) und zweiten (2) Ausgangselementes des Gegentaktsystems (10) die Regelstrecke und der durch sie bei Lastnullstrom fließende Ruhestrom die Regelgröße (X) des die selbsttätige Ruhestromeinstellung vornehmenden Regelkreises ist und daß die getrennte Erfassung der durch das erste (1) und zweite (2) Ausgangselement fließenden Momentanstromwerte (16 und 19) deren Umwandlung in geeignete Signalformen (18 und 21) und Zuführung dieser der Auswerleschaltung (22) einerseits sowie einer den Ruhestrom-Sollwert bestimmenden Führungsgröße (24) des Referenzwertgebers (23) andererseits zur Bildung der Regelabweichung (25) führt, die über das Stellglied (26) und deren Stellgröße (15) auf die ftegelst,recke so einwirkt, daß die Regelabweichung (25) gegen Null tendiert und somit der ltuhestrom-Ist.wert selbsttätig eingestellt ist, wobei dessen Stabilität relativ unabhängig von Parameterstreuungen und oder - änderungen der bei(len Ausgangselemente sowie die den Ruhestrom hervorrufenden Bauelemente ist und primär derjenigen der Führungsgröße (24) entspricht. P a t e n t a n s p r ü c h e rB 1. Procedure for self (actuating closed-circuit current setting in push-pull systems, the controllable conductance values of a first and a second Output element controlled by the polarity and the amplitude of a useful signal that they alternately cause current half-waves on a common load, and thereby reproduce the useful signal, but to avoid the thereby resulting takeover distortions a quiescent current is required, which is automatic is set that the in series between two potentials (+ V, -V) lying controllable conductance values of a first (1) and a second (2) Output element of the push-pull system (10) the controlled system and that through it Quiescent current flowing at load zero current is the controlled variable (X) of the automatic quiescent current setting undertaking control loop and that the separate detection of the through the first (1) and second (2) output element instantaneous current values (16 and 19) whose Conversion into suitable signal forms (18 and 21) and feeding these to the evaluation circuit (22) on the one hand as well as a reference variable which determines the quiescent current setpoint (24) of the reference value transmitter (23) on the other hand leads to the formation of the control deviation (25), which via the actuator (26) and its manipulated variable (15) to the ftegelst, stretch like this has the effect that the control deviation (25) tends towards zero and thus the actual current value is set automatically, the stability of which is relatively independent of parameter spreads and or - changes to the at (len output elements as well as the den The components causing quiescent current and primarily those of the reference variable (24) corresponds. 2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die getrennte Erfassung der Momentanstromwerte (16 bzw. 19) durch einen Alpha-Meßgeber (17) bzw. durch einen Bcta-Meßgeber (20) erfolgt, wobei diese eine Umwandlung in Alplla-Werte (18) bzw. Beta-Werte (21) vornehmen die eine Alpha-Funktion bzw. Beta- Funktion der Momentanstromwerte (16} bzw. 19) durch das erste bzw. das zweite Ausgangselement sind und daß die Alpha- bzw. Beta-Funktionen vorzu«§.sweise identisclle Charakteristik haben und die Wirkung der beiden Meßgeber zueinander komplementär ist.2. The method according to claim 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t that the separate acquisition of the instantaneous current values (16 and 19) by a Alpha transducer (17) or by a Bcta transducer (20) takes place, this one Conversion into Alplla values (18) or beta values (21) carry out an alpha function or beta function of the instantaneous current values (16} or 19) through the first or the are the second output element and that the alpha and beta functions precede have identical characteristics and the effect of the two sensors on each other is complementary. 3. Verfahren nach Anspruch l und 2, d a d u r c h g e k e n n z e ic hn e t,daß die Auswerteschaltung (22) zur Bildung der Regelabweichung (25) durch Amplitudenvergleich der Alpha-Werte (18) mit den Beta-Werten (21) Zeitsegmente definiert und mittels einer innerhalb dieser Zeitsegmente vorgenommenen Zeitselektion eines Alpha-Wertes oder Beta-Wertes Amplitudensegmente auswählt, deren Momentanwerte die Ätegelgröße (X) darstellen die einer Speicheranordnung zugeführt werden und durch relative Bewertung zur Führungsgröße (24) die Regelabweichung (25) erhalten wird.3. The method according to claim l and 2, d a d u r c h g e k e n n z e I hn e t that the evaluation circuit (22) for forming the control deviation (25) through Amplitude comparison of the alpha values (18) with the beta values (21) defined time segments and by means of a time selection made within these time segments, one Alpha value or beta value selects amplitude segments whose instantaneous values the Ätegel size (X) represent which are fed to a storage arrangement and through relative evaluation to the reference variable (24) the control deviation (25) is obtained. 4. Verfahren nach Anspruch 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c hn e t, daß die Zeitsegmente bezüglich der Zeitkoordinate durch die Zeit dauer der betragsmäßigen Gleichheit der Alpha-Werte (18) und der Beta-Werte (21) definiert sind, und funktionell in Koinzidenz zum Las null s Lrom s telien, wobei ihre Folgefrequenz maximal die zweifactie Frequenz des NuLzsignals erreich L und bei einer Frequenz des Nutzsignals von Null von beliebiger Dauer sein kann.4. The method according to claim 1 to 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c hn e t that the time segments with respect to the time coordinate by the Time Duration of the equality of the amount between the alpha values (18) and the beta values (21) are defined, and functionally in coincidence with the Las null s Lrom s telien, where their repetition frequency reaches a maximum of the two-fold frequency of the frequency signal L and can be of any duration at a frequency of the useful signal of zero. 5. Verfahren nach Anspruch 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c hn e t, daß zur Bildung der Regelabweichung (25) die Alpha-Werte (18) und die Beta-Werte (21) algebraisch subtrahiert werden, wobei ein Differenzsignal entsteht, in dem die Zeitsegmente (während der die Alpha- und Beta-Werte gleiche Beträge aufweisen) durch dir Dauer der Minima und das Amplitudensegment durch die Beträge der Minima definiert sind, wobei die Momentanwerte der Amplitudensegmente die Regelgröße (X) darstellen.5. The method according to claim 1 to 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c hn e t that the alpha values (18) and the Beta values (21) are subtracted algebraically, resulting in a difference signal, in which the time segments (during which the alpha and beta values have equal amounts) by the duration of the minima and the amplitude segment by the amounts of the minima are defined, with the instantaneous values of the amplitude segments being the controlled variable (X) represent. (,. Verfahren nach Anspruch 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c hn e t, daß aus dem Differenzsignal durch Amplitudendiskriminierung bezüglich der Führungsgröße (24) eine impulsbreitenmodulierte Impulsfolge erzeugt wird, die durch einen lmpulsdemodulator zu einem Mittelwert demoduliert wird, der die Regelabweichung (25) ist und bei Annäherung der Regelgröße (X) an die Führungsgröße (24) gegen Null tendiert.(,. Method according to claims 1 to 5, d a d u r c h e k e n n z e i c hn e t that from the difference signal by amplitude discrimination with respect to the reference variable (24) generates a pulse-width-modulated pulse train which is demodulated by a pulse demodulator to a mean value, which is the control deviation (25) and when the controlled variable (X) approaches the reference variable (24) towards zero tends. 7. Verfahren nach Anspruch j bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c.hn e 1., daß die Speichereinheit aus einem iialteglied besteht, dessen Speicherinhalt von zwei Stromquellen verändert wird, wobei die Primär -Slromquelle den Speictserirlhalt innerhalb des Zeitsegmentes in Richtung zu einem den Momentanwert des Atnpli t'udensegmentes entsprechenden Grenzwert verändert und die Sekundär-Stromquelle den Speicherinhalt dem Grenzwert entgegengesetzt verändert, wobei das Verhältnis der Zeitkonstanten der Primär- zur Sekundär-Stromquelle kleiner als eins ist.7. The method according to claim j to 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c.hn e 1. that the memory unit consists of an iialteglied whose memory content is changed by two power sources, the primary -Source of power the Speictserirlhalt within the time segment towards an instantaneous value of the Atnpli t'udensegmentes corresponding limit value changed and the secondary power source changes the memory content in the opposite direction to the limit value, with the ratio the time constant of the primary to the secondary power source is less than one. 8. Verfahren nach Anspruch 1 bis 7, d a d u r c h g e k e n n -z e i c h n e t, daß die Sekundär-Stromquelle kontinuierlich wirkt.8. The method according to claim 1 to 7, d a d u r c h g e k e n n -z e i c h n e t that the secondary power source acts continuously. 9. Verfahren nach Anspruch 1 bis 8, d a d u r c Ii g e k e n n -z e i c h n e t, daß die Sekundär-Stromquelle von einem Steuerimpuls zeitselektiv gesteuert wird, wobei die Impulsdauer die aktive Zeitdauer der Stromquelle bestimmt.9. The method according to claim 1 to 8, d a d u r c Ii g e k e n n -z e i c h n e t that the secondary current source is time-selective by a control pulse is controlled, the pulse duration determining the active duration of the current source. 10. Verfahren nach Anspruch 1 bis 9, d a d u r c h g e k e n n -z e i c h n 1, daß der Steurimpuis durch Amplitudendiskriminierung des Differenzsignals bezüglich eines Referenzwertes vom Ileferenzwertgeber (23) abgeleitet wird, wobei die Zeitdauer in der das Differenzsignal einen kleineren Betrag als der Referenzwert aufweist die Impulsdauer bestimmt und daß das Verhältnis der Ileferenzspannung zur Führungsgröße (24) größer als eins ist.10. The method according to claim 1 to 9, d a d u r c h g e k e n n -z e i c h n 1 that the control pulse by amplitude discrimination of the difference signal is derived with respect to a reference value from the Ileferenzwertgeber (23), wherein the length of time in which the difference signal has a smaller amount than the reference value has determined the pulse duration and that the ratio of the interference voltage to Reference variable (24) is greater than one. 11. Verfahren nach Anspruch 1, d-a d u r c h g e k e n n z e i c n e t, daß der Refcrenzwertgeber (23) eine von Betriebsspannungsänderungen kaum beeinflußbarc stabilisierte Spannung darstellt, von der durch einen geeigneten Teiler die Füiirungsgröße (24) abgcleitet wird, sodaß der selbsttätig eingestellte Ruhestrom auch gegen Betriebsspannungsscbwankungen unempfindlich ist.11. The method of claim 1, d-a d u r c h g e k e n n z e i c n e t that the reference value transmitter (23) is one of operating voltage changes barely The stabilized voltage can be influenced by a suitable divider the guide variable (24) is derived, so that the automatically set quiescent current is also insensitive to fluctuations in operating voltage. 12. Verfahren nach Anspruch 1 bis 11, d a d u r c h g e k e ii nz e i c h n e t, daß die selbsttätige Ruhestromeinstellung für sich oder zusammen mit einem Gegentaktsystem (10) zu einem Modul vereinigt oder durch eine monolithische Schaltung ganz oder teilweise realisiert wird.12. The method according to claim 1 to 11, d a d u r c h g e k e ii nz E i c h n e t that the automatic closed-circuit current setting for itself or together combined with a push-pull system (10) to form a module or by a monolithic one Circuit is realized in whole or in part.